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Die Erfindung betrifft eine Schaltung, die erfaßt, wenn die an
die Schaltung angelegte Betriebsspannung einen vorgegebenen
Pegel überschreitet, und die abhängig von einer
Überspannungsbedingung ein Steuersignal erzeugt.
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Bei vielen Anwendungen, wie z.B. Automobilsystemen, kann die
Versorgungsspannung über einem großen Bereich schwanken. Mit
der Versorgungsspannung betriebene Schaltkreise können
beschädigt werden, wenn die Versorgungsspannung einen bestimmten
Überspannungspegel (VOV) überschreitet. Um zu verhindern, daß
Schaltkreise beschädigt werden, muß die Überspannungsbedingung
erfaßt werden, und die Leistung muß von den Schaltkreisen
getrennt werden, oder die Schaltkreise müssen daktiviert werden.
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Eine bekannte Schaltung zum Erfassen einer
Überspannungsbedingung ist in Figur 1 gezeigt. Die Schaltung der Figur 1 umfaßt
einen PNP-Transistor Q1 in Diodenschaltung, der dazu verwendet
wird, einen Stromfluß zwischen der positiven
Versorgungsleitung (Vs) und Masse zu verhindern, wenn die Anschlüsse für
Versorgung und Masse vertauscht werden. Eine Zenerdiode Z1 zum
Erfassen der Überspannungsbedingung ist in Reihe mit Q1 und
Widerständen R1 und R2 zwischen Vs und Masse angeschlossen.
Der Widerstand R1 dient zum Begrenzen des Stroms, der durch Q1
und Z1 fließt, und der Wert des Widerstandes R2 wird so
gefließt, um sicherzustellen, daß die Spannung über R2 kleiner
als 0,5 oder 0,6 Volt ist, wenn Z1 nicht leitet. Ein
NPN-Transistor Q2, dessen Basis-Emitter-Übergang über R2 angeschlossen
ist, wird zum Ansteuern des Lastschaltkreises 7 verwendet,
wenn Z1 durchbricht und Q2 leitet.
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Der Betrieb der in Figur 1 gezeigten Schaltung kann kurz wie
folgt beschrieben werden:
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Es sei angenommen, daß Z1 eine Durchbruchsspannung Vz hat und
daß Q1 eine Vorwärtsspannung Vf hat. Für Werte der
Versorgungsspannung (Vs), die kleiner sind als Vz + Vf, fließt durch
Q1, Z1, R1 und R2 nur ein Leckstrom. Wenn Vs Vz+Vf
überschreitet, fließt ein Strom Ix durch Q1, Z1, R1 und R2. VOV isü der
Wert von Vs, bei dem Vs Vz+Vf überschreitet und einen Strom Ix
erzeugt, bei dem Q2 leitet. Der Transistor Q2 leitet, wenn ein
Spannungsabfall zwischen seinem Basis- und seinem
Emitteranschluß entsteht, der gleich VBE2 ist. Der VBE2-Spannungsabfall
wird erzeugt, wenn der durch Q1, Z1, R1 und R2 fließende Strom
Ix so groß wird, daß Ix R2 die VBE von Q2 überschreitet. Für
Wert von Vs, die viel kleiner als VOV sind, ist der Strom
durch Z1 klein (Leckstrom) und erzeugt eine Spannung über R2,
die viel kleiner als VBE2 ist. Wenn die Spannung Vs zunimmt
und in die Nähe von VOV kommt, brich Z1 durch, und der Strom
durch Z1 nimmt zu, wodurch auch die Spannung über R2 steigt.
Wenn Vs gleich VOV ist, ist die Spannung über R2 gleich VBE2,
in die Basis von Q2 fließt ein Strom, und der Kollektorstrom
von Q2 ist ausreichend groß, um den Lastschaltkreis 7, der mit
dem Kollektor von Q2 verbunden ist, auszuschalten (oder auf
andere Weise zu deaktivieren)
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Die Schaltung der Figur 1 ist zwar brauchbar, sie leidet
jedoch unter den folgenden Nachteilen:
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1. Wenn Vs bis auf einen Spannungspegel ansteigt, bei dem
die Zenerdiode Z1 gerade zu leiten beginnt, können
Störsignale (Rauschen) erzeugt werden, die bewirken, daß der
Kollektorstrom von Q2 stark variiert. Dies führt zu einem
oszillierenden Signal, das zum Steuern des
Lastschaltkreises 7, der mit dem Kollektor von Q2 verbunden ist,
angelegt wird.
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2. Die Spannung über dem Widerstand R2 und der resultierende
Leitungspegel von Q2 ändern sich mit der Änderung der
Versorgungsspannung in der Nähe von VOV. Wenn sich Vs
allmählich ändert, wird der Lastschaltkreis 7, der mit
dem Kollektor von Q4 verbunden ist, über einem Bereich
von einigen Millivolt allmählich aus- oder eingeschaltet.
In diesen Bereich können Störsignale einen fehlerhaften
Betrieb der gesteuerten Schaltung verursachen.
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Die US-A-4,868,703 offenbart eine
Festkörper-Schalteinrichtung, die eine unabhängige Steuerung eines Verriegelungs- und
eines Haltestroms ermöglicht. Jede Transistoreinrichtung hat
einen Widerstand zwischen Basis und Emitter, und die Basen
sind jeweils mit dem Kollektor einer anderen
Transistoreinrichtung verbunden.
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Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eines oder
mehrere der obigen Nachteile zu überwinden oder wenigstens
abzumildern.
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Die Erfindung sieht hierfür eine
Überspannungs-Erfassungsschaltung vor, mit: einem ersten und einem zweiten Knoten, bei
denen erste und zweite Spannungen vorgesehen werden; einem
Stromweg, der aus einem ersten Widerstand, einem zweiten
Widerstand und einem Bezugsspannungs-Schaltungselement gebildet
ist, welche in Reihe zwischen dem ersten und zweiten Knoten
angeschlossen sind; einem ersten bipolaren Transistor mit
einer Basis, einem Emitter und einem Kollektor, wobei die
Basis und der Emitter des ersten Transistors über dem ersten
Widerstand angeschlossen sind und der erste Transistor einen
Stromfluß durch den Strompfad abhängig von einem Stromfluß
durch den ersten Widerstand erfassen kann, welcher die Basis-
Emitter-Strecke des ersten Transistors in Vorwärtsrichtung
vorspannt und einen Strom in dem Kollektor des ersten
Transistors fließen läßt; und einem zweiten bipolaren
Transistor mit einer Basis, einem Emitter und einem ersten
Kollektor, wobei der erste Kollektor und der Emitter des
zweiten Transistors über den zweiten Widerstand R1 verbunden
sind und die Basis des zweiten Transistors mit dem Kollektor
des ersten Transistors verbunden ist, so daß ein Stromfluß in
dem Kollektor des ersten Transistors den zweiten Transistor
einschalten und den Spannungsabfall über dem zweiten
Widerstand reduzieren kann, wobei der erste und der zweite
bipolare Transistor komplementäre Polarität haben, so daß
dann, wenn der erste und der zweite Transistor leitend werden,
eine positive Rückkoppelung bewirkt, daß sie einen
Verriegelungszustand einnehmen; dadurch gekennzeichne, daß der
erste Kollektor des zweiten Transistors mit der Basis des
ersten Transistors über das Bezugsspannungselement verbunden
ist; der zweite Transistor einen zweiten Kollektor hat; und
ein steuerbares Schaltelement so angeordnet ist, daß es mit
einer Last einkoppelbar ist und einen Steuereingang hat, der
mit dem zweiten Kollektor des zweiten Transistors verbunden
ist.
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Ausführungsformen der Überspannungs-Erfassungsschaltungen
gemäß der Erfindung haben eine positive Rückführungseinrichtung,
um die Überspannungs-Erfassungsschaltung in einen
Verriegelungszustand zu bringen und eine eindeutige
Überspannungsanzeige zu erzeugen, wenn eine Überspannungsbedingung auftritt.
Die Schaltkreise gemäß der Erfindung weisen auch eine
Hysterese auf, damit die Schaltung bei einem Wert der
Versorgungsspannung in den Verriegelungszustand geht und bei einem
anderen Wert der Versorgungsspannung aus dem Verriegelungszustand
herauskommt.
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In den beigefügten Zeichnungen bezeichnen dieselben
Bezugszeichen entsprechende Komponenten. In den Figuren zeigt:
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Figur 1 eine schematische Darstellung einer Schaltung des
Standes der Technik; und
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Figur 2 eine schematische Darstellung einer Schaltung mit
Hysterese gemäß der Erfindung.
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Die Schaltung der Figur 2 umfaßt einen ersten
Leistungsanschluß 20, an dem Massepotential liegt, und einen zweiten
Leistungsanschluß 22, an den die Versorgungsspannung Vs angelegt
wird. Der Emitter eines PNP-Transistors Q1 ist mit dem
Anschluß 22, und seine Basis und sein Kollektor sind mit einem
Knoten 24 verbunden. Q1 dient zum Sperren eines Rückstroms,
wenn die Anschlüsse für die positive Versorgung und Masse
vertauscht sind. Ein Widerstand R1 ist zwischen den Knoten 24 und
26 angeschlossen. Die Kathode einer Zenerdiode Z1 ist mit dem
Knoten 26 verbunden, und ihre Anode ist mit dem Knoten 28
verbunden. Ein Widerstand R2 ist zwischen den Knoten 28 und 30
angeschlossen. Die Basis eines NPN-Transistors Q2 ist mit dem
Knoten 28 verbunden, sein Emitter ist mit dem Knoten 30
verbunden, und sein Kollektor ist mit einem Knoten 23 verbunden,
an den die Basis eines PNP-Transistors Q3 angeschlossen ist.
Q2 dient zum Erfassen des Strompegels durch R2 und zieht den
Kollektorstrom, wenn die Spannung zwischen Basis und Emitter
eine als VBE2 definierte Spannung überschreitet. Ein
Widerstand R3, der zwischen dem Knoten 30 und dem Masseanschluß 20
angeschlossen ist, dient zum Begrenzen des Stromes, der
zwischen Vs und Masse über Q1, R1, Z1, R2 und Q2 fließen kann.
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Der Emitter des PNP-Transistors Q3 ist mit dem Knoten 24
verbunden, einer seiner Kollektoren CO1 ist mit dem Knoten 26
verbunden, und sein anderer Kollektor CO2 ist mit der Basis
des NPN-Transistors Q4 verbunden. Die Verbindung des Emitters
CO2 von Q3 mit der Basis von Q2, über Z1, und die Verbindung
des Kollektors von Q2 mit der Basis von Q3 bildet eine
Vernegelungsschaltung, die wie ein siliziumgesteuerter
Gleichrichter (SOR; Thyristor) arbeitet, wenn Q2 leitend wird. Ein
Widerstand R4 ist zwischen dem Emitter und der Basis von Q3
angeschlossen, um sicherzustellen, daß Q3 abgeschaltet wird,
wenn ein Leckstrom durch Q2 und/oder Q3 auftritt. Der Emitter
von Q4 ist auf das Massepotential zurückgeführt. Ein
Widerstand R5, der zwischen der Basis und dem Emitter von Q4
angeschlossen ist, stellt sicher, daß Q4 abgeschnitten bleibt,
wenn ein Leckstrom durch Q2 und Q3 auftritt. Q4 dient zum
Verstärken des Steuersignals, das von Q3 bei CO2 erzeugt wird,
und koppelt das verstärkte Signal zum Lastschaltkreis 7A, der
mit dessen Kollektor verbunden ist. Der Lastschaltkreis kann
viele unterschiedliche Formen annehmen. Zur Erläuterung sind
drei Arten von Lasten gezeigt, die mit dem Kollektor Q4
verbunden sind. Diese Lasten können tatsächlich viele andere
Elemente oder Teile integrierter Schaltungen umfassen.
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Eine Last L1 ist zwischen dem Anschluß 22 und dem Kollektor
von Q4 angeschlossen. Wenn Q4 eingeschaltet wird, kann ein
Strom zwischen Vs und Masse über die Last L1 und den
Kollektor-Emitter-Pfad von Q4 fließen. Wenn Q4 abgeschaltet wird,
kann durch L1 kein Strom fließen, und die Last L1 schwebt
(floatet) auf einem Potential, das gleich oder nahe bei der
Versorgungsspannung liegt. Der Kollektor von Q4 ist auch über
einen Widerstand R9 mit der Basis des PNP-Transistors Q5
verbunden, dessen Emitter mit dem Anschluß 22 verbunden ist,
wobei ein Widerstand R8 zwischen der Basis und dem Emitter von -
Q5 angeschlossen ist, um sicherzustellen, daß dieser beim Auf
treten von Leckströmen nicht leitet. Eine Last L2 ist zwischen
dem Kollektor von Q5 und dem Massepotential angeschlossen.
Wenn Q4 eingeschaltet wird, bewirkt dies das Einschalten von
Q5, der einen Strompfad von zwischen Vs und der Last L2
vorsieht. Wenn Q4 ausgeschaltet wird, wird auch Q5 ausgeschaltet,
und der Strompfad zwischen Vs und der Last L2 existiert nicht
mehr. Der Kollektor von Q4 kann auch mit der Basis eines NPN-
Transistors, wie Q6, verbunden werden, wobei dann, wenn Q4
eingeschaltet wird, Q6 ausgeschaltet wird und der
Lastschaltkreis L3 bei dem Kollektor von Q6 von Masse getrennt und somit
deaktiviert wird.
Schaltungsbetrieb
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In der folgenden Beschreibung ist die Überspannungsbedingung
VOV als die Spannungsbedingung definiert, bei der Q2 leitend
wird. Dies ist der Fall, wenn der Strom durch R2 zu einer
Spannung führt, welche die VBE von Q2 überschreitet und
bewirkt, daß Q2 leitet.
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Wenn der Versorgungsspannungspegel Vs viel kleiner als VOV
ist, fließt kein wesentlicher Strom, außer dem Leckstrom, über
Q1, R1, Z1, R2 und R3 zur Masse. Der Widerstand R2 wird so
gewählt, daß der normalerweise erwartete Wert des Leckstroms
durch Z1 keine Spannung über dem Basis-Emitter-Übergang von Q2
erzeugt, die groß genug ist, damit Q2 in den aktiven
Vorwärtsbetriebsbereich geht. Wenn Vs kleiner als VOV ist, ist Q2
daher im Abschaltbereich. Annlich werden die Werte von R4 und R5
so gewählt&sub1; daß sichergestellt ist&sub1; daß unter dieser Bedingung
die Transistoren Q3 und Q4 jeweils in dem Abschaltbereich
sind.
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Wenn Der Versorgungsspannungspegel Vs auf einen Wert erhöht
wird, der die Summe der Zenerdurchbruchsspannung Vz von Z1 und
der Vorwärtsspannung Vf von Q1 überschreitet, fließt ein Strom
Ix über Q1, R1, Z1, R2 und R3 zu Masse. Wenn Vs den Wert VOV
erreicht, ist der Strom Ix ausreichend groß, damit der
Spannungsabfall über R2 den Basis-Emitter-Übergang von Q2
ausreichend vorspannt, damit dieser in den aktiven Bereich des
Vorwärtsbetriebs geht. Die resultierende Zunahme des
Kollektorstroms von Q2 bewirkt einen Spannungsabfall über R4 mit einer
Polarität, bei der der Basis-Emitter-Übergang von Q3 in
Vorwärtsrichtung vorgespannt wird. Wenn die an Q3 angelegte
Spannung VBE3 überschreitet, beginnt Q3 zu leiten. Er liefert dann
über CO1 einen zusätzlichen Strom in den Knoten 26, der dann
durch Z1 und in die Parallelschaltung aus R2 und der Basis von
Q2 fließt. Wenn der Spannungsabfall über R2 zunimmt, fließt
mehr Strom in die Basis von Q2, so daß der Leitungspegel von
Q2 zunimmt. Die Zunahme des Kollektorstroms von Q2 bewirkt
eine Zunahme des Basisstroms von Q3, so daß Q3 stärker leitet
und mehr Strom in die Basis von Q2 schickt. Wie man leicht
erkennt, fließt der Strom, der von dem mit Z1 verbundenen
Kollektor
CO1 von Q3 stammt, über Z1 in die Basis von Q2 und
erzeugt so eine positive Rückführung, so daß die von Z1, Q2 und
Q3 gebildete Schleife regenerierend wird (Rückkopplung). Die
positive Rückführung erfolgt weiter, bis Q2 und Q3 auf
ähnliche Weise wie ein siliziumgesteuerter Gleichrichter (SCR;
Thyristor) verriegeln (latch).
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Wenn eine Regeneration erfolgt&sub1; nimmt der Leitungspegel von Q3
schnell und dramatisch zu. Der Kollektorstrom von Q3, der über
den Kollektor CO2 zu R5 geführt wird, bewirkt eine Zunahme der
Spannung über dem Basis-Emitter-Übergang von Q4, die
ausreicht, damit Q4 in den aktiven Vorwärtsbereich kommt. Der
Leitungspegel von Q4 ändert sich rapide, wenn Regeneration
vorliegt, und er geht von einem vollständig ausgeschalteten
Zustand in einen vollständig eingeschalteten Zustand. Selbst
wenn die Zunahme von Vs allmählich erfolgt, schaltet Q4 sehr
schnell ein, sobald die Rückkopplungs- oder
Regenerationsschleife von Q2 und Q3 aktiviert ist, und Q4 schaltet den
Lastschaltkreis 7A, der mit dessen Kollektor verbunden ist,
genauso schnell.
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Zusäztlich zu seiner Funktion als Teil einer Verriegelung
(latch) hat Q3, bei dieser Art des Anschlusses, auch die
Funktion, eine Hysterese in der Schaltung vorzusehen. Wenn Q3 mehr
und mehr leitet, geht der Kollektor CO1 von Q3 in die
Sättigung, und der Spannungsabfall über R1 nimmt ab, woraus sich
eine effektive Zunahme der Spannung über und des Stroms durch
Z1, R2, R3 und Q2 ergibt.
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Unmittelbar vor dem Einsetzen der Regeneration, wenn Vs
kleiner als VOV ist, ist der Spannungsabfall über R3 gerade
kleiner als VBE2. Da die in R2 und R3 fließenden Ströme ungefähr
gleich sind (unter Vernachlässigung des Basisstroms von Q2)
ist der Spannungsabfall über dem Widerstand R1 gleich
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VR1 [R1/R2] (VBE2).
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Wenn Regeneration auftritt, wird der Widerstand Q3 in die
Sättigung gebracht, so daß der Spannungsabfall über R1 gleich
VCESAT(Q3) ist. Die Änderung der Spannung über R1 unmittelbar
vor oder unmittelbar nach dem Einsetzen der Regeneration kann
als VHYST wie folgt definiert werden:
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VHYST {[R1/R2] (VBE2)} - VCESAT(Q3)
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Die resultierende Abnahme der Spannung über R1 erhöht die
Spannung, welche an die Reihenschaltung aus Z1 und R2,
parallel zu dem Basis-Emitter-Übergang von Q2, und R3 angelegt
wird. Dies führt zu einer Erhöhung des Stroms, der durch alle
diese Elemente geht. Da die Sättigung von Q3 auch mit dem
Kollektor CO1 zu tun hat, muß die Versorgungsspannung unter VOV
reduziert werden, bevor die an den Basis-Emitter-Übergang von
Q2 angelegte Spannung auf einen Wert kleiner als VBE2
reduziert ist. Die Versorgungsspannung, die angelegt werden muß,
damit der Spannungsabfall über R2 gleich VBE2 ist, nachdem
Regeneration stattgefunden hat, sei VON, wobei
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VON = VOV - VHYST.
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Wenn die Versorgungsspannung gleich VON ist, werden Q2 und Q3
wesentlich weniger leitend. Der Kollektorstrom von Q3, der an
den Verbindungspunkt von R3 und Z1 geliefert wird, kann nicht
mehr ausreichend Strom liefern, damit die Regeneration
fortgesetzt werden könnte. Q3 geht daher in den Ausschaltzustand
zurück, und der Spannungsabfall über R1 nimmt um einen Wert
zu, det gleich VHYST ist. Wenn Q3 in den Ausschaltzustand geht,
sinkt der Spannungsabfall über R5 unter den Wert, der
erforderlich ist, damit Q4 in dem aktiven Bereich bleibt. Auch Q4
geht daher in den Ausschaltbereich, und die Schaltung, die von
ihm gesteuert wird, kann in den normalen Betriebszustand
zurückgehen&sub1; der vor dem Anwachsen von Vs auf VOV vorlag.
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Aufgrund der regenerierenden Natur dieser Schaltung sind die
Einschalt- und Ausschalteigenschaften von Q4 im Verhältnis zur
Versorgungsspannung scharf definiert und nicht allmählich, wie
im Stand der Technik. Durch eine geeignete Wahl der Werte für
VHYST können Schwingungen eliminiert werden, wenn die
Versorgungsspannung in der Nähe von VOV liegt.
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Wie oben beschrieben haben Schaltkreise, bei denen die
vorliegende Erfindung verwirklicht ist, eines oder mehrere der
folgenden Merkmale.
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1. Eine Überspannungsabschaltung mit Hysterese schafft einen
Betrieb ohne Schwingungen, die aufgrund von Rauschen in
der Nähe der Steuerspannun entstehen könnten.
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2. Die durch die regenerierende Wirkung vorgesehene
Hysterese ändert den Betriebspunkt der Schaltung.
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3. Die durch die regenerierende Wirkung vorgesehen Hysterese
wird hauptsächlich durch eine Zener- oder andere
Bezugsdiode (n) aktiviert.
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4. Die Schaltung zieht nur einen Leckstrom, wenn die
Versorgungsspannung niedriger als die vorgegebene
Steuerspannung ist.
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5. Die Schaltung läßt keinen Stromfluß zu, wenn sie in
Sperrichtung vorgespannt ist.
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Bei der Schaltung der Figur 2 war das Bezugs-Einstellelement
eine Zenerdiode. Es sollte jedoch klar sein, daß die
Zenerdiode durch eine Anzahl von in Vorwärtsrichtung vorgespannter
Dioden oder durch einen Schaltkreis mit einer
zenerdiodenähnlichen Charakteristik ersetzt werden kann.
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Es sollte ferner offensichtlich sein, daß auch andere
Transistortypen oder Anordnungen aus komplementären Transistoren bei
der Realisierung der Erfindung verwendet werden können.