DE2919557A1

DE2919557A1 - Vorspannungsschaltung fuer einen linearen verstaerker

Info

Publication number: DE2919557A1
Application number: DE19792919557
Authority: DE
Inventors: Noriji Itoh
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1978-05-15
Filing date: 1979-05-15
Publication date: 1979-11-22
Also published as: US4246544A; DE2919557C3; GB2022949B; GB2022949A; DE2919557B2

Description

2915557

Henkel, Kern, Feiler & Hänzel _Ajt Patentanwälte

Registered Representatives

before the

European Patent Office

Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha, ...... , _o „_

·* MohlstraBe 37

Kawasaki-shi, Japan D-8000 München 80

Tel.: 089/982085-87 Telex: 0529802 hnkl d Telegramme: ellipsoid

54P062-3

Vorspannschaltung für einen linearen Verstärker

Die Erfindung betrifft eine Vorspannungsschaltung (bias circuit) zur Verkürzung der Einschwingzeit vom Augenblick des Einschaltens einer Stromquelle bis zu dem Zeitpunkt, an dem ein zugeordneter Verstärker zur Einstellung in den Ruhezustand vorgespannt ist.

Ein linearer Verstärker zur Verstärkung eines Analogsignals muß einen vorgegebenen Wechselstrom-Verstärkungsgrad bei stabilem Arbeitspunkt besitzen. Aus diesem Grund wird im allgemeinen eine negative Rückkopplung bzw. Gegenkopplung von 100 % in einem Gleichstrombereich an den linearen Verstärker angelegt. Der Wechselstrom-Verstärkungsgrad hängt von einer Übergangsfunktion der Gegenkopplungsschaltung ab. In letzterer ist ein Kondensator zum Sperren einer Gleichspannungskomponente in einem Niederfrequenzzweig (NF branch) in Reihe zwischen eine Rückkopplungssignalleitung und eine Masseleitung eingeschaltet. Wenn eine einzige Stromquelle einen linearen Verstär-

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ker mit einer solchen Gegenkopplungsschaltung mit Strom speist/ vergehen üblicherweise mehrere Sekunden vom Zeitpunkt des Beginns der Stromzufuhr bis zu dem Zeitpunkt/ an dem der Arbeitspunkt des Verstärkers den Ruhezustand erreicht hat.

Im folgenden sei beispielsweise der Fall betrachtet, in welchem der Verstärker auf eine Wiedergabe-Entzerrerschaltung eines batteriegetriebenen Magnetbandgeräts angewandt ist. Die Wiedergabe-Entzerrerschaltung des Bandgeräts muß einen hohen Verstärkungsgrad (gain) in einem Niederfrequenzbereich besitzen. Infolgedessen muß der Gleichspannung-

Sperrkondensator eine sehr große Zeitkonstante besitzen. Ein Entzerrer dieser Art benötigt daher vom Einschalten der Stromquelle bis zum Erreichen des normalen Arbeitszustands mehrere Sekunden. Dies bedeutet, daß das Stromquellen-Ansprechen (power source response) mangelhaft ist. Bei einem Batterie-Magnet- oder -Tonbandgerät wird die Stromquelle zur Vermeidung eines unnötigen Stromverbrauchs jedesmal dann ein- und abgeschaltet, wenn der Betrieb des Geräts auf "Wiedergabe" oder "Stop" umgeschaltet wird. Bei einem solchen Gerät entsteht beim Drücken der Wiedergabetaste ein starkes Klackgeräusch, während nach einer oder zwei Sekunden die Wiedergabe der Tonaufzeichnung einsetzt. Dieses Klackgeräusch und das mangelhafte Stromquellen-Ansprechen sind für die Benutzer eine unangenehme Erscheinung, durch welche der Nutzwert solcher Geräte erheblich eingeschränkt wird.

Zur Lösung dieses Problems wurden bereits verschiedene Maßnahmen getroffen, z.B. durch Anordnung bestimmter Schaltungen zur Beschleunigung der Aufladegeschwindigkeit des Gleichspannung-Sperrkondensators innerhalb einer kurzen Zeit nach dem Einschalten der Stromquelle. Dabei wurde jedoch die Betriebszeitsteuerung dieser Beschleunigungsschaltung nur ungenügend berücksichtigt, weshalb die Verbesserung des

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Stromquellenansprechens unzureichend ist. Insbesondere ist die Voraufladung des Gleichspannung-Sperrkondensators entweder zu groß oder zu gering/ mit dem Ergebnis, daß es sehr schwierig wird, die Zeitspanne vom Einschalten der Stromquelle bis zum Ruhezustand zuverlässig zu verkürzen.

Aufgabe der Erfindung ist damit die Schaffung einer Vorspannungsschaltung für einen linearen Verstärker zwecks Verbesserung seines Stromquellen-Ansprechens.

Diese Aufgabe wird bei einer Vorspannungsschaltung für einen linearen Verstärker, mit einer Verstärkereinheit mit invertierender und nicht-invertierender Eingangsklemme, einer zwischen die Ausgangsklemme der Verstärkereinheit und die invertierende Eingangsklemme eingeschalteten Gegenkopplungseinheit, einem zwischen eine Rückkopplungssignalschaltung der Gegenkopplungseinheit und eine Schaltung mit Null-Wechselstrompotential eingeschalteten ersten Kondensator, wobei der erste Kondensator eine Gleichspannung-Übergangsfunktion der Gegenkopplungseinheit gegenüber ihrer Wechselspannung-Übergangsfunktion größer gestaltet, und einer Vorspannungseinheit, um an die Verstärkereinheit ein vorgegebenes Vorspannpotential (Vs) solcher Größe anzulegen, daß das Wechselspannung-Ausgangssignal der Verstärkereinheit in bezug auf den Null-Pegel symmetrisch abgekappt (clipped) wird, erfindungsgemäß gelöst durch einen zweiten Kondensator, der zwischen eine Schaltung zur Lieferung des vorgegebenen Vorspannpotentials und die Schaltung mit Null-Wechselstrompotential an einer Stelle zwischen der Vorspannungseinheit und der nicht-invertierenden Eingangsklemme der Verstärkereinheit eingeschaltet ist und der durch die Vorspannungseinheit von dem Augenblick an aufladbar ist, an welchem eine Stromversorgungsschaltung die Verstärkereinheit mit Strom zu speisen beginnt, und durch eine Voraufladungseinheit zur Zufuhr eines Voraufladestroms zum ersten Kondensator nur während der Zeitspanne von der Einleitung der Stromzufuhr

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zur Verstärkereinheit bis zu dem Punkt, an welchem die Verstärkereinheit durch das vorgegebene Vorspannpotential vorgespannt ist.

Bei dieser Konstruktion wird der erste Kondensator nur während der Zeitspanne, bis die Verstärkereinheit durch das vorgegebene Vorspannpotential vorgespannt ist, voraufgeladen. Durch die Voraufladung wird die Ladegeschwindigkeit des ersten Kondensators erhöht. Die Voraufladung des ersten Kondensators wird fortgesetzt, bis die Verstärkereinheit auf das vorgegebene Vorspannpotential vorgespannt ist. infolgedessen wird die Voraufladegröße einwandfrei gesteuert, so daß das Stromquellen-Ansprechen verbessert wird und Klackgeräusche unmittelbar nach dem Einschalten der Stromquelle erheblich vermindert werden, weil stets eine einwandfreie Voraufladegröße eingehalten wird.

Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild der grundsätzlichen Konstruktion einer Vorspannungsschaltung gemäß der Erfindung/

Fig. 2 ein Schaltbild zur Darstellung, auf welche Weise ein vorgegebenes Vorspannpotential eingestellt (set) wird, wenn die Ausgangsstufe eines Verstärkers einfach ausgelegt ist,

Fig. 3 ein Schaltbild der grundsätzlichen Konstruktion nach Fig. 1,

Fig. 4 eine graphische Darstellung von Potentialänderungen an den Punkten a bis e in der Schaltung gemäß Fig. nach dem Einschalten der Stromquelle,

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Fig. 5 ein Schaltbild einer Abwandlung der Schaltung nach Fig. 3,

Fig. 6 ein Schaltbild einer anderen Abwandlung der Schaltung nach Fig. 3 oder 5,

Fig. 7 ein Schaltbild einer weiteren Abwandlung der Schaltung nach Fig.3,5 oder 6,

Fig. 8 ein Schaltbild einer Abwandlung der Schaltung nach Fig. 7,

Fig. 9 eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 8, Fig. 10 eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 5/ Fig. 11 eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 10,

Fig. 12 ein Schaltbild einer Vorspannungseinrichtung und einer Voraufladungseinrichtung der Schaltung nach Fig. 11 und

Fig. 13 ein Schaltbild einer Abwandlung der Schaltung nach Fig. 11 oder 12.

In den Figuren sind einander entsprechende oder äquivalente Bauteile mit jeweils gleichen Bezugsζiffern bezeichnet.

Fig. 1 veranschaulicht den grundsätzlichen Schaltungsaufbau einer Vorspannungsschaltung gemäß der Erfindung. Dabei ist die Ausgangsklemme e eines Verstärkers 10 über einen Widerstand R20 mit der invertierenden Eingangsklemme c des Verstärkers 10 verbunden, und diese Klemme liegt über einen Widerstand R22 und einen ersten Kondensator C1 an Masse.

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ORIGINAL INSPECTED

Die nicht-invertierende Eingangsklemme d des Verstärkers 1O, an welche ein Eingangssignal anlegbar ist, ist über Widerstände R24 und R26 an eine Vorspannungseinrichtung 12 angeschlossen. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R24 und R26 liegt über einen zweiten Kondensator C2 an Masse. Die Vorspannungseinrichtung 12 liefert dem Verstärker 10 ein vorgegebenes Vorspannpotential Vs, das ein Sinuswellen-Ausgangssignal des Verstärkers 10 in bezug auf Null-Pegel symmetrisch abzukappen bzw. zu beschneiden (clip) vermag. Wenn der Verstärker 10 ein Operationsverstärker mit einer Ausgangsstufe der allgemeinen komplementären Gegentakt-Bauart ist, beträgt das Vorspannpotential Vs die Hälfte des Stromquellenpotentials Vc. Wenn die Ausgangsstufe des Verstärkers 10 eine Widerstandslast-Einfachkonstruktion (resistor load single construction) ist, gilt die Beziehung Vs & 1/2Vc nicht, da sich bei Verwendung einer solchen Ausgangsstufe die Beziehung zwischen Vs und Vc auf der Grundlage bzw. in Abhängigkeit von einem Lastzustand ändert. Die Festlegung der Beziehung zwischen diesen Spannungen Vs und Vc ist dem Fachmann geläufig. Aus diesem Grund sei an dieser Stelle nur angegeben, daß im Fall des Schaltungsaufbaus nach Fig. 2 das der nachstehenden Bedingung genügende Potential Vs auch die Bedingung erfüllt, die einen symmetrischen Abkapp- bzw. Clipping-Betrieb erlaubt:

Rc/R_ + 2 = Vc/Vs (1)

Li

In obiger Gleichung (1) ist vorausgesetzt, daß die Sättigungsspannung V_C_._SÄT) zwischen Kollektor'und Emitter eines npn-Transistors Q1 (Fig. 2) und die Impedanz des Ausgangskondensators Co gleich Null sind. Wenn in Gleichung (1) R-, << Rj. gilt, d.h. wenn die Lastimpedanz eine vernachlässigbare Größe besitzt, gilt die Beziehung Vs ^ 1/2Vc.

Die Vorspannungseinrichtung 12 liefert das Vorspannpotential Vs gleichzeitig mit dem Einschalten einer nicht dargestellten

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Stromquelle. Unmittelbar nach dem Einschalten der Stromquelle ist der Kondensator noch nicht aufgeladen. Aus diesem Grund betragen die Potentiale an der nicht-invertierenden Eingangsklemme d und an der Ausgangsklemme e jeweils Null. Die Zeitkonstante der Schaltung zum Aufladen des Kondensators Cl ist mit kleinem Wert gewählt. Aus diesem Grund steigt das Potential an der nicht-invertierenden Eingangsklemme d des Verstärkers 10 nach dem Einschalten der Stromquelle schnell auf das Potential Vs an. Zu diesem Zeitpunkt befindet sich der Kondensator C1 in einem unaufgeladenen Zustand, so daß das Potential an seiner invertierenden Eingangsklemme C₁ wesentlich kleiner ist als das Potential Vs. Infolgedessen steigt das Ausgangspotential des Verstärkers 10 an, um sich dem Potential Vc anzunähern, was die Hauptursache für das Klackgeräusch darstellt.

Es ist zu beachten, daß bis zu dem Zeitpunkt, zu welchem sich das Potential an der nicht-invertierenden Eingangsklemme d des Verstärkers 10 dem Potential Vs annähert, der Aufladestrom 12 ständig den Kondensator C2 durchfließt. Es sei nun der Fall betrachtet, in welchem der Kondensator C1 durch den Strom 11 mit einer Aufladegeschwindigkeit voraufgeladen wird, welche gleich groß oder größer ist als die Aufladegeschwindigkeit des Kondensators C2, und zwar entsprechend einer Änderung des Aufladestroms 12. Solange dabei das Potential an der nicht-invertierenden Eingangsklemme d kleiner ist als das Potential an der invertierenden Eingangsklemme c, besitzt das Potential an der Ausgangsklemme e des Verstärkers 10 nahezu die Größe Null. Wenn beispielsweise nur ein geringer Aufladestrom 12 fließt, d.h. wenn das Potential an der nicht-invertierenden Eingangsklemme d nahezu dem Potential Vs entspricht, hört die Voraufladung des Kondensators C1 auf. In diesem Fall erreichen die Potentiale an der nicht-

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invertierenden Eingangsklemme d und an der invertierenden Eingangsklemme c praktisch gleichzeitig nahezu das Potential Vs. Zu diesem Zeitpunkt steigt das Potential an der Ausgangsklemme e des Verstärkers 10 schnell in Richtung auf das Potential Vs an, um sich diesem unbegrenzt anzunähern.

Die Voraufladung des Kondensators C1, die - wie erwähnt dem Aufladevorgang des Kondensators C2 entspricht, erfolgt durch eine Voraufladungseinrichtung 14. Aufgrund dieser Voraufladung geht die Aufladung des Kondensators C1 gleichmäßig vor sich, und die Zeitsteuerung der Voraufladung wird entsprechend dem Aufladevorgang des Kondensators C2 bestimmt. Hierdurch wird erreicht, daß sowohl Stromquellen-Ansprechen als auch Klackgeräusch verbessert werden.

Zum besseren Verständnis der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1 wird im folgenden auf Fig. 3 verwiesen, welche den Schaltungsaufbau der Schaltung nach Fig. 1 im einzelnen veranschaulicht. Der Verstärker 10 wird dabei von einer Stromquelle bzw. Stromversorgungsschaltung 100 mit Strom eines Potentials Vc gespeist. Die Ausgangsklemme e des Verstärkers 10 ist über Widerstände R20₁ und R20„ an die invertierende Eingangsklemme c angeschlossen. Der Widerstand R20₁ ist mit einem Kondensator C20 paxallelgeschaltet. Die invertierende Eingangsklemme c liegt über einen Widerstand R22 und einen Kondensator C1 an Masse. Die nicht-invertierende Eingangsklemme d des Verstärkers 10 liegt über einen Widerstand R24 und einen Kondensator C2 an Masse. Der Knoten- bzw. Verzweigungspunkt b zwischen dem Widerstand R24 und dem Kondensator C2 ist über einen Widerstand R26 und einen weiteren Widerstand R12.. an die Stromquelle 100 angeschlossen. Die Verzweigung a zwischen den Widerständen R12.. und R26 liegt über die Kathodenstrecke einer Zener-Diode ZD12 an Masse. Die nicht-inver-

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tierende Eingangsklemme d des Verstärkers 10 ist über einen Koppelkondensator C10 mit einer nicht dargestellten Eingangssignalquelle verbunden, bei der es sich beispielsweise um einen Wiedergabekopf eines Magnetbandgeräts handeln kann. Bezüglich der Gleichspannung oder der Wechselspannung extrem niedriger Frequenz kann vorausgesetzt werden, daß die Klemme d über den Kondensator C10 an Masse liegt.

Die Verzweigung bzw. der Verbindungspunkt a zwischen der Zener-Diode ZD12 (und dem Widerstand R26) ist mit dem Emitter eines pnp-Transistors Q14 verbunden, dessen Basis an den Verbindungspunkt b zwischen dem Kondensator C2 und dem Widerstand R26 angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors Q14 ist mit der invertierenden Eingangsklemme c des Verstärkers 10 verbunden. Bei dieser Schaltung entspricht die Kombination aus dem Transistor Q14 und dem Widerstand R14 der Voraufladungseinrichtung 14 gemäß Fig. 1. Die Vorspannungseinrichtung 12 gemäß Fig. 1 entspricht einem spannungsgeregelten Schaltkreis mit dem Widerstand R12 und der Zener-Diode ZD12. Die Zener-Diode ZD12 kann durch mehrere in Reihe geschaltete und in Durchlaßrichtung vorgespannte Dioden oder durch einen einfachen Widerstand ersetzt werden.

Im folgenden sei der Fall betrachtet, in welchem die Schaltung gemäß Fig. 3 bei der Wiedergabe-Entzerrerstufe eines Kassettenmagnetgeräts, d.h. eines sogenannten Kassettenrekorders verwendet wird. Es sei angenommen, daß der Verstärkungsgrad bzw. Gewinn der Entzerrerschaltung 4OdB bei IkHz und die Wiedergabe-Entzerrer-Charakteristik 120 |j,s bei hoher Frequenz und 1,6 ms bei niedriger Frequenz betragen. Wenn der Verstärker 10 ein Operationsverstärker mit hoher Eingangsimpedanz und hohem Verstärkungsgrad ist, besitzen die Schaltungsbauteile der Gegenkopplungsschaltung die folgenden Werte: R20₁ = 160 kQ., R20- = 12 kü., R22 = 200il und C20 = 0,01 \iF. Wenn hierbei die untere

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Sperr- bzw. Grenzfrequenz (-3dB-Punkt) in der Entzerrerschaltung mit 40 Hz gewählt ist, beträgt die Kapazität des Kondensators C1 20 \iF. Die Zeitkonstante beim Aufladen des Kondensators C1 durch das Ausgangssignal vom Verstärker 10 ist daher mit etwa 3,4 s festgelegt (=C1(R20₁+R20₂+R22)). Unter der Voraussetzung, daß der Eigenwiderstand der Zener-Diode ZD12 gleich Null ist und R26 = 5,6 kfl und C2 ist 20 uF betragen, beträgt dann, wenn der Stromverstärkungsfaktor h„„ des Transistors Q14 ausreichend groß ist, die r Ü

Zeitkonstante beim Aufladen des Kondensators C2 etwa 0,11 s (= C2R26) . Wenn weiterhin R24 = 47 kQ und C10 = 0,33 \iF betragen, liegt die Aufladezeitkonstante für den Kondensator C10 bei etwa 0,16 s (= C10R24). Die Zeitkonstante, vom Einschalten des Stromquellenschalters bis zur Vorspannung des Potentials an der nicht-invertierenden Eingangsklemme d auf ein vorgegebenes Potential Vs (entsprechend der Zener-Spannung der Zener-Diode ZD12) gesehen, bestimmt sich daher ungefähr durch/ 0,11² + 0,16² (- 0,2 s).

Die Aufladezeitkonstanten an der nicht-invertierenden Eingangsklemme d und an der invertierenden Eingangsklemme c des Verstärkers 10 betragen etwa 0,2 s bzw. 3,4 s. Wenn daher der Kondensators C1 mit dem Voraufladestrom 11 gespeist wird, der etwa das 16-fache des über die Widerstände R20₁ und R20- in den Kondensator C1 fließenden Ladestroms beträgt, wird das Stromquellen-Ansprechen wesentlich verbessert. Genauer gesagt: Obgleich die Ladezeitkonstante für den Kondensator C1 mit den Widerständen R20.. und R2O2 3,4 s beträgt, liegt die Zeitkonstante bis zu dem Punkt, an welchem das Gleichstrompotential an der Ausgangsklemme e des Verstärkers 10 das vorgegebene Potential Vs erreicht, bei ungefähr 0,2 s, d.h. sie ist sehr kurz.

Der Voraufladestrom 11 wird als Kollektorstrom des Transistors Q14 angelegt. Die Größe des Stroms 11 entspricht dem h _E~

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fachen des über die Emitter-Basisstrecke des Transistors Q14 fließenden Basisstroms, wenn der Kondensator C2 aufgeladen ist bzw. wird. In diesem Fall muß der Stromverstärkungsfaktor h „ des Transistors Q14 mindestens 16 oder mehr betragen. Wenn der Stromverstärkungsfaktor h__ als vorgegebene Größe festgelegt ist, kann die Einstellung der Ladezeitkonstante des Kondensators C1, um diesen an die Ladezeitkonstante des Kondensators C2 anzupassen, durch Änderung der Größe bzw. des Werts des Widerstands R14 erfolgen. Diese Einstellung ist jedoch nicht kritisch. Normalerweise gilt R14 = 0. Es ist nötig, die Kondensatoren C1 und C2 im voraus so festzulegen, daß der Kondensator C1 etwas schneller aufgeladen wird als der Kondensator C2. Der Grund hierfür liegt darin, daß der Transistor Q14 unmittelbar vor dem Zeitpunkt sperrt, zu welchem der Kondensator C2 auf das Potential Vs aufgeladen ist, wobei zu diesem Zeitpunkt der Voraufladestrom 11 zu Null wird. Wenn der Stromverstärkungsfaktor h_„ des Transistors Q14 oder der Ladestrom 12 klein

r a

ist, kann der Widerstand R26 weggelassen werden, d.h. der Widerstandswert des Widerstands R26 kann unendlich groß gewählt werden (R26 = «).

Fig. 4 veranschaulicht die Potentialänderung an den jeweiligen Punkten a bis e in der Schaltung gemäß Fig. 3. Zur besseren Darstellung sind die jeweiligen Potentialänderungen in Fig. 4 übertrieben stark veranschaulicht. Wenn gemäß dieser graphischen Darstellung der Stromquellenschalter zum Zeitpunkt t geschlossen wird, erreicht das Potential am Punkt a augenblicklich das Potential Vs. Vom Zeitpunkt t an beginnt der Ladestrom 12 zum Kondensator C2 zu fließen. Die Größe des Stroms 12 verringert sich in exponentieller Weise. Im folgenden sei angenommen, daß die Schwellenwertspannung V_o_ zwischen Basis und Emitter des Transistors Q14 gleich 0,56 V beträgt, während der Widerstandswert des Widerstands R26 bei

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5,6 k-Ω, liegt. Unter dieser Voraussetzung bleibt der Transistor Q14 durchgeschaltet, solange 12 > 100 μΑ gilt. In diesem Fall ist der Kollektorstrom des Transistors Q14, d.h. der Voraufladestrom 11, praktisch dem Voraufladestrom 12 proportional.

Nach dem Zeitpunkt t wird der Kondensator C1 durch den Strom 11 schnell aufgeladen, so daß sich das Potential am Punkt c augenblicklich dem Potential Vs annähert. Bei weiterer Aufladung des Kondensators C2 gilt 12 < 100 μΑ zum Zeitpunkt t~, wodurch der Transistor Q14 zum Sperren gebracht wird. Wenn zu diesem Zeitpunkt das Potential am Punkt c höher ist als das Potential am Punkt d, bleibt ersteres auf Null. Nach dem Sperren des Transistors Q14 wird daher die im Kondensator C1 gespeicherte Ladung entladen. Das Aufladen des Kondensators C2 dauert jedoch auch nach dem Zeitpunkt t~ an. Wenn das Potential am Punkt d zum Zeitpunkt t^ das Potential am Punkt c übersteigt, erhöht sich das Potential am Punkt e auf das Stromquellenpotential Vc. Wenn das Potential am Punkt e das Potential am Punkt c übersteigt, wird der Kondensator C1 über die Strecke der Widerstände R20₁ und R20₂ wieder aufgeladen. Nach dem Zeitpunkt t. nähern sich die Potentiale an den Punkten c und d asymptotisch dem Potential Vs. Sodann nähert sich auch das Potential e dem Potential Vs. Zum Zeitpunkt t_g, zu welchem die Potentiale an den Punkten c, d und e praktisch das Potential Vs erreichen, geht der Verstärker 10 in den stationären bzw. Ruhezustand über. Eine Potentialänderung am Punkt e in der Zeitspanne zwischen t. und tg erscheint als Klackgeräusch, dessen Größe jedoch auf einen sehr niedrigen Wert begrenzt sein kann.

In Fig. 4 gibt die Kurve C1 die Änderung des Potentials am Punkt c an, wenn der Ladestrom 11 eine zu kleine Amplitude besitzt und das Potential am Punkt d stets das Potential am Punkt c übersteigt. Wie durch die Kurve el angedeutet,

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steigt das Potential am Punkt e in diesem Fall nach dem Zeitpunkt t schnell auf eine Größe nahezu entsprechend dem Stromquellenpotential Vc an. Wenn sich das Potential am Punkt c dem Potential Vs nähert, nähert sich das Potential am Punkt e asymptotisch dem Potential Vs. Wenn der Voraufladestrom 11 unzureichend ist, geht der Verstärker 10 zum Zeitpunkt tg in den Ruhezustand über. Wie aus der graphischen Darstellung gemäß Fig. 4 hervorgeht, besteht dabei die Möglichkeit für das Auftreten des Klackgeräusches, während das Stromquellen-Ansprechen ungenügend ist. Selbst in diesem Fall, in welchem der Strom 11 eine unzureichende Amplitude besitzt, wird jedoch im Vergleich mit dem Fall, in welchem kein Strom 11 zugeführt wird, ein schwächeres Klackgeräusch bei besserem Stromquellen-Ansprechen erzeugt.

Die Kurve CII in Fig. 4 gilt für den Fall, daß der zugeführte Strom 11 zu groß ist. In diesem Fall ist vor dem Zeitpunkt t₁ Q das Potential am Punkt c höher als das Potential am Punkt d, während das Potential am Punkt e auf Null bleibt. Zum Zeitpunkt t_1Q nähert sich das Potential am Punkt c asymptotisch dem Potential am Punkt d (= Vs), worauf das Potential am Punkt e in Richtung auf das Potential Vs ansteigt und der Verstärker in den Ruhezustand übergeht. In diesem Fall ist zwar das Klackgeräusch gering, doch ist die Zeitspanne bis zum Erreichen des Ruhezustands lang, so daß das Stromquellen-Ansprechen ungenügend ist. Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 wird jedoch die Zufuhr des Stroms unmittelbar vor dem Punkt beendet, an welchem das Potential am Punkt c das Potential Vs erreicht, mit dem Ergebnis, daß die bei CII und eil eingezeichneten Kurven nicht auftreten. Bei Verwendung der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 kann eine Entzerrerschaltung mit gutem Stromquellen-Ansprechen und geringer Klackgeräuscherzeugung realisiert werden, sofern die Größe des vom Transistor Q14 gelieferten Voraufladestroms 11 zweckmäßig gewählt wird. Wenn die Zeitkonstante C10 χ R24 wesentlich kleiner ist als die Zeitkonstante C2 χ R26, ist

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der Änderungsgrad des Potentials am Punkt d nahezu gleich demjenigen des Potentials am Punkt b. Hierdurch wird das Stromquellen-Ansprechen weiter verbessert.

Fig. 5 veranschaulicht eine Abwandlung der Schaltung gemäß Fig. 3, die sich von letzterer hauptsächlich durch die Ausbildung der Vorspannungseinrichtung 12 und der Voraufladungseinrichtung 14 unterscheidet. Bei der Schaltung nach Fig. 3 wird das vorgegebene Vorspannpotential Vs durch die Zener-Diode ZD12 gebildet, d.h. die Zener-Spannung wird als das vorgegebene Vorspannpotential Vs benutzt. Bei der Schaltung gemäß Fig. 5 wird dagegen das Potential Vs durch Verwendung eines Spannungsteilers mit einer Reihenschaltung aus Widerständen R12.. und R12₂ geformt. Im Fall von Fig. 5 beträgt die Ladezeitkonstante für den Kondensator C2 etwa C2(R26+R12₁//R12₂)· Die Voraufladungseinrichtung 14 besteht aus einem Paar komplementärer Transistoren. Der Kollektor eines npn-Transistors Q14.. ist mit der Stromquellenschaltung 100 mit dem Potential Vc verbunden, während die Basis des Transistors Q14.. mit dem Potential Vs vom Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R12., und R12- gespeist wird. Der Emitter des Transistors Q14^ ist über die Anoden-Kathodenstrecke einer Pegelschiebediode D14 mit dem Emitter des pnp-Transistors Q14₂ verbunden. Die Diode D14 kann auch durch eine entsprechende Zener-Diode ersetzt werden. Die Basis b des Transistors Q14₂ ist über einen Widerstand R26 mit der Basis des Transistors Q14.. verbunden. Die Basis b des Transistors Q14₂ liegt (andererseits) über den Kondensator C2 an Masse, während der Kollektor mit der invertierenden Eingangsklemme c des Verstärkers 10 verbunden ist. Die nicht-invertierende Eingangsklemme d des Verstärkers 10 ist über einen Widerstand R24 an die Basis b des Transistors Q14₂ angeschlossen.

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Der Voraufladestrom 11 wird nur bei durchgeschalteten Transistoren Q14.J und Q14₂ zugeführt. Diese Transistoren Q14.. und Q14₂ sind nur dann durchgeschaltet, wenn das Potential zwischen ihren Basis-Elektroden, d.h. ein Spannungsabfall über den Widerstand R26, eine vorgegebene Schwellenwertspannung zwischen diesen Basis-Elektroden übersteigt. Wenn die Schwellenwertspannung jedes pnp-tibergangs beim Beispiel gemäß Fig. 5 0,6 V beträgt, liegt die vorgegebene Schwellenwertspannung bei 2,4 V. Wenn bei einem Widerstand R26 von 24 k-Ω-der Ladestrom 12 zum Kondensator C2 über 100 μΑ liegt, schalten die Transistoren Q14.. und Q14- durch. Ein Teil des über den Widerstand R26 fließenden Strom 12 wird mit dem Faktor h_F„ multipliziert und wird zum Voraufladestrom 11.

Die Schaltung nach Fig. 5 besitzt zwei bemerkenswerte Merkmale. Das erste besteht darin, daß der Voraufladestrom 11 unmittelbar von der Stromquelle bzw. der Stromversorgungsschaltung 100 über den Kollektor und die Kollektorstrecke der Transistoren Q14.. und Q14_? geliefert wird. Wenn bei dieser Schaltungsart die Transistoren Q14.. und Q14₂ durchgeschaltet sind, kann die Größe des Stroms 11 frei gewählt werden, solange sich ein Potentialunterschied 2V_,„ ,„,._. + V„ zwisehen den Kollektoren dieser Transistoren einstellt. Hierbei bedeutet 2V_,„,_qAT. die Summe der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannungen der Transistoren Q14.. und 014-/ während V„ einen Vorwärts- bzw. Durchlaßspannungsabfall über die Diode D14 angibt. Wenn die Transistoren Q14.. und Q14₂ sowie die Diode D14 aus Siliciumhalbleiterelementen bestehen, liegt ^2v _CE(c_At) ^{+ V}F unter 2 V.

Das zweite bemerkenswerte Merkmal der Schaltung nach Fig. 5 liegt darin, daß die vorgegebene Schwellenwertspannung frei geändert und auf einen großen Wert eingestellt werden kann. Beim Beispiel gemäß Fig. 5 kann die vorgegebene Schwellenwertspannung im Spannungsbereich oberhalb etwa 1,2 V in Schritten von jeweils 0,6 V eingestellt werden. Wenn die Diode D14 durch

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eine Zener-Diode ersetzt wird, läßt sich weiterhin auch der Spannungsbereich der vorgegebenen Schwellenwertspannung frei einstellen. Wenn die Anstiegscharakteristik jedes Transistors Q14.. und Q14~ in der Nähe der vorgegebenen Schwellenwertspannung weiterhin in weitem Bereich eingestellt werden soll, reicht es aus, einen Widerstand mit zweckmäßiger Größe zwischen die Emitter der Transistoren Q14.. und Q14₂ einzuschalten. Wenn die vorgegebene Schwellenwertspannung auf einen großen Wert eingestellt wird, ergeben sich die folgenden Vorteile: Wenn nach dem Einschalten der Stromquelle die Voraufladung des Kondensators C1 abgeschlossen ist, müssen sich die Transistoren Q14.. und Q14₂ im Sperrzustand befinden. Der Grund hierfür ist folgender: Wenn der Verstärker 10 im stationären bzw. Ruhezustand arbeitet und dabei der Voraufladestrom 11 fließt, steigt das Potential an der invertierenden Eingangsklemme c des Verstärkers 10 an, mit dem Ergebnis, daß der Arbeitspunkt des Verstärkers 10 von dem durch das Potential Vs bestimmten Punkt abweichen kann und das Ausgangssignal des Verstärkers 10 verzerrt wird. Diese Verzerrung kann auftreten, wenn die Stromquellenregelung mangelhaft ist, d.h. wenn sie das Potential Vc in Abhängigkeit von einer Laständerung ändert.

Im folgenden sei ein Fall oetrachtet, in welchem bei einem batteriegetriebenen Magnetbandgerät mit Class B-Ausgangsstufe plötzlich ein lauter Ton wiedergegeben wird, der dann auf einen leisen Ton abfällt. In diesem Fall fällt zunächst das Potential Vc ab, worauf das Potential Vc ansteigt. Diese Spannungsänderung des Potentials Vc läßt vorübergehend den Strom 12 fließen. Wenn der Übergangsstrom 12 einen Spannungsabfall entsprechend der vorgegebenen Schwellenwertspannung oder mehr über den Widerstand R26 herbeiführt, werden die Transistoren QI4. und Q14₂ durchgeschaltet. Infolgedessen beginnt der Voraufladestrom 11 zu fließen, und es kann eine Verzerrung im Verstärker 10 auftreten. Das Durchschalten der

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Transistoren Q14.. und Q14~ aufgrund der Änderung des Potentials Vc kann dadurch vermieden werden, daß die Schwellenwertspannung groß eingestellt wird. Zu diesem Zweck kann die Zahl der pn-Übergänge der Diode D14 nach Bedarf vergrößert werden. Wenn die Diode D14 nicht benutzt wird, ist die vorgegebene Schwellenwertspannung größer als im Fall gemäß Fig. 3, weil die Basis-Emitterkreise der Transistoren Q14- und Q14~ in Reihe geschaltet sind.

Im Fall von Fig. 3 ist die vorgegebene Schwellenwertspannung lediglich die Schwellenwertspannung (bei einem Siliciumtransistor etwa 0,6 V) zwischen Emitter und Basis des Transistors Q14. Wenn sich daher der Strom 12 ändert, kann leicht die erwähnte Verzerrung auftreten. Bei der Konstruktion nach Fig. 3 ist jedoch die Spannung Vs am Punkt a durch die Zener-Diode ZD12 festgelegt. Aus diesem Grund bleibt der Strom 12 von einer Änderung des Stromquellenpotentials Vc frei.

Fig. 6 veranschaulicht eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 3 oder 5. Dabei ist die Stromversorgungsschaltung 100 mit dem Potential Vc über eine Reihenschaltung mit einer Zener-Diode ZD14 und einem Widerstand R^₁ an den Kondensator C1 angeschlossen. Der das vorgegebene Vorspannpotential Vs liefernde Verbindungspunkt a zwischen den Widerständen R12^ und R12- liegt über den Kondensator C2 an Masse. Dabei bestimmt sich die Ladezeitkonstante für den Kondensator C2 durch C2(R12₁//R12₂). Bei der Schaltung nach Fig. 6 kann der Widerstand R26, der bei der Schaltung nach Fig. 3 oder 5 verwendet wurde, weggelassen werden. Im folgenden sei angenommen, daß das Stromquellenpotential Vc = 12V, das Vorspannpotential Vs = 6.V und die Zener-Spannung der Zener-Diode ZD14 = 7 V betragen. Wenn in diesem Fall ein nicht dargestellter Hauptschalter geschlossen wird, steigt das Potential Vc von 0 V auf 12 V an. Zu diesem Zeitpunkt ist der Kondensator C1 noch nicht aufgeladen, so daß die Zener-Diode ZD14 durchbricht. Wenn der

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Eigenwiderstand der Zener-Diode ZD14 vernachlässigbar ist, wird der Kondensator C1 mit der Zeitkonstante C1R14- aufgeladen. Die Zeitkonstante C1R14.J ist kleiner gewählt als die Zeitkonstante C2 (R1 2.. //R1 2₂) . Mit anderen Worten: das Potential an der invertierenden Eingangsklemme c des Verstärkers 10 steigt schneller in Richtung auf das Potential Vs an als das Potential an der nicht-invertierenden Eingangsklemme d.

Wenn das Ladepotential für den Kondensator C1 die Größe 5 V erreicht, sperrt die Zener-Diode ZD14, so daß die Zufuhr des Stroms 11 unterbrochen wird. Infolgedessen setzt sich die Aufladung des Kondensators C2 fort, so daß sich das Potential am Punkt d (schließlich) dem Potential am Punkt e angleicht. Zu diesem Zeitpunkt geht das Potential an der Ausgangsklemme e des Verstärkers 10 auf das Potential Vs über. Bei der Schaltungskonstruktion nach Fig. 6 sind ebenfalls die in Fig. 4 durch die Kurven b und e angegebenen Operationen erzielbar. Gemäß Fig. 6 ist das Potential am Punkt a nicht z.B. durch die Zener-Diode festgelegt. Infolgedessen entspricht die Potentialänderung am Punkt a oder b der Kurve b gemäß Fig. 4.

Wenn das Potential Vc beim beschriebenen Beispiel auf 13V oder mehr ansteigt, bricht die Zener-Diode ZD14 mit der Zener-Spannung 7 V durch, so daß der Voraufladestrom 11 zu fließen beginnt. Dieser Stromfluß kann jedoch ohne weiteres verhindert werden. Es sei beispielsweise angenommen, daß das Potential Vc im Bereich von 12 + 2 V variiert und Vs = 6 V entspricht. Für diesen Fall genügt für die Zener-Diode ZD14 eine Zener-Spannung von 8 bis 9 V.

Bei der Schaltung nach Fig. 3 oder Fig. 5 wurde der Voraufladestrom 12 durch Stromverstärkung eines Teils des Ladestroms 12 geliefert. Wenn dagegen bei der Schaltung nach Fig. 6 der Strom 11 fließt, wird der Strom 12 nicht unmittelbar benutzt.

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Bis jedoch bei der Schaltung nach Fig. 6 das Ladepotential für den Kondensator C2, d.h. das Potential am Punkt b, das vorgegebene Vorspannpotential Vs erreicht, kann die Zufuhr des Voraufladestroms 11 angehalten werden. Mit anderen Worten: unmittelbar vor dem Aufladen des Kondensators C2 kann der Kondensator C1 durch den Zenerstrom 11 der Zener-Diode ZD14 auf ein Potential aufgeladen werden, das dem Potential Vs angenähert ist.

Fig. 7 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 3, 5 oder 6, wobei die Stromversorgungsschaltung 100 mit dem Potential Vc über eine Reihenschaltung aus Widerständen R12.. , R12₃ und R12. an Masse geschaltet ist. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R12.. und R12-> ist an den Kollektor eines npn-Transistors Q12 angekoppelt. Die Basis des Transistors Q12 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R12., und R12. verbunden, während der Emitter an Masse liegt. Die Widerstände R12₃ und R12₄ sowie der Transistor Q12 bilden einen Konstantspannungskreis oder eine spannungsgeregelte Schaltung, welche der Zener-Diode ZD12 nach Fig. 3 entspricht .

Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R12.. und R12., ist mit der Source-Elektrode und dem Substrat eines p-Kanal-FETs Q14-3 vom Anreicherungstyp verbunden. Die Source-Elektrode des FETs Q14₃ ist über den Widerstand R26 an die Gate-Elektrode angeschlossen, die ihrerseits über den Kondensator C2 an Masse liegt und über den Widerstand R24 mit der nicht-invertierenden Eingangsklemme d des Verstärkers 10 verbunden ist. Die invertierende Eingangsklemme c des Verstärkers 10 liegt über einen Widerstand R22.. und den Kondensator C1 an Masse. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R22.. und dem Kondensator C1 ist mit der Drain-Elektrode des FETs Q14^ verbunden, während er gleichzeitig über einen Widerstand R22~ mit der Ausgangsklemme e des Verstärkers 10 verbunden ist.

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Die Arbeitsweise des FETs bzw. Feldeffekttransistors Q14-, ist praktisch dieselbe, wie sie vorstehend für den Transistor Q14 gemäß Fig. 3 beschrieben wurde. Wenn jedoch die das Potential Vs liefernde Vorspannungseinrichtung 12 gemäß Fig. 5 keinen Spannungsregler enthält, ist der Schaltungsaufbau nach Fig. 7 demjenigen gemäß Fig. 3 überlegen. Im allgemeinen liegt die Schwellenwertspannung zwischen Gate- und Source-Elektrode des Anreichungstyp-MOSFETs in der Größenordnung von einigen Volt. Wenn der Arbeitspunkt des Verstärkers 10 einen Ruhezustand erreicht, wird infolgedessen der FET Q14₃ auf keinen Fall durchgeschaltet, auch wenn der Ladestrom 12 infolge einer Änderung des Potentials Vc zum Kondensator C2 fließt, solange der über den Widerstand R26 entstehende Spannungsabfall die SchwellenwertSpannung nicht übersteigt. Dies bedeutet, daß durch Verwendung des FETs Q14₃ eine ähnliche Wirkung erzielt werden kann, wie bei Verwendung der Diode D14 gemäß Fig. 5.

Durch die Anordnung des Widerstands R22₃ kann die Aufladegeschwindigkeit des Kondensators C1 durch das Ausgangspotential des Verstärkers 10 erhöht werden. Der Grund hierfür liegt darin, daß der Widerstandswert des Widerstands R22₃, soweit dies die Ausgangsleistung des Verstärkers 10 zuläßt, beliebig klein gewählt werden kann. Wenn der MOSFET in der Voraufladungseinrichtung 14 vorgesehen wird, ist die Größe des lieferbaren Voraufladestroms 11 kleiner als bei Verwendung eines bipolaren Transistors. Im Zusammenwirken mit dem Widerstand R22- kann somit die Aufladegeschwindigkeit des Kondensators C1 nach dem Einschalten der Stromquelle zufriedenstellend erhöht werden. Ein solcher Widerstand R22₂ kann in der Schaltung vorgesehen werden, die einen bipolaren Transistor Q14 oder eine Zener-Diode ZD14 als Voraufladungseinrichtung 14 aufweist, etwa wie bei der Schaltung nach Fig. 3 oder 6. Die Drain-Elektrode des FETS Q14₃ kann unmittelbar mit der invertierenden Eingangsklemme c des Verstärkers 10 und nicht unmittelbar mit dem Kondensator C1 verbunden sein.

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Fig. 8 veranschaulicht eine andere Abwandlung der Schaltung gemäß Fig. 3 oder gemäß Fig. 5 bis 7. Dabei ist die Stromversorgungsschaltung 100 mit dem Potential Vc über einen Widerstand R12.. und eine Diode D12 an Masse gelegt. Die Diode D12 besteht aus einem Diodenblock mit einer Vielzahl von pn-übergängen bzw. -Sperrschichten. Die Diode D12 ist in Durchlaßrichtung vorgespannt, um das Vorspannpotential Vs zur Anodenklemme zu liefern. Die Anode der Diode D12 ist mit der Basis eines npn-Transistors Q14. verbunden und über den Widerstand R26 sowie den Kondensator C2 an Masse angeschaltet. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R26 und dem Kondensator C2 ist an den Emitter des Transistors Q14₂ und über den Widerstand R24 an die nicht-invertierende Eingangsklemme d des Verstärkers 10 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q14^ ist mit der Basis eines pnp-Transistors Q14[- verbunden, dessen Emitter über eine Zener-Diode ZD14.. zur Pegelverschiebung mit der Stromversorgungsschaltung 100 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Q14,- ist an die invertierende Eingangsklemme c des Verstärkers 10 angeschlossen.

Die Voraufladungseinrichtung 14 gemäß Fig. 8 ist eine Kombination aus den entsprechenden Einrichtungen nach Fig. 3 und Wenn nach dem Einschalten der nicht dargestellten Stromquelle der Ladestrom 12 zum Kondensator C2 fließt, schaltet der Transistor Q14. durch. Daraufhin schaltet auch der Transistor Q14₅ durch, so daß der Voraufladestrom zum Kondensator CI fließt. Wenn die Zener-Diode ZD14^ nicht vorhanden ist, hat das Durchschalten des Transistors Q14₅ zur Folge, daß sich das Potential an der invertierenden Eingangsklemme c des Verstärkers 10 einmal bzw. sofort nahezu auf das Stromquellenpotential Vc erhöht (vgl. Kurve CII in Fig. 4). Wenn die Zener-Spannung der Zener-Diode ZD14- zweckmäßig gewählt ist, kann die durch die Kurve c in Fig. 4 angegebene Charakteristik bzw. Kennlinie erreicht werden. Die Zener-Spannung der Zener-Diode ZD14..

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besitzt vorzugsweise eine Größe von ungefähr Vc - Vs.

Fig. 9 veranschaulicht eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 8. Gemäß Fig. 8 ist die Pegelschiebe-Zenerdiode ZD14. in den Emitterkreis des Transistors Q14^ eingeschaltet. Gemäß Fig. 9 ist diese Zener-Diode ZD14.. in den Kollektorkreis des Transistors Q14,- eingeschaltet. Bei beiden Schaltungen nach Fig. 8 oder Fig. 9 dient die Zener-Diode ZD14.. zur Begrenzung eines übermässigen Anstiegs des Potentials am Punkt c, wenn der Transistor Q14 ^ durchschaltet. Die Zener-Diode ZD14.. kann somit in die Emitter- oder in die Kollektorstrecke des Transistors Q14,- eingeschaltet werden. Erforderlichenfalls kaiin diese Pegelschiebe-Zenerdiode in beide Strekken eingeschaltet werden. Die Zener-Diode ZD14. kann durch einen Diodenblock mit einer Vielzahl von pn-übergängen ersetzt werden, der einen Spannungsabfall in Durchlaßrichtung entsprechend der Zener-Spannung zu liefern vermag, oder aber durch einen Widerstand mit einem solchen Widerstandswert, daß dieser Spannungsabfall in Durchlaßrichtung hervorgebracht wird.

Bei der Schaltung nach Fig. 9 ist außerdem eine Konstantstromquelle IS 12 zur Lieferung des Vorspannpotentials Vs vorgesehen. Diese Konstantstromquelle kann aus einer an sich bekannten Schaltkreiskonstruktion bestehen. Das Potential Vs nach dem übergang des Verstärkers 10 in den Ruhezustand bestimmt sich durch das Produkt aus dem Widerstandswert eines Widerstands R12~ und dem konstanten Strom IS 12, und nicht durch das Stromquellenpotential Vc. Infolgedessen führt eine Änderung des Potentials Vc nicht zu einem Durchschalten der Transistoren Q14^ und Q14₅·

Fig. 10 veranschaulicht eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 5, bei welcher zwei in Reihe geschaltete Verstärker-

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schaltungen mit der Voraufladungseinrichtung 14 vorgesehen sind. Ein npn-Transistor Q14. ist mit seinem Kollektor an die Stromversorgungsschaltung 100 und mit seiner Basis über einen Widerstand R12.. ebenfalls an die Stromversorgungsschaltung angeschlossen. Die Basis a des Transistors Q14. ist über einen Widerstand R12~ mit Masse und über den Widerstand R26 mit der Basis b eines pnp-Transistors Q14~ verbunden. Die Basis des Transistors Q14~ liegt über den Kondensator C2 an Masse, während sein Kollektor an die invertierende Eingangsklemme c des Verstärkers 10 angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors Q14₂ ist mit dem Emitter des Transistors Q14.. verbunden. Die invertierende Eingangsklemme c liegt über den Widerstand R22 und den Kondensator C1 an Masse, und sie ist über eine Entzerrerschaltung mit Widerständen R20.J und R20₂ sowie dem Kondensator C20 mit der Ausgangsklemme e des Verstärkers 10 verbunden. Die nichtinvertierende Eingangsklemme d des Verstärkers 10 ist über den Widerstand R24 mit der Basis b des Transistors Q14₂ und über einen Kondensator C10 sowie einen Widergabekopf 110 mit Masse verbunden. Wie erwähnt, ist die dem Verstärker zugeordnete Schaltungskonstruktion praktisch dieselbe wie bei der Schaltung nach Fig. 5. Der Emitter und die Basis des Transistors Q14~ sind mit dem Emitter bzw. der Basis eines pnp-Transistors Q14g verbunden. Der Kollektor des Transistors Q14g ist an die invertierende Eingangsklemme f eines Verstärkers 1O₁ angeschlossen. Die invertierende Eingangsklemme f ist über einen Widerstand R20o mit der Ausgangsklemme h des Verstärkers 1O₁ verbunden und über einen Widerstand R22., und einen Kondensator CI₁ an Masse angeschlossen. Die nichtinvertierende Eingangsklemme e des Verstärkers 1O₁ liegt über einen Kondensator C30 an der Ausgangsklemme e des Verstärkers 10. Weiterhin ist die nicht-invertierende Eingangsklemme g über den Widerstand R24₁ mit der Basis des Transistors Q14„ verbunden. Wenn die Eingangsschaltung der Verstärker 10 und 1O₁ aus einem Differentialverstärker besteht, sind die

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Potentiale an den Ausgangsklemmen e und an den nicht-invertierenden Eingangsklemmen g jeweils praktisch einander gleich. Die nicht-invertierende Eingangsklemine g kann somit unmittelbar mit der Ausgangsklemme e des Verstärkers verbunden sein. Das Ausgangssignal vom Verstärker 1O₁ wird über einen Kondensator C30.. abgenommen.

Der Voraufladevorgang (Vorspannung) für den Verstärker 10 ist bereits in Verbindung mit Fig. 5 beschrieben worden. Im vorliegenden Fall ist zu beachten, daß eine einzige Voraufladungseinrichtung (Q14, Q14₂ und Q14_g) die Durchführung des Voraufladevorgangs, d.h. die Zufuhr der Ladeströme 11 und 11₁# für verschiede Verstärker gleichzeitig ermöglicht. Wenn auf diese Weise die Zufuhr der Ladeströme (11, H-i) zu den ersten Kondensatoren (C1, C2) in den Niederfrequenzschleifen in mehreren Verstärkerstufen (10, 10-) durchgeführt wird, wird das Stromquellen-Ansprechen an der letzten Ausgangsklemme h beim Einschalten der Stromquelle weiter verbessert.

Fig. 11 veranschaulicht eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 10, wobei in Fig. 11 der Schaltungsaufbau des Verstärkers 10 im einzelnen dargestellt ist. Die Stromversorgungsschaltung 100 ist über ein3n Widerstand R12.. mit Kollektor und Basis eines pnp-Transistors Q12. verbunden, dessen Emitter a über einen Widerstand R12- mit Basis und Kollektor eines npn-Transistors Q12- verbunden ist. Der Emitter des Transistors Q122 liegt an Masse. Die Basis des Transistors Q12. ist an die Basis eines npn-Transistors Q14. angeschlossen, der an seinem Kollektor mit der Stromversorgungsschaltung 100 und an seinem Emitter j mit den Emittern von pnp-Transistoren Q14₂ und Q14_? verbunden ist. Die Basis-Elektroden dieser Transistoren Q14₂ und Q14y sind über einen Widerstand R26 an den Emitter a des Transistors Q12.. angeschlossen.

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Der Kollektor des Transistors Q14- ist mit der Basis eines npn-Transistors QTO₁ verbunden, während seine Basis bzw. sein Punkt b über einen Widerstand R24 mit der Basis eines npn-Transistors QiO₂ verbunden ist. Die Emitter der Transistoren ΟΙΟ., und QiO₂ sind an den Kollektor eines npn-Transistors Q10n angeschlossen, dessen Emitter über einen Widerstand RIO₁ mit Masse verbunden ist, während seine Basis mit der Basis des Transistors Q12- verbunden ist. Die Transistoren QIO₁ und QIO₂ bilden gemeinsam eine Differentialeingangsschaltung, und der Transistor QIO₃ bildet eine Konstantstromschaltung zur Einstellung des Gleichtaktunterdrückungsverhältnisses , (CMRR) der Differentialtransistoren QIO₁ und QIO₂ auf einen großen Wert. Die Kollektoren der pnp-Transistoren QIO₁ und QiO₂ sind an Kollektoren von pnp-Transistören QIO₄ bzw. QIO₅ angekoppelt, deren Basis-Elektroden mit dem Kollektor des Transistors QIO₄ verbunden sind. Die Emitter der Transistoren QIO₄ und QIO₅ sind über Widerstände RIO₂ und RIO₃ mit der Stromversorgungsschaltung 100 verbunden. Die Transistoren Q10. und QIO₅ bilden gemeinsam eine Stromspiegelschaltung.

Der Kollektor des Transistors Q10v ist mit: der Basis eines pnp-Transistors Q10,- verbunden, dessen Kollektor an der Basis eines npn-Transistors QIO^ liegt. Der Emitter des Transistors Q10, und der Kollektor des Transistors QIO^ sind mit der Stromversorgungsschaltung 100 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q10_g ist über einen Phasenkompensierkondensator C mit seiner eigenen Basis verbunden und über einen Widerstand RIO₄ an den Emitter des Transistors QIO₇ angeschlossen. Die Transistoren Q10,- und Q1O_ bilden eine invertierende bzw. invertierte Darlington-Schaltung. Der Emitter des Transistors Q10- ist über npn-Transistoren QIO₈ und QIO₁₀ mit dem Kollektor eines Transistors QIO₁₁ vom npn-Typ verbunden. Der Emitter des Transistors QIO₁₁ liegt über einen Widerstand RIO₅ an Masse. Der Transistor QIO₁₁ dient als Konstantstrom-

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last für die invertierten Darlington-Transistoren Q10g und QIO₇.

Der Emitter des Transistors QIO₇ ist mit der Basis eines npn-Transistors QiO₁- verbunden, dessen Kollektor an die Stromversorgungsschaltung 100 angeschlossen ist, während sein Emitter über Widerstände R10_c und R10_ mit dem Emitter

D /

eines pnp-Transistors QIO₁₃ verbunden ist. Letzterer liegt mit seiner Basis am Kollektor des Transistors QIO₁₁ und mit seinem Kollektor an Masse. Die Basis des Transistors Q10

ist über den Widerstand R1Og mit Basis und Kollektor eines npn-Transistors QIO₁₄ verbunden, der über einen in Dioden-Schaltung angeordneten npn-Transistor QIO₁,- an Masse angelegt ist. Der Kollektor des Transistors QIO₁₄ ist über einen Widerstand R10_g mit dem Emitter eines npn-Transistors QIO₁₆ verbunden, dessen Basis mit dem Emitter a des Transistors Q12.. verbunden ist, während sein Kollektor an die Stromversorgungsschaltung 100 angeschlossen ist.

Die Verzweigung bzw. der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen RIO, und RIO₇ ist mit der Ausgangsklemme e des Verstärkers 10 verbunden. Die Basis des Transistors QIO₁ ist an die invertierende Eingangsklemme c angeschlossen, die Basis des Transistors Q10„ liegt an der nicht-invertierenden Eingangsklemme d. Der Transistor Q14₇ dient als Voraufladungseinrichtung für den zweiten Kanal. Weiterhin ist ein Verstärker 10R vorgesehen, der einen der Konstruktion des Verstärkers 10L ähnlichen Aufbau besitzt und Transistoren QIO₁ bis QIO₁^ umfaßt, wobei der Transistor Q14₇ den Voraufladestrom H₂ zur Seite des invertierenden Eingangs des Verstärkers 10R liefert.

Beim Verstärker 10L mit dem Aufbau gemäß Fig. 11 wird das vorgegebene Vorspannpotential Vs mit 1/2 des Stromversorgungspotentials Vc gewählt. Wenn der im Schaltbild von Fig. 11

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durch die gestrichelten Linien umrissene Abschnitt nach IC-Technologie gefertigt wird, lassen sich die folgenden Vorteile erzielen: Die Widerstände des integrierten Schaltkreises können durch Diffusion hergestellt werden. Die Widerständswerte solcher Diffusionswiderstände variieren im allgemeinen in einem Bereich von etwa 20 %. Die realtive Widerstandswertvariation auf ein und demselben Chip ist jedoch außerordentlich gering, d.h. sie beträgt gewöhnlich nur einige %. Wenn daher beispielsweise gilt R12. = R12₂, beträgt das Widerstandsverhältnis R12../R122 ungefähr 1. Auf ein und demselben Chip ist außerdem die Änderung bzw. Abweichung zwischen Transistoren desselben Leitfähigkeitstyps ebenfalls klein. Infolgedessen kann die Beziehung Vs = 1/2 Vc im wesentlichen unveränderlich bei einer grossen Zahl von nach Massenfertigungsverfahren hergestellten IC-Chips eingehalten werden.

Die Basispotentiale der Transistoren Q14.. und Q12.. sind einander gleich. In diesem Zusammenhang ist zu beachten, daß beim Durchschalten dieser Transistoren die Potentiale am Punkt j und am Punkt a einander gleich sind. Wenn sich bei der Voraufladung des an die invertierende Eingangsklemme c angeschlossenen ersten Kondensators C1 das Potential an dieser Eingangsklemme c dem Potential Vs nähert, ist der Kollektorstrom des Transistors Q14- bzw. der Voraufladestrom 11 außerordentlich klein. Infolgedessen beträgt auch die Sättigungsspannung V__ ,„.._,. zwischen Kollektor und Emitter des Transistors Q14₂ nahezu Null. Bei fortschreitender Voraufladung geht das Potential an der invertierenden Eingangsklemme c auf das Potential am Emitter j des Transistors Q14.. bzw. das vorgegebene Vorspannpotential Vs über. Die Potentialänderung an der invertierenden Eingangsklemme c zeigt zu diesem Zeitpunkt eine glattebzw. gleichmäßige Exponentialänderung, wie sie durch die Kurve b und nicht durch die Kurve c gemäß Fig. 4 angegeben ist. Die Wellenform für das Stromquellen-

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Ansprechen an der Ausgangsklemme e entspricht daher nicht der Wellenform gemäß Kurve e, sondern der Wellenform gemäß Kurve eil. Der Zeitpunkt, zu welchem der Verstärker 1OL in den Ruhezustand übergeht, d.h. der Zeitpunkt, zu welcher sich die Kurve e asymptotisch dem Potential Vs annähert, liegt jedoch wesentlich vor dem Zeitpunkt t₁₀ gemäß Fig. 4 und um den Zeitpunkt t_ß herum.

Fig. 12 zeigt eine Abwandlung eines Teils der Schaltung gemäß Fig. 11, welcher der Vorspannungseinrichtung 12 und der Voraufladungseinrichtung 14 entspricht. Dabei sind die Basis-Elektroden der, pnp-Transistoren Q14₂ und Q14₇ über die Anoden-Kathodenstrecke der Gleichspannung-Pegelschiedediode D14 an den Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Kondensator C2 und dem Widerstand R26 angeschlossen. Der Grund für die Verwendung der Diode D14 ist derselbe wie für die Diode D14 in Fig. 5. Wenn nach dem übergang des Verstärkers 10 in den Ruhezustand eine Änderung des Stromquellenpotentials Vc einen Ladestromfluß zum zweiten Kondensator C2 zur Folge hat, dient die Diode D14 zur Verhinderung des Fließens des Voraufladestroms 11.

Fig. 13 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 11 oder 12. Ein Hauptmerkmal dieser Abwandlung liegt in der Anordnung einer Stromspiegelschaltung zwischen dar Stromversorgungsschaltung 100 und der Vorspannungseinrichtung 12 mit der Voraufladungseinrichtung 14. Genauer gesagt: die Stromversorgungsschaltung 100 ist an pnp-Transistoren Q12, und Q14„ angeschlossen, die ihrerseits eine Stromspiegelschaltung bilden. Basis und Kollektor des Transistors Q12₄ sind über den Widerstand R12.. mit Basis und Kollektor des npn-Transistors Q12.J verbunden. Der Emitter des Transistors Q12.. ist über den Widerstand R12- an Basis und Kollektor des npn-Transistors Q12₂ angeschlosen. Der Emitter des Transistors Q12₂ ist mit

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Basis und Kollektor eines npn-Transistors Q12^ verbunden, dessen Emitter an Masse liegt.

Die Basis des Transistors Q14g ist mit der Basis des Transistors .Q12. verbunden, während sein Kollektor an den Kollektor des npn-Transistors Q14^ angeschlossen ist, dessen Basis wiederum mit der Basis des Transistors Q12 verbunden ist, während sein Emitter j an die Emitter von pnp-Transistoren Q14₂ bzw. Q14₇ angeschlossen ist. Die Basis-Elektroden der Transistoren Q14₂ und Q14₇ sind über den zweiten Kondensator C2 mit Masse und über den Widerstand R26 mit dem Emitter a des Transistors Q12.. verbunden. Die Voraufladeströme 11 und 11- werden von den Kollektoren der Transistoren Q14„ bzw. Q14₇ abgenommen.

Wenn das Potential am Emitterpunkt a des Transistors Q12 , nämlich das vorgegebene Vorspannpotential Vs, mit 1/2 Vc gewählt wird, muß R12.. gleich R12₂ gewählt werden. Die Summe 2V__p der Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q12. und Q12. wird durch die Summe 2V„_p der Basis-Emitter-Spannung der Transistoren Q12₂ und Q12., kompensiert. Der Kollektorstrom I 12 des Transistors Q12₄ bestimmt sich durch

(Vc-4V_BE)/(R12₁+R12₂) (2)

Hierbei wird aufgrund der Eigenschaft der Stromspiegelschaltung die Größe des Voraufladestroms 11 + 11- oder des Kollektorstroms des Transistors Q14_O durch kl12 bestimmt.

Dabei bedeutet k eine Konstante, die sich durch ein Verhältnis (S14/S12) der Emitterfläche (S14) des Transistors Q14g zur Emitterfläche (S12) des Transistors Q12, bestimmt. Wenn der Strom 112 nach Gleichung (2) berechnet wird, wird die maximale Größe des Vorauf ladestroms 11 + H₂ automatisch festgelegt.

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In den beiden Fällen von Fig. 12 und 13 sind die Potentiale am Punkt a und am Punkt j jeweils gleich groß, solange der Voraufladestrom zugeführt wird. Infolgedessen können die von der Schaltung nach Fig. 11 gebotenen Vorteile auf ähnliche Weise auch bei den Schaltungen gemäß Fig. 12 und 13 gewährleistet werden.

Obgleich vorstehend verschiedene bevorzugte Ausführungsformen und Abwandlungen der Erfindung dargestellt und beschrieben sind, sind dem Fachmann selbstverständlich weitere Änderungen und Abwandlungen möglich, ohne daß vom Rahmen der Erfindung abgewichen wird.

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Leerseite

Claims

Henkel, Kern, Feiler & Hänzel Patentanwälte

Registered Representatives

before the

European Patent Office

Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha,

Möhlstraße 37 Kawasaki-shi, Japan D-8000 München 80

Tel.: 089/982085-87 Telex: 0529802 hnkl d Telegramme: ellipsoid

15. Mai

54P062-3

Vorspannungsschaltung für einen linearen

Verstärker

Patentansprüche

.) Vorspannungsschaltung für einen linearen Verstärker, mit einer Verstärkereinheit mit invertierender und nicht-invertierender Eingangsklemme, einer zwischen die Ausgangsklemme der Verstärkereinheit und die invertierende Eingangsklemme eingeschalteten Gegenkopplungseinheit, einem zwischen eine Rückkopplungssignalschaltung der Gegenkopplungseinheit und eine Schaltung mit Null-Wechselstrompotential eingeschalteten ersten Kondensator, wobei der erste Kondensator eine Gleichspannung-Übergangsfunktion der Gegenkopplungseinheit gegenüber ihrer Wechselspannung-Übergangsfunktion größer gestaltet, und einer Vorspannungseinheit, um an die Verstärkereinheit ein vorgegebenes Vorspannpotential (Vs) solcher Größe anzulegen, daß das Wechselspannung-Ausgangssignal der Verstärkereinheit in bezug auf den Null-Pegel symmetrisch abgekappt (clipped) wird,

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gekennzeichnet durch einen zweiten Kondensator (C2), der zwischen eine Schaltung zur Lieferung des vorgegebenen Vorspannpotentials und die Schaltung mit Null-Wechselstrompotential an einer Stelle zwischen der Vorspanneinheit (12) und der nicht-invertierenden Eingangsklemme der Verstärkereinheit (10) eingeschaltet ist und der durch die Vorspannungseinheit (12) von dem Augenblick an aufladbar ist, an welchem eine Stromversorgungsschaltung (100) die Verstärkereinheit (10) mit Strom zu speisen beginnt, und durch eine Voraufladungseinheit (14) zur Zufuhr eines Voraufladestroms zum ersten Kondensator (C1) nur während der Zeitspanne von der Einleitung der Stromzufuhr zur Verstärkereinheit (10) bis zu dem Punkt, an welchem die Verstärkereinheit durch das vorgegebene Vorspannpotential vorgespannt ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Größe des VorspannStroms (11) so gewählt ist, daß während der Zeitspanne, während welcher die Vorspannungseinheit (14) den Vorspannstrom (11) zuführt, ein Potential (c) an der invertierenden Eingangsklemme der Verstärkereinheit (10) sich schneller dem vorgegebenen Vorspannpotential (Vs) annähert als ein Potential (d) an der nichtinvertierenden Eingangsklamme.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Gegenkopplungseinheit (R20, R22) einen zwischen die Ausgangsklemme und die invertierende Eingangsklemme der Verstärkereinheit (10) geschalteten ersten Impedanzkreis (C20, R20.J, R20~), einen zwischen die invertierende Eingangsklemme der Verstärkereinheit (10) und den ersten Kondensator (C1) geschalteten zweiten Impedanzkreis (R22..) und einen zwischen den Verbindungspunkt zwischen zweitem Impedanzkreis (R22..) und erstem Kondensator (C1) sowie die

909847/0835 _{BAD 0RIGINAL}

ο

Ausgangsklemme der Verstärkereinheit (10) eingeschalteten Auflagewiderstand (R22~) aufweist, der zur Verkleinerung der Ladezeitkonstante des ersten Kondensators (C1) unter dem Ausgangskleinmenpotential der Verstärkereinheit (10) , dient.

4. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungseinheit (12) einen Potentialteilerkreis mit mehreren in Reihe geschalteten Widerständen (R12.J, ^R12o) aufweist, welcher das Stromversorgungspotential (V^) für die Verstärkereinheit (10) zur Lieferung des vorgegebenen Vorspannpotentials (Vs) dividiert.

5. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungseinheit: (12) drei in Reihe geschaltete Widerstände (R12.J, R12-, und R12.) und einen Transistor (Q12) aufweist, dessen Kollektor mit dem Verbindungspunkt zwischen dem anderen Ende des ersten Widerstands (R12.) und dem einen Ende des zweiten Widerstands (R12-,) verbunden ist, während seine Basis am Verbindungspunkt zwischen dem anderen Ende des zweiten Widerstands (R12.,) und dem einen Ende des dritten Widerstands (R12.) liegt und sein Emitter mit dem anderen Ende des dritten Widerstands (R12,) verbunden ist, und daß das Stromversorgungspotential (Vc) für die Verstärkereinheit (10) an das eine Ende des ersten Widerstands anlegbar ist und das vorgegebene Vorspannpotential (Vs) vom Verbindungspunkt zwischen erstem und zweitem Widerstand abgenommen wird.

6. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungseinheit (12) eine Zener-Diode (ZD12) aufweist, deren vorgegebene Zener-Spannung das vorgegebene Vorspannpotential (Vs) bestimmt.

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7. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungseinheit (12) einen Diodenblock (D12) mit einer Anzahl von pn-übergängen aufweist, dessen Durchlaß-Vorspannungsabfall (forward biased voltage drop) das vorgegebene Vorspannpotential (Vs) bestimmt.

8. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungseinheit (12) eine Reihenschaltung mit einer Konstantstromquelle (IS12) und einen Vorspannwiderstand (R12₂) aufweist, wobei das vorgegebene Vorspannpotential (Vs) durch einen Spannungsabfall bestimmt wird, der über den Vorspannwiderstand (R12_?) durch den von der Konstantstromquelle (IS12) gelieferten Strom eingeführt wird.

9. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Voraufladungseinheit (14) einen Voraufladetransistor (Q14) aufweist, der am Emitter mit dem vorgegebenen Vorspannotential (Vs) gespeist wird, an seinem Kollektor mit dem ersten Kondensator (C1) verbunden ist und dessen Emitter-Basisstrecke einem Basisstrom entsprechend den zum zweiten Kondensator (C2) fließenden Ladestrom (12) fließen läßt, wobei der Voraufladetransistor (Q14) den Voraufladestrom (11) nur dann dem ersten Kondensator (CI) zuführt, wenn der Basisstrom fließt.

10. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Voraufladungseinheit einen, ersten Voraufladetransistor (Q14.j) eines ersten Leitfähigkeitstyps (npn) , der am Kollektor mit dem Stromversorgungspotential (Vc) für die Verstärkereinheit (10) und an der Basis mit dem vorgegebenen Vorspannpotential (Vs) gespeist wird und einen zweiten Vorauf ladetransistor (Q14₂) eines zweiten Leitfähigkeits-

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typs (pnp) aufweist, der am Emitter mit dem Emitter des ersten Voraufladetransistors und am Kollektor mit dem ersten Kondensator (C1) verbunden ist, und daß die Basis-Emitterstrecke des ersten Voraufladetransistors sowie die Emitter-Basisstrecke des zweiten Voraufladetransistors einen Basisstrom entsprechend dem Ladestrom (12) zum zweiten Kondensator (C2) fließen lassen, wobei die beiden Voraufladetransistoren (Q14.., Q14₂) den Voraufladestrom (11) zum ersten Kondensator (C1) nur dann zuführen, wenn der Basistrom fließt.

11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Voraufladungseinheit (14) weiterhin eine erste Gleichspannung-Pegelschiebeeinheit (D14), die zwischen den Emitter des ersten Vorauf ladetransistors (Q14..) und den Emitter des zweiten Voraufladetransistors (Q14₂) eingeschaltet ist, und einen zwischen die Basis-Elektroden der beiden Voraufladetransistoren (Q14.J und Q14₂) eingeschalteten Nebenschlußwiderstand (R26) aufweist, welcher den Ladestrom (12) fließen läßt, wobei die Größe einer vorgegebenen Schwellenwertspannung dann, wenn die beiden Voraufladetransistoren (Q14.J , Q14~) durch einen Spannungsabfall über den Nebenschlußwiderstand durchgeschaltet sind, um eine Größe der von der ersten Gleichspannung-Pegelschiebeeinheit (D14) verschobenen Spannung (V„) er-

höht wird.

12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Gleichspannung-Pegelschiebeeinheit (D14) eine in Durchlaßrichtung vorgespannte Diode mit mindestens einem pn-übergang aufweist.

13. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß

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die erste Gleichspannung-Pegelschiebeeinheit (D14) eine Zener-Diode umfaßt.

14. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Voraufladungseinheit (14) eine Vorauflade-Zenerdiode (ZD14) aufweist, die zwischen die Stromversorgungsschaltung (100) für die erste Verstärkereinheit (10) und den ersten Kondensator (C1) eingeschaltet ist und deren Zener-Spannung (Vz) oberhalb eines Potentialunterschieds (Vc-Vs) zwischen dem Potential (Vc) der Stromversorgungsschaltung (100) und dem vorgegebenen Vorspannpotential (Vs), aber unterhalb eines Potentialunterschieds (Vc-O) zwischen dem Potential (Vc) der Stromversorgungsschaltung und dem Potential der Wechselstrom-Nullpotentialschaltung liegt.

15. Schaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Voraufladungseinheit (14) weiterhin einen mit der Vorauf lade-Zenerdiode (ZD14) in Reihe geschalteten Einstellwiderstand (R14..) zur Einstellung der Ladegeschwindigkeit des ersten Kondensators (C1) aufweist.

16. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Voraufladungseanhext (14) einen Anredchungstyp-Vorauf lade-FET (Q14.,) umfaßt, der am ersten Anschluß bzw. an der Source-Elektrode an das Vorspannpotential (Vs) angeschlossen ist, am zweiten Anschluß bzw. an der Drain-Elektrode mit dem ersten Kondensator (C1) verbunden ist und über die Strecke zwischen erstem Anschluß und Gate-Elektrode mit einer Gate-Spannung entsprechend dem Ladestrom (12) zum zweiten Kondensator (C2) beaufschlagbar ist, wobei der FET (Q14₃) den Voraufladestrom (11) dem Voraufladekondensator (C1) nur dann zuführt, wenn die

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Gate-Spannung die Schwellenwert spannung des FETs (Q14-.) übersteigt.

17. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß· die Voraufladungseiriheit (14) einen ersten Voraufladetransistor (Q14₄) eines ersten Leitfähigkeitstyps (npn)/ dessen Basis an das vorgegebene Vorspannpotential (Vs) angeschlossen ist und dessen Basis-Emitterstrecke einen Basisstrom entsprechend dem Ladestrom (12) zum zweiten Kondensator (C2) fließen läßt, einen zweiten Voraufladetransistor (Q14,-) eines zweiten Leitfähigkeitstyps (pnp),,der an der Basis mit dem Kollektor des ersten Voraufladetransistors (Q14*), am Emitter mit der Stromversorgungsschaltung (100) und am Kollektor mit dem Kondensator (CI) verbunden ist, und eine zweite Gleichspannung-Pegelschiebeeinheit (ZD14..) aufweist, die in Reihe in die Emitter-Kollektorstrecke des zweiten Voraufladetransistors (Q14[-) zwischen erstem Kondensator (C1) und Stromversorgungsschaltung (100) eingeschaltet ist.

18. Schaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Pegelschiebeeinheit (ZD14..) eine Zener-Diode umfaßt.

19. Schaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Pegelschiebeeinheit (ZD14..) eine Diode bzw. einen Diodenblock mit einer Anzahl von pn-Obergängen umfaßt.

20. Schaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Pegelschiebeeinheit (ZD14^) einen Widerstand umfaßt.

21. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkereinheit (10) mehrere getrennte Verstärker (10, 1O₁) umfaßt, daß die Gegenkopplungseinheit

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(R20, R22) für jeden Verstärker vorgesehen ist, daß je ein erster Kondensator (C1 , Ci₁) für jede Gegenkopplungseinheit vorgesehen ist und daß die Voraufladungseinheit

(14) Voraufladeströme (11/ H₁) zu den betreffenden Kondensatoren (C1, CI₁) liefert.

22. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungseinheit (12) einen ersten, am einen Ende mit der Stromversorgungsschaltung (100) verbundenen Widerstand (R12..), einen ersten Vorspanntransistor (Q12.|) eines ersten Leitfähigkeitstyps (npn) , der an Basis und Kollektor mit dem anderen Ende des ersten Widerstands (R12..) verbunden ist, und einen zweiten Widerstand (R12₂)' auf weist, der am einen Ende mit dan Emitter (a) des ersten Vorspanntransistors (Q12..), der an das vorgegebene Vorspannpotential (Vs) angeschlossen ist, und am anderen Ende mit der Wechselstrom-Nullpotentialschaltung verbunden ist und daß die Voraufladungseinheit (14) einen ersten Voraufladetransistor (014^ eines ersten Leitfähigkeitstyps (npn), der am Kollektor mit der Stromversorgungsschaltung (100), an der Basis mit der Basis des ersten Vorspanntransistors (Q12..) verbunden ist, und einen zweiten Voraufladetransistor (Q14₂) eines zweiten Leitfähigkeitstyps (pnp) aufweist, der am Emitter mit dem Emitter (j) des ersten Voraufladetransistors (Q14..) und am Kollektor mit dem ersten Kondensator (C1) verbunden ist, und daß die Basis-Emitterstrecke des ersten Vorauf ladetransistors sowie die Emitter-Basisstrecke des zweiten Voraufladetransistors einen Basisstrom entsprechend dem Ladestrom (12) zum zweiten Kondensator (C2) fließen lassen, wobei die beiden Transistoren (Q14.., Q14-) ^^en ersten Voraufladestrom (11) nur bei fließendem Basisstrom dem ersten Kondensator (C1) zuführen und wobei das Potential am Emitter (j) des ersten Vorauf ladetransistors (Q14..) bei fließendem ersten Voraufladestrom (11) praktisch gleich dem vorgegebenen Vorspannpotential (Vs) ist.

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23. Schaltung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Voraufladungseinheit (14) weiterhin mindestens einen dritten Voraufladetransistor (Q14_) aufweist, der an Emitter und Basis mit Emitter und Basis des zweiten Vorauf ladetransistors (Q14₂) verbunden ist, während sein Kollektor einen zweiten Voraufladestrom (H₉) mit praktisch derselben Größe wie derjenigen des ersten Voraufladestroms (11) liefert, und daß der zweite Voraufladestrom (H9) einem anderen ersten Kondensator (C1) zuführbar ist, der von dem mit dem ersten Vorauf ladestrom (H) gespeisten ersten Kondensator (C1) verschieden ist.

24. Schaltung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Voraufladungseinheit (14) weiterhin eine zwischen die Basis des zweiten Voraufladetransistors (Q14₂) und den zweiten Kondensator (C2) eingeschaltete erste Gleichspannung-Pegelschiebeeinheit (D14) und einen Nebenschlußwiderstand (R26) aufweist, der mit einem Verbindungspunkt zwischen der ersten Pegelschiebeeinheit (D14) und dem zweiten Kondensator (C2) sowie dem Emitter des ersten Vorspanntransistors (Q12.j) verbunden ist, wobei sich die Größe einer vorgegebenen Schwellenwertspannung, wenn die beiden Voraufladetransistoren (Q14.. , Q14₂) durch einen Spannungsabfall über den Nebenschlußwiderstand (R26) durchgeschaltet sind, um die Größe einer Spannung (V ) erhöht, die durch die erste Pegelschiebeeinheit (D14) verschoben wurde.

25. Schaltung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Gleichspannung-Pegelschiebeeinheit (D14) eine in Durchlaßrichtung vorgespannte Diode mit mindestens einem pn-übergang aufweist.

26. Schaltung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Gleichspannung-Pegelschiebeeinheit (D14) eine Zener-Diode umfaßt.

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27. Schaltung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungseinheit (12) weiterhin einen zweiten Vorspanntransistor (Q12.) eines zweiten Leitfähigkeitstyps (pnp) aufweist, der am Emitter mit der Stromversorgungsschaltung (100) und an Basis und Kollektor mit dem einen Ende des ersten Widerstands (R12..) verbunden ist, daß die Voraufladungseinheit (14) einen vierten Vorauf ladetransistor (Q14g) eines zweiten Leitfähigkeitstyps (pnp) aufweist, der mit seinem Emitter mit der Stromversorgungsschaltung (100), mit seiner Basis mit der Basis des zweiten Vorspanntransistors (Q12-) und mit seinem Kollektor mit dem Kollektor des ersten Voraufladetransistors (Q14.j) verbunden ist und daß der vierte Vorauf ladetransistor (Q14g) zusammen mit dem zweiten Vorspanntransistor (Q12₄) eine Stromspiegelschaltung bildet, wodurch die Größe des ersten Voraufladestroms (11) durch den Kollektorstrom (112) des zweiten Vorspanntransistors bestimmt wird.

28. Schaltung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Vorspanntransistor (Q12.) und der vierte Vorauf ladetransistor (Q14_ß) auf demselben Halbleitersubstrat ausgebildet sind und daß das Größenverhältnis von Kollektorstrom (112) des zweiten Vorspanntransistors (Q12.) und erstem Voraufladestrom (11) durch das Verhältnis zwischen der Emitterfläche des zweiten Vorspanntransistors (Q12.) und der Emitterfläche des vierten Voraufladetransistors (Q14g) bestimmt wird.

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