DE2929683C2 - Gegentaktverstärker - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Gegentaktverstärker mit einer ersten Gruppe von Transistoren, welche zur Bildung einer Verbundschaltung geschaltet sind, mit einer zweiten Gruppe von Transistoren, deren Leittyp komplementär zu demjenigen der ersten Transistorgruppe ist und welche so angeordnet sind, daß sie eine Verbundschaltung ergeben, damit sie mit der ersten Transistorgruppe ein Paar bilden, wobei die Emitter der Transistoren der letzten Stufe der ersten und zweiten Gruppe mit einem gemeinsamen Ausgangsanschluß Ober einen ersten bzw. zweiten Widerstand geschaltet sind, mit einer ersten und zweiten Detektorschaltung zur Erfassung einer Potentialdifferenz zwischen dem Eingang der ersten Transistorgruppe und dem gemeinsamen Ausgangsanschluß sowie einer Potentialdifferenz zwischen dem Eingang der ersten Transistorgruppe und dem gemeinsamer. Ausgangsanschluß sowie einer Potentialdifferenz zwischen dem Eingang der zweiten Transistorgruppe und dem gemeinsamen Ausgangsanschluß, und mit einer ersten und zweiten variablen Vorspannungsschaltung, die in Serie zwischen die Eingänge der ersten und zweiten Transistorgruppen geschaltet sind und welche variable, in Vorwärtsrichtung vorspannende Spannungen an die Eingänge der ersten und zweiten Transistorgruppen abhängig von den erfaßten Ausgängen der ersten und zweiten Detektorschaltung zuführen.

Ein Gegentaktverstärker der eingangs genannten Art ist aus der DEOS 29 05 659 bekannt.

Gegentaktverstärker werden durch die Klassifizierungen A, AB, B usw. abhängig von ihrem Arbeitspunkt definiert. Ein Verstärker der Klasse A hat einen Arbeitspunkt, der im wesentlichen in der Mitte des linearen Teils der Eingangsspannung in Abhängigkeit von der Ausgangskennlinie der Transistoren der Ausgangsstufe eingestellt ist Ein Verstärker der Klasse

A hat daher eine Charakteristik mit sehr geringer Verzerrung, besitzt jedoch andererseits Nachteile wie die Notwendigkeit, einen Ruhestrom auch dann zu erzeugen, wenn kein Signal auftritt, wodurch der Wirkungsgrad gering ist und eine große Wärmemenge erzeugt wird. Ein Verstärker der Klasse A mit 100 Watt Ausgangsleistung wird beispielsweise auf eine Speisespannung von ±50 Volt eingestellt; der Ruhestrom liegt dabei in der Größenordnung von 4 Ampere. Wenn kein Signal auftritt, wird demnach eine Leistung von 400 Watt verbraucht Daher erzeugt ein derartiger Verstärker der Klasse A eine große Wärmemenge, die es notwendig macht, Einrichtungen zur Wärmeableitung vorzusehen, wodurch ,sich hohe Kosten, erhöhtes Gewicht und Schwierigkeiten bei der Mineaturisierung ergeben. Der Ruhestrom eines Verstärkers der Klasse A ergibt sich beispielsweise unter Berücksichtigung eines geschätzten minimalen Lastimpedanzwertes von beispielsweise 4 Ohm. Wenn der Verstärker mit einer höheren Lastimpedanz verwendet wird, ergibt sich ein geringerer Wirkungsgrad und es kann bei Oberschreiten des Nennwertes der Ausgangsleistung ein Betrieb entsprechend einem Verstärker der Klasse AB auftreten, wodurch Verzerrungen des Ausgangssignales hervorgerufen werden.

Bei einem Verstärker der Klasse AB ist der Ruhestrom geringer als bei einem Verstärker der Klasse A, während bei einem Verstärker der Klasse B der Ruhestrom theoretisch gleich Null ist Der Wirkungsgrad eines Verstärkers der Klasse AB bzw. B ist größer als der eines Verstärkers der Klasse A, und es wird darüber hinaus weniger Wärme abgegeben. Bei den Transistoren der Ausgangsstufe eines Gegentaktverstärkers der Klasse AB und B tritt jedoch ein Schaltvorgang auf, der zu einer Schaltverzerrung führt und damit zu einem höheren Verzerrungsfaktor als bei einem Gegentaktverstärker der Klasse A.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Gegentaktverstärker der eingangs genannten Art dahingehend zu verbessern, daß eine geringere Verzerrung des Ausgangssignales und damit eine verbesserte Betriebsweise bei einem Verstärker der Klasse A erreicht wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die erste und zweite Detektorschaltung jeweils eine Vielzahl von Halbleiter-Elementen und wenigstens einen Widerstand aufweisen, die in Serie zwischen die entsprechenden Eingänge der ersten und zweiten Transistorgruppe einerseits und den gemeinsamen Ausgangsanschluß andererseits geschaltet sind, daß die Zahl der Halbleiter-Elemente gleich der Zahl der Transistoren jeweils der ersten und zweiten Transistorgruppe sind, daß die erste und zweite variable Vorspannungsschaltung vorbestimmte Vorspannungen an die erste und zweite Transistorgruppe anlegen, wobei diese vorbestimmten Vorspannungen im wesentlichen gleich der Schwellwertspannung des Halbleiter-Elementes, multipliziert mit N, bsi Abwesenheit eines Eingangssignales ist, das an die Eingänge der ersten und zweiten Transistorgruppe angelegt wird, und daß eine erste und zweite Steuereinrichtung zur Steuerung der ersten und zweiten variablen Vorspannungsschaltung angeordnet sind, um an die Eingänge der ersten und zweiten Transistorgruppen Spannungen zur Vorspannung in Vorwärtsrichtung entsprechend einer Summe der vorbestimmten Vorspannung in Vorwärtsrichtung und einer Spannung Ober wenigstens dem einen Widerstand anzulegen, die durch das Vorliegen des Eingangsignales hervorgerufen wird.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteranspröchenr

Bei dem erfindungsgemftßen Gegentaktverstärker erhöht sich die Spannung zur Vorspannung in Vorwlrtsrichtung sanfter auf Grund des Anlegens des Eingangssignales, welches am Ausgang des Gegentaktverstärker zu einem Signal führt, dessen Wellenform am Verbindungspunkt zwischen den oberen und unteren Halbwellen sanfter bzw. gleichmäßiger verläuft; damit ergibt sich eine geringe Schalt- bzw. Oberkreuzungs-Verzerrung. Außerdem wird ein hoher Wirkungsgrad gewährleistet

Die Schaltung des erfindungsgemäßen Gegentaktverstärkers hat außerdem zum Vorteil, daß die Vorspan nung der Transistoren der Ausgangsstufe konstant gehalten wird, wenn das Ausgangssignal in einem Bereich unterhalb eines vorgegebenen Wertes liegt und bei dem die Vorspannung abhängig vom Ausgangssignal verändert wird, wenn das Ausgangssignal oberhalb eines vorbestimmten Wertes liegt L"*c Erfindung schafft damit einen Gegentaktverstärker der Klasse A, der einen sehr niedrigen Ruhestrom aufweist, einen guten Wirkungsgrad hat und dessen Ausgangssignal infolge des Fehlens von Verzerrungen wie einer Schalt- oder Übert veuzungsverzerrung einen geringen Verzerrungsfaktor aufweist

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand der Zeichnung beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Arbeitsweise eines bekannten Verstärkers der Klasse A,

Fig.2 ein Schaltungsdiagramm einer ersten Ausfüh-)5 rungsform des eiiindungsgemäßen Gegentaktverstärker,

F i g. 3 eine graphische Darstellung zur Veranschaulichung der Beziehung zwischen der Differenz der Eingangsspannung und der Ausgangsspannuiig der Transistoren der Ausgangsstufen bei der Schaltung nach F i g. 2 sowie der Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter eines Transistors zur Änderung der Vorspannung,

F i g. 4 eine graphische Darstellung zur Veranschaulichung des Verhältnisses zwischen dem Ausgangsstrom und einer Vorspannung für die Schaltung nach F i g. 2,

Fi.5 eine Darstellung von Wellenformen des Ausgangsstromes der Schaltung nach F i g. 2,

Fig.6 eine Darstellung der Wellenform des Ausgangsstromes eines bekannten Gegentaktverstärker der Klasse B,

F i g. 7 ein Schaltungsdiagramm einer zweiten Ausführungsform eines Gegentaktverstärker gemäß der Erfhdung,

Fig.8 eine Teildartelllung der Schaltung des Gegentaktverstärker nach Fig.7 zur Vcranschaulichung einer Änderung eines Teiles der Schaltung und

Fig.9 eine Darstellung einer dritten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Gegentaktverstärker. Zum vollen Verständnis der vorliegenden Erfindung ist es förderlich, zunächst kurz den Ruhestrom eines bekannten Verstärker der Klasse »A« in Verbindung mit F i g. I zu beschreiben. Auf der Abszisse der F i g. I ist die Spannung V_Ce zwischen dem Kollektor und dem Emitter eines Ausqangsstufentransistors des Verstärker dargestellt, während die Ordinate den Emitterausgangsstrom Ie des Transistor wiedergibt

Im Falle einer Lastimpedanz von 8 Ohm ist die

optimale Lastlinie zum Erhalten einer Ausgangswellenform, die durch die nicht unterbrochene Linie IV angezeigt ist, durch die nicht unterbrochene Linie I wiedergegeben. Der Ruhestrom in diesem Fall soll einen Wert haben, wie er im Punkt /| angezeigt ist. Die Lastlinie einer Lastimpedanz von 4 Ohm, wenn der Ruhestrom den Wert /ι besitzt entspricht der versetzten Linie II. Aus diesem Grund wird die Ausgangswellenform zu diesem Zeitpunkt verzerrt bzw. gestört, wie uies durch die versetzte Linie V angezeigt ist, und die Eingangswellenform wird nicht mehr länger genau wiedergegeben. Daher hat es sich in der Praxis von bekannten Verstärkern der Klasse »A« eingebürgert, den Ruhestrom auf einen Ruhestromwert Ii einzustellen, der durch die optimale Lastlinie für die geschätzte niedrigste Lastimpedanz von 4 Ohm bestimmt wird, angezeigt durch die strichpunktierte Linie III. Wird jedoch der Verstärker für eine Last von 8 Ohm verwendet, so ist diese Praxis nachteilig in bezug auf den Wirkungsgrad.

Demgegenüber ist es mit der Erfindung möglich, einen Gegentakt-Verstärker zu schaffen, der einen geringen Verzerrungsfaktor in der gleichen Größenordnung als derjenige eines Verstärkers der Klasse »A« besitzt und darüber hinaus für einen Betrieb geeignet ist mit einem hohen Wirkungsgrad, der nahe an denjenigen eines Verstärkers der Klasse »AB« oder »B« heranreicht.

Anhand von Fig. 2 wird nun die erste Ausführungsform eines Gegentakt-Verstärkers nach der Erfindung beschrieben. Ein Tonsignal wird an einem Eingangsanschluß Il eingespeist, durch eine Vortreiberschaltung 12 verstärkt und danach über die Emitter des Transistoren Q 3 und Q 2 weitergclcitet. Das durch den Emitter des Transistors Q2 weitergeleilete Signal wird an die Basis eines Transistors Ql angelegt und zur gleichen Zeit an den nichtinvertierenden Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers 17a. In ähnlicher Weise gelangt das Signal über den Emitter des Transistors ζ) 5 an die Basis eines Transistors Q9 und wird zugleich dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß eines Operationsverstär-

Irprc 17/i pinf7f»crbpicf

Eine Dauerstrom- bzw. Konstantstromschaltung 13a umfaßt einen PNP-Transistor Q 1, Widerstände R 1 und /?2 und eine Diode Di und ist mit dem Emitter des Transistors Q 2 verbunden. In ähnlicher Weise besteht eine Konstantstromschaltung 136 aus einem NPN-Transistor Q 6. Widerständen Ri und RA und aus einer Diode D 2 und ist mit dem Emitter des Transistors Q 5 in Verbindung. Der PNP-Transistor QZ eine Diode D3 und Widerstände R 5 und R 6 bilden eine variable Vorspannungsschaltung 14a Die Vorwärts gerichtete Diode D 3 und der Widerstand R 6 sind parallel zwischen den Kollektor und die Basis des Transistors Q 2 geschaltet. Der Widerstand R 5 liegt in Reihe mit dem Widerstand R 6. Der NPN-Transistor <?5, eine Diode DA und Widerstände Rl und R8 bilden eine weitere variable Vorspannungsschaltung 146. Die in umgekehrter Richtung gepolte Diode DA und der Widerstand RS sind parallel zwischen den Kollektor und die Basis des Transistors Q 5 geschaltet. Der Widerstand R 7 ist in Reihe mit dem Widerstand RS verbunden. Die zuvor erwähnten Widerstände R 5, R 6. R 7 und R 8 werden so ausgewählt, daß sie jeweils den gleichen Widerstandswert aufweisen.

Ein PNP-Transistor QX ein NPN-Transistor QA und Stromquellen -Bi und +Bi sind mit den Kollektoren dieser Transistoren verbunden, um eine Stromversorgungsschaltung 15 zu bilden. Der NPN-Transistor Ql und ein weiterer NPN-Transistor QS und der PNP-Transistor Q9 und ein weiterer PNP-Transistor QiO sind miteinander so verbunden, daß sie ein Darlington-Paar als Ausgangsstufen bilden. Die Emitter der Transistoren QB und QiO sind mittels Widerständen R 9 und R10 miteinander verbunden, und die Ausgangsstufe ist als eine rein komplementäre Gegentakt-Anordnung aufgebaut. Die Verbindungsstelle zwischen den Widerständen R 9 und Λ10 ist mit Widerständen R 11 und R 13 verbunden.

Eine Detektorschaltung 16a umfaßt einen Operationsverstärker 17a, dessen invertierender Eingangsanschluß mit dem Widerstand AU verbunden ist und zwischen dessen Ausgang und invertierenden Eingang ein Widerstand R 12 geschaltet ist. In ähnlicher Weise umfaßt eine weitere Detektorschaltung 166 einen Operationsverstärker 176, dessen invertierender Eingangsanschiuß mit dem Widerstand R \s in Verbindung steht und zwischen dessen Ausgang und invertierenden Eingang ein Widerstand R 14 geschaltet ist. Bestimmte Gleichspannungen werden von Gleichspannungsquellen 18a und 19a und entsprechenden Gleichspannungsquellen 186 und 196 den beiden Eingangsanschlüssen dieser Operationsverstärker 17a bzw. 176 eingespeist. Die Widerstandswerte der Widerstände R 12 und R 14 werden gleich groß zu denjenigen der Widerstände R 11 und R Ii gewählt.

Das an der Verbindungsstelle der Widerstände R 9 und R 10 auftretende Ausgangssignale wird durch ein Filter geleitet, das '.:ine Spule L \, einen Kondensator C1 und Widerstände R 15 und R 16 umfaßt und gelangt an einen Ausgangsanschluß 20.

Die Emitterausgänge der Transistoren QS und Q 10 werden durch die Widerstände R 9 und Λ 11 bzw. die Widerstände R 10 und R 13 geleitet und gelangen an die invertierenden Eingangsanschlüsse der Operationsverstärker 17a mißt die Spannungsdifferenz zwischen der Basisspannung des Transistors Ql und der Emitterspannung des Transistors QS. das ist die Spannungsdifferenz /wischen der Eingangsspannung und der Auseanesspannune der Auseanesstiifentransistoren Ol und QS Das Spannungsdiffeicnzmeßsignal des Operationsver.tärkers 17a gelangt über den Widerstand R 5 an die Basis des Transistors QZ In ähnlicher Weise stellt der Operationsverstärker 176die Spannungsdifferenz zwischen der Basisspannung des Transistors Q9 und der Emitterspannung des Transistors Q10 fest, das ist die Spannungsdifferenz zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung der Ausgangsstufentransistoren Q9 und Q 10. Das Spannungsdifferenz-Detektorausgangssignal des Operationsverstärkers 176 gelangt über den Widerstand Rl an die Basis des Transistors Q 5.

Dies bedeutet nun. daß, wenn die Spannungsdifferenz zwischen der Basisspannung des Transistors Q 7 und der Emitterspannung des Transistors QS groß wird, die festgestellte Ausgangsspannung für diese Spannungsdifferenz von dem Operationsverstärker 17a mit dieser Spannungsdifferenz übereinstimmt und dementsprechend groß wird, wodurch die Diode D 3 sperrt und die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q 2 infolge der Eingangsspannung an der Basis ansteigt. Umgekehrt, wenn die Spannungsdifferenz zwischen der Basisspannung des Transistors Ql und der Emitterspannung des Transistors Q 8 klein wird, beispielsweise in der Größenordnung von 1 Volt oder weniger, wird die als Ausgangssignal von dem

Operationsverstärker 17a erzeugte festgestellte Spannungsdifferenz niedrig, wodurch die Diode D3 leitend wird. Demgemäß gilt für den Fall, in welchem als Transistor Q2 ein Eiliziumtransistor und als Diode D3 ein Germaniumdiode verwendet werden, daß die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Ql einen Spannungswert von 0,2 Voll aufweist der sich aus der Subtraktion des Spannungsabfalls von G,5 Volt in der Durchgangsrichtung der Diode D3 von der Schwellenwertspannung von 0,7 Volt des Transistors Q1 ergibt.

Des weiteren gilt. d;i die Konstanlsiromschaltung 13a mit dem Emitier des Tnuisistors Ql verbunden ist und der Emitterstrom daher cm Konstantstrom ist. daß der Transistor Ql einen abgeschalteten Zustand einnimmt. Zusätzlich gilt, da die Diode D3 zwischen den Kollektor 'nd die Basis geschalte! ist, daß der Transistor Ql nicht einen voll gesättigten Zustand erreiehl und die Spannung zwis· hen seinem Kollektor und Emitter nicht unti r 0,2 Voll absinkt. Daher nehmen die Ausgangsstufeniransisloren Q7 und Q8 niemals einen völlig abgeschalteten Zustand ein.

Die Differenz V_m /wischen den Eingangs- und Ausgangsspannungen der Ausgangsstufentransistoren Q 7 und QB und die Spannung V₍ ι zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Ql stellen zueinander in einem Zusammenhang, der durch die Kurve Vl in Fig. 3 angezeigt ist. In ähnlicher Weise steht die Differenz V₍, /wischen dem Kollektor und dem Emitter des Transisiors Q 5 untereinander in einer Beziehvng. die durch die Kurve VII in F i g. 3 dargestellt ist. wenn die Kollektorspannung des Transistors Q 5 als eine Bezugsgröße genommen wird.

Die Summe fV<_W2)+ V_t ws>) der Spannungsdifferenz (Vorspannung) V«s zwischen dem Emitter des Transistors Ql und dem Emitter des Transistors Q5. das ist die Spannung V_(l(p₂₎ zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Ql und die Spannung V(FWi) zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q 5 weisen einen Zusammenhang in bezug auf den Ausgarigsstrom /o des Ausgangsanschlusses 20 auf. wie er in Fig.4 dargestellt ist. Insbesondere gilt.

sind, in den Bereichen erzeugt, in denen die Transistoren Schaltvorgänge ausführen, wie beispielsweise abgeschaltet werden. Im Gegensatz dazu sind bei dem Gegentakt-Verstärker nach der Erfindung in der halben Periode auf der negativen Seite des Emitterausgangsstromes des Transistors Q 8 und in der halben Periode auf der positiven Seite des Emitterausgangsstromes des Transistors Q 10, wenn ein bestimmter konstanter Wert überschritten ist, die Emitterausgangsströme nach oben hin zu konstanten Werten durch die Diodencharakteristiken der Dioden D3 und DA beschränkt. Somit ist aus einem Vergleich der F i g. 5 und 6 ersichtlich, daß Schaltverzerrungen, wie sie bei dem bekannten Gegentakl-Verstärker erzeugt werden, bei dem Gegentakt-Verstärker nach der Erfindung nicht auftreten. Des weiteren gilt, da die Verbindung der Teile der oberen und unteren Ausgangswellenformen stetig ist, daß keine Überkreuz-Verzerrung in der kombinierten Ausgangswellenform aufscheint.

Ein weiteres Merkmal des Gegentakt-Verstärkers der Erfindung ist, daß der gesamte Zyklus des Eingangs nicht verstärkt wird, wie dies bei einem bekannten Gegentakt-Verstärker der Klasse »A« geschieht, statt dessen die halben Zyklen auf der Negativseite oder der Positivseite der Ausgangsströme der N PN-Transistoren Q7und Q8undder PNP-Transistoren Q9und QlOder Ausgangsstufe in ihrer Amplitude auf konstante Werte beschränkt werden, wodurch jeder Ruhestrom einen sehr geringen Wert von beispielsweise nur 0.3 Ampere aufweist. Daher wird in dem Verstärker nach der Erfindung nur eine sehr geringe Wärmemenge erzeugt, und seine Wirksamkeit ist wesentlich höher als diejenige von einem bekannten Verstärker der Klasse »A« und ist ohne weiteres vergleichbar mit dem Wirkungsgrad eines bekannten Verstärkers der Klasse »B«.

In der voranstehend beschriebenen Ausführungsform der Erfindung können für die Dioden D3 und DA Schottky-Dioden verwendet werden. Des weiteren können Feldeffekttransistoren mit verschiedenen Kanälen anstelle von bipolaren Transistoren eingesetzt werden.

Eine zweite Ausführungsform des Gegentakt-Ver

Volt besitzt, wenn die Amplitude des Ausgangsstroms /o unterhalb eines bestimmten Wertes liegt. Wenn die Amplitude des Ausgangsstromes I_n einen bestimmten Wert überschreitet, nimmt die Vorspannung V_BS einen Wert an. der aus einer glättenden Addition der Änderung der Differenz zwischen den Eingangs- und Ausgangsspannungen der Ausgangsstufentransistoren von der zuvor erwähnten konstanten Spannung resultiert. Somit gilt, selbst wenn der Ausgang hoch ist. daß die Ausgangsstufentransistoren QT, Q8. Q9 und Q10 nicht abgeschaltet sind und nur in ihrem aktiven Bereich arbeiten.

Die Wellenformen des Emitterausgangsstromes Ie der Transistoren Q 8 und ζ>10. das ist der Ausgangsstrom h zum Zeitpunkt einer großen Amplitude, sind in Fig.5 dargestellt. Die Kurve VIII zeigt die Ausgangsstrom wellenform des Emitters des Transistors Q 8, während die Kurve IX die Ausgangsstromwellenform des Emitters des Transistors QXQ wiedergibt. Im Vergleich hierzu sind die Ausgangsstromwellcnformen eines bekannten Gegentakt-Verstärkers der Klasse »B« in F i g. 6 dargestellt.

Wie aus Fig.6 ersichtlich ist. werden bei dem bekannten Gegentakt-Verstärker der Klasse »B« Schaltverzerrungsanteüe. die eingekreist dargestellt JlUlRVIi MUVM UVI 1.MIIIUUMg WIIU till 117IgCItUCIt UlIlVI Bezugnahme auf F i g. 7 beschrieben. In dieser Schaltungsanordnung sind zwei Konstantstromquellen 31a und 31f> vorgesehen, zwischen denen eine variable Vorspannungsschaltung 32a. bestehend aus einem PNP-Transistor QW und Widerständen /?21 und R 21 für die Vorspannungserzeugung, eine Stromversorgungsschaltung 33, bestehend aus einem variablen Widerstand VT? für die Einstellung des Blindstromes und eine variable Vorspannungsschaltung 31b, bestehend aus einem NPN-Transistor Q12 und den Vorspannungs-Widerständen R13 und RIA in Reihe geschaltet sind.

Detektorschaltungen 34a und 3Ab sind mit den variablen Vorspannungsschahungen 32a und 32fe verbunden. Die Detektorschaltung 34a enthält PNP-Transistoren C? 13 und Q14, Widerstände R 25, R 26 und R 27 und eine Diode D11. Die Basen der Transistoren Qi3 und Q14 sind miteinander verbunden, und ihre Verbindungsstelle steht in Verbindung mit dem Kollektor des Transistors Q14. Die Emitter der Transistoren Q13 und Q14 sind über die Widerstände R 25 und R 26 an einem Punkt @ auf der Emitterseite des Transistors QIl angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q13 ist mit der Basis des Transistors QIl verbunden. Die Diode D11 und der Widerstand R 27

liegen in Reihe mit dem Kollektor des Transistors Q 14. Die Transistoren Q 13 und <?14 und die Widerstände W 25 und /?26 bilden eine strommäßig spiegelbildliche Schaltung. Die Detektorschaltung Mb hat einen Schaltungsaufbau ähnlich zu demjenigen der Detektorschaltung 34a, bestehend aus NPN-Transistoren Q 15 und Qi6, Widerständen Λ 28, R 29 und R 29 und aus einer Diode LM2. Die Transistoren Q 15 und Q 16 und die Widerstände R 28 und /7 29 bilden eine strommäßig spiegelbildliche Schaltung.

Die Emitter der Transistoren ζ) 13 und Q 14 sind über die Widerstände R 25 und R2f> mit der Basis eines Transistors Q 17 verbunden. Die Ausgangsstufentransistoren Q 17, Q18 und Q 19 sind in einer Darlington-Anordnung miteinander verbunden. In ähnlicher Weise sind die Emitter der Transistoren Q 15 und Q 16 über die Widerstände /?28 und /?29 mit der Basis eines Transistors Q 20 verbunden. Die Ausgangsstufentransi-

ordnung miteinander verbunden. Die Ausgangsstufentransistoren Q 17 bis Q22 bilden eine rein komplementäre, einpolig geerdete Gegentaktschaltung. Die Emitter der Transistoren Q17 und Q 18 sind über Widerstände /?31 und /?32 mit den Emittern der Transistoren ζ>20 und Q2\ verbunden. Die Emitter der Transistoren <?I9 und Q 22 liegen über Widerstände /?33 und Λ 34 und einem Punkt © an einem Ausgangsanschluß 20. Der Verbindungspunkt © ist mit den Widerständen R 27 und R 30 verbunden.

In der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung werden die Widerstandswerte der Widerstände R 21 bis R 30 so gewählt, daß sich folgende Beziehungen ergeben:

2Λ2Ι = K22, Λ23 = 2Λ24, /?22=/?27 /?25=«26, Ä23 = R30. R2S = R29

Zur Vereinfachung der Beschreibung wird angenommen, daß die Schwellenwertspannungen zwischen den Basen und Emittern der Transistoren Q Il bis ζ) 22 alle gleich sind und einen Wert V_BES besitzen, und daß der emittergeerdete Gleichstromverstärkungsfaktor /?_reder Transistoren QIl und Q\2 einen derart großen Wert besitzt, dall der Basisstrom vernachlässigt werden kann. Der variable Widerstand VR wird so eingestellt, daß die Ruheströme, die durch die Widerstände R 33 und R 34 fließen, wenn kein Signal auftritt, von derart niedrigen Werten sind, daß der Spannungsabfall über die Widerstände Ä33 und R34 vernachlässigt werden kann. Als ein Ergebnis wird erhalten, daß die Ströme, die durch die Transistoren Q13, Q14, QiS und Q16 fließen, im wesentlichen Null sind, wobei die Spannung zwischen dem Emitter und dem Kollektor des Transistors QH (zwischen den Punkten @ und ©) und die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q12 (zwischen den Punkten ©und @) den gleichen Wert von 3 Vbes besitzen.

Andererseits ist die Spannung zwischen den Punkten @ und @ gleich einem Wert 3 Vbes, infolge der Tatsache, daß die Transistoren QYl, Q\% und Q\9 in einer dreistufigen Darlington-Anordnung miteinander verbunden sind. Des weiteren ist der Spannungsabfall in der Durchgangsrichtung des Transistors Q14 und der Diode DIl gleichfalls 3Vbes Auch die Spannung zwischen den Punkten F und G ist 3 Vbes- Zu dem betrachteten Zeitpunkt arbeitet jeder der Ausgangsstufentransistoren Ql 7 bis (/19 und <?20 bis Q>22 in seinem aktiven Bereich.

Wenn ein Eingangssignal an den Eingangsanschluß 11

angelegt wird, der mit dem Punkt iQ verbunden ist. fließt ein Strom durch den Ausgangsanschluß 20, der aus der Addition eines Stroms eines bestimmten Wertes, bestimmt durch dieses Eingangssignal, mit dem Ruhestrom resultiert. Während der Periode, in der dieser Strom wieder austritt, steigt die Potentialdifferenz zwischen dem Eingang und dem Ausgang der Ausgangsstufentransistoren Q17, Q 18 und Q 19, das ist die Spannungsdifferenz zwischen den Punkten © und © an, und zwar bis auf den Wert 3V_Bes zu dem Zeitpunkt, wenn kein Signal auftritt, durch i:inc zusätzliche Größe gleich der Summe aus Spannungsabfall über den Widerstand 33 und dem ansteigenden Inkrement der Spannung zwischen den Basen und Emittern der Ausgangsstufentransistoren Qi7, Q\B und Q 19.

Dieses Spannungsanstiegsinkrement erscheint ebenso zwischen den beiden Anschlüssen des Widerstands

l\ Li, Ud uit. »τ tu*, ι .itaiiusn vi it uti TT luci aiaiiuc i\ Lj und R 26 so niedrig ausgewählt sind, daß sie im Vergleich mit dem Widerstandswert des Widerstands R27 vernachlässigbar sind. Hinzu kommt noch, da die strommäßig spiegelbildliche Schaltung die Transistoren Q 13 und Q 14 umfaßt, daß die Kollektorströme dieser Transistoren Q 13 und Q 14 im wesentlichen gleich sind und daher ein konstanter Strom /ι von der Konstantstromquelle 31a durch den Widerstand /?21 fließt. Aus diesem Grund erscheint auch das voranstehend erwähnte Spannungsanstiegsinkrement ebenso an den beiden Anschlüssen des Widerstandes R 22. Demzufolge ist die Spannung zwischen den Punkten (g) und (B) um ein Inkrement angestiegen, das im wesentlichen gleich dem Anstiegsinkrement der Spannung zwischen den Punkten ©und ©ist.

Zu der gleichen Zeit sinken die Emitterausgangsströme der Ausgangsstufentransistoren Q2O,Q2i und Q22 ab und die Spannungsdifferenz zwischen den Punkten (P) und © wird kleiner. Die Spannung zwischen dem Kollektor und Emitter des Transistors Q 12 wird im wesentlichen auf dem Wert 3 Vbes gehalten, auch wenn die durch die Transistoren Q 15 und Q If fließenden Ströme Null werden, wobei die Spannung zwischen den Punkten (£) und © ebenfalls im wesentlichen gleich 3 Vbes wird und die Vorspannung in Vorwärtsrichtung der PNP-Transistoren <?20, Q2i und <?22 bleibt erhalten. Daher werden die Transistoren Q 20, Q 21 und Q 22 nicht in ihren Ausschaltzustand gebracht, so daß eine Schaltverzerrung nicht erzeugt wird.

Andererseits steigen während der Periode, in der ein Ausgangsstrom durch den Ausgangsanschluß 20 infolge des Eingangssignals fließt, die Emitterausgangsströme der Ausgangsstufentransistoren Q 20, Q 21 und Q 22 an, umgekehrt zu dem zuvor beschriebenen Ergebnis. Aus diesem Grund steigt die Spannungsdifferenz zwischen dem Eingang und dem Ausgang der Ausgangsstufentransistoren <?20, Q 21 und Q 22, das ist zwischen den Punkten ©und © bis zu dem Wert von 3 Vbes zu dem Zeitpunkt an, in welchem kein Signal mehr auftritt, durch eine Inkrementgröße gleich der Summe aus Spannungsabfall über den Widerstand R 34 und dem Anstiegsinkrement der Spannung zwischen den Basen und den Emittern der Ausgangsstufentransistoren Q 20, Q 21 und Q 22. Die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q\2 steigt um eine inkrementell Größe an, die im wesentlichen gleich dieser Spannungsänderung ist Während dieses Zeitabschnitts, da die Spannung zwischen den Punkten @ und @ im wesentlichen gleich 3 Vbes gehalten ist, sinkt die

Spannung zwischen den Punkten (E) und © ab, wire/ dabei aber im wesentlichen gleich 3Vef.s und die Ausgangsstufentransistoren Q17. Q 18 und Q19 behalten ihre Vorspannung in Vorwärtsrichtung im wesentlichen bei.

In der Schaltung dieser Ausführungsform der Erfindung entspricht die Ausgangsstromwellenform am Punkt ©derjenigen,die in Fig. 5dargestellt ist.

Anstelle des Transistors Q11 in der zuvor beschriebenen Ausführungsform der Erfindung können Transistoren ζ)23 und ζ)24 verwendet werden, die wie in F i g. 8 gezeigt ist, geschaltet werden. Der Emitter des PNP-Transistors Q23 und der Kollektor des NPN-Transislors Q 24 sind mit der Konstantstromschaltung 31a verbunden, und der Kollektor des Transistors Q23 ist mit der Basis des Transistors Q 24 in Verbindung. Diese Schaltung ist vor allem wirksam, wenn sie als ein Ersatz in dem Fall verwendet wird, in welchem der GieicMMiuiiiversiärkungsiakiur hif zwischen Emitter und Masse des Transistors QW in der zuvor beschriebenen Ausführungsform der Erfindung klein ist und der Einfluß des Basisstromes nicht vernachlässigt werden darf. Insbesondere gilt, daB der Großteil des Konstantstromes A durch den Transistor Q 24 fließt, und daß der durch den Transistor Q23 fließende Strom relativ klein ist, wodurch der Einfluß des Basisstromes des Transistors Q 23 auf die Spannung über die beiden Anschlüsse des Widerstandes R 22 ausgeschaltet wird. Ein ähnlicher Schaltungsauft. "\u kann auch für den Transistor Q 12 verwendet werden.

In der voranstehend beschriebenen Ausführungsform der Erfindung sind die Ausgangsstufentransistoren in einer dreistufigen Darlington-Anordnung zusammengeschaltet, die Schwellwertspannung Vbfs zwischen den Basen und den Emittern ist daher im wesentlichen gleich, und der Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung wird auch gleich Vbes gehalten. Aus diesem Grund werden jeweils zwei Dioden für jede der Dioden D 11 und D 12 verwendet. In dem Fall, in welchem für den Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung verschiedene Dioden eingesetzt werden, ist die Anzahl der Dioden nicht auf zwei begrenzt Des weiteren eilt für den Fall, in welchem die Ausgangsstufentransistoren in einer einzelnen Stufe angeordnet sind, daß die Dioden DIl D12 nicht notwendig sind. Zusätzlich kann der Eingangsanschluß, der mit dem Emitter des Transistors Q12 verbunden ist, ebenso mit jedem der Punkte @, ® und ©in Verbindung stehen.

Eine dritte Ausführungsform des Gegentakt-Verstärkers nach der Erfindung wird im folgenden unter Bezugnahme auf die F i g. 9 beschrieben. In F i g. 9 sind diejenigen Teile, die mit entsprechenden Teilen in F i g. 7 übereinstimmen, mit den gleichen Bezugszahlen und -zeichen belegt. Eine Beschreibung dieser Teile erfolgt nicht mehr.

Dieser Verstärker weist eine Konstantspannungsschaltung 41 auf, die die Einstellung der Leerlaufströme und der Temperaturkompensation ermöglicht und die einen Transistor QM, einen Thermistor 77/1, der zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors Q 31 geschaltet ist, und einen variablen Widerstand VT? 1 aufweist, der mit der Basis und dem Emitter des Transistors QM verbunden ist. Eine weitere wichtige Komponente dieses Verstärkers ist eine variable Vorspannungsschaltung 42a, die einen Transistor QW, dessen Kollektor mit der Konstantspannungsschaltung 41 verbunden ist und einen Widerstand R 22 umfaßt, der zwischen die Basis und den Kollektor des Transistors Q 11 geschaltet ist. In symmetrischer Beziehung zu der variablen Vorspannungsschaltung 42a ist eine weitere variable Vorspannungsschaltung 42b vorgesehen, bestehend aus einem Transistor Q 12, dessen Kollektor mit der Konstantspannungsschaltung 41 verbunden ist und einem Widerstand R 23, der zwischen die Basis und den Kollektor dieses Transistors Q 12 geschaltet ist. Dieser Verstärker weist des weiteren Detektorschaltungen 43a und 436 auf. Die Detektorschaltung 43a umfaßt Transistoren (?13 und Q14, die eine strommaßig spiegelbildliche Schaltung bilden, einen Widerstand R 27, einen Transistor Q 32 in Diodenschaltung und einen Transistor Q 33 in Emitterfolger- Schaltung. Ähnlich ist in symmetrischer komplementärer Beziehung zu der Detektorschaltung 43a die Detektorschaltung 43/) aufgebaut, bestehend aus Transistoren (?I5 und Q 16, die eine strommäßig spiegelbildlich Schaltung bilden, einem Widerstand R 30, einem Transistor Q 34 in Diodenschaltung und einem Transistor ζ>35 in Emitterfolger-Schaltung.

Die Leerlaufströmn der Transistoren Q 19 und Q 22 sind mit Hilfe des variablen Widerstandes VR 1 auf einen Wert von beispielsweise 50 bis 150 Milliampere eingestellt. Die Temperalurcharakteristiken werden durch den Thermistor TH 1 und den Transistor Q3i kompensiert. Die durch die strommäßig spiegelbildlichen Schaltungen, welche die Transistoren Q 13 und ζ) 14 bzw. die Transistoren QiS und ζ) 16 enthalten, fließenden Ströme sind nahezu Null, wenn kein Eingangssignal auftritt.

Es wird angenommen, daß es einen Eingang in Vorwärtsrichtung gibt, wobei die Ströme der Ausgangsstufen-NPN-Transistoren Q 17, Q 18 und Q 19 ansteigen und die Spannung zwischen den Punkten φ und © gleichfalls ansteigt. Die Änderung in der Spannung zwischen den Basen und den F.mitfprn dpr TransUtnrpn Q 14, Q 32 und Q 33 wird durch Δ V_Be beschriften. Die Spannungsänderung Δ Vg\, die sich aus der Subtraktion von 3zl V_BE von der Spannungsänderung Δ V_Ag zwischen den Punkten @ und © ergibt, tritt über den beiden Anschlüssen des Widerstandes R 22 auf, das ist zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors QW. Als ein Ergebnis hiervon wird die Vorspannung zwischen den Punkten (S) und © um 3Δ Vbe reduziert, und die Emitterausgangsstromwellenformen der Transistoren Q 19 und Q22 erhalten den in Fig.5 gezeigten Verlauf. Die Betriebsweise des Schaltungsteils der verbleibenden unteren Hälfte der Figur ist ähnlich und ist daher aufgrund der voranstehenden Beschreibung verständlich, ohne daß eine weitere Beschreibung erforderlich ist

Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die beschriebenen Ausführungsformen beschränkt sondern es sind verschiedene Änderungen und Abwandlungen denkbar, ohne daß von dem Erfindungsgedanken abgewichen wird.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (2)

1. Patentansprüche;

   1, Gegentaktverstärker mit einer ersten Gruppe von Transistoren, welche zur Bildung einer VerbundschaJtung geschaltet sind, mit einer zweiten Gruppe von Transistoren, deren Leittyp komplementär zu demjenigen der ersten Transistorgruppe ist und welche so angeordnet sind, daß sie eine Verbundschaltung ergeben, damit sie mit der ersten Transistorgruppe ein Paar bilden, wobei die Emitter der Transistoren der letzten Stufe der erster» und zweiten Gruppe mit einem gemeinsamen Ausgangsanschluß über einen ersten bzw. zweiten Widerstand geschaltet sind, mit einer ersten und zweiten Detektorschaltung zur Erfassung einer Potentialdifferenz zwischen dem Eingang der ersten Transistorgruppe und dem gemeinsamen Ausgangsanschluß sowie einer Potentialdifferenz zwischen dem Eingang der zweiten Transistorgruppe und dem gemeinsamen Ausgangsanschluß, und mit einer ersten und zweiten variablen Vorspannungsschaltung, die in Serie zwischen die Eingänge der ersten und zweiten Transistorgruppen geschaltet sind und weiche variable, in Vorwärtsrichtung vorspannende Spannungen an die Eingänge der ersten und zweiten Transistorgruppen abhängig von den erfaßten Ausgängen der ersten und zweiten Detektorschaltung zuführen, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und zweite Detektorschaltung jeweils eine Vielzahl von Halbleiter-Elementen (QU, DU; Q14, <?32, ^33; <?16, D12; <?16, Q 34, Q35) und wenigstens einen Widerstand.;'/? 27; R 30) aufweisen, die in Serie zwischen dh entsprechenden Eingänge der ersten und zweiten Transi.· orgruppe einerseits und den gemeinsamen Ausgangsanschluß (20) andererseits geschaltet sind, daß die Zahl der Halbleiter-Elemente gleich der Zahl (N) der Transistoren (Q\7, Q18, Q19; Q20, Q2i; Q22) jeweils der ersten und zweiten Transistorgruppe sind, daß die erste und zweite variable Vorspannungsschaltung (32a, 42a; 32b, 42b) vorbestimmte Vorspannungen an die erste und zweite Transistorgruppe anlegen, wobei diese vorbestimmten Vorspannungen im wesentlichen gleich der Schwell- wertspannung (V_Bes) des Halbleiter-Elements, multipliziert mit N, bei Abwesenheit eines Eingangssignals ist, das an die Eingänge der ersten und zweiten Transistorgruppen angelegt wird, und daß eine erste und zweite Steuereinrichtung (Q 13; (P IS) zur so Steuerung der ersten und zweiten variablen Vorspannungsschaltung angeordnet sind, um an die Eingänge der ersten und zweitem Transistorgruppen Spannungen zur Vorspannung in Vorwärtsrichtung entsprechend einer Summe der vorbestimmten Vorspannung in Vorwärtsrichtung und einer Spannung über wenigstens dem einen Widerstand (R 27; ft 30) anzulegen ist, die durch das Vorliegen des Eingangssignales hervorgerufen wird.
2. 2. Gegentaktverstärker nach Anspruch 1, wobei «> die erste und zweite variable Vorspannungsschaltung jeweils einen Transistor aufweist, zwischen dessen Kollektor und Basis ein Widerstand geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbleiter-Elemente in der ersten und zweiten Detektorschal- tung jeweils einen Transistor (Q 14; Q16) aufweisen, der als Diode geschaltet ist, sowie wenigstens eine Diode (DU; D12), und daß die erste und zweite Steuereinrichtung einen Transistor (Q \3; <?15) enthalten, dessen Kollektor an die Basis des Transistors (QiV, Q W) in setner entsprechenden, variablen Vorspannungsschaltung (32a; 32b) verbunden ist, und der so geschaltet ist, daß er zusammen mit dem Transistor (Q 14; Q 16) in seiner entsprechenden Detektorschaltung eine strommäßig spiegelbildliche Schaltung bildet,

   3, Gegentaktverstärker nach Anspruch i« wobei die erste und zweite variable Vorspannungsschaltung jeweils einen Transistor enthalten, zwischen dessen Kollektor und Basis ein Widerstand geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbleiter-Elemente in der ersten und zweiten Detektorschaltung jeweils eine Vielzahl von Transistoren (Q 14; <?32; <?16, <?34) enthalten, von denen jeder als Diode geschaltet ist, sowie einen Transistor (Q 33; Q 35), dessen Basis an den gemeinsamen Ausgangsanschluß geschaltet ist, und daß die erste und zweite Steuereinrichtung einen Transistor (Q t3; <?15) enthält, dessen Kollektor an die Basis des Transistors (Q 11; (? 12) in seiner entsprechenden variablen Vorspannungsschaltung (42a; 42b) geschaltet ist und welche derart geschaltet ist, daß er eine strommäßig spiegelbildliche Schaltung zusammen mit einem /Q14; <?!6) der Transistoren ergibt, welcher als Diode in der entsprechenden Detektorschaltung geschaltet ist