DE2130372C2

DE2130372C2 - Schaltungsanordnung zur Gewinnung von gesonderten Daten und Taktimpulsfolgen aus einem auftretenden, Daten- und Synchronisierimpulse umfassenden Eingangsdatenstrom

Info

Publication number: DE2130372C2
Application number: DE2130372A
Authority: DE
Inventors: Alfred J. West Newton Mass. Dellicicchi
Original assignee: Honeywell Information Systems Inc
Current assignee: Bull HN Information Systems Inc
Priority date: 1970-06-19
Filing date: 1971-06-18
Publication date: 1984-06-07
Also published as: FR2095373B1; US3624521A; JPS556244B1; GB1346854A; DE2130372A1; FR2095373A1; CA945675A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung /UT Gewinnung vor; gesonderten Daten- und Taktimpulsfolgeii aus einem auftretenden. Daten- und Synchronisierinipulse umfassenden Kingangsdatenstrom.

Es ist bereits eine Vielzahl von Verfahren entwickelt worden, um Datensignalzüge zu verarbeiten, die von einem magnetischen Speichermediuni bzw. Aufzeichnungsmedium abgeleitet bzw. gewonnen worden sind. Um eine höhere Aufzeichnungsdichte zu erzielen, sind Aufzeichnungsverfahren mit Selbsttakteigenschaft benutzt worden. Der Begriff »Selbsttaktaufzeichnung« wird als Aufzeichnungsverfahren verstanden, bei dem eine digitale Information mit Synchronimpulsen codiert wird, wobei diese Synchronimpulse dann zur Decodierung der Daten auf ihr Auslesen aus dem magnetischen Aufzeichnungsmedium benutzt werden. Zu diesem Aufzeichnungsverfahren gehören di· Phasencodierungsaufzeichnung und die Doppelfrequenz-Aufzeichnung.

!n mit hoher Dichte arbeilenden Aufzeichnungssystemen, die diese Verfahren anwenden, werden die aufgezeichneten Datenbits einzeln verschoben, und zwar auf Grund der Wirkungen magnetischer Zusammendrängung und auf Grund des Einschiebens von Datenimpulsen zufolge der Wirkungen, die durch Ungenauigkeiten in den Lese/Schreib-Schaltungsbauelementen, Wandlertoleranzen, etc. hervorgerufen werden. Bezüglich weiterer Ausführungen zu diesen Auswirkungen sei auf den Artikel »Computer Simulation of Waveform Distortions in Digital Magnetic Recordings« von W. W. Chu in der Zeitschrift »IEEE Transactions on Electronic Computers«. Volume EC-15. No 3, Juni 1%6. Seite 328 folgende, hingewiesen.

Bei Anwendung dieser Selbsttaktverfahren, wie z. B. der Doppelfrequenzaufzeichnung, ergibt sich die Forderung nach Beibehaltung einer maximalen Trennung, das ist ein halbes Bitintervall, zwischen Synchronimpulsen und Datenimpulsen, ungeachtet der einzelnen Verschiebung dieser Impulse aus ihrer jeweiligen normalen Zeitlage heraus.

Einige Schaltungen bewirken die Beibehaltung der Trennung von Datenimpulsen und Taktimpulsen in Phascncodierungs-Aufzeichmingssystemen dadurch, daß cm konstantes tkvujrssignal von einem freilaufenden Oszillator abgeleitet wird, der auf die gleiche i'rei|iienz synchronisiert ist wie die Signaldarsieilungdaien. Kin Nachteil dieser Schaltungsanordnung besteht jedoch darin, daß die Oszillatorfrequenz des Oszillators sich über lange Betriebszeitspannen hinweg ändern kann. Demgemäß läßt sich die Zeitspanne zur Synchronisierung des Oszillators auf die Bezugsfrequenz nicht vorhersagen, weshalb sie demgemäß übermäßig lang wird.

In entsprechender Weise ist in magnetischen Aufzeichnungssystemen, bei denen ein Lesetakt durch eine Anzahl von Synchronisierimpulsen synchronisiert wird, eine große Anzahl von Synchronisierimpulsen vor den Datenaufzeichnungen im Hinblick auf die Frequenzabwanderungsbedingungen erforderlich. Darüber hinaus ist es schwierig sicherzustellen, daß der Synchronisationsvorgang für jede Datenaufzeichnung zu dem gleichen Zeitpunkt beginnt.

to Bei anderen Systemen sind gesonderte Schaltungen zur Einstellung der Frequenz und Phase des Bezugssignals eines Lesetakts benutzt worden. Neben dem Problem der Beibehaltung einer konstanten Frequenz ergibt sich bei diesen Lesetakten normalerweise die Schwierigkeit, daß Ausgangsimpulse erzeugt werden, ohne daß der Eingangsdatenstrom vorhanden ist. Das Vorhandensein von Taktausgangsimpulsen bei Fehlen eines Dateneingangsstroms kann jedoch die zugehörige Decodiereinrichtung veranlassen, Verknüpfungssignaie zu erzeugen, die für das Vorhandensein von Binärdaten Null kennzeichnend sind.

Im Zusammenhang mit der Codierung von Informationen vorgeschlagene Systeme benutzen das Doppelfrequenz-Aufzeichnungsverfahren, bei dem eine feste Zeitspanne zur Abtastung des Vorhandenseins von bedeutenden Übergängen in dem Datenstrom benutzt wird. H'»rbei werden Langzeit-Frequenzänderungen mit Hilfe einer Anzahl von in Reihe geschalteten Integrationsschaltungen korrigiert, deren jede eine andere jo Zeitkonstante aufweist, um minimale und maximale Frequenzänderungen hervorzurufen. Diese Anordnungen haben sich jedoch in der Einstellung als schwierig erwiesen; sie eignen sich nicht ohne weiteres für die Erleichterung der Rückgewinnung von Daten von einem Aufzeichnungsmedium, wie einer Magnetscheibe, deren Besonderheit darin liegt, daß die Informationen in einer Vielzahl von Spuren enthalten sind, weiche an unterschiedlichen Radialpositioncn auf der Scheibe vorgesehen sind, deren jede eine Anzahl von Minimum- und Maximum-Änderungen aufweist. Wenn die Anzahl der integrierten Schaltungen bzw. Integrationsschaltungen herabgesetzt wird und wenn eine Zusammenfassung mit Verzögerungsleitungen erfolgt, um die Minimum- und Maximum-Änderungen hervorzurufen, zeigen diese Schallungssysteme keine zufriedenstellenden Ergebnisse im Hinblick auf die Anpassung an große Verschiebungen der Daten und Synchronimpulse innerhalb des Datenstroms.

Es ist bereits an anderer Stelle (US-PS 35 93 167) eine Vorrichtung vorgeschlagen worden, die eine Anzahl der oben aufgeführten Nachteile vermeidet. Zu diesem Zweck benutzt die betreffende Vorrichtung eine »normalerweise unwirksame« Oszillatorschaltung. Dies bedeutet, daß die betreffende Vorrichtung eine Schaltung enthält, die extern durch Impulse des Eingangsdatenstroms erregt wird, der von dem Speichersystem aufgenommen wird. Darüber hinaus enthält diese Vorrichtung einige wenige Einstellsteuereinrichtungen, die eine bestimmte Beziehung zwischen den Impulsen des Ein M) gangsdatenstroms und des Takisignalz.uges hervorru fen. tier von einem sinusförmigen Bc/.ugssignal/ug ab geleitet wird, welcher durch die Oszillatorschaltung ge liefert wird. In einigen Fällen, d. h. bei erheblichen Bit Verschiebungen, hat es sich jedoch als schwierig erwie h5 sen, ohne weiteres den Ausgangstaktsignalzug um i80^! bezogen auf die Eingangsdatenstromimpulse zu ver schieben und dennoch interne Schaltungsverzögerun gen zu kompensieren. Eine derartige 180^Q-Phasenvet

Schiebung ist dabei wünschenswert, um durch aufeinanderfolgende Taktimpulsc einzelne Daieniniptilsc zur Decodierung zusammenzustellen. Im übrigen rufen Änderungen in der Af.zahl der Ringangsimpiilse Änderungen in der Amplitude des Bezugssignalzugcs hervor, wodurch in gewissen Fallen eine Verschiebung der Impulse des Ausgangsiaktimpulscs hervorgerufen weiden könnte

Der Erfindung liegt demgemäß für eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art die Aufgabe zu Grunde, eine verbesserte Taktvorrichtung ^fiir Sclbsitakt-Speichersysteme zu schaffen, und zwar für einen genauen Betrieb ungeachtet von schnellen und großen zeitlichen Störungen der den Ringangsdatenstrom bildenden Impulse.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe gemäß dem Hauptanspruch.

Gemäß der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist eine Lcsciaktvorrichiung mit einer Oszillator schaltung geschaffen, die einen sinusförmigen Be/.ugssignal/ug liefert und die normalerweise unwirksam ist. Dies bedeutet, daß diese Oszillalorschaltung nur dann arbeitet, wenn sie extern durch den codierten Selbsttakt-Datensignalzug erregt wird, der einen Datenstrom darstellt. Dieser Datenstrom ist dabei auf das Lesen einer Information von einem magnetischen Speichersystem her erzeugt worden.

Der Lesetaktteil umfaßt ferner Schaltungen, die die Phase abtasten und die die Frequenz der Oszillatorschaltung im Verhältnis der Phasendifferenz zwischen der d>..-ch die Oszillatorschaltung erzeugten Bezugssignalfolge und den geformten Impulsen des Eingangsdatenstroms einstellen, und zwar derart, daß zwischen den betreffenden Impulsen eine bestimmte Phasenbeziehung beibehalten bleibt. Die Phasenabtastung erfolgt dabei nur zum Zeitpunkt des Auftretens der geformten Datenimpulse, Hierdurch wird eine verbesserte Ahtast- und Halteoperation zwischen aufeinanderfolgenden Phasenabtastungen erzielt.

Die bereits erwähnte bestimmte Zeitbeziehung wird dabei durch eine Generatorschaltung bewirkt, die einen linearen Signalzug erzeugt, der zur Ableitung von Impulsen von dem Datenimpulsstrom mit einer bestimmten Beziehung der von dem sinusförmigen Bezugssignalzug abgeleiteten Taktimpulse dient. Diese Anordnung erleichtert die Erzielung der 180°-Phasenbeziehung zwischen den Impulsen des schließlich erzielten Datensignalzugs und den Impulsen des Ausgangs-Taktsignalzugs in bezug auf den Bezugssignalzug.

Die Lesetaktvorrichtung enthält im einzelnen Schaltungen, die Taktausgangsimpulse von bestimmten Reihen von Durchlaufpunkten des sinusförmigen Bezugssignalzugs erzeugen. Gleichzeitig werden die Ausgangsimpulse des sich ergebenden Datenstroms abgeleitet, indem zunächst ein linearer Signalzug von jedem Impuls der Impulse des Eingangsdatenstroms abgeleitet wird, und zwar dadurch, daß diese Datenstromimpulse durch ein Sägezahn-Monoflop geleitet werden. Der lineare Signalzug wird dann einem veränderbaren Schwellwertschaltkreis zugeführt Durch Einstellen des Schwellwerts dieses Schaltkreises können die Impulse des sich ergebenden Datenstroms ohne weiteres eine bestimmte Phasenlage in bezug auf die Impulse des Ausgangstaktsignalzuges erhalten, der von den Bezugspunkten des sinusförmigen Signalzugs geliefert wird. Demgemäß läßt sich eine 180°-Phasenverschiebung zwischen den Impulsen des sich ergebenden Datenstromsignalzugs und dem Ausgangstaktsignalzug ohne weiteres erreichen, indem zunächst eine derartige Einstellung vorgenommen wird, ohne daß damit die Amplitude oder sonstige Eigenschafton des Os/illalorschaltungs-Bc/.ugssignalz.uges beeinflußt werden.

•3 Gemäß einem Merkmal wird bei der Lcsctuktanordnung eine Abtastschaltung benutzt, die nur wahrend des Vorhandenseins von F.irigangsimpulsen aktiv bzw. wirksam ist. welche die Speicherung von Phascnfchlersignalen während einer bestimmten Zeitspanne ermöglichen.

Ein weiteres Merkmal der Lesetaktanordnung besteht darin, daß die Einstellungen der Oszillatorschaltung bei einem kritisch gedämpften Wert erfolgen. Gemäß einem weiteren Merkmal der Lesetaktanordnung hört die Lieferung von Zeilsteuer- bzw. Taktimpulsen automa-

I) tisch auf. wenn eine bestimmte Anzahl von Impulsen nacheinander in dem Eingangsdaienstrom nicht vorhanden ist oder wenn die Impulse des Eingangsdatenstroms in der Phase gegenüber dem sinusförmigen Signalzug

Gemäß einem .loch weiteren Merkmal der Erfindung enthalten das Sägezahn-Monoflop und der Schaltkreis komplementäre Transistorkreisc. durch die die Kompliziertheit der Gesamtschaltung herabgesetzt wird. Gemäß einem noch weiteren Merkmal der Erfindung enthält die Lesetaktvorrichtung bzw. -anordnung ferner eine Schaltung, die eine Impulsformung der Impulse des Eingangsdatenstronis entsprechend einem Gaußschen Signalzug bewirkt, und zwar zur Sicherstellung eines genauen, zuverlässigen Betriebs einer Oszillatorschwingschaltung.

An Hand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert.

Fig. 1 zeigt in einem vereinfachten Block- und Leitungsdiagramm einen Scheibenspeicher sowie Teile ei-

ji ner Steuereinheit, die eine bevorzugte Ausführungsform der Lesetaktvorrichtiing gemäß der Erfindung enthalt.

Fig. 2 zeigt eine Reihe von Impulsdiagrammen, die zur Erläuterung des Betriebs der Lcsetaktvorrichtung gemäß F i g. 1 benutzt werden.

Fig.3 zeigt in einem Blockdiagramm eine Informationswiedergewinnungslogik der Vorrichtung gemäß Fig. 1 zur Ableitung von Informationen aus dem codierten Selbsttaktsignalzug an Hand der Daten- und Taktausgangssignale der Lesetaktvorrichtung.

Im Zusammenhang mit F i g. 1 wird die Erfindung nachstehend im Hinblick auf eine an sich bekannte Magnetscheiben-Speichervorrichtung 10 beschrieben, die eine Anzahl von Magnetaufzeichnungsscheiben sowie

so einen Zugriffsmechanismus mit Lese/Schreibschaltungen enthält, mit deren Hilfe entweder Informationen in irgendeiner Spur auf der Scheibenfläche gelesen oder geschrieben werden. In diesem Zusammenhang sei angenommen, daß die Scheibenvorrichtung bzw. Speichervorrichtung 10 Informationen unter Anwendung des oben erwähnten Doppelfrequenz-Aufzeichnungsverfahrens trägt.

Die Vorrichtung 10 enthält, wie bereits angedeutet, herkömmliche Schreib/Lese-Schaltungen (nicht ge-

bü zeigt). Die Schreibschaltung setzt das jeweilige Signal in ein analoges Signal um, das auf der Scheibenoberfläche aufgezeichnet wird; die Leseschaltung setzt das jeweilige ermittelte analoge Signal in ein digitales Signal um. Das jeweilige digitale Signal, das von der Leseschaltung

fc5 abgegeben wird, wenn eine Information von einer Spur der Scheibenvorrichtung 10 gelesen worden ist. im folgenden als Datenstrom bezeichnet, stellt einen digitalen Selbsttaktsignalzug dar, der aus Taktimpulsen und Da-

ίο

stellten Weise pcallelgeschaltete Diode 130 begrenzt die Höhe der an der Basis des betreffenden Transistors liegenden negativen Spannung.

Der Kollektor des Transistors 128 ist ferner über in Durchlaßrichtung vorgespannte Dioden 118 und 108 mit der Eingangsleitung 105 verbunden. Zwei Kondensatoren 112 und 122 verhindern das Auftreten von Störsignalen an ihren Speisespannungsklemmen. Das Ausgangssignal des monostabilen Kippgenerators 106 wird über eine Eingangsleilung 138 der veränderbaren Schwell wertpegel-Detektorschaltung 140 zugeführt.

Die Detektorschaltung 140 enthält zwei Transistoren 142 und 144 vom npn-Leitfähigkeitstyp. Diese beiden Transistoren sind als Stromschalter geschallet, wobei die Emitterclekiroden der betreffenden Transistoren gemeinsam an eine Stromquelle angeschlossen sind, enthaltend einen Emitterwiderstand 146 und eine negative Spannungsquellc — V. Die Basis des normalerweise leitenden Transistors 142 erhält das Ausgangssignai des

tenimpulsen besteht. Wie in Fig. 1 dargestellt, wird der Datenstromsignalzug über eine Dateneingangsleitung 20 einer Lesetaktschaltung 100 und einer Datenbereitstellunglogik 300 zugeführt, die als Teil der Steuerlogik für den Scheibenspeicher 10 vorgesehen ist.

Der auf der Leitung 20 auftretende Datenstrom wird zunächst einer -nonostabilen Kippschaltung 102 zugeführt, zu der in Reihe eine Emitterfolgerschaltung 103 liegt. Die monostabile Kippschaltung 102, die von herkömmlichem Aufbau ist, wird durch die Vorderflanke jedes Impulses des Datenstromes getriggert bzw. ausgelöst und liefert Ausgangsimpulse gleichmaßiger Breite. Die Breite dieser Ausgangsimpulse ist dabei unabhängig von der Breite der ringiingsimpul.se. Die Emittcrfolgcrschaluing 103, die ebenfalls von herkömmlichem Aufbau 1 ■"> ist. liefert den erforderlichen Treiberstrom in dem hier interessierenden Frequenzbereich (von z.B. 5 MM/.), und zwar durch Abgabe von Impulsen mit sehr schnellen bzw. kurzen Anstiegs/eilen.

Die Emitterfolgerschaltung 103 gibt die Impulse des 20 Generators 106 über die Eingangsleitung 138 zugeführt. Datenstroms an eine monostabile Sägezahngenerator- Der Transistor 144, der durch den Transistor 142 im schaltung 106 über eine Leitung 105 und über eine Lei- nichtleitenden Zustand gehalten wird, ist mit seiner Batung 104 an ein Filternetzwerk 180 ab. sis an einer Spannungsquelle + Vangeschlossen. In die-Die Reihe der Schaltungen, zu denen der Sägezahn- ser Verbindung liegt eine veränderbare Impedanz 150, generator 106, ein veränderbarer Schwcllwertpegelde- 25 die den Eingangsspannungs-Schwellwertpegel festlegt, tektor 140 und ein Schaltkreis 160 gehören, verarbeitet bei dem der Transistor 144 leitet. Die Kollektoren beidie hier beschriebenen Datenstromimpulse und liefert der Transistoren 142,144 sind in der dargestellten Weieinen Datenimpulsstrom als Eingangssignal an eine Da- se mit der Spannungsquelle bzw. -klemme + Vverbuntenwiederbereitstellungslogik 300. den. Der Detektor 140 ist vom Kollektor des Transistors Im einzelnen enthält die monostabile Sägezahn- bzw. 30 144 aus über eine Ausgangsleitung 152 mit dem Schalt-Kippgeneratorschaltung 106 zwei komplementäre kreis 160 verbunden.

Transistoren 124 und 128, die in Kollektorgrundschal- Der Schaltkreis 160 enthält zwei komplementäre

tung bzw. in Emittergrundschaltung betrieben sind. Bei- Transistoren 168 und 172. die in Basisgrundschaltung de Transistoren 124 und 128 sind normalerweise leitend. bzw. Emittergrundschaltung geschaltet sind. Die beiden Bei Fehlen eines Eingangssignals auf der Leitung 105 3s Transistoren 168 und 172, von denen der Transistor 168 wird insbesondere durch die von einer Spannungsquclle vom pnp-Lcitfähigkeitstyp ist, während der Transistor — V abgegebene Spannung eine Diode 108 in Rückwärtsrichtung vorgespannt, während eine Diode 114
durch Abgabe einer negativen Spannung über eine Impedanz 114 in Durchlaßrichtung vorgespannt ist. Zu die- 40
sem Zeitpunkt wird durch die Spannungsquelle + V eine
Diode 116 in Sperrichtung vorgespannt. Demgemäß
wird eine negative Spannung an die Basis des Transistors 124, der vom pnp-Leitfähigkeitstyp ist. angelegt,
woraufhin dieser Transistor 124 leitend wird. Im leiten- 45
den Zustand vermindert der Transistor 124 den Pegel
der durch die Spannungsquelle + V über eine Impedanz
126 gelieferten positiven Spannung und bewirkt die Entladung eines Kondensators 125, der mit der Emitterelektrode des betreffenden Transistors verbunden ist. 50
auf etwa 0 Volt.

Der die Emitter-Kollektor-Sirecke des Transistors
124 durchfließende Strom gelangt zur Basis des Transistors 128 hin. der vom npn-Leitfähigkeitstyp ist. Ferner
fließt der betreffende Strom durch einen Widerstand 55 kreises 160 gibt eine an dem Emitterwiderstand 176 sich 132 zu der Spannungsquelle — V hin. Der Spannungsab- ausbildende Spannung an die Datenwiederbereitstelfall an dem Widerstand 132 senkt den Pegel der der Iungslogik300ab, und zwar über eine mit Datenausgabe Basis des Transistors 128 zugeführten negativen Span- bezeichnete Leitung.

nung ab. wodurch dieser Transistor leitend wird. Der Wie zuvor erwähnt, wird das auf der Leitung 104

Strom fließt von der positiven Spannungsklemme + V t>o auftretende Ausgangssignal einem Filter 18 zugeführt.

172 vom npn-Leitfähigkeiisiyp isi. sind normalerweise im nichtleitenden Zustand. Der Transistor 168 ist dabei insbesondere bei Fehlen einer Ausgangsspannung von dem Detektor 140 her mit seiner Emitter-Basis-Strecke in Sperrichtung vorgespannt, und zwar durch ein Netzwerk, welches eine positive Speisespannungsklemme + V und eine in der dargestellten Weise damit verbundene Diode 164 enthält. Im nichtleitenden Zustand gibt der Kollektor des Transistors 168 keinen Speisestrom an die Basis des Transistors 172 und einen Eingangswiderstand 170 ab, der zwischen der betreffenden Basis und Erde geschaltet ist. Bei Fehlen eines Basisstroms verbleibt der Transistors 172 im nichtleitenden Zustand. Der Transistor 172, der vom npn-Leitfähigkeitstyp ist, ist mit seinem Kollektor über einen Lastwiderstand 174 an der positiven Speisespannungsklemme + V1 angeschlossen, während sein Emitter über einen Emitierwiderstand 176 geerdet ist. Der Transistor 172 des Schalt-

über den Kollektorwiderstand 120, die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 128 und den Emitterwiderstand 136. Dadurch steigt der Wert der positiven Spannung an dem Emitter an, der im übrigen auf einen Wert einer negativen Spannung festgehalten bzw. begrenzt wird. die durch eine in der dargestellten Weise angeschkraene ZENER-Diode 134 bestimmt ist. Eine der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 128 in der darge-

das eine Spule 182 und einen Kondensator 184 enthält. Diesem Filter ist eine Emitterfolgerschaltung 190 in Reihe geschaltet. Das LC-Filter 180 bewirkt eine Umformung der Rechteckimpulse in einen Gaußschen Signalzug, wodurch Oberwellen vermieden sind, die die Resonanzschwingschaltung 280 zum Schwingen bringen könnten.

Die Emitterfolgerschaltung 190 bewirkt eine Tren·

nung zwischen der Leitung 188 und der Resonanzschwingschaltung 28C; sie enthält einen Transistor 192 vom npn-Lei'fähigkeitstyp, der mit einem Spannungs iilernetzwerk verbunden ist, das aus Reihenimpedanzen 198 und 200 besteht. Das Spannungsteilernetzwerk bewirkt eine Amplitudenbegrenzung des Spannungssignalzugs, der als Ausgangssignal an die Leitung 204 abgegeben wird. Auf diese Weise werden die Möglichkeiten der Verzerrung des sich an dem Resonanzschwingkreis 280 ausbildenden Signals vermindert.

Die auf der Leitung 204 auftretenden geformten Impulse werden wechselstromgekoppelt als Eingangssignal den Bereichen einer Schleife 203 zugeführt. Insbesondere werden diese Impulse dabei einer Phasenabtastschaltung 2iO und der Resonanzschwingschaltung 280 zugeführt. Die Schleife 203 enthält in Reihe geschaltet die Phasenabtastschaltung 210, einen ersten Integrator 240, einen Verstärker 250, einen zweiten Integrator 270. die Resonanzschwingschaltung 280 und einen Emitterfolger 285.

Das auf der Leitung 204 auftretende Ausgangssignal wird im einzelnen über Kondensatoren 206 und 208 der Primärwicklung eines Phasentransforniators 212 sowie einem Verbindungspunkt 281 zugeführt. Das von dem Transformator 212 aufgenommene Eingangssignal wird über dessen Sekundärwicklung sowie über zwei Impedanzen 214 und 216 an ein Brückennetzwerk abgegeben, welches die in der dargestellten V/eise geschalteten Dioden 220,222,224 und 226 enthält.

Ein Kondensator 232 liefert als zweites Eingangssignal an die Phasenabtastschaltung 210 einen sinusförmigen Bezugssignalzug, der durch die geformten Impulse geliefert wird, die dem Resonanzschwingkreis 280 an einem Verbindungspunkt 281 der Phasenabtastschaltung 210 zugeführt worden sind. Der Bezugssignalzug wird durch die Impulse erzeugt, die über den Kondensator 208 geliefert werden und die den Resonanzschwingkreis in Schwingungen versetzten. Dieser Signalzug wird dabei auf einer konstanten Amplitude während des fortwährenden Auftretens des Impulsstroms mit bestimmten Zeitabständen voneinander beibehalten. Während des normalen Betriebs des Schwingkreises 280 bewirkt das Fehlen von Impulsen in dem Eingangsdatenstrom eine Verminderung der Amplitude des Signalzugs. Diese Amplitudenvcrminderung wird in einer nachstehend näher beschriebenen Weise ermittelt.

Der Koppelkondensator 232 liefert stets einen sinusförmigen Schwingkreis-Bezugssignalzug an die Phasenabtastschaltung 210. Die Phasenabtastschaltung 210 wird durch den über den Kondensator 206 zugeführten geformten Eingangsimpuls veranlaßt, die Phasendifferenz zwischen den geformten Impulsen und dem sinusförmigen Bezugssignalzug zu ermitteln bzw. abzutasten. Durch die geformten impulse wird im besonderen das Brückennetzwerk eingeschaltet, weshalb ein Strom durch einen Widerstand 242 und in oder aus einem Kondensator 244 der Integratorschaltung 240 fließt. Ob der betreffende Strom in oder aus dem betreffenden Kondensator fließt, hängt von der Phasenbeziehung zwischen dem sinusförmigen Bezugssignalzug und dem geformten Impuls ab. Dieser Betrieb wird nachstehend noch näher beschrieben werden.

Das Ausgangssignal der Integratorschaltung 240 wird über eine Leitung 246 abgegeben, welche über eine Impedanz 252 mit einem Spannungsverstärker 250 her- b5 kömmlicher Ausführungsform verbunden ist. Der Spannungsverstärker bzw. die Spannungsverstärkerschaltung 250 kann die Form von Schaltungen besitzen, wie sie an anderer Stelle näher beschrieben sind (z. B. von der Fairchild Semiconductor Corporation unter der Bezeichnung//. Λ702 High Gain Wide Band DC Amplifier, Februar 1966).

Der Verstärker 250 nimmt als zweites Eingangssignal eine Bezugsspannung V auf, die über eine Leitung 253 zugeführt wird. Eine veränderbare Impedanz 266 kann dabei so eingestellt sein, daß ein bestimmter Spannungspegel von einem Spannungsteilernetzwerk erhalten wird, welches die positiven und negativen Speisespannungsklemmcn +V₁-K die Klemmdiode 269 und die Impedanzen 288,267 und 264 in der geschalteten Weise enthält. Der Spannungspegel wird dabei so gewählt, daß unter Erzielung von Schaltungsverzögerungen in der Schleife 203 eine bestimmte Phasenbeziehung mit dem sinusförmigen Bezugssignalzug und den geformten Impulsen erzielt wird.

Die verstärkte Ausgangsspannung der Verstärkerstufe bzw. des Verstärkers 250 wird über eine Leitung 260 als ein Eingangssignal einem Element einer zweiten Integratorschaltung 270 zugeführt. Wie dargestellt, einhält die zweite Integratorschaltung 270 einer, Widerstand 272 in Reihe mit einem Kondensator 274. Die andere Belegung des Kondensators 274 ist dabei mit einem Verbindungspunkt 275 verbunden, an welchem ein Kondensator 277. ein Widerstand 276 und eine ZE-N ER-Diode 278 gemeinsam angeschlossen sind. Die Spannungsquelle + V gibt eine Gleichvorspannung an die Kathode einer Varactordiode VC ab, und zwar über einen Widerstand 276 und die Reihenspulen 282 und 283. Die Ausgangsleitung 271 des Integrators 270 führt zu der Anode der Varactordiode VC des Resonanzschwingkreises 280 hin.

Wie dargestellt, weist der Resonanzschwingkreis 280 zwei Zweige auf, deren erster die veränderbare Induktivität bzw. Spule 282 in Reihe mit einer festen Spule 283 enthält und deren anderer die Varactordiode VC enthält. Der Kondensator 272 leitet jegliche Störsignale von der Speisespannungsquelle + Vab.

Die Kapazität des Varactors VC und die Induktivität der Spulen 282 und 283 legen die Arbeitsfrequenz des Schwingkreises 280 fest.

Wie zuvor erwähnt, bewirken die dem Verbindungspunkt 281 zugeführten geformten Impulse eine Axlivierung bzw. ein Anstoßen des Schwingkreises 280, der dadurch den sinusförmigen Bezugssignalzug mit der Arbeitsfrequenz erzeugt. Der Schwingkreis 280 kann als ein Element betrachtet werden, das die zugeführten geformten Impulse absorbiert, so daß lediglich der sinusförmige Bezugssignalzug an dem hochohmigen Eingang der Emitterfolgeschaltung 285 auftritt. Der Emitterfolger bzw-die Emitterfolgerschaltung 285 gibt den Signalzug an die Phasenabtastschaltung 210 und an einen Durchlaufdetektor 290 ab.

Der am Ausgang des Emitterfolger 285 auftretende sinusförmige Signalzug wird dabei im einzelnen über einen Kondensator 287 wechselstrommäßig dem Durchlaufdetektor 290 zugeführt. Wie dargestellt, enthält der Detektor 290 bzw. die Durchlaufdetektorschaltung 290 zwei Transistoren 292 und 294 vom npn-Leitfähigkeitstyp. Diese beiden Transistoren sind mit ihren Emitterelektroden gemeinsam über eine Impedanz an eine negative Spannungsklemme — V bzw. an eine entsprechend bezeichnete Spannungsquelle angeschlossen. Die Basen der Transistoren 292 und 294 sind über einen Widerstand 298 miteinander verbunden. Durch die Spannungsquelle — V wird eine negative Vorspannung über einen Widersland 291 in Reihe mit einer

Klemmdiode 293 abgegeben. Die Kollektoren der Transistoren 292, 294 sind direkt bzw. in der dargestellten Weise mit der positiven Spannungsquelle bzw. -klemme + V verbunden. Bt: Fehlen eines Signals an der Basis des Transistors 292 ist der Transistor 294 leitend, wodurch der Transistor 292 im nichtleitenden Zustand ist. Der Spannungsabfall an dem Lastwiderstand 295 senkt den Spannungspegel, der an eine Ausgangslcitung 296 abgegeben wird, auf einen Wert von etwa 0 VolL dargestellten Anordnungen unter Bezugnahme auf die in F i g. 2 dargestellten Impulsdiagramme näher erläutert In F i g. 2 zeigt der Impulszug (b) einen typischen Datenstrom, bestehend aus Synchronimpulsen und Datenimpulsen S bzw. D nach der Verarbeitung durch eine monostabile Daten-Kippschaltung 102 und einen Emitterfolger 104 zur Abgabe von Impulsen fester Breite.

Die Synchronimpulse 5des Impulszuges (fliegen die Grenzen eines Bitintervalls oder einer Zelle fest Bei den

Der Durchlaufdetektor 290 ist durch die Spannung io dargestellten Signalzügen treten diese Impulse norma-

— V so vorgespannt, daß er nur dann gciriggert bzw. ausgelöst wird, wenn die Transistoren eine positive Spannung liefern. Wenn die Triggerung erfolgt, wird der Transistor 292 leitend, wodurch der Transistor 294 in den nichtleitenden Zustand umgeschaltet wird. Wenn i-j dies erfolgt, steigt die auf der Ausgangsleitung 296 auftretende Kollektorspannung von 0 Volt auf den Wert der positiven Speisespannung + Van. Der Detektor 290 gibt diese Spannungsänderung an eine Emitterfolgerschaltung 299 ab. die ihrerseits einen Taktausgangssignalzug als zweites Eingangssignal an die Datenw<?dergewinnungslogik 300 abgibt

Bezugnehmend auf F i g. 3 sei nunmehr die Datenwiederbereitstellungs- bzw. Datenwiedergewinnungslogik 300 näher beschrieben. Die Datenwiederbereitstellungslogik 300 spricht auf die Taktausgangsimpulse und D-.tenausgangsimpulse an, die von der Lesetaktschaltung 100 geliefert werden; sie erzeugt daraufhin Steuersignale, welche die Intervalle bzw. Zeitspannen festlelerweise in Intervallen von 400 Nanosekunden auf. Die Datenimpulse D treten, wie dargestellt, normalerweise in der Mitte der Bitinterval'e auf. Die Änderungen der in dem Impulszug (b) dargestellten Zeitintervalle zeigen angenommene Änderungen in der Frequenz und Phase der Impulse zur Veranschaulichung der Ausführungsform-an. So umfassen die dargestellten Werte insbesondere eine Frequenzänderung in einer Richtung von 3% und eine maximale Phasenänderung von 25% innerhalb einer Periode. Die Periode ist hier als das Zeitintervall zwischen der Vorderflanke eines Datenimpulses D und der Vorderflanke eines Synchronimpulses 5 festgelegt Dieses Zeitintervall beträgt normalerweise 200 Nanosekunden.

Wie aus F i g. 2 hervorgeht, ist die maximale Verschiebung, die entweder ein Synchronimpuls oder ein Datenimpuls erfährt, dann gegeben, wenn ein Synchronimpuls auf einen Datenimpuls folgt, der jedoch nicht von einem Datenimpuls gefolgt wird. Dies führt zur Verschiebung

gen, während welcher die Datenimpulse des Eingangs- 30 des Synchronimpulses zu dem folgenden Synchronimdatenstroms bezüglich des Inhalts abzutasten sind (d. h. puls hin. und zwar auf Grund der Impulszusamir.endränin Binärzeichen 1 und 0 decodiert werden). gungswirkungen. Das maximale Intervall, das normaler-

Wie dargestellt, enthält die Datenwiederbereitstel- weise 200 Nanosekunden beträgt, überschreitet nicht lungslogik 300 eine Datenregisterlogik 302 und eine Da- 240 Nanosekunden, und das minimale Intervall, das nortentrennlogik 350. Die Datenregisterlogik 302 bestimmt, j5 malerweise 400 Nanosekunden beträgt, ist nicht kürzer ob der Dateneingangsstrom Binärinformationen 1 oder als 300 Nanosekunden.

Nunmehr sei angenommen, daß der Resonanzschwingkreis 280 bei seiner Arbeitsfrequenz (von z. B. 5 MHz) betrieben wird und an seinem Ausgang 284 das in F i g. 2 als Signalzug ^dargestellte sinusförmige Bezugssignal mit einer Amplitude M liefert.

0 enthält

Wie dargestellt, enthält die Datenregisterlogik 302 eine Verriegelungslogikschaltung DlT, die als Block 304 dargestellt ist und die mit einem Flipflop OIC in Reihe geschaltet ist Das Flipflop OIC und die zugehörige Eingangsgatterlogikschaltung sind als Block 314 dargestellt. Die von der Lesetaktschaltung 100 herführenden Datenausgabe- und Taktausgabeleitungen sind indivi-Während des obigen Betriebs hat die Phasenabtastschaltung 210 das zeitliche Auftreten der entsprechend einer Gaußschen Kurve geformten Impulse am Filter

duell zu den einzelnen Blöcken 302 und 314 in der dar- 45 ausgang entsprechend dem Signaizug (c) in bezug auf

gestellten Weise hinzugeführt.

Die den Binärzeichen 1 und 0 entsprechenden Ausgangssignale des Flipflops OIC werden zwei Verstärkergattern 344 und 346 zugeführt. Diese Verstärkergatter sind ferner über eine Signalleitung mit der monostabilen Kippschaltung 334 verbunden, die durch Impulse des Taktausgangssignals der Lcsetaktschaltung 100 getriggert bzw. ausgelöst wird.

Die Datentrennlogik 350 bewirkt eine Trennung der Ausgangssignale der Datenregisterlogik 302 in Taktsignale und Datensignale. Die Taktsignale und die Datensignale werden über zwei Gruppen von Leitungen, die mit Daten »I«. Daten »0« und Sync »I«. Sync »0« bezeichnet sind, an eine nicht näher dargestellte Hilfslogik die Nulldurchgangspunkte des sinusförmigen Signalzugs (a) verglichen, und zwar für die Ableitung bzw. Gewinnung einer Spannung, die proportional der Phasendifferenz zwischen diesen Impulsen und Punkten ist Die Phasenabtastschaltung bzw. der Phasenabtaster 210 arbeitet dabei insbesondere im Bereich einer Nulldurchlaufkcnnlinie, und zwar insbesondere um die Nulldurchlaufpunkte des sinusförmigen Signalzugs (a).

Die Phasenabtastschaltung 210 bewirkt im übrigen, was weit wichtiger ist, eine Abtastung des sinusförmigen Bezugssignals lediglich während einer Zeitspanne, die durch das Vorhandensein eines geformten Impulses an ihrem Eingangstransformator 212 festgelegt ist. Wenn ein geformter Impuls den Nulldurchgangspunkt symme-

hingeführt. Wie dargestellt, enthält die Trennlogik 350 t>o trisch durchläuft (das heißt in genauer 90* -Phasenverein Flipflop D-S" mit zugehörigen F.ingangs-UND-Vcr- Schiebung isl). liefert demgemäß die Phasenabtastschaltung 210 ein Ausgangssignal, das die gleiche Lage und negative Teile aufweist. Dieses Signal wird an einen Integrator 240 abgegeben, der eine Summierung oder b5 Ausmiltclung auf Null Voll vornimmt. Geringe Verschiebungen in den relativen Phasen der beiden Signale

kniipfungsgatlcrn 354 und 356. die innerhalb des Blokkes 352 dargestellt sind. Die zugehörigen 0- und 1-Ausgänge und die Ausgange der Verknüpfungsglieder und 346 sind an zwei Datenverstärkergatter 360, sowie an zwei Takiverstärkergatter Ϊ70, 372 angeschlossen.

Im folgenden sei die Arbeitsweise der in F i g. 1 und bewirken eine Änderung des Ausgleichs zwischen positiven und negativen Teilen, die während des Auftretens

von Impulsen des Signalzugs (c) vorhanden sind, so daß dann, wenn eine Summierung durch den Integrator 240 erfolgt, ein positives oder negatives Gleichspannungs-Fehlersignal abgegeben wird, dessen Höhe proportional der Phasendifferenz zwischen den beiden Signalen ist und dessen Polarität die Richtung der Verschiebung anzeigt. Die Zeitkonstante des Integrators 240 ist dabei so gewählt, daß er gleiche Größen in positiver und negativer Richtung unter Lieferung von Null Volt integriert, wenn die beiden Eingangssignalzöge in der richtigen Phasenlage sind.

Zurückkommend auf F i g. 2 sei bemerkt daß die ersten beiden geformten Impulse des Signalzugs (c), die mit 40a und 40fe bezeichnet sind, von dem ersten Synchronimpuls S und dem Datenirnpuls D des Impulszugs (b) abgeleitet sind, und gleichmäßig den ersten positiven und den zweiten negativen Nulldurchiauf des Signalzugs (a) umfassen, wie sie mit 20a und 21 b bezeichnet sind. Zusätzlich zur Abgabe von Energie an den Resonanzschwingkreis 280 bewirkt jeder Impuls der Impulse 40s, 40fc, daß die Phaser.abtastschaitüng 2i0 gleiche positive und negative Teile des sinusförmigen Signals abtastet. Demgemäß werden Ströme gleicher Größe in den Integratorkondensator 244 fließen, wodurch der Integrator 240 veranlaßt wird, über die Leitung 246 eine Null-Fehterspannung abzugeben, die einem Teil 80a des Signalzugs (g) gemäß F i g. 2 entspricht.

Der Null-Spannungspegel wird dem Invertereingang (—) des Verstärkers 250 zugeführt, der seinerseits eine NuH-Fehlerspannung abgibt, wie dies der Signalzug (h) in F i g. 2 veranschaulicht. Dieser Spannungspegel wird dem Integrator 270 über die Leitung 260 zugeführt. Der Integrator integriert mit einer bestimmten Exponentialgeschwindigkeit jegliche Spannungsänderung, wodurch im obigen Fall eine Null-Fehlerspannung abgegeben wird, wie dies der Signalzug (i) erkennen läßt. Diese Fehlerspf.nnung wird der Anode der Varactordiode VC von dem Verbindungspunkt 271 her zugeführt.

Es sei bemerkt, daß der Signalzug (i) auf einen Nennwert einer Sperr-Bezugsvorspannung angegeben ist. Diese Bezugsspannung entspricht in der Größe der Differenz zwischen den Gleichspannungen an den Verbindungspunkten 271 und 281 (das ist die Vorspannung an der Diode VC). Im vorliegenden Fall, in welchem kein Fehler vorhanden ist, kann die Spannungsquelle + VaIs Element angesehen werden, das lediglich die negative Bezugsgleichspannung an die Varactordiode VC abgibt. Gleichzeitig hält der Kondensator 277 den Verbindungspunkt 270 wechselstrommäßig auf Null Volt. Demgemäß hält der Integrator 270, der auf keine Änderung der negativen Spannung anspricht, dieselbe Größe der negativen Vorspannung fest, die der Anode der Varactordiode VC zugeführt ist. wie dies der Signalzug (i) erkennen läßt, und zwar entsprechend der Bezugsspannung (—V ref).

Dieselbe negative Spannung, die der Varactordiode VCzugeführt ist, bewirkt, daß deren Kapazität auf demselben Wert gehalten wird, der seinerseits die Frequenz des Resonanzschwingkreises 280 auf demselben Wert festhält.

Die Arbeitsweise der Phasenabtastschaltung 210 und der Schleife 203 dürfte am besten verständlich werden, wenn das Verhalten dieser Schaltung und Schleife auf Synchronimpulse 30c und 3Oe sowie auf den Datenimpuls 30/"der Impulsfolge (b) hin untersucht wird. Da der von dem Synchronimpuls 30c abgeleitete geformte Impuls 40c insbesondere zeitlich später bezogen auf den Nulldurchlaufpunkt 23a auftritt, tastet die Phasenabtastschaltung 210 einen größeren Betrag des negativen Teils des sinusförmigen Signals ab. Auf diese Weise fließt also mehr Strom von dem Integrator-Kondensator 244 ab als in diesen Kondensator hinein. Dies bewirkt, daß der Integrator 240 über die Leitung 246 eine negative Spannung abgibt, wie dies der Teil 80b des Signalzugs (g) in F i g. 2 erkennen läßt

Der Verstärker 250 verstärkt und invertiert die negative Spannung und gibt eine positive Spannung entspre-

to chend dem Teil 90a des Signalzuges (h) an den Integrator 270 über eine Leitung 260ab. Der Integrator 270 integriert diese Spannung mit einer bestimmten exponentiellen Geschwindigkeit und liefert seinerseits eine positive Spannung, die dem Teil 92a des Signalzuges 92/

is entspricht. Wenn diese positive Spannung der Anode der Varactordiode VCzugeführt wird, senkt sie die Höhe der Sperrvorspannung. Dadurch steigt die Kapazität der betreffenden Diode an. Demgemäß steigt auch die Frequenz des Resonanzschwingkreises 280 an, wodurch eine Rechtsverschiebung des nächsten Nulldurchlaufs 33i? erfolgt. Auf diese Weise wird die Verschiebung des Synchronimpulses 30c nach links von seiner nominellen Position aus kompensiert.

Da das Brückennetzwerk des Phasenabtasters bzw. der Phasenabtastschaltung 210 bei Fehlen eines Impulses am Eingangstransformator 213 abschaltet, hält der Kondensator 244 seine negative Ladung bzw. Spannung solange fest, bis der nächste geformte Impuls 4Od dem betreffenden Abtaster 21 zugeführt wird. Wie dargestellt, tritt dieser von dem Synchronimpuls 4Od abgeleitete geformte Impuls 4Odzeitlich früher auf als der Nulldurchgangspunkt 24a. Demgemäß tastet der Phasenabtaster 210 einen größeren Teil des positiven Bereichs des sinusförmigen Signalzuges (a) ab. Außerdem fließt mehr Strom in den Kondensator 244 hinein als von diesem ab. Dies wiederum bewirkt, daß der Integrator 240 seine Fehlerspannung auf etwa 0 Volt verringert, wie dies der Punkt 80c des Signalzuges (g) in F i g. 2 veranschaulicht. Der Verstärker 250 gibt nunmehr einen NuIl-Volt-Pegel an den Integrator 270 ab, der damit die Höhe der Sperrvorspannung an der Varactordiode VCerhöht. Auf diese Weise wird die Kapazität der Diode auf ihren Nennwert verringert. Demgemäß steigt die Frequenz des Resonanzschwingkreises 280 auf ihren ursprünglichen Wert an. Dies wiederum hat zur Folge, daß der nächste bezeichnete Nulldurchlauf nach links verschoben wird, wodurch eine Kompensation der Verschiebung des Synchronimpulses 3Od nach rechts von der nominellen Position aus erfolgt.

so Bezüglich der vorstehend betrachteten Operation sei zusammenfassend festgestellt, daß die Fehlerregelschleife 203 auf entgegengesetzte Verschiebungen der Synchronimpulse S anspricht, die dann erzeugt werden, wenn sie einen einem Binärzeichen 0 entsprechenden Datenimpuls umfassen. Die betreffende Fehlerregelschleife 203 spricht dabei auf die erwähnten Verschiebungen dadurch an, daß die Frequenz des Schwingkreises 280 geändert wird, und zwar derart, dall die Phase des sinusförmigen Signals verschoben wird. Demgegenüber erfolgt eine tatsächliche Fehlerändcrung und entsprechende Frequenzänderung auf Null während des sich aus zwei Synchronisierimpulsen ergebenden Arbeitszyklus. Wie dargestellt, ist der Phasenabtaster also imstande, den richtigen Wert der Fehlerspannung entsprechend dem Signalzug (g) für den nächsten Impuls zu liefern, der, wie dies der Signalzug (c) erkennen läßt, symmetrisch die Nulldurchläufe 25b umfaßt.

Im Hinblick auf die Vorhersageeigenschaften de ι

Synchronimpulse innerhalb des Datenstroms entsprechend dem Signalzug (c) sei bemerkt, daß der Phasenabtaster 210 derart betrieben ist, daß die geeigneten Abtast- und Haiteeigenschaften erzielt werden, und zwar für die Lieferung der richtigen Fehlereingangsspannung für den Fehlerkreis bzw. für die Fehlerschleife 203. Es sei bemerkt, daß die aufeinanderfolgenden Impulse 1011 der Impulsfolge (b) zu minimalen und maximalen Phasenverschiebungen führen, wie dies oben ausgeführt worden ist.

Der sinusförmige Bezugssignalzug (a) wird nicht nur dem Phasenabtaster 210 zugeführt, sondern auch über einen Emitterfolger 285 und einen Kondensator 287 einem sogenannten Durchlaufdetektor 290. Da der Detektor 290 so vorgespannt ist, daß er in seinem Zustand nur bei Durchlaufen von Durchlaufpunkten des Signalzugs (a) zu positiven Werten, hin umschaltet, liefert er einen Impuls 50a der Impulsfolge (d) gemäß F t g. 2 während der oben erläuterten Zeitspanne.

Der positive übergang entsprechend dem Nulldurchlaufpunkt 2ia bewirkt, genauer gesagt, daß der Transistor 292 in den leitenden Zustand gelangt und damit den Transistor 294 in den nichtleitenden Zustand umschaltet. Dies ermöglicht, daß die Spannung am Kollektor dieses Transistors auf + V ansteigt. Die Kollektorspannungsänderung wird dem Emitterfolger 299 zugeführt Der Emitterfolger 299 leitet solange, bis er in die Sättigung gelangt. Dadurch wird der Impuls 50a auf der mit Taktausgang bezeichneten Leitung abgegeben. Wenn der Spannungspegel des sinusförmigen Signalzugs auf einen bestimmun Wert absinkt, schaltet der Detektor 290 in bekannter Weise in seinen Originalzustand zurück, in welchem die Transistoren 292 und 294 nichtleitend bzw. leitend sind.

Es sei bemerkt, daß die Datenstromimpulse des Impulszuges (b)n\chi nur dem Filter 180 zugeführt werden, sondern auch einem monostabilen Kippgenerator 106, einer ersten Schaltung von Schaltungen, die unabhängig die Datenstromimpulse verarbeiten und Datenausgangssignale entsprechend der Impulsfolge (f) gemäß F i g. 2 abgeben.

Der Emitterfolger 103 gibt im einzelnen die positiven Synchron- und Datenimpulse 5bzw. Oder Impulsfolge (b) über die Leitung 105 und eine in Durchlaßrichtung vorgespannte Diode 108 an die Basis des leitenden Transistors 124 ab, der vom pnp-Leitfähigkeitstyp ist. Durch jeden positiven Impuls wird die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 124 in Sperrichtung vorgespannt, wodurch der betreffende Transistor in den nichtleitenden Zustand gelangt. Der Kondensator verhindert, daß der Spannungspegel am Emitter des Transistors 124 sich augenblicklich ändert. Demgemäß lädt sich der Kondensator 125 linear auf einen positiven Spannungspegel auf, durch den der Transistor 124 in den leitenden Zustand übergeführt wird. Die Ladung des Kondensators 125 führt zur Abgabe der Kippsignale bzw. Sägezahnsignale des Signalzugs (e) gemäß F i g. 2. Gleichzeitig damit wird mit im nichtleitenden Zustand befindlichem Transistor 124 der Pegel der der Basis des Transistors 128, der vom npn-Leitfähigkeitstyp ist, zugeführten negativen Spannung angehoben. Dadurch wird dieser Transistor in den nichtleitenden Zustand umgeschaltet Hierdurch ist dann ein Stroinweg durch die Dioden 116 und 118 und den Widerstand 120 geschaffen. Auf Grund des in diesem Stromkreis fließenden Stroms bildet sich ein positiver Spannungspegcl ;in der Basis des Transistors 124 aus. Wenn der Svnchronimnuls S nicht mehr vorhanden ist, erfolgt keine Zustandsänderung des Kippgenerators 106 mehr. Dies bedeutet daß der Kondensator 125 sich noch auflädt und seine Aufladung fortsetzt bis sein Spannungspegel um einen Diodenspannungsabfall den positiven Spannungspegel überschreitet der der Basis des Transistors 124 zugeführt ist Wenn dies erfolgt schaltet der Transistor 124 in den leitenden Zustand um und entlädt den Kondensator 125 auf Null Volt. Gleichzeitig senkt der durch die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 124 fließende Strom die Höhe der der Basis des Transistors 128 zugeführten negativen Spannung ab. Dadurch wird dieser Transistor in den leitenden Zustand umgeschaltet Nunmehr befindet sich der Sägezahn- bzw. Kippgenerator 106 wieder in dem Zustand, is it: dem er vor Aufnahme des Synchronimpulses 5 war.

Wenn der Generator 106 den Datenimpuls (D) aufnimmt, arbeitet er in derselben Weise hinsichtlich der Erzeugung des Sägezahnausgangssignals 606 des Signalzugs (e) gemäß F i g. 2. Es sei bemerkt, daß die Zeitkonstante des den Widerstand 126 und den Kondensator 125 umfassenden /?C-Gliedes so gewählt ist daß sie größer ist als die Breite des Eingangsimpulses, jedoch noch von solcher Größe, daß ein Sägezahnausgangssignal periodisch alle 200 Nanosekunden erzeugt wird. Jedes der positiven Sägezahnausgangssignale wird dem veränderbaren Schwellwertdetektor 140 zugeführt. Aus F i g. 2 kam dabei an Hand des Sägezahnausgangssignals 6Oe ersehen werden, daß der Zeitpunkt, zu dem der Schaltkreis 160 Impulse entsprechend der Impulsfolge (f) gemäß Fig.2 erzeugt, verändert werden kann. Wie zuvor erwähnt, kann durch Einstellen der der Basis des Transistors 144 zugeführten Schwellwertspannung die Zeitdauer verlängert oder verkürzt werden, bis der Detektor 140 einschaltet. Dies ist in F i g. 2 durch das mit df in dem Signalzug (e) bezeichnete Zeitintervall veranschaulicht.

Wenn der Detektor 140 einschaltet, gibt er den negativen Spannungssprung an die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 168 ab. der vom p.r.p-Leitfähigkeitstyp ist und der damit in den leitenden Zustand umschaltet. Der Transistor 168 leitet im leitenden Zustand einen Strom durch seine Emitter-Kollektor-Strecke zur Basis des Transistors 172 hin. der vom npn-Leitfähigkeitstyp ist und der damit einschaltet bzw. in den leitenden Zustand gelangt. Zu diesem Zeitpunkt erzeugt der Transistor 172 einen scharf ansteigenden Datenausgangsimpuls entsprechend der Impulsfolge (S)gemäß F i g. 2.

Im folgenden sei die Arbeitsweise der DatenwiederbereitstellungslogpK 300 betrachtet. Gemäß F i g. 2 und so spricht die Logik 300 auf den Impulsstrom der Impulse entsprechend den Impulsfolgen (b) und (d) an, die durch die Lesetaktschaltung 100 an die Datenausgabe- und Takt-Ausgabeleitungen abgegeben werden, und bewirkt eine Trennung der Datenimpulse (d)\on dem Eingangsdatenstrom.

Im einzelnen bewirkt die Datenregisterlogik 302 eine Trennung der Impulsfolge (b) in zwei Impulsströme, deren einer Binärzeichen »1« und deren anderer Binärzeichen »0« enthält. Das Flipflop D/Tdient dabei als sogebo nannter Datenfühler während eines Zellenintervalls. Das betreffende Flipflop wird in einen Binärzustand I gcsel/t und über ein UND-lJmlaiifgattcr .318 verriegelt wenn ein Daienimpuls in der Informaiionszcllc auftritt. Durch Synchronimpulse .S^- wird das l'lipflop I)IT über M dasUND-GliedSiezurückgesetzt

Die Synchronimpulse bewirken ein Setzen oder Rücksetzen (d. h. Umsteuern) des Flipflops OK' entsprechend dem Zustand des Flipflops DIT. weshalb die-

ses Flipflop den Zustand der in dem vorhei gehenden Zellenintervall abgetasteten Information speichert.

Die monostabile Kippstufe 3J4 wird auf die Riiekflanke jedes Synchronimpulses getriggert, der über die Takt-Ausgabe-Leitung aufgenommen wird. Demgemäß erzeugt entweder das Verknüpfungsgalter 344 oder das Verknüpfungsgatter 346 ein Ausgangssignal entsprechend einem Binärzeichen 1 während der Dauer des Ausgangssignals der monostabilen Kippschaltung, und zwar je nach Zustand des Flipflops OiC. Dies bedeutet, daß das Gatter bzw. Verknüpfungsglied 344 ein einem Binärzeichen 1 entsprechendes Signal liefert, wenn das Flipflop OIC in dem 1-Zustand gesetzt ist Im Unterschied dazu liefert das Gatter bzw. Verknüpfungsglied 346 ein einem Binärzeicher. 1 entsprechendes Signal, wenn das Flipflop OlC'm dem Binärzustand 0 gesetzt ist

Die Trennlogik 350 bewirkt eine Trennung der Synchron-Ausgangsbits und der Daten-Ausgangsbits durch Vergleich des Zustands der Daten/Synchron-Flipflops DS mit den Bit-Ausgangssignalen von den Verknüpfungsgliedern 344 und 346.

Während des normalen Betriebs wird insbesondere ein Impuls auf der Daten-Ausgabe-Leitung vorhanden sein, und zwar zumindest in jedem weiteren Informationszellenintervall (das ist ein Synchronimpuis). Das Flipflop DS wird dabei jeweils gesetzt, wenn ein Synchronimpuls ermittelt wird. Während abwechselnder Zellenintervalle wird das Flipflop DS zurückgesetzt, wenn die Eingangsdaten einen Datenimpuls umfassen. Das Verknüpfungsglied 354 veranlaßt das Flipflop DS auf die Rückflanke eines einem Binärzeichen 1 entsprechenden Signals in seinem Zustand umzuschalten, das entweder von dem Verknüpfungsglied 344 oder von dem Verknüpfungsglied 346 zugeführt wird. Demgemäß befindet sich das betreffende Flipflop in seinem zurückgestellten Zustand, wenn das Eingangsdatensignal ein Synchronimpuls ist, und in seinem Setzzustand, wenn das Dateneingangssignal ein Datenimpuls ist.

Die binären Ausgangssignale 1 und 0 des Flipflops DS führen jeweils bestimmte Verknüpfungsglieder 360,362 und 370, 372 für die Dauer des Ausgangssignals der monostabilen Kippschaltung in den übertragungsfähigen Zustand. Dabei wird insbesondere ein Ausgangssignai an dem mit Daten »I« bezeichneten Ausgang abgegeben, wenn ein Datenimpuls ermittelt worden ist, und in entsprechender Weise wird ein Ausgangssignal an den mit D.üten »0<» bezeichneten Ausgang bei Fehlen eines Datenimpulses (das heißt Daten 0) abgegeben.

Dasselbe trifftauch für die mit Sync »1« und Sync »0« bezeichneten Ausgänge zu. Dies bedeutet, daß ein Ausgangssignal an dem mit Gvnc »1« bezeichneten Ausgang auftritt, wenn ein Synchronimpuls ermittelt worden ist, und daß ein Ausgangssignal an dem mit Sync »0« bezeichneten Ausgang bzw. auf der entsprechend bezeichneten Leitung bei Fehlen eines Synchronimpulses auftritt.

Es sei bemerkt, daß die Lesetaktschaltung 100 eine maximale Trennung zwischen Datenimpulsen des Eingangsdatenstroms und den Impulsen des Taktausgangssignals mit sich bringt, obwohl Frequenz- und Phasenänderungen von Impulsen innerhalb des Datenstroms auftreten.

Da der Resonanzschwingkreis 280 seine gesamte Energie von den geformten Impulsen des Signalzuges (c)gem'iü F i g. 2 ableitet, führt das Fehlen von aufeinanderfolgenden Impulsen (d. h. von solchen Impulsen, wie sie mit 30k, 30/ und 30/n bezeichnet sind) innerhalb des Datenstromes zu einer Abnahme in der Amplitude M des sinusförmigen Bezugssignals. In F i g. 2 ist dabei speziell gezeigt, daß die Amplitude M des .sinusförmigen' Signal/uges sich um J7% von seinem Ursprimgswcri verringert, wenn drei aufeinanderfolgende Impulse i» dem Eingangsdatenstrom fehlen. Zufolge der Abnahme in der Amplitude schaltet der Durchlaufdetektor 290 bei dieser Amplitude nicht um, weshalb er ausfällt, weitere Zeitsteuerimpulse bzw. Taktimpulse zu erzeugen, wie dies die Impulsfolge (d)gemäß F i g. 2 erkennen läßt.

ίο Die Anzahl von Impulsen kann durch Wahl eines geeigneten Werts für Q des Resonanzschwingkreises 280 gewählt werden. In der dargestellten Ausführungsform ist diese Wahl so vorgenommen, daß der Dämpfungsfaktor kleiner ist als 1, damit der Schwingkreis ein Schwingansprechvermögen besitzt. Im übrigen ist der Q-Wert des Resonanzschwingkreises so gewählt, daß die Schaltung während drei Zyklen schwingt, bevor diese Amplitude auf 1/e ihres Ursprungswerts absinkt. Durch Wahl eines Wertes für Q kann dann die Berechnung des Dämpfungsfaktors, der speziellen Werte für die Widerstands-, Spulen- und Kondensatorelemente des Resonanzschwingkreises vorgt VJmmeri werden. Bezüglich weiterer Einzelheilen dieser genauen Berechnung sei Bezug genommen auf die oben erwähnte andere Stelle.

Es sei bemerkt, daß der Widerstand der Widerstandselement -ider Eingangsimpedanz Rindes Emitterfolgers 285 entspricht. Für einen Wert von Q besitzt das Widerstandselement in der dargestellten Ausführungsform einen Wert von iOkOhm, während das Spulenelement und das Kondensatorelement Werte von 13,2 μΗ bzw. 77 pF besitzen. Die Gesamtinduktivität der Spulenelemente entspricht der Induktivität der Spulen 282 und 283. während die Kapazität der Kondensatorelemente bzw. des Kondensatorelements der Kapazität der Varactordiode VC entspricht. Für sämtliche praktische Zwecke können die übrigen Kapazitätswerte, die groß sind im Vergleich zu der Kapazität der Varactordiode, unberücksichtigt bleiben.

Wie oben bereits erwähnt, werden die Frequenzen und Phase des sinusförmigen Bezugssignals mit einer bestimmten Exponentialgeschwindigkeit entsprechend dem Fchlersignal korrigiert, das durch den Phasenabtaster 410 erzeugt wird. Diese Korrekturgeschwindigkeit ist eine kritische Dämpfungsgeschwindigkeit. Hierdurch wird die Periode des sinusförmigen Sigmls durch einen Alpha-Anteil (ar) der Fehlerspannung korrigiert, die als Folge der Phasenabtastung erzeugt wird. In entsprechender Weise wird die Phasendifferenz durch einen

M Beta-Anteil (ß) entsprechend derselben Fehlerspannung korrigiert. Die Berechnung dieser Anteile basiert auf das Erreichen eines Null-Fehlerzustands innerhalb einer festgelegten Anzahl von Impulsen. In der dargestellten Ausführungsform werden durch λ = 0,012 und/?= 0,20 zufriedenstellende Ergebnisse geliefert. Es läßt sich zeigen, daß mit Rücksicht darauf, daß der Fehler in diesem Betrachtungsrahmen sich als exponentiell auswirkende kritisch gedämpfte Eigenschaften äußert, wobei die Fehlerfunktion gleichungsmäßig folgendem Ausdruck entspricht:

-(C \ + K_n C 2) r* η

Hierin bedeutet CX ein Koeffizient für die Phase, C2 tv> bedeutet ein Koeffizient für die Frequenz und /bezieht sich auf.»in folgender Weise:

;■=

Der Ausdruck e, (K_n) bezeichnet den Fehler bei irgendeinem Impuls K_n, während die Koeffizienten Cl und C2 den Phasen- bzw. Frequenzfehler bezeichnen, der nach einer Anzahl K_n Impulsen zu Null wird.

Der Koeffizient C\ wird unter ursprünglichen Bedingungen berechnet (d. h. dann, wenn η = 0 ist und wenn der Fehler e_r (K_n) = 0.5 ist). Der Koeffizient C 2 wird dann berechnet, wenn der Fehler innerhalb einer bestimmten Anzahl von Impulsen auf Null absinkt. In der dargestellten Ausführungsform ist diese Zahl mit 15 gewählt.

Durch Einsetzen der zuvor aufgeführten Werte wird der angegebene Ausdruck für c, (K„) nunmehr zu:

(0.5 + K„ 0.033) c :^Kn

Unterschiedliche Werte für;'können durch Einsetzen vim Werten für t in die Gleichung (2) erhallen werden.

Durch Anwenden des Wertes γ bei der Auswahl tier /eitkonstante für die Schleife 203 wird die gewünschte kritisch gedämpfte Korrekuirgeschwindigkcii erzielt. Die Korrekturspanrning der Schleife 203 gemäß Fig. I besitzt dabei speziell die Form des Ausdrucks:

Widerstand 242
Kondensator 244

lOkOhm
240 Ohm
0,15 μ?

Die vorstehend angegebenen Werte sind lediglich zur Veranschaulichung aufgeführt, ohne die Erfindung irgendwie zu beschränken.

Durch die vorliegende Erfindung ist also, zusammenfassend gesagt, ein verbessertes Lesetaktsystem ge-

H) schaffen, das unabhängig Zeitsteuer-Signalzüge und Datensignalzüge verarbeitet, wie sie von einem Speicher mit wahlfreiem Zugriff abgeleitet werden, und das eine leichte Einstellung der Ausgangssignalzüge für die Erzielung der gewünschten Phasenbeziehung zwischen diesen Signalzügen zu erreichen gestattet.

In der Praxis kann die Erfindung unter Ausführung von Änderungen der dargestellten Ausführungsform benutzt werden. Es können z. B. andere Verstärkertypen, unterschiedliche Q-werte, andere Spanmirigsque!-

:ii lenpolaritäten und Transistoren benutzt weiden.

Es sei bemerkt, daß in der Schleife 203 der Exponent t/RCdem Produkt der Zeitkonstanten der Integratoren 240, 270 entspricht. Dies bedeutet, daß dann, wenn die Zeitkonstante des Integrators 240 als gleich Π ange- jo nommen ist und die Zeitkonstante des Integrators 270 als gleich 7"2 angenommen ist. der Ausdruck i/RC - T\ ■ T2 gegeben ist. In beiden Fällen entsprechen diese Zeitkonstanten den Widerstandswerten und Kondensatorwer.cn. Demgemäß wird die gewünschte j-s exponentiell Korrekturgeschwindigkeit durch Wahl der Werte für die Integra torcn 240 und 270 erhalten.

In der dargestellten Ausführungsfoim entspricht fder Zeitspanne, die vergehl, bis der Fehler c, (K_n) sich von einem Maximalwert von ±0,5 auf einen Null-Fehler bei einem v-Wert von 0.1165 verringert hat. Das Intervall / ist dabei gegeben durch die Nennperiode der Impulse innerhalb des Datenstroms, multipliziert mit der Anzahl von Impulsen (d. h. 200 Nanosekunden · 15).

Es sei darauf hingewiesen, daß es wünschenswert werden kann, das obige Zeitintervall zu verkürzen, um eine Anfangssynchronisation zu erreichen und dieselbe Korrekturgeschwindigkeit beizubehalten. Dies kann durch Bereitstellung von Einrichtungen zur automatischen Erhöhung der Anzahl von Eingangsimpulsen erreicht werden, die zunächst der L.csetaktschaltung zugeführt werden.

Die für den Resonanzschwingkreis 280. die Integratoren 240 und 270. den Eingangswiderstand des Emitterfolgers 285 zum Zwecke der Erzielung einer kritisch gedämpften Korrekturgeschwindigkeit innerhalb der bestimmten Anzahl von Impulsen bei dem ausgewählten (p-Wert ausgewählten Bauelemente mit ihren beispielsweisen Werten sind in der nachstehenden Tabelle aufgeführt. bo

Tabelle

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Spule 282	7.buH
Spule 283	5.buH
Varactordiode VC	= 77 [>F
Kondensator 274	= 1 iiF
Widerstand 272	= 220 0hm

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Gewinnung von gesonderten Daten- und TaktimpulsFolgen aus einem auftretenden. Daten und Synchronisierimpulse umfassenden Eingangsdatenstrom, dadurch gekennzeichnet,

daß eine Oszillatorschaitung (280) vorgesehen ist, die auf das Auftreten des Eingangsdatenstromes (b) hin ein sinusförmig verlaufendes Bezugssignal (aj erzeugt, daß mit der Oszillatorschaltung (280) eine Impulsverarbeitungseinrichtung (290) verbunden ist, die aus dem sinusförmig verlaufenden Bezugssignal (a)c\ne Folge von Zeitsteuerimpulsen (d) ableitet, daß eine einen Sägezahngenerator (106) enthaltende Datenverarbeitungseinrichtung (106, !40, 160) vorgesehen ist, die auf die Aufnahme des Eingangsdatenstromes (b) hin aus diesem eine Folge von Datenimpulsen (I) durch Erzeugung eines linearen Sägezahnsignales (ej ableitet, daß eine Phaseneinstelieinrichtung (210) vorgesehen ist. die die Phase der die Datenimpulsfolge (f) bildenden Impulse in bezug auf die die Zeitsteuerimpulsfolge (d) bildenden Impulse einzustellen gestattet, und daß eine Verknüpfungseianchtung (300) vorgesehen ist, die die Zeitsteuerimpulsfolge (d) und die Datenimpulsfolge (f) unter Bildung der gesonderten Daten- und Taklimpuisfolgen miteinander verknüpft. JO

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Ir'egrationseinrichtungen (240,270) in Reihe mit der Phaseneinstelleinrichtung (210) und der Oszillatorschr ^:iung (280) geschaltet sind, und die Integrationseinrichtungen (240,270) J5 durch die Phascneinstelleinrichtung (210) gesteuert, eine Fchlerspnnnung. die proportional der Phasendifferenz ist. und eine Korrekturvorspunnung für die Einstellung der Frequenz der Oszillatorschaltung (280) auf einen bestimmten Wert erzeugen, und zwar zur Herbeiführung der bestimmten Phasenbeziehung zwischen den Impulsen des Dalenstroms und dem Bezugssignal (a), und daß in der Datenverarbeitungseinrichtung (106, 140, 160) eine variable Schwellwertschalteinrichtung (140) vorgesehen ist, die das lineare Sägezahnsignal (e) aufnimmt und die Impulse der Datenimpulsfolge (f) erzeugt, und zwar unter Verzögerung entsprechend einem ausgewählten Schwellwertpegel der Sägezahnsignale (e).

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationseinrichtungen (240, 270) einen ersten Integrator (240) enthalten, mit dem ein zweiter Integrator (270) in Reihe geschaltet ist und der eine Zeitkonstante für die Erzeugung einer Korrekturspannungsgröße besitzt, welche die Frequenz der Oszillatorschaltung (280) so einstellt, daß die Phasenbeziehung einem kritisch gedämpften Wert entspricht.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder J, dadurch gekennzeichnet, ikiß die Plmcneinstellein· w> richtung (210) ein »nickennetzwerk (220, 222, 224. 226) mit einem ersten und zweiten Eingang (228, 230) enthüll, die Eingänge (228, 230) zur Aufnahme der geformien Impulse des Datcnstroms und des sinusförmigen Bc/iigssignals (a) dienen, und daß in h5 Reihe mit der Phascneinsielleinrichtung (210) und den Integrationseinrichtungen (240. 270) eine Vcrstärkercinrichtung (250) geschaltet ist. die derart geschaltet ist, daß sie an die Integrationseinrichtungen (240,270) bei Fehlen einer Fehlerspannung eine Bezugsspannung einer bestimmten Größe und Polarität zur Vorbereitung der Oszillatorenschaltung (280) für die Abgabe des sinusförmigen Signals (a) mit einer Nennfrequenz abgibt.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorenschaltung (280) aus einem Parallelresonanzschwingkreis besteht, dessen Nenn-Resonanzfrequenz der Frequenz der Impulse des Datenstroms (b) entspricht, daß sie einen in der Kapazität spannungsabhängigen Kondensator (VC) enthält, der zur Aufnahme der Korrekturvorspannung dient und der die Frequenz der Oszillatorschaltung (280) auf den kritisch gedampften Wert einzustellen erlaubt.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5. dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorenschaltung (280) Widerstands-, Kondensator- und induktionselemente mit bestimmten Werten enthält, die so gewählt sind, daß ein bestimmter φ-Wert bei Absinken der Amplitude des sinusförmigen Bezugssignals (a) infolge Fehlens einer aufeinanderfolgenden bestimmten Anzahl von Impulsen in dem Datenstrom (6) auf eine Größe erreicht wird, die ausreicht, die Impulsverarbeitungseinrichtung (290} an einem Umschalten zu hindern, und zwar zur Abgabe von Impulsen des Taktimpulszuges von bestimmten Bezugspunkten der Durchlauf-Bezugspunkte.

7. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Filtereinrichtung (180) vorgesehen ist, die die Binärsignale des Datenstroms formt, die normalerweise unwirksame Oszillatorschaltung (280) mit der Filtereinrichtung (180) gekoppelt ist und auf die geformten Impulse hin das Bezugssignal ("«i/¹ liefert.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß dit Filtcrcinrichiting (180) zur Impulsformung der Impulse des Datenstroms ^entsprechend einer Gaußschen Signalkurve dient, und daß die mit der Phascneinstelleinrichtung (210) in Reihe geschaltete Integrationseinrich' tung (240, 270) eine Fehlkorrekturspannung für die Abgabe an das in der Frequenz spannungsabhängige Element (VC) zum Zwecke der Frequenzänderung der Oszillatorschaltung (280) auf einen bestimmten Wert zur Minirrisierung der Anzahl von zur Synchronisierung erforderlichen Synchronimpulsen abgibt, daß eine Impedanzeinrichtung (286) mit der Oszillatorschaltung (280) und der Phaseneinstelleinrichtung (210) verbunden ist, und die Eingangsimpedanz der Impedanzanpaßeinrichtung (286) in Verbindung mit den Frequenzelementen der Oszillatorschaltung (280) so gewählt ist, daß ein bestimmter Q-.Schaltungswert erreicht wird, und daß die mit dem Sägezahngenerator (106) verbundene veränderbare Schwcllwcrtschaltercinrichtung (140) auf ihr Wirksamwerden hin Impulse des Datensignalziigs bei einem bestimmten Schwellweripegel jedes Sügc/.ahnsignnl/ugs ableitet, der zur Abgabe einer maximalen Trennung /wischen den Impulsen des Takt- und Datenimpulszugs gewählt ist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8. dadurch gekennzeichnet, daß das Brückennetzwerk (220,222,224,226) einen ersten und zweiten Eingang (218; 228, 230) und einen Ausgang aufweist, daß der erste Eingang (228, 230) zur Aufnahme der geform-

ten Impulse von der Fiitereinrichtung (180) dient, während der zweite Eingang (218) zur Aufnahme des sinusförmigen Bezugssignals (a) dient, und daß das Brückennetzwerk (220, 222, 224, 226) in einem solchen Zustand ist. daß es die Phasendifferenz zwisehen dem sinusförmigen Bezugssignal und den geformten Impulsen nur bei Aktivierung durch einen geformten Impuls abtastet.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Integrationskreise (240, 270) jeweils einen Eingang und einen Ausgang aufweisen, wobei der Eingang des ersten Integrationskreises (240) mit der Phaseneinstelleinrichtung (210) verbunden ist und deren Ausgangssignale aufnimmt, während der Ausgang des betreffenden Integrationskreises (240) mit dem Eingang des zweiten Integrationskreises (270) verbunden ist. und daß der Ausgang des zweiten Integrationskreises (270) die Korrekturspannung an das in der Frequenz spannungsabhängige Element (VC) abgibt.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruc· 10, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Integrationskreise (240, 270) jeweils bestimmte Zeitkonstanten besitzen, die so gewählt sind, daß ihr Produkt zu einer Fehlerkorrekturspannung führt, die sich bei einem kritisch gedämpften Wert ändert

12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet daß die Fiitereinrichtung (180) eine Reihenschaltung von Spule (182) und Kondensator (184) mit bestimmter Zeitkonstante zur Impulsformung entsprechend einer Gaußschen Kurve enthält.

13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahngenerator (106) zwei komplementäre Transistoren (124,128) enthält, deren erster Transistor (124) in Kollektorgrundschaltung geschaltet ist und einen Eingangskreis zur Aufnahme der Datenstromimpulse und einen Ausgangskreis zur Abgabe des Sägezahnsignalzugs fc/enthält, daß der zweite Transistor (128) in Emittergrundschaltung geschalte! ist und einen Eingangskreis und einen Ausgangskreis aufweist, wobei dieser Eingangskreis in Reihe zu der Emitter-Kollektor-Strecke des ersten Transistors 4^r> (124) liegt, während der Ausgangskreis des zweiten Transistors (128) mit dem Eingangskreis des ersten Transistors (124) verbunden ist, und daß der srste Transistor (124) durch jeden Impuls des Datenstroms während einer Zeitspanne in den nichtleitenden Zustand schaltbar ist, die durch das Abschalten des Ausgangskreises des zweiten Transistors (128) festgelegt ist.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangskreis des ersten Transistors (124) ein Widerstands-Kondensator-Netzwerk (126 125) enthält, dessen /?C-Wert entsprechend einer bestimmten Zeitkonstante gewählt ist, und daß die beiden Transistoren (124,128) durch Halbleiter vom pnp- bzw. npn-Leitfähigkeits- bo typ gebildet sind.

15. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die veränderbare Schwellwertschalteinrichtung (140) eine Stromschalte'mnrhtung (142, 144) in Reihe mit einer ^ Ausgangseinrichtung (160) enthält, daß die Stromschalleinrichtung (142, 144) einen ersten und zweiten Eingangskreis und zumindest einen Ausgangskreis aufweist, daß der erste Eingangskreis zur Aufnahme des Sägezahnausgangssignals (e)des Sägezahngenerators (106) dient, daß der zweite Eingangskreis mit einer variablen Spannungsquelle (+ V, 150) zur Einstellung eines bestimmten Schwellwertschaltpegels der Stromschalteinrichtung (142,144) verbunden ist und daß die Stromschalteinrichtung (142,144) einen Spannungspegel, der gleich dem Schaltpegel ist, zur Erzeugung von Signalen an dem Ausgang zwecks Vorbereitung der Transistorausgangseinrichtung (160) für die Erzeugung der Impulse des Datensignalzugs (f) liefert

16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangseinrichtung (160) zwei komplementäre Transistoren (168, 172) enthält, deren erster einen Eingangskreis und einen Ausgangskreis aufweist und in Basisgrundschaltung geschaltet ist und deren zweiter einen Eingangskreis und einen Ausgangskreis aufweist und in Kollektorgrundschaltung geschaltet ist, daß der Eingangskreis der zweiten Transistoren (172) mn dem Fingangskreis des ersten Transistors (168) verbunden ist, daß der Eingangskreis des ersten Transistors (168) auf Ansteuerung durch jedes Signal von der Schwellwertschalteinrichtung (140) in den übertragungsfähigen Zustand gelangt und daß der Eingangskreis des zweiten Transistors (172) vom Ausgangskreis des leitenden ersten Transistors (168) her in den leitenden Zustand umschaltbar ist und damit die Impulse des Datenstroms (Qzu liefern vermag.

17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verknüpfungseinrichtung (300) eine Datenregisterlogik (302) und eine Datentrennlogik (350) enthält, daß die Datenregisterlogik (302) eine erste Logikeinrichtung (304) zur Zusammenfassung des Taktimpulszuges und des Datenimpulszuges in einen ersten und einen zweiten Datenstrom mit Binärzeichen »1« und Binärzeichen »0« enthält, und daß die Datentrennlogik (350) eine zweite Logikeinrichtung (352) enthält, die mit der e: sten Logikeinrichtung (304) verbunden ist und die damit so eingestellt ist. daß sie die ersten und zweiten Datenströme in Daten- und Synchronimpulse auftrennt.

18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17. dadurch gekennzeichnet, daß die erste Logikeinrichtung (304) ein Verknüpfungsgatter (DIT) enthält, das zur Aufnahme der Daten- und Taktimpulszüge dient und das so eingestellt ist. daß es den Zustand des Datensignals bzw. Datenimpulszugs abtastet, daß ein Flipflop (OIC) mit dem Verknüpfungsgatter (DlT) zur Speicherung des Dateninhalts eines vorhergehenden Zeitintervalls entsprechend dem Zustand der Verknüpfungsgatter (DIT) verbunden ist. daß Impulsgetfcatoreinrichtungen zur Aufnahme der Impulse während des Signalzugs wirksam sind und damit einen Impuls bestimmter Impulsbreite erzeugen, und daß die Logikgattereinrichtungen mit dem Flipflop (CiC) und der linpulsgeneratoreinrichtung derart verbunden sind, daß die ersten und zweiten Datenströme mit Binärzeichen »1« und :>0« für die Abgabe an die zweite Logikeinrichiung erzeug) werden.

19. Schaltungsanordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Logikeinrichtung (352) ein Flipflop (DS) enthüll, das mil dem erstgenannten Flipflop (OIC) und der Logikgyttereinrichtung (304) verbunden ist, daß das Flipflop

(DS) dabei so eingestellt wird, daß es von seinem einen Zustand in seinen anderen Zustand mit Auftreten eines Datenimpulses und in seinen einen Zustand bei Auftreten eines Synchronimpulses umschaltet, daß die Logikgattereinrichtung ferner Daten- und Synchrongatter (360, 362, 370, 372) enthält, die mit dem Flipflop (DS) und der Verknüpfungsgattereinrichtung verbunden sind, und daß jedes dieser Gatter so angeordnet ist, daß es gesonderte »0« und »!«•Ausgangssignale für die Daten- und Synchronimpulse entsprechend Daten »0«, Daten »1« und Synchroninipulsen »0« bzw. »1« abgibt.