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Bistabiler Multivibrator Bistabile Multivibratoren finden in der elektrischen
Nachrichten- und Meßtechnik eine vielfältige Verwendung. Insbesondere kommt ihnen
als Zählstufen in Analog-Digital-Umwandlern der Pulscodemodulationstechnik eine
besondere Bedeutung zu. Hierbei werden an die Multivibratoren hohe Anforderungen
an die Schaltgeschwindigkeit gestellt. Die älteste Ausführungsform eines bistabilen
Multivibrators ist die bekannte »Eccles-Jordan«-Schaltung, bei der sich zwei Verstärkerelemente
wechselseitig steuern. Als Verstärkerelemente kommen dabei Röhren oder Transistoren
in Frage. Die höchste Schaltgeschwindigkeit derartiger Schaltungen liegt etwa bei
150 MHz. Eine weitere Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit bereitet gewisse grundsätzliche
Schwierigkeiten, die in den nicht mehr vernachlässigbaren Kapazitäten der Verstärkerelemente
bzw. in Trägheitseffekten derselben begründet sind. Aus diesen Gründen wurde in
den letzten Jahren vielfach der Versuch unternommen, bistabile Multivibratoren unter
Verwendung von Kippwiderständen aufzubauen. Kippwiderstände, insbesondere deren
bekanntester Vertreter, die Tunneldiode, zeichnen sich nämlich durch extrem geringe
Trägheitseffekte aus, die ein Umschalten von einem stabilen Zustand in einen anderen
stabilen Zustand innerhalb so kleiner Zeiten zulassen, daß damit an sich Schaltgeschwindigkeiten
in der Größenordnung von GHz und mehr möglich erscheinen.
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Es sind bistabile Multivibratoren bekannt, die von der Reihenschaltung
zweier gleichsinnig gepolter Kippwiderstände Gebrauch machen. Hierbei werden der
Reihenschaltung einerseits über einen Vorwiderstand, eine Gleichspannung geeigneter
Polarität und andererseits vorzugsweise über einen weiteren Widerstand Schaltimpulse
zugeführt, die im Zusammenwirken mit einer Umschalteinrichtung die Kippwiderstände
jeweils in die ihrer Ausgangslage entgegengesetzte Lage umkippen. Als Umschalteinrichtung
finden dabei entweder Reaktanzspeicher, wie Kapazitäten oder Induktivitäten, Anwendung,
oder es werden besondere Transistorschaltungen vorgesehen. Zwar wird die Gesamtschaltung
bei Verwendung von Reaktanzelementen relativ einfach, doch müssen dadurch für die
obere Grenze der Schaltfrequenz relativ niedrige Werte in Kauf genommen werden.
Durch Verwendung der besonderen Transistorschaltungen als Umschalteinrichtung wird
diese obere Frequenzgrenze zwar etwas angehoben. Sie liegt nach vorläufigen Daten
jedoch kaum nennenswert über der der Eccles-Jordan-Schaltung. Außerdem erfordert
diese Schaltungsart einen technischen Aufwand, der dem der Eccles-Jordan-Schaltung
zumindest gleichkommt. Es ist bereits ein bistabiler Multivibrator bekannt, bei
dem zwei gleichsinnig in Reihe geschaltete Kippwiderstände an eine Quelle eingeprägter
Spannung angeschaltet sind und die Umschalteinrichtung im wesentlichen aus einem
Übertrager besteht, dessen eine Wicklung an den einen Kippwiderstand und dessen
andere Wicklung an den anderen Kippwiderstand angeschaltet ist. Hierbei ist die
Polarität der Anschaltung dieser beiden Übertragerwicklungen an die Kippwiderstände
derart gewählt, daß sich durch die Übertragerwicklung bei Erhöhung der Spannung
an dem einen Kippwiderstand eine gegensinnige Spannungsänderung am anderen Kippwiderstand
ergibt. Dieser Multivibrator zeichnet sich neben geringem schaltungstechnischem
Aufwand durch eine wesentlich höhere Grenze der Schaltfrequenz wie die bekannten
Anordnungen aus, weil hierbei die Schaltfrequenz, abgesehen von der Anstiegszeit
der Kippwiderstände, lediglich von der Grenzfrequenz des Übertragers abhängt. Bei
der Wahl geeigneter Ferrite liegt diese Grenzfrequenz in der Größenordnung von etwa
800 MHz.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen bistabilen Multivibrator
der einleitend beschriebenen Art bei geringem schaltungstechnischem Aufwand gerade
hinsichtlich seiner Schaltgeschwindigkeit noch weiter zu verbessern.
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Ausgehend von einem bistabilen Multivibrator, bestehend aus der Reihenschaltung
zweier gleichsinnig gepolter Kippwiderstände, der einerseits über einen Vorwiderstand
eine Gleichspannung geeigneter Polarität und andererseits vorzugsweise über einen
weiteren Widerstand Schaltimpulse zugeführt sind und bei der die Größe des Vorwiderstandes
und der Gleichspannung so bemessen ist, daß die Reihenschaltung der beiden Kippwiderstände
nur zwei stabile Zustände annehmen kann, in denen sich jeweils ein Kippwiderstand
in
der Lage hohen und ein Kippwiderstand in der Lage niedrigen Widerstandes befindet,
wird gemäß der Erfindung die Aufgabe dadurch gelöst, daß jedem Kippwiderstand ein
am fernen Ende vorzugsweise offener Leitungsabschnitt parallel geschaltet ist, dessen
elektrische Länge derart bemessen ist, daß die durch einen Schaltimpuls vorgegebener
Dauer an den Kippwiderständen hervorgerufenen und an den Enden der Leitungsabschnitte
reflektierten Spannungssprünge beide Kippwiderstände in die ihrer Ausgangslage entgegengesetzte
zweite Lage umschalten.
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Der Erfindung liegt die wesentliche Erkenntnis zugrunde, daß die bei
einem ankommenden Schaltimpuls an beiden Kippwiderständen auftretenden sprunghaften
Spannungsänderungen zur Umschaltung ausgenutzt werden können, wenn es gelingt, sie
im Zeitraum des Abklingens des Schaltimpulses mit richtiger Polarität wiederum an
den Kippwiderständen wirksam werden zu lassen. Da die diese Funktion gemäß der Erfindung
ausübenden Leitungsabschnitte keine Trägheitseffekte aufweisen und auch gegen höhere
Frequenzen hin in ihrer Wirksamkeit nicht eingeschränkt sind, ist die obere Schaltfrequenz
der mit ihnen ausgestatteten Reihenschaltung aus den beiden Kippwiderständen praktisch
nur noch durch die Anstiegszeit der Kippwiderstände begrenzt.
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Die Wirksamkeit der für die Umschaltung erforderlichen reflektierten
Spannungsimpulse ist am besten, wenn sie zur gleichen Zeit an den beiden Kippwiderständen
ankommen. Es empfiehlt sich daher, den Leitungsabschnitten gleiche elektrische Länge
zu geben. Sie können in vorteilhafter Weise aus Streifenleitungen bestehen, die
gegebenenfalls auch in gedruckter Schaltung ausgeführt sein können.
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Um mit möglichst kleinen Leistungen für die Umschaltung auszukommen,
wie auch die Umschaltung sicher und zuverlässig zu gestalten, ist es zweckmäßig,
die durch die doppelte elektrische Länge der Leitungsabschnitte bestimmte Laufzeit
gerade so groß zu wählen, daß die an den Kippwiderständen von einem Schaltimpuls
ausgelösten und an den Enden der Leitungsabschnitte reflektierten Spannungsimpulse
in einem Zeitpunkt an den Kippwiderständen wirksam werden, in dem der Schaltimpuls
bereits abklingt.
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Die ausgangsseitigen Impulse des Multivibrators nach der Erfindung
können in einfacher Weise am gemeinsamen Verbindungspunkt der beiden Kippwiderstände
abgenommen werden.
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Bei erwünschter, möglichst hoher Ausgangsleistung empfiehlt es sich,
einen Ausgangsübertrager mit zwei Primär- und einer Sekundärwicklung vorzusehen,
bei dem die Primärwicklungen mit zueinander gegensinniger Polung jeweils einem der
beiden Kippwiderstände über gleichstromtrennende bzw. begrenzende Koppelglieder
angeschaltet sind. Im einfachsten Falle können die Koppelglieder hierbei Kondensatoren
sein.
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Als Kippwiderstände werden zweckmäßig Tunneldioden vorgesehen, die
bekanntlich eine sehr steile Anstiegsflanke aufweisen und daher im Hinblick auf
die mit der erfindungsgemäßen Schaltung angestrebte hohe Schaltgeschwindigkeit hierfür
besonders geeignet sind.
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An Hand von Ausführungsbeispielen, die in den Zeichnungen dargestellt
sind, soll die Erfindung im folgenden noch näher erläutert werden.
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Der Erfindungsgegenstand macht von der Reihenschaltung zweier gleichsinnig
gepolter Kippwiderstände Gebrauch. Es soll deshalb zunächst die Wirkungsweise dieser
Grundschaltung, die in die Literatur auch unter der Bezeichnung »Goto-Paar« eingegangen
ist, näher erläutert werden.
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In der F i g. 1 ist ein solches Goto-Paar, bestehend aus zwei durch
Tunneldioden dargestellte Kippwiderstände T1 und T2, schematisch angegeben. Die
Reihenschaltung liegt an einer Gleichspannung Ub, die so bemessen ist, daß einer
der beiden Kippwiderstände im Zustand hoher Spannung und der andere im Zustand niederer
Spannung verharren muß. Wird zunächst einmal davon abgesehen, daß in den gemeinsamen
Verbindungspunkt der beiden Kippwiderstände T1 und T2 ein Strom
i in positiver oder negativer Richtung eingespeist wird, so ist es, gleiche
Eigenschaften der Kippwiderstände vorausgesetzt, gleich wahrscheinlich, daß die
obere oder die untere Diode den Zustand hoher Spannung einnimmt. Diesen Fall stellt
das Diagramm der Kennlinien 1 und 2
beider Kippwiderstände in der F
i g. 2 dar.
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Die Schnittpunkte I und II der beiden Kennlinien 1
und
2 markieren die stabilen Lagen der Reihenschaltung. Der Punkt III, der durch
den Schnitt der beiden fallenden Kennlinienäste zustande kommt, ist dagegen instabil.
Wird die Gleichspannung Ub an der Reihenschaltung kurzzeitig erhöht, beispielsweise
durch einen Impuls, so ergibt sich die in der F i g. 3 im Diagramm dargestellte
Situation. Die Schnittpunkte I und II verschwinden, und der Punkt III rückt in den
Bereich positiven Widerstandes und wird damit stabil. An beiden Kippwiderständen
liegt dann eine Spannung, die höher ist als die ihrem Stromminimum zugeordnete.
Nach Abklingen des Impulses stellen sich wieder die in der F i g. 2 gezeigten Verhältnisse
ein, und zwar mit der für die Schnittpunkte I und II gleich hohen Wahrscheinlichkeit.
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Wenn die Kennlinien beider Kippwiderstände identisch sind, so bestimmt
also der Zufall, welcher der Kippwiderstände nach Abklingen des Impulses die niedrigere
bzw. höhere Spannung bekommt. Wird dagegen in den Verbindungspunkt beider Kippwiderstände
im Augenblick des Impulsabklingens ein Korrekturstrom i eingeprägt, so bestimmt
nunmehr die Polarität des Korrekturstromes, welchen der beiden möglichen Zustände
(I bzw. 1I) das Paar einnimmt. Der Korrekturstrom i erzeugt mit anderen Worten eine
Unsymmetrie der Serienschaltung, durch die abhängig vom Vorzeichen des Korrekturstroms
entweder der Schnittpunkt 1 oder der Schnittpunkt II erzwungen wird.
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Ein Ausführungsbeispiel nach der Erfindung zeigt die F i g. 4a. Sie
besteht aus zwei gleichsinnig in Reihe geschalteten Kippwiderständen T1 und T2,
die vorzugsweise durch Tunneldioden realisiert sind. Die Kippwiderstände sind über
einen Vorwiderstand Rv an die Gleichspannungsquelle Ub angeschaltet. Jedem der beiden
Kippwiderstände ist ein Leitungsabschnitt S1 bzw. S2 parallel geschaltet, die gleiche
elektrische Länge aufweisen und an ihren fernen Enden offen sind. Die am Eingang
E anliegenden Schaltimpulse werden der Reihenschaltung der Dioden über einen Widerstand
Rt zugeführt. Den Ausgang A des Multivibrators gibt der gemeinsame Verbindungspunkt
der beiden Kippwiderstände ab. Die Größe des Vorwiderstandes Rv und die Größe der
Gleichspannung Ub sind so bemessen, daß die Reihenschaltung der beiden Kippwiderstände
nur zwei stabile Zustände annehmen kann, in dem sich jeweils ein Kippwiderstand
in der Lage hohen und ein Kippwiderstand
in der Lage niedrigen
Widerstandes befindet. Der Widerstand Rt sorgt für eine ausreichend hochohmige Anschaltung
der die Schaltimpulse liefernden Impulsquelle.
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An Stelle der offenen Enden können die Leitungsabschnitte S1 und S2
gegebenenfalls auch mit Widerständen abgeschlossen sein, die hierbei jedoch stets
größer als der Wellenwiderstand der Leitungsabschnitte gewählt sein müssen. Die
Abschlußwiderstände können auch durch ein dämpfendes Dielektrikum der Leitung selbst
ersetzt sein.
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Eine Schaltungsvariante zum Ausführungsbeispiel der F i g. 4a zeigt
die F i g. 5. Der Reihenschaltung der beiden Kippwiderstände T1 und T2 ist hier
ausgangsseitig ein Ausgangsübertrager Ü angeschaltet, der zwei Primär- und eine
Sekundärwicklung aufweist. Dabei sind die Primärwicklungen mit zueinander gegensinniger
Polung jeweils einem der beiden Kippwiderstände über Koppelkondensatoren Clc angeschaltet.
Die gegensinnige Polung der Primärwicklung des Ausgangsübertragers L' hat den Vorteil,
daß die an den Kippwiderständen bei einer Umschaltung auftretenden gegensinnigen
Spannungsänderungen an der den Ausgang A darstellenden Sekundärwicklung mit gleicher
Polarität wirksam sind. Die Leistung der am Ausgang A abgegebenen Impulse ist bei
diesem Ausführungsbeispiel also besonders groß.
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Der näheren Erläuterung der Wirkungsweise des Erfindungsgegenstandes
werden im folgenden die F i g. 4a und 4b zugrunde gelegt. Zunächst sei angenommen,
daß kein Schaltimpuls am Eingang E anliegt und daß sich der Kippwiderstand T1 im
Zustand niedriger Spannung befindet. Die beiden Leitungsabschnitte S1 und S2 wirken,
solange der Schaltung keine Wechselspannung zugeführt wird, als aufgeladene Kapazitäten
und können als nicht vorhanden angesehen werden. Diesem Schaltungszustand entspricht
der Schnittpunkt I des Kennlinienfeldes des Goto-Paares nach der F i g. 2.
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Nunmehr soll dem Eingang E des Multivibrators nach der F i g. 4a ein
positiver Impuls der Dauer ti zugeführt werden. Die Amplitude.1U dieses Schaltimpulses
ist so bemessen, daß beide Kippwiderstände sich vorübergehend im hochohmigen Bereich
ihrer Kennlinie befinden können. Zweckmäßig ist die Amplitude A U des Schaltimpulses
so gewählt, daß die durch den Schaltimpuls bewirkte Spannungserhöhung an der Reihenschaltung
zwar ausreicht, um die Sprungspannung beider Kippwiderstände zu überschreiten, nicht
aber um an beiden Tunneldioden die merklich höhere Spannung, die der Kippwiderstand
T2 vor dem Eintreffen des Impulses hatte, an beiden Kippwiderständen hervorzurufen.
Zeitlich wird dieser Zustand knapp vor dem Maximum des Schaltimpulses im Zeitpunkt
t1 erreicht. Ohne das Vorhandensein der Leitungsabschnitte würde sich nunmehr der
Punkt 111 entsprechend der unterbrochen gezeichneten Kennlinien im Kennlinienfeld
nach der F i g. 6 einstellen. Dieser Punkt ist gleichbedeutend mit dem Punkt III
im Kennlinienfeld der F i g. 3.
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Die durch den Schaltimpuls an den Kippwiderständen auftretenden Spannungsänderungen
lassen diese jedoch mit den Wellenwiderständen der Leitungsabschnitte S1 und S2
belastet werden. Es stellt sich deshalb der Punkt III' (ausgezogen gezeichnete Kennlinien)
nach der F i g. 6 ein.
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Die durch den Schaltimpuls nach der F i g. 4b an den Tunneldioden
ausgelösten Spannungssprünge laufen nun die Leitungsabschnitte entlang, werden an
den offenen Enden reflektiert und kommen nach der doppelten Laufzeit mit gleicher
Polarität wiederum an den Kippwiderständen an. Die Laufzeit ist bei beiden Leitungsabschnitten
gleich groß und so bemessen, daß die reflektierten Spannungssprünge an den Kippwiderständen
im Zeitpunkt 12 (F i g. 4b), in dem der Schaltimpuls bereits in ausreichendem Maße
wieder abgeklungen ist, einwirken. In diesem Zeitpunkt befinden sich die mit dem
Wellenwiderstand der Leitungsabschnitte belasteten Kippwiderstände beide immer noch
im hochohmigen Bereich entsprechend dem Punkt III' nach der F i g. 7 (ausgezogen
gezeichnete Kennlinien). In das Diagramm der F i g. 7 sind ferner in unterbrochener
Linie die Kennlinien der beiden Kippwiderstände für den unbelasteten Zustand bei
gleich hoher anliegender Spannung angegeben. Wie dieses zweite Kennlinienpaar erkennen
läßt, können die beiden Kippwiderstände bzw. Tunneldioden im unbelasteten Zustand
nur entweder die stabile Lage entsprechend dem Schnittpunkt I oder aber die stabile
Lage entsprechend dem Schnittpunkt II annehmen. Die an den Kippwiderständen ankommenden
reflektierten Spannungssprünge bedeuten eine Entlastung für diese, so daß sich im
Zeitpunkt t2 nach der F i g. 4b die Kippwiderstände nunmehr entscheiden müssen,
welche stabile Lage sie einnehmen sollen. Im vorliegenden Fall wird sich der Zustand
entsprechend dem Schnittpunkt II nach der F i g. 7 einstellen, weil auf den Kippwiderstand
T1 ein positiver und auf den Kippwiderstand T2 ein negativer Spannungssprung einwirken,
d. h. daß nunmehr der Kippwiderstand T1 den Zustand hoher Spannung und der Kippwiderstand
T2 den Zustand niedriger Spannung führen. Bei einem folgenden Schaltimpuls werden
die Kippwiderstände wiederum in eine Lage entsprechend dem Schnittpunkt I nach der
F i g. 7 zurückkippen usw.
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Sobald die Kippwiderstände unter der Einwirkung der an den offenen
Enden der Leitungsabschnitte reflektierten Spannungssprünge in die eine oder andere
stabile Lage kippen, werden sie durch die erneuten Spannungsänderungen an den Leitungsabschnitten
erneut belastet. Die hierbei nach einem weiteren Zeitabschnitt t2-tl an den Kippwiderständen
ankommenden Spannungssprünge vermögen jedoch den einmal eingenommenen Zustand des
Paares nicht mehr zu beeinflussen, weil zwischenzeitlich der Eingangsimpuls völlig
abgeklungen ist.
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Für das Verständnis der Wirkungsweise des Erfindungsgegenstandes kann
zur Vereinfachung der sich hierbei abspielenden Vorgänge auch davon ausgegangen
werden, daß die Kippwiderstände während des ganzen Umschaltvorganges mit den Wellenwiderständen
der Leitungsabschnitte belastet sind. Die Entscheidung über den vom Kippwiderstandspaar
einzunehmenden Zustand durch die reflektierten ankommenden Spannungssprünge ist
hierbei als in dem Augenblick erfolgt anzusehen, in dem der Schaltimpuls soweit
abgeklungen ist, daß sich der Zustand III' nach der F i g. 7 auch bei unveränderlicher
Belastung nicht mehr aufrechterhalten kann, sondern nur noch der Zustand I oder
II möglich sind.
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Es ist zu betonen, daß den oben angeführten Erklärungen über die Wirkungsweise
der Schaltung lediglich für eine anschauliche Betrachtungsweise Bedeutung zukommen.
Exakt können die Vorgänge, da sie im Augenblick der Entscheidung alle miteinander
verkoppelt
sind, nur durch ein System von Differentialgleichungen beschrieben werden.
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Mit einer ausgeführten Schaltung gemäß der Erfindung konnten ohne
Schwierigkeiten Schaltfrequenzen in Höhe von 2,7 GHz verarbeitet werden. Dabei fanden
als Kippwiderstände Germanium-Tunneldioden Verwendung. Die Leitungsabschnitte wurden
durch Streifenleitungen realisiert, die hierbei eine Länge von etwa 1 cm hatten.