DE1204265B - Elektrische Schaltanlage, insbesondere zur Steuerung einer Mehrphasenstromrichter-schaltung - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. α.:

H03k

Deutsche KL: 21 al-36/18

Nummer: 1204 265

Aktenzeichen: E 22681 VIII a/21 al

Anmeldetag: 5. April 1962

Auslegetag: 4. November 1965

Die Erfindung betrifft elektrische Schaltanlagen, insbesondere zur Steuerung einer Mehrphasenstromrichterschaltung, mit einer Reihe elektronischer Schalter, deren jeder eine Steuerelektrode aufweist und durch einen an dieser Steuerelektrode angelegten Steuerimpuls in den leitenden Zustand gebracht wird, während er durch Verringerung der an dem Schalter anliegenden Gleichspannung auf oder unter einen vorgegebenen Wert in den nichtleitenden Zustand übergeführt wird und bei der diese elektronischen Schalter mit einer gemeinsamen Speisespannungsquelle verbunden sind und so zusammengeschaltet sind, daß sie nacheinander durch zyklische, an ihre Steuerelektroden angelegte Steuersignale in den leitenden Zustand übergeführt werden und auf diese Weise eine Folge von Ausgangssignalen erzeugen und mit beim Übergang eines Schalters in den leitenden Zustand wirksam werdenden Mitteln, die die an dem in der Reihenfolge vorhergehenden Schalter liegende Gleichspannung auf den vorgegebenen Wert oder darunter herabsetzt und so den Schalter in den nichtleitenden Zustand überführt und bei der normalerweise jeweils nur ein Schalter leitend ist.

Die elektronischen Schalter können Quecksilberlichtbogen-Gleichrichter oder vorzugsweise gesteuerte Halbleiter- (z. B. Silizium-)Gleichrichter sein.

Die erwähnte Verbindung der elektronischen Schalter umfaßt vorzugsweise kapazitive Kopplungsmittel zwischen den Anoden der Gleichrichter; die Ausgangsvorrichtungen sind mit den Kathoden verbunden. Alternativ können auch die Ausgangsvorrichtungen mit den Anoden der Gleichrichter und die kapazitiven Kopplungsmittel mit ihren Kathoden verbunden sein.

Bei einer derartigen Schaltanlage ist es möglich, daß infolge äußerer Einflüsse ein Störzustand auftritt, in welchem 2 oder mehrere von den genannten elektronischen Schaltern gleichzeitig statt aufeinanderfolgend, leiten. Sofern nicht alle elektronischen Schalter gleichzeitig leiten, gleicht sich der Störzustand normalerweise automatisch von selbst .wieder aus, sobald der nächste nichtleitende elektronische Schalter im Verlauf der normalen Betriebsaufeinanderfolge in den leitenden Zustand gebracht wird. Falls jedoch einmal sämtliche elektronischen Schalter gleichzeitig sich im leitenden Zustand befinden, so gleicht sich dieser Störzustand normalerweise nicht von selbst aus; es wurde jedoch gefunden, daß die Fortdauer dieses letzterwähnten Störzustandes in einfacher Weise dadurch vermieden werden kann, Elektrische Schaltanlage, insbesondere zur
Steuerung einer Mehrphasenstromrichterschaltung

Anmelder:

The English Electric Company Limited, London

Vertreter:

Dipl.-Ing. C. Wallach, Patentanwalt,

München 2, Kaufingerstr. 8

Als Erfinder benannt:

Eric Wistow,

Michael Brown, Stafford (Großbritannien)

Beanspruchte Priorität:

Großbritannien vom 5. April 1961 (12183)

daß man vorübergehend das den elektronischen Schaltern normalerweise zugeführte Gleichstrompotential unterbricht.

Von dieser Erkenntnis ausgehend schlägt die Erfindung eine elektrische Schaltanlage der obengenannten Art vor, die dadurch gekennzeichnet ist, daß eine Detektorvorrichtung vorgesehen ist, die beim Auftreten eines Störzustandes, bei dem alle aus der Reihe elektronischer Schalter gleichzeitig leitend werden, anspricht, und daß eine Unterbrechervorrichtung vorgesehen ist, welche bei Feststellung eines solchen Störzustandes durch die Detektorvorrichtung zeitweise die an der Reihe elektronischer Schalter liegende Gleichspannung auf den vorgegebenen Wert oder darunter herabsetzt und derart zeitweise nichtleitend macht.

Eine derartige Schaltanlage gemäß der Erfindung kann als Ausgangsstufe eines elektrischen Schaltsystems für die Zuführung von Steuersignalen an die Steuerelektroden der Stromrichterelemente, wie beispielsweise gesteuerte Halbleiter- z. B. Silizium-) Stromrichter oder Quecksilberlichtbogenstromrichter einer statischen Stromrichteranlage (d. h. Gleichrichtoder Wechselrichtanlage) dienen. Bei einem derar-

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tigen System kann die Schaltanlage gemäß der Erfindung dazu dienen, um eine zyklische Aufeinanderfolge kurzer Impulse, welche den Steuerelektroden der Schaltanlage aus einer Steuerschaltung zugeführt werden, in sogenannte »lange Impulse« umzuwandeln, die den Steuerelektroden der Stromrichterelemente zugeführt werden. Unter »langen Impulsen« werden Impulse verstanden, deren Dauer im wesentlichen gleich den Zündperioden der Stromrichterelemente ist; im Fall eines Dreiphasen-Stromrichters betragen diese Zündperioden (und damit die Dauer der Steuerelektrodenimpulse) 120 elektrische Grade.

Die Steuerschaltung kann von solcher Art sein, daß die zyklisch aufeinanderfolgenden kurzen Impulse in ihrer Phasenlage gegenüber einer Bezugsphase veränderbar sind; zu diesem Zweck kann eine Wechselspannung von im wesentlichen sinusförmigem Wellenverlauf mit einer veränderbaren Gleich-Vorspannung kombiniert werden, deren Betrag den Scheitelwert der Wechselspannung nicht übersteigt. Vorzugsweise besitzt die Wellenform der erwähnten Wechselspannung an ihren Wellenbergen und -tälern spitze Fortsätze (Verlängerungen, Überhöhungen), um zu gewährleisten, daß die Wechselspannung den Betrag der Gleich-Vorspannung über einen kleinen Bruchteil der Periode hin auch dann übersteigt, wenn der Betrag der Gleich-Vorspannung im wesentlichen gleich dem Scheitelwert der Wechselspannung ist.

Unter »Scheitelwert« ist dabei der Maximalwert zu verstehen, welchen die Wechselspannung ohne die erwähnten Fortsätze besäße.

Die Wechselspannung kann beispielsweise »Sägezahn«-Wellenform haben, vorzugsweise besitzt sie jedoch eine im wesentlichen sinusförmige Wellenform.

Die Erfindung betrifft daher auch, in Kombination, ein elektrisches Schaltsystem, bei welchem eine Wechselspannung mit einer veränderbaren Gleich-Vorspannung kombiniert wird, deren Betrag den Scheitelwert der Wechselspannung nicht übersteigt, wobei die Wellenform der Wechselspannung spitze Fortsätze an ihren Wellenbergen und -tälern aufweist; mit einem derartigen elektrischen Schaltsystem ist eine elektrische Schaltanlage der eingangs erwähnten Art kombiniert, welche vorzugsweise Detektorvorrichtungen, die auf einen Zustand ansprechen, in welchem sich sämtliche elektronische Schalter gleichzeitig im leitfähigen Zustand befinden, sowie Unterbrechervorrichtungen aufweist, die auf die genannten Detektorvorrichtungen ansprechen und so angeordnet sind, daß beim Auftreten eines derartigen Zustandes das den elektronischen Schaltern im Normalbetrieb zugeführte Gleichstrompotential für eine Zeitperiode, die ausreicht, um die elektronischen Schalter in den nichtleitenden Zustand zu bringen, unterbrochen und darnach wieder hergestellt wird, damit die elektronischen Schalter ihre normale, zyklisch aufeinanderfolgende Wirkungsweise wieder aufnehmen können.

Weitere Vorteile und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels in der zuletzt erwähnten Kombination; die Schaltanlage gemäß der Erfindung bildet dabei die Ausgangsstufe einer ihr zugeordneten Steuerschaltung der erwähnten Art, mit der zusammen sie ein Schaltsystem zur Steuerung eines Sechsphasen-Quecksilberlichtbogen-Stromrichters bildet; die Beschreibung des Ausführungsbeispiels erfolgt an Hand der Zeichnungen; in dieser zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild des aus der Schaltanlage gemäß der Erfindung und der Steuerschaltung bestehenden Schaltsystems,

Fig. 2 ein Schaltschema für drei Phasen der Schaltanlage zusammen mit der Stromversorgung und einer Entstörungsschaltung,

ίο Fig. 3 und 4 Schaltschemata einer ersten bzw. einer zweiten Stufe für eine Phase der Steuerschaltung,

Fig. 5 ein Schaltschema der Vorrichtung zur Erzeugung der (im folgenden als »Phasenschaltimpuls« bezeichneten) spitzen Fortsätze für zwei entgegengesetzte Phasen,

Fig. 6 die Eingangs- und Ausgangssignale einer Phase der ersten Stufe der Steuerschaltung für einen bestimmten Wert der Gleich-Vorspannung,

Fig. 7 die Eingangs- und Ausgangssignale einer Phase der ersten Stufe der Steuerschaltung für einen anderen Wert der Gleich-Vorspannung,

Fig. 8 das Eingangssignal und ein Zwischensignal der Phasenschaltimpuls-Schaltung nach Fig. 5, F i g. 9 das Ausgangsisgnal der erwähnten Phasenschaltimpuls-Schaltung,

Fig. 10 eine graphische Darstellung der Beziehung zwischen Steuerstrom und Stromrichter-Ausgangsspannung,

Fig. 11 eine graphische Darstellung der Beziehung zwischen Steuerspannung und Stromrichter-Ausgangsspannung,

Fig. 12 ein Schaltschema der in Fig. 2 in Blockform dargestellten Entstörungsschaltung,

Fig. 13 ein Schaltschema für 3 Phasen einer Alternativausführung zu der in Fig. 2 dargestellten Schaltanlage, jedoch unter Fortlassung der Stromversorgung und der Entetönmgsschaltung.

Das im Blockschaltbild in Fig. 1 dargestellte Schaltsystem besteht aus der Steuerschaltung 1, deren sechsphasige Ausgangsgröße der Schaltanlage 2 zugeführt wird, welche die Ausgangsstufe des Schaltsystems bildet; der Ausgang der Schaltanlage 2 wird der Kathode und den sechs Steuergittern des durch das Schaltsystem gesteuerten Stromrichters zugeführt. Die Steuerschaltung 1 besteht im wesentlichen aus einer ersten Stufe 3 und einer zweiten Stufe 4. Die erste Stufe besitzt 3 Eingänge, nämlich für eine Sechsphasen - Sinuswechselspannungsquelle 5, eine Quelle 5 a für Sechsphasen-Schaltimpulse sowie eine Gleichstromquelle 6 für die Gleich-Vorspannung; diese bildet das Steuersignal für die Änderung der Phasenlage eines Ausgangssignals der Schaltung 1 gegenüber einer Bezugsphase, wie weiter unten noch im einzelnen beschrieben wird.

Die erste Stufe 3 erzeugt eine sechphasige Ausgangsgröße in Form von Rechteckimpulsen, die in der zweiten Stufe 4 so geformt werden, daß man als Ausgang der zweiten Stufe 4 eine Sechsphasenfolge spitzer Unipolarimpulse erhält.

In Fig. 2 sind nur 3 Phasen dargestellt, da die Schaltung für die drei anderen Phasen identisch ist; die Stromversorgung der Anlage und die Entstörungsschaltung (die weiter unten noch beschrieben wird) sind für alle 6 Phasen gemeinsam.

Die Schaltung der Anlage besteht für jede Phase im wesentlichen aus einem gesteuerten Silizium-Gleichrichter 30, 31, 32, einem verhältnismäßig gro-

ßen Kathodenwiderstand 33, 34, 35, einem verhältnismäßig kleinen Anodenwiderstand 36, 37, 38, einem mit der Kathode des gesteuerten Silizium-Gleichrichters verbundenen Widerstand 39, 40, 41 sowie einer parallel zu dem gesteuerten Silizium-Gleichrichter und dem Anodenwiderstand liegenden Diode 42, 43, 44. Der Kathodenwiderstand ist jeweils durch einen Kondensator 45,46,47 überbrückt.

Die Schaltung wird aus einer Dreiphasen-Wechselstromquelle 51 in Sternschaltung gespeist, und zwar über eine Gleichrichtbrückenschaltung 52 und Widerstände 53, 54. Der neutrale Sternpunkt der Sternschaltungsstromquelle 51 bildet den Anschluß für die Kathode des Quecksilberlichtbogenstromrichters; die Mittelanzapfung zwischen zwei parallel zum Gleichstromausgang der Gleichrichter-Widerstands-Kombination 52, 53, 54 liegenden Speicherkondensatoren 55, 56 ist mit diesem Kathodenanschluß über einen weiteren Widerstand 57 verbunden. Die Gitterwiderstände 39, 40, 41 sind über Gitterkondensatoren 58, 59, 60 ebenfalls mit dieser Kathodenleitung verbunden.

Die Anoden der gesteuerten Silizium-Gleichrichter sind über drei Anodenkondensatoren 61, 62, 63 in Delta- bzw. Dreieckschaltung miteinander verbunden.

Die Entstörungsschaltung 48 ist im einzelnen in Fig. 12 dargestellt; sie besteht grundsätzlich aus einem Blockierungsteil mit einem gesteuerten Silizium-Gleichrichter 70, aus einem Schalterteil mit einem gesteuerten Silizium-Gleichrichter 71 sowie aus einem den Störzustand feststellenden Teil mit einem Unipolar-Transistor 72.

Die dem gesteuerten Silizium-Gleichrichter 70 zugeordnete Schaltung besteht aus einem Widerstand 73, einem Kondensator 74 und einer Diode 75. Die dem gesteuerten Silizium-Gleichrichter 71 zugeordnete Schaltung besteht aus Widerständen 76 bis 79 und einem Kondensator 80. Die mit dem Unipolar-Transistor 72 verbundene Schaltung besteht aus Widerständen 81 und 82 (von denen der letztgenannte veränderbar ist) und aus einem Kondensator 83. In der positiven Leitung ist auf der Eingangsseite ein Strombegrenzer-Widerstand 84 vorgesehen; die Ausgangsgröße der Entstörungsschaltung wird an einem Kondensator 85 abgenommen.

Fig. 3 zeigt die Schaltung für eine Phase der ersten Stufe 3 der Steuer-Schaltung 1, wobei jedoch die (in F i g. 5 getrennt dargestellte) Schaltung 5 a zur Lieferung der Phasenschaltimpulse der Übersichtlichkeit halber fortgelassen ist. Die Schaltung nach Fig. 3 besteht im wesentlichen aus einem p-n-p-Transistor 7, dessen Kollektor-Emitter-Kreis an einer 14-Volt-Gleichstromversorgung liegt, aus einem Kollektorlastwiderstand 8 und einer Diode 9 zur Begrenzung der Basis-Emitter-Sperrspannung des Transistors 7; das Gleichspannungs-Steuersignal wird über eine Diode 12 an einem niedrigen Eingangswiderstand 10 angelegt; dieser Eingangswiderstand liegt in Reihe mit einer Phase der Sekundärwicklung eines Transformators 4, dessen Primärwicklung eine Sinus-Speisewechselspannung zugeführt wird; die Sekundärwicklung ist über einen Widerstand 11 mit der Basis des Transistors 7 verbunden; die Diode 12 soll verhindern, daß der Widerstand 10 durch die Impedanz der Steuersignalquelle überbrückt wird.

Wie sich aus der folgenden Beschreibung ergeben wird, hat die Einspeisung des Steuersignals in der gezeigten Weise an dem Widerstand 10 den Vorteil, daß ein Steuersignal Null einen vollverzögerten Ausgangsimpuls, d. h. einen Zustand mit vollständiger Inversion, ergibt. Das bedeutet, daß eine Abnahme des Steuersignals die Stromrichter-Gitterimpulse in Richtung einer Verringerung des Stromrichterstroms verschiebt.

Alternativ könnte das Steuersignal auch bei AB angelegt werden (wobei der Widerstand 10 fortgelassen oder mit einem großen Wert gewählt würde, um ίο zu Anfang eine kleine Vorspannung zu erhalten); in diesem Falle führt ein Steuersignal Null zu einem in der Mitte zwischen maximaler Phasenverzögerung und maximaler Phasenvoreilung liegenden Ausgangsimpuls.

Als weitere Alternative könnte ein veränderbares Gleichstromsteuersignal zwischen Punkt B und einem (nicht dargestellten) mit der Basis des Transistors 7 verbundenen weiteren Widerstand angelegt werden, und zv/ar zusätzlich zu einem zwischen AB angelegten Gleichspannungssignal fester Größe.

Durch geeignete Wahl der Größe des bei AB zugeführten Gleichspannungssignals kann daher der Ausgangsimpuls für ein Steuersignal Null jede beliebige vorgegebene Phasenlage zwischen den Grenzen voller Verzögerung und voller Voreilung erhalten. Die Größe des bei AB angelegten Gleichspannungssignals bestimmt dann die horizontale Lage der in den Fig. 10 und 11 gezeigten Steuerkennlinien.

Der Ausgang dieser ersten Stufe der Steuerschaltung tritt an dem Widerstand 8 auf und wird der in Fig. 4 dargestellten zweiten Stufe zugeführt; diese besteht im wesentlichen aus einem p-n-p-Transistor 13, mit dem eine Diode 14 zur Begrenzung der anliegenden Basis-Emitter-Sperrspannung verbunden ist, aus einem Ausgangs-Kopplungstransformator 15, aus einer mit dem Kollektor des Transistors 13 verbundenen Reihenschaltung eines Widerstandes 16 und eines Kondensators 17 zur positiven Rückkopplung an die Basis des Transistors 7 der ersten Stufe sowie aus einer Parallelanordnung eines Kondensators 18 und eines Widerstandes 19 im Emitterkreis des Transistors 13. Über der Sekundärwicklung des Transformators 15 liegt eine Diode 15 a.

Aus Gründen, die bei der späteren Beschreibung der Wirkungsweise der Gesamtanordnung an Hand der Fig. 6 bis 9 verständlich werden, ist in Fig. 5 die Phasenschaltimpuls-Schaltung für zwei genau entgegengesetzte Phasen des Sechsphasen-Stromrichters gezeigt. Diese Schaltung besteht im wesentlichen aus einem Transformator 20, dessen Sekundärwicklung eine Mittelanzapfung aufweist; ferner aus Strombegrenzungswiderständen 21, 22, Zenerdioden 23, 24, sowie Signal-Differenzier-Kondensatoren und -Widerständen 25, 26, 27, 28. Die Schaltung ist mit den Basen der Transistoren 7 (vgl. F i g. 3) der jeweiligen ersten Stufen von zwei entgegengesetzten Phasen der Sechsphasenanordnung verbunden. Für die anderen beiden Paare entgegengesetzter Phasen der Anordnung sind entsprechende Phasenschaltimpuls-Schaltungen vorgesehen.

Im folgenden wird nun die Wirkungsweise der Anordnung nach den Fig. 1 bis 5 und 12 an Hand der Fi g. 6 bis 11 beschrieben. Zunächst wird die Steuerschaltung (Fig. 1, 3, 4 und 5) behandelt.
Fig. 6 zeigt eine negative Vorspannung an der Basis des Transistors 7 bezogen auf dessen Emitterpotential, derart, daß das Basispotential nur über einen kleinen Bruchteil der Periode des Sinus-Wech-

selstromes positiv gegenüber dem Emitterpotential wird; während dieses kleinen Bruchteils der Periode wird der Transistor? somit gesperrt, so daß sein Kollektorstrom in der gezeigten Weise auf Null abfällt. Diese negative Vorspannung rührt von dem in den Fig. 3 und 4 gezeigten festen 14-Volt-Gleichspannungspotential her.

In dem Maße, wie das negative Basis-Vorspannungspotential nach Null abnimmt und dann in positiver Richtung zunimmt, indem das über den Widerstand 10 eingespeiste Steuersignal anwächst, bewegt sich der Abschaltpunkt entlang der Sinuswelle abwärts, bis der in F i g. 7 dargestellte Zustand erreicht ist; unter diesen Bedingungen ist der Transistor 7 über den größten Teil der Periode nichtleitend, und der Kollektorstrom fließt nur während des kleinen Periodenbruchteils, während welchem das Basispotential negativ in bezug auf das Emitterpotential ist.

Wenn, wie im folgenden an Hand der Fig. 4 näher erläutert wird, der Moment, in welchem der Kollektorstrom auf Null abfällt, in der zweiten Stufe der Anordnung zur Erzeugung des gewünschten Schaltimpulses dient, so ergibt sich aus einem Vergleich der Fig. 6 und 7, daß eine Veränderung der Größe des Gleichstromvorspannungssignals eine Phasenverschiebung dieses Moments gegenüber einer Bezugsphase bewirkt. Wie ersichtlich, kann in dieser Weise eine maximale Phasenverschiebung dieses Moments von etwas weniger als 180° erreicht werden.

Die in F i g. 4 dargestellte zweite Stufe der Steuerschaltung hat die Aufgabe, die Rechteckimpuls-Ausgangsgröße der ersten Stufe, d. h. den Kollektorstrom des Transistors 7, in einen scharfen positiven Impuls umzuwandeln, der der Schaltanlage 2, welche den Ausgang des Gesamtsystems bildet, zugeführt wird.

Die in F i g. 4 gezeigte Schaltung wirkt in folgender Weise: Ist der Transistor 7 abgeschaltet, so fällt sein Kollektorpotential auf das Potential der negativen Speiseleitung, und dieses negative Potential wird auch der Basis des Transistors 13 der zweiten Stufe zugeführt. Der Transistor 13 wird daher in den leitenden Zustand gebracht, und der Kondensator 18 lädt sich schnell über die Primärwicklung des Impulstransformators 15 auf. Der anfänglich hohe Kollektorstrom des Transistors 13 fällt mit zunehmender Aufladung des Kondensators 18 ab und verbleibt dann auf einem durch den Widerstand 19 bestimmten niedrigen stationären Wert. Die über den Widerstand 16 und den Kondensator 17 vorgesehene positive Rückkopplung vom Kollektor des Transistors 13 zur Basis des Transistors 7 gewährleistet, daß der Schaltvorgang sehr schnell verläuft und daß damit ein schneller Stromanstieg in den Impulstransformator 15 erreicht wird. Diese rasche Umschaltung verringert auch die Verlustleistung in dem Transistor 13.

Die Einschaltung des Transistors? bewirkt, daß die Basis des Transistors 13 positiv wird und der Transistor 13 somit gesperrt wird; der in dem Impulstransformator 15 fließende kleine Strom wird daher unterbrochen, wodurch im Ausgang des Transistors 15 ein negativer Impuls je Periode erzeugt wird. Normalerweise wird nur der durch die Einschaltung des Transistors 13 verursachte positive Impuls benötigt, und der erwähnte negative Impuls wird mittels der über der Sekundärwicklung des Transformators 15 liegenden Diode 15 a unterdrückt.

Die Abschaltung des Transistors 13 führt auch zu einer Entladung des Kondensators 18 über den Widerstand 19, wodurch die Bereitschaft für den nächsten Zyklus wiederhergestellt ist.
Aus der Darstellung der Phasenschaltimpuls-Schaltung in Fig. 5 und den Wellenformdarstellungen in F i g. 8 und 9 ist ersichtlich, daß die (in F i g. 8 gestrichelt gezeigte) sinusförmige Ausgangsspannung des Transformators 20 mit Mittelanzapfung durch

ίο die Zenerdioden 23, 24 so beschnitten wird, daß die an den Kondensatoren 25, 26 auftretende Spannung den in Fig. 8 voll ausgezogen dargestellten Verlauf aufweist. Infolge der Kennlinien der Zenerdioden 23, 24 ist die annähernd rechteckige Wellenform der an den Kondensatoren 25, 26 auftretenden Spannung asymmetrisch, da die Zenerspannung in Durchlaßrichtung etwa 2 Volt, in Sperr-Richtung jedoch etwa 10 Volt beträgt.
Diese Rechteckwelle wird durch die Kondensatoren 25, 26, zusammen mit den Basis-Emitter-Widerständen der Transistoren 7 von zwei genau entgegengesetzten Phasen der Sechsphasenanordnung, differenziert; die resultierenden Signale werden sodann den Basen der Transistoren 7 über Widerstände 27,

as 28 parallel zu der Sinus-Wechselspannungsquelle zugeführt.

Die Wellenform der Ausgangsgröße der Phasenschaltimpuls-Schaltung ist in F i g. 9 dargestellt; zusammen mit der sinusförmigen Speisewechselspannung ergibt sich damit die in den F i g. 6 und 7 gezeigte spitze Wellenform für das Basispotential.

Die Werte der Widerstände 21, 22, der Dioden 23, 24 und der Kondensatoren 25, 26 sind so gewählt, daß sich ein glatter Übergang zwischen den sinusförmigen Teilen und den Phasenschaltimpulsteilen der Wellenform ergibt.

Wie ersichtlich, ist zwischen den Ausgangsgrößen der Transformatoren4 (Fig. 3) und 20 (Fig. 5) eine Phasenversetzung von 90° erforderlich; diese kommt durch eine 60°-Phasenverschiebung zwischen den beiden Transformatoren (mittels geeigneter Stern-Delta-Schaltverbindungen) zusammen mit einer 30°-Phasenverschiebung zustande, welche durch ein (nicht dargestelltes) Kondensator-Widerstand-Netzwerk an der Eingangsseite des Transformators 4 bewirkt wird. Diese Kondensator-Widerstand-Schaltung verringert jede mögliche Verzerrung in der sinusförmigen Speisewechselspannung auf einen vernachlässigbaren Wert, der kaum zu fehlerhafter Wirkungsweise Anlaß geben kann. Man erkennt, daß durch die Phasenschaltimpulse an der sonst im wesentlichen sinusförmigen Speisewechselspannung die Gefahr herabgesetzt wird, daß kein Ausgangssignal von der Steuerschaltung abgegeben wird, weil die Gleich-Vorspannung zufällig etwa den Sinus-Scheitelwert der Speisewechselspannung übersteigt. Die Phasenschaltimpulse ermöglichen auch, wie bereits an Hand der Fig. 6 und 7 beschrieben wurde, eine Vergrößerung des Bereichs zulässiger Phasenänderungen der Ausgangssignalfolge der Anordnung gegenüber einer Bezugsphase auf praktisch 180°, während bisher eine Ausdehnung dieses Bereichs über etwa 165° zu Unsicherheiten führte.

Im folgenden wird an Hand der Fig. 2 die Wirkungsweise der Schaltanlage gemäß der Erfindung, welche die Ausgangsstufe des Schaltsystems bildet, beschrieben:

Es sei angenommen, daß sich der.Silizium-Gleichrichter 30 in seinem nichtleitenden Zustand befindet; das Gitter Nr. 1 des Quecksilberlichtbogen-Stromrichters wird über den Kathodenwiderstand 33 und den Gitterwiderstand 39 negativ gehalten. Wird von dem Transformator 15 (vgl. Fig. 4) der zweiten Stufe 4 der Steuerschaltung 1 ein spitzer positiver Impuls der Steuerelektrode des Silizium-Gleichrichters 30 zugeführt, so wird dieser eingeschaltet und sein Kathodenpotential steigt nahezu auf den vollen positiven Wert an, wodurch der Elektrode Nr. 1 des Quecksilberlichtbogen-Gleichrichters ein positives Potential zugeführt wird.

Dieses positive Potential bleibt so lange an dieser Elektrode, bis der Silizium-Gleichrichter 30 wieder gesperrt wird, was gleichzeitig mit der Einschaltung des Silizium-Gleichrichters 31 in der folgenden Weise stattfindet.

Befindet sich der Silizium-Gleichrichter 30 im leitenden Zustand, so ist das Potential an den Punkten a, d und e nahezu gleich dem vollen positiven Wert, und das Potential des Punkts b hat den vollen negativen Wert. Wird nun der Silizium-Gleichrichter 31 eingeschaltet (und zwar durch die Steuerschaltung 1, in der gleichen Weise wie vorstehend für den Silizium-Gleichrichter 30 beschrieben), so fällt das Potential des Punkts e sogleich auf das des Punkts b (ά. h. den vollen negativen Wert) ab und steigt sodann exponentiell in dem Maße an, als der Kondensator 46 sich über den Widerstand 37 und den Silizium-Gleichrichter 31 auflädt. Wenn das Potential in Punkt e von dem positiven auf den negativen Wert abfällt, so wird das Potential in Punkt d um einen ähnlichen Betrag verringert, und zwar infolge der Verbindung über den Kondensator 62. Das Potential in Punkt d steigt sodann exponentiell auf den vollen positiven Wert an, und zwar in dem Maße, als der Kondensator 62 sich über den Widerstand 36 auflädt. Sobald das Potential des Punktes d auf den vollen negativen Wert abfällt, ist die an dem Silizium-Gleichrichter 30 anliegende Spannung umgekehrt, da der Punkte anfänglich durch den Kondensator45 auf einem nahe dem vollen positiven Wert liegenden Potential gehalten wird. Diese Sperr-Vorspannung wird an dem Silizium-Gleichrichter 30 während einer Zeitdauer aufrechterhalten, die größer als die Abschaltdauer des Gleichrichters ist, und zwar durch geeignete Wahl der Zeitkonstanten der Widerstand-Kondensator-Kombinationen 36, 62; 36, 45 und 33,45.

Aus der Symmetrie der in F i g. 2 gezeigten Schaltung ist ersichtlich, daß in der gleichen Weise, wie der Silizium-Gleichrichter 30 gesperrt wird, sobald der Gleichrichter 31 eingeschaltet wird, wie vorstehend beschrieben, so auch der Silizium-Gleichrichter 31 gesperrt wird, sobald der Gleichrichter 32 eingeschaltet wird, indem seiner Steuerelektrode ein Impuls zugeführt wird, wie dies oben für den Gleichrichter 30 beschrieben wurde.

Wie bereits erwähnt, werden im Falle der gebräuchlicheren Sechsphasen - Quecksilberlichtbogen-Stromrichterschaltung, nämlich einer Doppel-Stern-Verbindung mit Interphasen-Reaktanz, zwei Dreiphasen-Schaltanlagen der in Fig. 2 gezeigten Art (jedoch mit gemeinsamer Gleichstromversorgung 51 bis 54 und gemeinsamer Entstörungsschaltung 48) angewendet, wobei die Steuerimpulse von den betreffenden Dreiphasen-Elementen der Steuerschaltung 1 um 60° außer Phase sind. Das Prinzip der Schaltanlage nach Fig. 2 kann alternativ für jede beliebige Anzahl von Phasen Anwendung finden; so könnte beispielsweise ein Ring von sechs gesteuerten Silizium-Gleichrichtern zum Antrieb einer Sechsphasen-Siromrichteranlage dienen.

Die Leistung der Ausgangsimpulse der Schaltanlage 2 kann durch beliebige Serien- und/oder Parallelschaltung mehrerer gesteuerter Silizium-Gleichrichter je Phase auf einen beliebigen gewünschten Wert eingestellt werden.

Bei Betriebsstörungen des Quecksilberlichtbogen-Stromrichters können an dessen Gittern hohe positive Stoßspannungen auftreten. Falls sie nicht unterdrückt werden, würden diese Stoßspannungen an der Kathode des jeweiligen Silizium-Gleichrichters auftreten, was eine Sperrvorspannung an diesem zur Folge hätte. Um dies zu vermeiden, sind die Dioden 42, 43 und 44 vorgesehen, welche den Aufbau dieser ao Sperrspannung verhindern, indem sie den Strom unmittelbar in die Speicherkondensatoren 55, 56 durchlassen, mit der Folge, daß die Stoßspannungen nur an dem betreffenden Gitterwiderstand (39, 40 oder 41) auftreten.

Im folgenden soll an Hand der Fig. 12 die Wirkungsweise der Entstörungsschaltung 48 (vgl. F i g. 2) beschrieben werden: Wenn dieser Schaltung zunächst die Speise-Gleichspannung zugeführt wird, wird der gesteuerte Silizium-Gleichrichter 70 gesperrt und hält damit die Spannung von den Silizium-Gleichrichtern 30, 31 und 32 der Ausgangsstufe (vgl. Fig. 2) fern; der Kondensator74 beginnt sich über den Widerstand 73 aufzuladen, bis die Steuerelektrode des Silizium-Gleichrichters 70 ausreichend Strom erhält, um den Gleichrichter einzuschalten. Daraufhin lädt sich der Kondensator 85 über den Widerstand 84 auf, und die Gleichspannung wird der Ausgangsstufe (F i g. 2) und dem gesteuerten Silizium-Gleichrichter 71 zugeführt. Die Spannung an dem Silizium-Gleichrichter 70 fällt dann annähernd auf Null, und der Kondensator 74 entlädt sich.

Solange die Silizium-Gleichrichter 30, 31 und 32 der Ausgangsstufe (F i g. 2) normal (d. h. aufeinanderfolgend) zünden, reicht die Spannung an dem veränderbaren Widerstand 82, die proportional dem Strom in der negativen Gleichstromleitung ist, nicht zur Zündung des Unipolar-Transistors 72 aus, so daß der Silizium-Gleichrichter 71 nichtleitend bleibt. Falls jedoch die Silizium-Gleichrichter 30, 31 und 32 gleichzeitig leitend würden, steigt der Strom in der negativen Gleichstromleitung auf das Dreifache seines normalen Wertes an, wodurch die Spannung an dem Widerstand 82 auf einen Wert ansteigt, bei welchem der Emitter-Basis-Kreis des Unipolar-Transistors 72 in Durchlaßrichtung vorgespannt wird; dies hat zur Folge, daß der Kondensator 83 sich in die Steuerelektrode des gesteuerten Silizium-Gleichrichters 71 entlädt, der hierdurch eingeschaltet wird. Sobald dieser Gleichrichter eingeschaltet ist und wenn die Widerstände 78 und 79 gleich groß sind, fällt das Potential des Punktes g annähernd auf die Spannung Null und nimmt dabei das Anodenpotential des Siliziumgleichrichters 70 mit. Das Potential in Punkt / bleibt annähernd auf der vollen positiven Spannung, so daß die Anode des Siliziumgleichrichters 70 für eine kurze Zeit, die durch die Zeitkonstante des Kondensators 85 bestimmt ist, negativ gegenüber seiner Kathode wird. Für diesen Zweck

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ist es wesentlich, daß der Kondensator 80 größer als der Kondensator 85 ist.

Die genannte kurze Zeit ist so gewählt, daß sie die Erholzeit des Silizium-Gleichrichters 70 übersteigt. Dieser wird gesperrt, und der Kondensator 85 entlädt sich über die Widerstände 79, 78 und den Silizium-Gleichrichter 71; hierdurch erniedrigt sich die Ausgangsspannung der Entstörungsschaltung auf Null und die Silizium-Gleichrichter 30, 31 und 32 (vgl. Fig. 2) sowie der Silizium-Gleichrichter71 können ihren Blockierungszustand wieder einnehmen. Nachdem der Silizium-Gleichrichter 70 gesperrt ist, baut sich die Spannung an ihm infolge der Aufladung des Kondensators 80 und der Entladung des Kondensators 85 wieder auf. Dies führt dazu, daß der Kondensator 74 sich bis zum Zündpunkt auflädt und den Silizium-Gleichrichter 70 wiederum auslöst, wodurch die Zufuhr der normalen Gleichspannung zu der Ausgangsstufe (F i g. 2) wiederhergestellt ist und die normale Betriebsweise des Schaltsystems wieder aufgenommen werden kann.

In Fig. 13 ist eine Alternativausführung der in Fig. 2 dargestellten Schaltanlage gezeigt; gleiche Teile sind in F i g. 13 mit den gleichen Bezugszeichen wie in F i g. 2 versehen.

Aus einem Vergleich der beiden Schaltschemata ergibt sich als hauptsächliche Vereinfachung der Anordnung nach Fig. 2, daß die Kondensatoren61 bis 63 fortfallen und an die Stelle der drei getrennten Anodenwiderstände 36 bis 38 in F i g. 2 ein gemeinsamer Anodenwiderstand 36' für drei der sechs Phasen tritt (wie im früheren Fall sind auch hier nur drei Phasen dargestellt).

Der Anschluß der Schaltung an die Stromversorgung und die Verbindung mit dem zu steuernden Quecksilberlichtbogen-Stromrichter sind im einzelnen nicht dargestellt. Die Stromversorgung kann ähnlich wie in F i g. 2 unter Einbeziehung einer Entstörungsschaltung 48 (F i g. 2 und 12) vorgesehen sein, und wie im vorigen Fall kann die Kathode des Quecksilberlichtbogen-Stromrichters mit dem Sternpunkt der Wechselstromquelle verbunden sein. Die Steuergitter des Quecksilberlichtbogen-Stromrichters sind mit der Schaltanlage über (nicht dargestellte) geeignete Widerstand-Kondensator-Gleichrichterschaltungen verbunden.

Die in Fig. 13 dargestellte Schaltanlage arbeitet wie folgt: Sobald der gesteuerte Silizium-Gleichrichter 30 eingeschaltet ist, entlädt sich sein Kathodenkondensator 45; hierdurch kann das Potential an den Anoden der Silizium-Gleichrichter 30 bis 32 augenblicklich auf das Potential der negativen Leitung abfallen. Da der Widerstandswert der Anodenwiderstände, wie beispielsweise 36, klein im Vergleich zu dem Widerstandswert der Kathodenwiderstände wie beispielsweise 33 ist, lädt sich der Kathodenkondensator in einer anderen Phase, in welcher der Silizium-Gleichrichter zu dieser Zeit gerade eingeschaltet ist, fast auf das volle Leitungspotential auf. Daher liegt die Kathode des gesteuerten Silizium-Gleichrichters in dieser zuletzt erwähnten Phase auf einem positiven Potential, sobald dessen Anodenpotential infolge der Einschaltung des Silizium-Gleichrichters 30 negativ gemacht worden ist. Demzufolge wird der Silizium-Gleichrichter in der letztgenannten Phase abgeschaltet. In gleicher Weise wird der Silizium-Gleichrichter 30 anschließend durch die Einschaltung des nächsten Silizium-Gleichrichters innerhalb des Zyklus abgeschaltet, und die zyklische Arbeitsweise sämtlicher Silizium-Gleichrichter folgt in gleicher Weise.

Aus den Fig. 10 und 11 ist ersichtlich, daß über den normalen Steuerbereich das Verhältnis zwischen der Ausgangsspannung eines von der betriebenen Steuerschaltung gesteuerten Stromrichters einerseits und dem Strom bzw. der Spannung des der Steuerschaltung zugeführten Gleich-, Vorspannungs- oder Steuersignals andererseits im wesentlichen linear ist, vorausgesetzt, daß die der Vorrichtung bei 4 (Fig. 1) zugeführte Wechselspannung Sinus-Wellenform besitzt. Durch die Phasenschaltimpulse werden diese Kennlinien an den äußersten Enden des Steuerbereiches umgeformt.

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Elektrische Schaltanlage, insbesondere zur Steuerung einer Mehrphasenstromrichterschaltung, mit einer Reihe elektronischer Schalter, deren jeder eine Steuerelektrode aufweist und durch einen an dieser Steuerelektrode angelegten Steuerimpuls in den leitenden Zustand gebracht wird, während er durch Verringerung der an dem Schalter anliegenden Gleichspannung auf oder unter einen vorgegebenen Wert in den nichtleitenden Zustand übergeführt wird, und bei der diese elektronischen Schalter mit einer gemeinsamen Speisespannungsquelle verbunden sind und so zusammengeschaltet sind, daß sie nacheinander durch zyklische/ an ihre Steuerelektroden angelegte Steuersignale in den leitenden Zustand übergeführt werden und auf diese Weise eine Folge von Ausgangssignalen erzeugen, und mit beim Übergang eines Schalters in den leitenden Zustand wirksam werdenden Mitteln, die die an dem in der Reihenfolge vorhergehenden Schalter liegende Gleichspannung auf den vorgegebenen Wert oder darunter herabsetzt und so den Schalter in den nichtleitenden Zustand überführt und bei der normalerweise jeweils nur ein Schalter leitend ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine Detektorvorrichtung vorgesehen ist, die beim Auftreten eines Störzustandes, bei dem alle aus der Reihe elektronischer Schalter (30, 31, 32, F i g. 2 und 13) gleichzeitig leitend werden, anspricht, und daß eine Unterbrechervorrichtung vorgesehen ist, welche bei Feststellung eines solchen Störzustandes durch die Detektorvorrichtung zeitweise die an der Reihe elektronischer Schalter (30, 31, 32, Fig. 2 und 13) liegende Gleichspannung auf den vorgegebenen Wert oder darunter herabsetzt und derart zeitweise nichtleitend macht.

2. Elektrische Schaltanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektorvorrichtung ein Signal erzeugt, das von der Stärke des Stroms, der von der gemeinsamen Speisestromquelle zu der Reihe elektronischer Schalter (30, 31, 32, Fig. 2 und 13) fließt, abhängt, und einen vorgegebenen Wert erreicht, wenn alle elektronischen Schalter (30, 31, 32, Fig. 2 und 13) der Reihe gleichzeitig leitend sind, und daß die Unterbrechervorrichtung eine Schaltvorrichtung aufweist, die in Tätigkeit tritt, wenn das Signal des Detektors seinen vorgegebenen Wert erreicht, und die an allen elektronischen Schaltern

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(30, 31, 32, Fig. 2 und 13) der Reihe liegenden Gleichspannung auf einen vorgegebenen Wert oder darunter herabsetzt, sowie Verzögerungseinrichtungen, die bei Betätigung der Schaltvorrichtung in Tätigkeit gesetzt werden und nach einer vorgegebenen Verzögerungseinheit die an den elektronischen Schaltern (30, 31, 32, Fig. 2 und 13) liegende Gleichspannung wieder auf den normalen Wert zu bringen.

3. Elektrische Schaltanlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltvorrichtung der Unterbrechervorrichtung einen weiteren elektronischen Schalter (70, Fig. 12) aufweist, der zwischen die Speisestromquelle und die Reihe elektronischer Schalter (30, 31, 32, Fig.2 und 13) geschaltet ist und normalerweise leitend ist, so daß die Gleichspannung der Speisestromquelle an der Reihe elektronischer Schalter (30, 31, 32, Fi g. 2 und 13) liegt, und daß ferner auf das von der Detektorvorrichtung erzeugte Signal anspre- so chende Vorrichtungen vorgesehen sind, die die

an dem genannten weiteren elektronischen Schalter (70, Fig. 12) liegende Gleichspannung herabsetzt, wenn das Detektorsignal den vorgegebenen Wert erreicht und diesen elektronischen Schalter (70, F i g. 12) sperrt, wodurch die Gleichspannung für die Reihe elektronischer Schalter (30, 31, 32, F i g. 2 und 13) abgeschaltet wird, und daß die Verzögerungsvorrichtung einen ersten Kondensator (85, F i g. 12) enthält, der die an dem weiteren elektronischen Schalter (70, Fig. 12) liegende Gleichspannung nach einer Verzögerungszeit, die kleiner als die vorgegebene Verzögerungszeit ist, wieder einschaltet, sowie einen zweiten Kondensator (74, F i g. 12), der nach der vorbestimmten Verzögerungszeit ein Steuersignal der Steuerelektrode des genannten weiteren elektronischen Schalters (70, Fig. 12) zuführt und diesen wieder leitend macht.

In Betracht gezogene Druckschriften:
Deutsche Auslegeschrift Nr. 1082625.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

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