NO316557B1 - System og fremgangsmåte for å frembringe signalbølgeformer i et telefonnett av CDMA-typen - Google Patents

Description

Bakgrunnen for oppfinnelsen

I. Oppfinnelsens tekniske område

Denne oppfinnelse angår telefonsystemer Nærmere bestemt går oppfinnelsen ut på et nytt og forbedret under- eller subsystem og en tilsvarende fremgangsmåte for å overføre informasjon på innenfor et mobilt celle- eller nettoppbygget telefonhovedsystem eller et mobilt satellitt-telefonsystem, under anvendelse av såkalt spredtspektrums signalteknikk for overføringen

II. Beskrivelse av den nærliggende teknikk

Anvendelse av modulasjonssystemer som bygger på såkalt kodedelt multippelaksess (CDMA) er en av flere teknikker for å lette overføring i et system eller nett med et stort antall brukere Andre teknikker så som tidsdelt multipleks (TDMA), frekvensdelt mulhpleks (FDMA) og amphtudemodulasjonsskjemaer så som enkeltsidebåndsoverfønng med amplitudekompresjon og påfølgende amphtudeekspansjon ved mottakingen (ACSSB) er kjente, men det er faktisk slik at modulasjonssystemet CDMA fremviser betydelige fordeler over de andre teknikker når det gjelder signaloverføring med multippel aksess Anvendelse av CDMA-teknikk i et multippelaksess-system for overføring er beskrevet i US patent nr 4 901 307 og med tittel "Spread spectrum multiple access communication system usmg sa-tellite or terrestnal repeaters" (også i navn Qualcomm) og kan tjene som bakgrunn, og patentskriftets innhold skal her tas med som referanse

I patentskriftet beskrives en mulhpleks- eller multippelaksess-tekmkk hvor et stort antall mobiltelefonbrukere hver har en sender/mottaker for forbindelse via satellitt eller for-sterkerjordstasjoner (basestasjoner eller "cellestasjoner") som benytter CDMA og spektralfordelte signaler Ved CDMA-teknikken kan frekvensspektrumet utnyttes maksimalt ved å benyttes flere ganger, hvilket tillater en betydelig øknmg i systemets eller nettets kapasitet overfor brukerne, og følgelig fører anvendelse av CDMA til langt større spektral utnyttelse enn det som er tilfelle med andre multippelaksessteknikker

Satellittkanaler utsettes ofte for svekking (fading) kjent som Rician-fading Det mottatte signal består følgelig av en direktekomponent som er overlagret en flergangs reflek-tert komponent med statistisk fordelt Rayleigh-svekkmg Effektforholdet mellom direktekomponenten og den reflekterte komponent er typisk i størrelsesorden 6-10 dB, i avhengighet av karakteristikken for mobilradiostasjonens antenne og omgivelsene rundt stasjonen

Sammenlikner man en typisk satellittkanal med en tilsvarende jordbundet kanal for en mobilradiostasjon (en "jordkanal") fremkommer at den siste type sambandskanal særlig blir utsatt for signalsvekking som typisk har Rayleigh-svekkede komponenter uten noen direktekomponent Følgelig far jordkanalen langt mer alvorlig svekking i næromgivelsene enn satellittkanalen hvor Rician-fading er den dominerende

Rayleigh-svekkingen avjordkanalsignalene forårsakes av at signalene reflekteres fra forskjellige refleksjonsflater i nærområdet Som en følge av dette kommer signalene til en mobilradiomottaker fra en rekke retninger og med forskjellig overfønngsforsinkelse Ved samband i det såkalte UHF-frekvensområdet 300 - 3000 MHz, ofte benyttet for mobilradio-samband, også innenfor mobiltelefonnett, kan betydelige faseforskjeller oppstå mellom de enkelte signaler som følger forskjellige utstrålingsveier Muligheten for kansellerende over-lagnng mellom de enkelte signalkomponenter kan være tilstede, hvilket fører til tidvis betydelig svekking i form av såkalt "utfasing"

Jordkanalsvekkingen er meget avhengig av den fysiske og geografiske posisjon av mobilstasjonen En liten posisjonsendnng vil kunne endre de fysiske forsinkelser for samtlige signalutbredelsesveier, hvilket videre fører til forskjellig fase for hver signalvei Følgelig kan en forflytting av mobilstasjonen i et nærområde føre til en meget rask svekkeprosess F eks kan svekkingen typisk være så rask som "én svekkingsamphtude" per sekund per 1500 m/time kjøretøyhastighet ved mobilradiofrekvensområdet omkring 850 MHz Et svekkingsforløp som varierer så sterkt kan være meget forstyrrende for signaler i jordkanalen og føre hl meget dårlig overfønngskvalitet En øket sendereffekt kan nok benyttes for å overvinne svekkingsproblemene, men en slik effektøkning vil gi uheldige virkninger både på brukersiden ved øket forbruk etc og i systemet ved nsiko for øket interferens

Den CDMA-modulasjonsteknikk som er beskrevet i det allerede nevnte patentskrift US 4 901 307 gir mange fordeler over smalbånds modulasjonsteknikk som anvendes i sambandssystemer for satellitt eller jordstasjoner (reléstasjoner/repeatere) Jordkanalen gir spesielle problemer for et hvilket som helst sambandssystem, særlig med hensyn til flerveisankomst av signalene Anvendelse av CDMA-teknikk tillater at de spesielle problemer for jordkanalen kan løses ved å ta hensyn til de uheldige virkninger man kjenner for flerveissambandet, særlig vedrørende fading, men hvor samtidig også fordelene blir tatt hensyn til

I et CDMA-system for et celleoppbygget telefonnett kan samme frekvensbånd benyttes for kommunikasjon til samtlige celler eller stasjoner i nettet CDMA-bølgeformegenskapene som gir gevinst ved prosesseringen kan også benyttes for å skille mellom signaler som opptar samme frekvensbånd Videre tillater den såkalte høyhastighets pseudo- eller kvasistøymodulasjon (PN-modulasjon) at en rekke forskjellige utbredelsesveier kan skille fra hverandre, så lenge forskjellen i utbredelses- eller forplantningstid for signalene overstiger varigheten av en gjennomsnittlig kvasistøypenode (eng PN chip duration), idet denne periodetid tilsvarer den inverse av den gjennomsnittlige båndbredde for det kvasistøymodulerte signal Hvis man regner med at den gjennomsnittlige kvasistøymodulasjonsfrekvens, som også kan kalles basisrepetisjonsfrekvens, er på omkring

1 MHz i et aktuelt CDMA-system vil prosessenngsgevinsten for fullt spektrum være lik forholdet mellom den ekspanderte båndbredde ifølge spektrumsteknikken og systemets dataoverfønngshastighet eller bitrate hensiktsmessig benyttes som grunnlag for å skille utbredelsesveier hvor signalenes utbredelsestid skiller med mer enn 1 fis i tid i forhold til den ønskede signalvei En differensiell tid på 1 /is tilsvarer en differensiell gangvei på 300 m Byomgivelser gir typisk differensiale forsinkelser som langt overskrider ett mikrosekund, og opp til 10 - 20 fis er rapportert for enkelte urbane områder

I smalbånds modulasjonssystemer så som i systemer med analog frekvens-modulasjonsteknikk, benyttet av konvensjonelle telefonsystemer, fører tilstedeværelsen av flerveissamband til betydelig fading eller svekking Med bredbånds CDMA-modulasjon kan imidlertid de forskjellige signalveier skilles fra hverandre i selve demodulasjonsprosessen Den skilleprosess eller diskriminering som foretas ved demodulasjonen reduserer i vesentlig grad virkningen av flerveis fading eller multippelsvekking, selv om fenomenet ikke helt elimineres, siden det unntaksvis vil foreligge signalveier med forsinkelsesforskjeller som er mindre enn den minste basisrepeusjonsfrekvens for det aktuelle systems kvasi-støymodulasjon Signaler med forsinkelsesforskjeller i denne størrelsesorden kan ikke diskrimineres i demodulatoren, og det vil derfor foreligge en viss grad av signalsvekking

Det er derfor ønskelig at systemet i tilegg har et mottakersystem for oppsøking av det til enhver tid optimale signal for ytterligere å redusere virkningen av fading, under det som gjerne går under benevnelsen diversity-mottaking Tre hovedtyper av slik diversity-eller flerveismottaking er kjent, og de bygger på diversitet eller fordeling over tid, frekvens eller rom

Tidsfordelt mottaking kan best skje ved anvendelse av repetisjon, tidsinnskyting og feildeteksjon og -koding, hvilket på en måte er en form for gjentakelse Denne oppfinnelse benytter samtlige av disse teknikker som en form for tidsdiversitet

CDMA er på grunn av sitt bredbåndskonsept en form for frekvensfordelt overføring ved at signalenergien blir spredt utover en større båndbredde Frekvensselektiv fading vil derfor bare påvirke en mindre del av CDMA-signalene

Rom- eller signalveifordehng oppnås ved å tilveiebringe multippelsignalveier via samtidig aktive lenker eller ledd fra en mobil bruker og via to eller flere nettstasjoner Videre kan signalveidiversitet oppnås ved å utnytte flerveisomgivelsene ved hjelp av spektralfordelt prosessering ved å tillate at et signal ankommer med forskjellig forsmkelsestid, men likevel mottas og prosesseres separat Eksempler på signalveidiversitet er gjennomgått i US patent 5101501 (tilsvarende norsk patentsøknad 921793 og med tittel "System for optimal signaloverføring under forflytting i et mobiltelefonnett av kategori CDMA"), og US patent 5109390 (tilsvarende norsk patentsøknad 921794 med tittel "Mottakersystem for oppsøking av optimalt signal i et mobiltelefonnett av kategori CDMA")

De uheldige virkninger av svekkingen kan til en viss grad unngås i et CDMA-system ved å regulere sendereffekten Et system for effektregulenng i et telefonnett med basestasjoner og mobilenheter er nærmere beskrevet i US patent 5056109 (tilsvarende norsk patentsøknad 921792 med tittel "Regulering av sendereffekt i et mobiltelefonnett av kategori CDMA")

Den CDMA-teknikk som er beskrevet i US 49101307 benytter koherent modulasjon og demodulasjon for begge retninger i sambandet mellom mobilstasjoner og via satellitt Det beskrives anvendelse av et pilotbærebølgesignal som en koherent fasereferanse for sambandet fra satellitten til mobilstasjonen og fra nettstasjonen til mobilstasjonen I et jordbundet kommunikasjonsnett er imidlertid graden av flerveissvekking med tilhørende faseforskyvmng i kanalene av den art at koherent demodulasjonsteknikk ikke kan brukes for sambandet fra mobilenheten hl nettstasjonen Denne oppfinnelse gjør det mulig å unngå de flerveisproblemer som er skissert her ved å anvende ukoherent modulasjons- og demodulasjonstekmkker

Den CDMA-teknikk som er beskrevet i US patent 4 901 307 forutsetter videre bruk av relativt lange kvasistøysekvenser og med hver brukerkanal tilordnet en forskjellig kvasistøy- eller PN-sekvens Krysskorrelasjonen med forskjellige PN-sekvenser og autokorrelasjonen for en slik sekvens for samtlige tidsforskyvninger forskjellig fra null vil begge ha null gjennomsnittlig verdi, hvilket tillater at de forskjellige brukersignaler kan skilles fra hverandre ved mottakingen

Slike PN-signaler er imidlertid ikke ortogonale, og selv om krysskorrelasjonene i gjennomsnitt ligger ved null-nivå vil de følge en binomial korttidsmessig fordeling så som over intervaller i samme størrelsesorden som varigheten av minsteenheten for informasjon, 1 bit På denne måte vil signalene kunne interferere med hverandre på omtrent samme måte som om de lå fordelt over båndet som bredbånds og Gaussisk fordelt støy og med samme spektrale effekttetthet Følgelig vil de øvnge brukersignaler eller den gjensidig inter-fererende støy tilslutt sette grenser for den oppnåelige sambandskapasitet

Eksistensen av flere signalveier kan gi signalveidiversitet for et bredbånds PN-CDMA-system Hvis to eller flere signalveier er tilgjengelige og med mer enn 1 fis differensiell forsinkelsesforskjell vil to eller flere PN-mottakere kunne benyttes for å motta disse signaler separat Siden signalene typisk vil være uavhengige når det gjelder flerveissvekkingen, dvs at de vanligvis ikke vil gjennomgå samme svekking samtidig, vil utgangene fra de to mottakere kunne kombineres i henhold til diversitetspnnsippet En svek-ket mottakerytelse vil derfor bare finne sted hvis begge mottakere samtidig mottar svekkede signaler Det er derfor et aspekt ved den foreliggende oppfinnelse å sørge for at to eller flere kvasistøymottakere kan kombineres sammen med en diversitetskombinenngsenhet For å kunne utnytte muligheten med flerveissignaler for å overvinne svekkingsfenomener vil det være nødvendig å benytte en bølgeform som tillater signalveidiversitet under kombinasjon

Av denne grunn er det et mål med den foreliggende oppfinnelse å komme frem til PN- eller kvasistøysekvenser som er ortogonale, nettopp for å redusere den gjensidige interferens og følgelig tillate større brukerkapasitet, og samtidig sørges for signalveidiversitet for å unngå signalsvekking

Oversikt over oppfinnelsen

Anvendelse av sambandsteknikker med spektralfordeling, særlig i henhold til CDMA-konseptet, for telefonnett med mobilenheter gir trekk som i meget stor grad forbedrer systempåhtehgheten og -kapasiteten i forhold til andre sambandsteknikker CDMA-konseptet slik det er omtalt ovenfor tilsier videre at problemer så som vedrørende fading og interferens på en relativt enkel måte kan overvinnes Følgelig gir CDMA-teknikken anledning til å utnytte frekvensbåndet bedre ved at hver frekvens benyttes flere ganger under en sambandssekvens, og dette fører igjen til en betydelig økning i antallet systembrukere som kan betjenes

Den foreliggende oppfinnelse gjelder således et system og en fremgangsmåte for å sette opp PN-sekvenser som gir ortogonalitet mellom brukerne slik at gjensidig interferens blir redusert, sambandskapasiteten økes og hver enkelt nettlenkes ytelse bedres Med ortogonale PN-koder vil krysskorrelasjonen være null over et forhåndsbestemt tidsintervall, hvilket fører til null interferens mellom de ortogonale koder, så lenge kodetidslukene tidsmessig ligger på linje med hverandre Oppfinnelsens system og fremgangsmåte er særlig slik det fremgår av patentkravene

I et eksempel på en utførelse overføres signaler mellom en nettstasjon og mobile enheter ved å benytte direktesekventerte spektralfordelte sambandssignaler I sambandet mellom nettstasjonen og den mobile enhet fastlegges derved pilot-, synkroniserings-, anrops-og talekanaler Informasjon som overføres via kanalene for nettstasjonen til mobilenheten vil vanligvis være kodet, flettet inn i hverandre, bifaseskiftnøklet (BPSK) med hensyn til modulasjon og med ortogonal dekning av hvert BPSK-symbol, såvel som med kvadraturfaseskifmøkling (QPSK) med hensyn til spredningen av de dekkede symboler

I sambandsgrenen fra mobilenheten til nettstasjonen fastlegges adgangskntener (aksess) og talekanaler Informasjonen som overføres i kanalene for sambandet mellom mobilenheten og nettstasjonen vil generelt være kodet, sammenflettet, ortogonalsignal-behandlet og QPSK-fordelt

Generelt er det således etablert et system og en fremgangsmåte slik det fremgår av patentkravene

Oppfinnelsens enkelte trekk og fordeler vil fremgå klarere av detaljbesknvelsen nedenfor, som støtter seg til de tilhørende tegninger hvor samme henvisningstall går igjen for samme eller tilsvarende element, og hvor

Fig 1 viser en skjematisk oversikt over et nettoppbygget telefonsystem av kategon CDMA, i samsvar med den foreliggende oppfinnelse, fig 2 viser et blokkdiagram av de enkelte kretser og enheter i en nettstasjon i et slikt CDMA-telefonsystem, fig 3 viser et blokkdiagram av nettstasjonens mottaker, fig 4 viser et blokkdiagram av nettstasjonens sender/modulator, idet figuren er sammensatt av de tre figurer 4a, 4b og 4c, fig 5 viser et eksempel på et tidsdiagram for symbolsynkronisenngen i synkronisenngskanalen, fig 6 viser et tidsdiagram over taktfølgen i synkronisenngskanalen, under såkalt ortogonal dekning, fig 7 viser et eksempel på et tidsdiagram over taktgangen i det totale samband mellom en nettstasjon og en mobil stasjon, flg 8 viser et blokkdiagram av utrustningen i et såkalt "mobiltelefonsvitsjeområde" (MTSO), fig 9 viser et blokkdiagram av de enkelte kretser og enheter i en mobilenhet beregnet for CDMA-samband i et nettoppbygget telefonhovedsystem, fig 10 viser et blokkdiagram av mobilenhetens mottaker, fig 11 viser et blokkdiagram av mobilenhetens sender/modulator, fig 12 viser et eksempel på et tidsdiagram over sambandet mellom en mobilenhet og en nett- eller basestasjon i systemet, for overføring av data med varierende hastighet og i form av pulsfølger, og fig 13 viser et eksempel på et tidsdiagram over taktrekkefølgen i det komplette samband mellom en mobilenhet og en basis- eller nettstasjon

Detaljbeskrivene av foretrukne utførelsesformer

I et nettoppbygget telefonhovedsystem av CDMA-typen har hver basis- eller nettstasjon flere modulator/demodulatorenheter (modemer) beregnet for signalspredning over et større frekvensspektrum Hvert modem består av en digital og spektralfordelende sender/modulator, minst én digital og spektralfordelende datamottaker, og en avsøkings-eller søkemottaker Hvert modem i basestasjoner er tilordnet en bestemt mobilenhet i nettet for å hjelpe til med signaloverføringen til og fra denne

Et "mykt overlevenngsskjema" benyttes for et CDMA-telefonsystem hvor en bestemt, "ny" basestasjon blir tilordnet en mobilenhet samtidig som en basestasjon som allerede er i nettet opprettholder et allerede etablert samband Når mobilenheten som forflyttes geografisk i forhold til nettet, befinner seg i et overgangsområde mellom to dekningsområder eller masker i telefonnettet, kan et anrop eller det etablerte samband risikere å bh koplet frem og tilbake mellom flere basestasjoner, bestemt av den signalstyrke som hl enhver tid foreligger Siden mobilenheten alltid har samband via minst én basis- eller nettstasjon vil imidlertid ingen virkninger merkes av denne omkopling, og færre sambandsbrudd blir resultatet Mobilenheten benytter altså multippelmottakere for å hjelpe hl under overleveringen, og en diversitetsfunksjon for å undertrykke virkningene av fading

I CDMA-telefonsystemet sender hver basestasjon ut et signal som vi her har kalt et pilotbærebølgesignal og som benyttes av de enkelte mobilenheter for å utføre innledende systemsynkronisenng og gi pålitelig tidsmessig, frekvensmessig og fasemessig følging av eller låsing til de signaler som sendes ut fra basestasjonen Hver basestasjon sender også ut spektralfordelt modulert informasjon så som identifikasjonen av basestasjonen, systemtids-angivelser, mobilanropsinformasjon og forskjellige andre kontroll- og styresignaler

Det pilotbærebølgesignal som sendes ut fra hver basestasjon vil ha samme spredekode, men individuell kodefaseforskyvmng (offset) Faseforskyvningen tillater at pilotsignalene kan skilles fra hverandre, og følgelig vil det kunne skilles mellom de enkelte basestasjoner eller -sektorer som utfører sending Anvendelse av samme pilotsignalkode tillater at mobilenheten kan finne sin taktgivende synkronisering ved en enkel avsøking av samtlige pilotsignalkodefaser Det sterkeste pilotsignal, slik det bestemmes av en korrelasjonsprosess for hver kodefase, er lett identifiserbart Det på denne måte identifiserbare eller fastlagte pilotsignal tilsvarer det pilotsignal som sendes ut fra den nærmeste basestasjon

Ved opptaket av det sterkeste av pilotsignalene, dvs under den innledende synkronisering av eller hos mobilenheten ved hjelp av dette pilotsignal, søker enheten etter en annen bærebølge som kan mottas av samtlige systembrukere i nettet Denne bærebølge inngår eller danner den egentlige synkronisenngskanal og overfører en utsendt melding som inneholder systeminformasjon for anvendelse av mobilenhetene i systemet System-lnformasjonen gir bestemmelse av basestasjonen og selve systemet og i tillegg utføres en lnformasjonsomvandling som gir synkronisering uten ytterligere avsøking med hensyn til lange PN-koder, fletterammer, talekodere og annen systeminformasjon som blir benyttet av mobilenheten En annen kanal som kalles anropskanalen kan også være avsatt for å overføre meldinger hl mobilenheter som indikerer at et anrop har ankommet, og for å svare med kanaldata når en mobilenhet setter i gang et anrop

Mobilenheten fortsetter deretter å avsøke den mottatte pilotbærebølgesignalkode ved de kodefaseforskyvninger som hører hl pilotsignalene som sendes ut fra de nærliggende basestasjoner Avsøkmgen utføres for å bestemme om det pilotsignal som sendes ut fra disse nærliggende basestasjoner er eller blir sterkere enn det pilotsignal som først ble fastlagt til å være det sterkeste Hvis dette er tilfellet under en inaktiv sambandspenode låses mobilenhetens mottaker til det "nye" sterkeste pilotsignal og registrere den tilsvarende synkronisering og tilkoples den tilhørende anropskanal for den nye sektor eller basestasjon

Når et anrop sendes ut bestemmes først en kvasistøy- eller PN-kodeadresse for anvendelse under den sambandspenode som skal følge Kodeadressen kan enten tilordnes av basestasjonen eller bestemmes på forhånd ut fra mobilenhetens identitetsparametre Etter at et anrop er satt igang fortsetter mobilenheten å avsøke pilotsignalene som sendes ut av den aktuelle basestasjon som sambandet foregår via, i tillegg til pilotsignalene som sendes ut fra de nærmeste basestasjoner Denne signalavsøkingen fortsetter for å bestemme om en av de nærmeste basestasjoner ved mottakingen registreres som like sterk eller sterkere enn det tilsvarende pilotsignal som allerede sendes ut fra den basestasjon som mobilenheten for øye-blikket står i samband med Når situasjonen så eventuelt blir slik at det pilotsignal som sendes ut av basestasjon i nærheten av den først benyttede blir sterkere enn det oppnnnehge signal er dette en indikasjon overfor mobilenheten at den har kommet inn i et nytt dekningsområde og at en overlevenng bør utføres

Et eksempel på et telefonhovedsystem hvor oppfinnelsen finner anvendelse er illustrert på fig 1 Systemet vist på fig 1 benytter spektralfordelt modulasjonsteknikk for sambandet mellom dets mobilenheter eller mobiltelefoner og de enkelte nett- eller basestasjoner Nett som dekker større byer kan ha hundrevis av stasjoner og berjene hundretusener av mobiltelefoner Anvendelse av kodefordelt muluplekstekmkk slik som CDMA gjør det enkelt å øke nettets kapasitet overfor brukerne, i forhold til konvensjonelle frekvensmodulerte nettsystemer

På fig 1 er vist en kommandoenhet 10 som tjener som en enhet for systemovervåking, og denne enhet vil også ha benevnelsen mobiltelefonsvitsjeområde (MTSO) Enheten 10 omfatter i det typiske hlfelle grensesnitt- og prosessenngskretser for systemovervåking og -kombinasjon av/til de enkelte basestasjoner Enheten 10 styrer også rutingen eller overleveringen av telefonanrop og -samband fra det offentlige svitsjede telefonnett (PSTN) til de enkelte basestasjoner, for videreføring til hver mobilenhet, idet dette samband skjer via minst én basestasjon Enheten 10 kan dirigere anrop og samband mellom de enkelte brukere av mobilenhetene eller hovedsystemet som sådant, i det følgende bl a kalt mobilsystembrukere, via de enkelte basestasjoner, siden mobilenhetene ikke typisk har direkte samband med hverandre

Enheten 10 kan være koplet hl basestasjoner på forskjellig måte, så som via særskilte telefonlinjer, optiske fiberforbindelser eller via såkalt radiolenkesamband i mikro-bølgeområdet På fig 1 er to basestasjoner 12 og 14 vist som et eksempel, sammen med to mobilenheter 16 og 18, hver med et nettilkoplet telefonapparat Basestasjonene 12 og 14 slik de arter seg i denne gjennomgåelse og er vist på tegningene antas å betjene en komplett maske i telefonhovedsystemets nett Det er imidlertid klart at masken kan være geografisk oppdelt i sektorer og med hver sektor å betrakte som et forskjellig dekningsområde Følgelig vil overlevering kunne finne sted mellom de enkelte sektorer i en og samme maske slik som beskrevet for flere masker, mens diversitet ved mottakingen også kan foreligge mellom både sektorer og hele masker

På fig 1 viser de pilforsynte linjer 20a-20b og 22a-22b de mulige forbindelsesveier mellom basestasjonen 12 og mobilenhetene 16 og 18 Tilsvarende indikerer de pilforsynte linjer 24-24b pg 26a-26b de mulige sambandsveier eller lenker mellom basestasjonen 14 og mobilstasjonene eller -enhetene 18 og 16 Basestasjonene 12 og 14 sender normalt ut signalene med samme signaleffekt

Basestasjonenes dekningsområde eller tilhørende maske i nettet bestemmes av geografiske forhold, men slik at mobilenheten oftest vil ha kortest avstand til en bestemt stasjon, og slik at enheten vil falle inn i en bestemt maskesektor hvis masken er oppdelt i slike Når mobilenheten er ledig, dvs at ingen anrop eller intet samband er igang, overvåker den kontinuerlig pilotsignalutsendelsene fra hver av de nærmeste basestasjoner, alternativt fra en enkelt basestasjon

Fra fig 1 fremgår at pilotsignalene sendes til mobilenheten 16 via basestasjonene 12 og 14 langs de "utgående" signalveier 20a og 26a Mobilenheten 16 kan bestemme hvilken maske den ligger i ved å sammenlikne signalstyrken mellom de pilotsignaler som mottas fra basestasjonene 12 og 14

I det eksempel som er vist på fig 1 kan det være mobilenheten 16 som ligger nærmest basestasjonen 12 Når denne mobilenhet starter et anrop oversendes først en kontrollmelding til den nærmeste basestasjon som altså er basestasjonen 12 Denne stasjon viderefører et signal til systemovervåkeren i form av enheten 10 når stasjonen mottar kontrollmeldingen, samtidig overføres anropsnummeret Enheten eller systemovervåkeren 10 kopler deretter anropet opp via det offentlige telenett (PSTN) til den som skal motta anropet

Hvis derimot anropet har sitt urspnng innenfor telenettet oversender enheten 10 anropsmformasjonen til samtlige basestasjoner i det aktuelle område Disse stasjoner sender i retur en anropsmelding til den mobilenhet som er tiltenkt mottakingen av anropet Når den bestemte mobilenhet hører en anropsmelding svarer den med en kontrollmelding som videreføres til nærmeste basestasjon Kontrollmeldingen signalerer overfor systemovervåkeren at den bestemte basestasjon er i samband med mobilenheten, og deretter setter enheten 10 opp den rute eller signalvei som anropet skal ha via basestasjonen og til mobilenheten Hvis mobilenheten 16 skulle bevege seg ut av dekningsområdet for den første basestasjon, basestasjon 12, gjøres et forsøk på å holde anropet eller det oppsatte samband vedlike ved å omrute dette via en annen basestasjon

Når det gjelder nettoppbyggede telefonhovedsystemer har myndighetene fasdagt bestemte frekvensområder for sambandet fra mobilenhet til basestasjon og et tilsvarende frekvensområde for den motsatte sambandsvei I USA gjelder frekvensområder på 25 MHz for begge veier og fastlegges av institusjonen FCC Den frekvensallokenng det her dreier seg om er like fordelt mellom to tjenesteytere, idet den ene av disse er det lokale telefonselskap, mens den andre tjenesteyter velges på fin basis På grunn av den rekkefølge som allokeringen utføres med vil de første 12,5 MHz bh allokert for hver bærebølge og for hver retning i sambandet og blir videre underdelt i smalere under- eller subbånd For de bærebølger som føres over linje er hvert subbånd 10 MHz og med bredde 2,5 MHz For bærebølger for trådløst samband er subbåndene hvert 11 MHz og med bredde 1,5 MHz Følgelig vil en signalbåndbredde på mindre enn 1,5 MHz passe inn i et hvilket som helst av subbåndene, mens en båndbredde på mindre enn 2,5 MHz bare vil passe inn i båndene med unntak av ett subbånd

For å opprettholde maksimal fleksibilitet ved allokering innenfor CDMA-teknikken overfor det tilgjengelige nettoppbyggede frekvensspektrum blir bølgeformen som anvendes i det nettoppbyggede telefonhovedsystem fastlagt til å være mindre enn 1,5 MHz i båndbredde Et godt andre valg ville være en båndbredde på omkring 2,5 MHz, hvilket gir full fleksibilitet for de hnjeførte nettbærebølger og nesten full fleksibilitet for nettbærebølger for trådløs overføring Ved anvendelse av større båndbredder oppnår man fordelen av å fa bedre flerveisdisknminenng, men man vil fa ulempene med at utrustningen vil koste mer og man vil få dårligere fleksibilitet med hensyn til frekvensfordehngen innenfor den allokerte båndbredde

I et spredt spektrums nettoppbygget telefonhovedsystem slik som vist på fig 1 innbefatter det foretrukne bølgeformkonsept en direkte sekvensert kvasistøykonfigurert og spektralfordelt bærebølge Basisrepetisjonsfrekvensen for kvasistøysekvensen (PN-sekvensen) velges til 1,2288 MHz i den foretrukne utførelsesform Den bestemte basisrepetisjonsfrekvens velges slik at den resulterende båndbredde blir omkring 1,25 MHz etter filtrering og den blir videre omkring 1/10 av den totale båndbredde som allokeres for en nettjenestes bærebølge

En annen betraktning når det gjelder valget av den riktige basisrepehsjonsfrekvens er at det er ønskelig at frekvensen må kunne deles eksakt med basisbåndrepetisjonsfrekven-sen som skal benyttes i systemet Det er også ønskelig at divisoren er en faktor av to I den foretrukne utførelsesform er basisbåndfrekvensen 9600 bit/s, hvilket fører til valget av 1,2288 MHz, hvilket er 128 x 9600, for kvasistøyrepetisjonsfrekvensen

I sambandet fra basestasjonen til mobilenheten bygges de binære sekvenser som anvendes for å fordele frekvensene over spekteret opp av to forskjellige sekvenstyper, hver med forskjellige egenskaper for å gi forskjellige funksjoner Det foreligger en ytre kode som deles av samtlige signaler i en nettmaske eller sektor og som benyttes for å skille mellom de enkelte flerveisankomne signaler Den ytre kode benyttes også til diskriminering mellom signaler som sendes ut fra forskjellige sektorer til mobilenhetene Det foreligger også en indre kode som benyttes for å skille mellom brukersignaler som sendes ut av en enkelt basestasjon eller sektor

Bærebølgens bølgeformkonfigurasjon i den foretrukne utførelsesform for signaler som sendes ut fra basestasjonene benytter en sinusformet bærebølge med fire faser og som moduleres av et par binære kvasistøysekvenser som gir den ytre kode som blir sendt ut fra en enkelt sektor eller basestasjon Sekvensene frembringes i to forskjellige kvasi-støygeneratorer og har samme sekvenslengde Den ene sekvens bifasemodulerer den fasenktige kanal (I-kanalen) for bærebølgen, mens den andre sekvens på tilsvarende måte bifasemodulerer bærebølgens kvadraturfase (Q-kanalen) De resulterende signaler summeres og danner til slutt en sammensatt firefases bærebølge

Selv om verdiene som gjelder for logisk "null" og logisk "en" blir konvensjonelt anvendt for å representere de binære sekvenser eller følger vil her brukes signalspenninger i modulasjonsprosessen på verdien +V (dimensjon volt) for en logisk "en" og - V for en logisk "null" For å bifasemodulere et sinusformet signal multipliseres en sinusfunksjon med gjennomsnittlig verdi null med enten +V eller -V under kommando av de binærsekvenser som fremkommer ved å anvende en multiplikatorkrets Det resulterende signal kan så båndbegrenses ved at det må passere et båndpassfilter Det er også innenfor den kjente teknikk å utføre lavpassfiltrenng av den binære signal- eller datafølge før multiplikasjonen med det sinusformede signal utføres, på denne måte byttes rekkefølgen av operasjonene En firefaset modulator består av to bifasemodulatorer som hver dnves av en forskjellig sekvens og hvor de sinusformede signal som benyttes i bifasemodulatorene ligger forskjøvet 90° innbyrdes

I den foretrukne utførelsesform er sekvenslengden for den utsendte signalbærebølge valgt til å representere 32768 digitale enheter ("chips") Sekvensen med denne lengde kan frembringes ved hjelp av en modifisert maksimallengdes hneærsekvensgenerator ved å legge til en nullbit hl en sekvenslengde på 32767 Den resulterende sekvens vil ha gode kryss- og - autokorrelasjonsegenskaper Disse egenskaper er nødvendig for å hindre gjensidig interferens mellom pilotbærebølger som sendes ut fra forskjellige basestasjoner

En sekvens som er så kort er ønskelig for å redusere akkvisisjonen for mobilenhetene når de først er innført i systemet uten kjennskap til dettes taktforhold Med ukjent taktforholdkjennskap vil hele lengden av sekvensen måtte gjennomsøkes for å bestemme den korrekte takt Jo lenger sekvensen er, desto lenger tid trenger akkvisisjonssøket, og selv om sekvenser kortere enn 32768 også kunne brukes, må det være klart at kodeprosessenngsvinmngen eller -gevinsten reduseres sammen med sekvenslengden Når denne vinning reduseres vil også undertrykkingen av flerveisinterferens såvel som interferens fra tilstøtende basestasjoner og andre kilder også reduseres, kanskje ned mot uaksepterbare nivåer Følgelig er det er ønske å anvende den lengst mulige sekvens som kan brukes innenfor et fornuftig tidsrom Det er også ønskelig å bruke samme kode-polynomer i samtlige celler slik at mobilenheten, som ikke "vet" hvilken celle eller nettmaske den er i når synkronisering først påberopes, kan oppnå full synkronisering bare ved å avsøke ett enkelt kodepolynom

For å forenkle synkronisenngsprosessen blir hver av cellene eller maskene i nettet synkronisert til hverandre I utførelseseksempelet utføres cellesynkronisenngen ved å synkronisere samtlige celler til en felles tidsreferanse, nemlig det satellittnavigasjonssystem som går under benevnelsen Navstar Global Positiomng System og som på sin side er synkronisert til den universelle globale tidsreferanse (UTC)

Signaler fra forskjellige celler blir skilt fra hverandre ved å sørge for tidsoffset for basissekvensene Hver celle tilordnes en forskjellig tidsoffset som skiller seg fra den tilsvarende for nærliggende celler, og i den foretrukne utførelsesform blir den 32768' repetisjonspenode delt ned til et sett med 512 taktgivende offsetverdier Disse offsetverdier blir skilt fra hverandre med 64 digitale enheter Hver sektor i hver celle i et cellesystem tilordnes også en forskjellig av offsetverdiene for anvendelse i samtlige sendinger Hvis det foreligger mer en 512 sektorer eller celler i systemet kan offsetverdiene brukes om igjen på samme måte som frekvenser blir brukt om igjen innenfor det foreliggende analoge frekvensmodulerte celle- eller nettsystem I andre utførelser kan forskjellig antall offsetverdier enn antallet 512 brukes Med en passende utforming av konseptet med pilotsignaloffsetver-dier vil det trolig aldri være nødvendig at naboceller eller -masker i nettet får tildelt tidsoffsetverdier som ligger nær hverandre Samtlige signaler som sendes ut fra en celle eller en av sektorene i en celle eller maske deler samme ytre PN-koder for I- og Q-kanalene Signalene spredes også med en indre ortogonal kode som frembringes ved å bruke såkalte Walsh-funksjoner Et signal som adresseres til en bestemt bruker multipliseres med den ytre PN-sekvens og med en bestemt Walsh-sekvens eller en følge av slike, tilordnet av systemovervåkeren og for en varighet som tilsvarer brukerens telefonanrop Den samme indre kode anvendes for både I- og Q-kanalene, hvilket føreT til en modulasjon som effektivt er tofaset for den indre kode

Det er velkjent innenfor teknologien at et sett med n ortogonale og binære sekvenser, hver med lengde n, idet n er et vilkårlig multiplum av to, kan bygges opp, se f eks Digital Communications with Space Applications S W Golomb et al, Prentice-Hall, Inc, 1964, pp 45-64 Ortogonale binærsekvenssett er også kjent for de fleste lengder som er multipla av fire og samtidig mindre enn 200 En kategori slike sekvenser og som er lett å frembringe er de såkalte Walsh-funksjoner, også kjent som Hadamard-matnser

En Walsh-funksjon av orden n kan defineres rekursivt på denne måte

hvor W angir det logiske komplement av W, og hvor W(l) = 10 | Følgelig blir og

W(8) bhr slik

En Walsh-sekvens utgjør da en av rekkene i en Walsh-funksjonmatnse En Walsh-funksjon av orden n vil inneholde n sekvenser, hver med lengden n bit

En Walsh-funksjon med orden n (såvel som andre ortogonale funksjoner) har egenskapen at krysskorrelasjonen mellom samtlige forskjellige sekvenser innenfor settet er null, regnet over intervallet med n kodesymboler, så lenge sekvensene er tidsinnrettet i forhold til hverandre Dette fremgår ved at hver sekvens avviker fra enhver annen sekvens med hensyn til nøyaktig halvparten av sekvensinnholdet (i bit) Det skal også bemerkes at det alltid vil være en sekvens som inneholder samtlige nuller og at samtlige øvnge sekvenser har halvparten nuller og halvparten enere

Naboceller og -sektorer kan bruke Walsh-sekvensene om igjen siden de ytre PN-koder som brukes i nabocellene og -sektorene er distinkte Siden det vil være forskjellig forplantningstid for signalene mellom en bestemt mobilenhets posisjon og to eller flere forskjellige celler eller basestasjoner i nettet vil det ikke være mulig å tilfredsstille betingelsen med hensyn hl tidsinnretning og som kreves for Walsh-funksjonens ortogonahtet for begge celler samtidig Følgelig må man stole på den ytre PN-kode for å gi skille mellom signaler som ankommer mobilenheten fra forskjellige basestasjoner Imidlertid vil alle signalene som sendes ut av en basestasjon eller celle være ortogonale i forholdet til hverandre og følgelig ikke bidra lnterferensmessig til innbyrdes forstyrrelse Dette eliminerer hoveddelen av interferensen for de fleste steder, hvilket tillater større kapasitet i nettet

Systemet angir videre at talekanalen kan være en kanal med variabel overføringshastighet og hvis takt kan varieres fra hver enkelt datablokk og til den neste, med minimalt med "overhead" for styring av den aktuelle takt Anvendelse av variabel takt i kanalen reduserer den gjensidige interferens ved å eliminere unødvendige signalsendinger når det ikke foreligger noen utsendt tale Innenfor talekoderne (vokodeme) benyttes algoritmer for å frembringe et varierende antall digitale enheter i hver vokoderblokk i samsvar med variasjonene i taleaktiviteten Under aktiv tale kan vokoderen frembringe 20 ms datablokker med innhold av 20, 40, 80 eller 160 bit, i avhengighet av talerens aktivitet Det er ønskelig å sende ut datablokkene i løpet av en fast tidsvarighet ved å endre over-føringshastigheten, og videre er det ønskelig å ikke kreve signalenngssekvenser for å informere mottakeren om hvor mange sekvenser i form av digitale minsteenheter (bit) som blir overført

Blokkene kodes videre ved å anvende en syklisk redundanskontrollkode (CRCC) som tilfører blokken et ytterligere sett pantetsbit som kan benyttes for å bestemme om blokken med data er dekodet riktig eller ikke CRC kodene frembringes ved å dele datablokken med et forhåndsbestemt binært polynom CRC-koden består av samtlige eller en del av de gjenværende digitale enheter i fra divisjonsprosessen CRC-koden kontrolleres i mottakeren ved å reprodusere samme rest etter divisjonen og kontrollere om de mottatte restbit er de samme som de frembrakte kontrollbit

I henhold hl oppfinnelsen dekoder mottakerens dekoder blokken som om den inneholdt 160 bit, deretter som om den inneholdt 80 bit etc , helt til samtlige mulige blokklengder er prøvd CRC-koden beregnes for hver forsøksdekoding Hvis en av forsøksdekodingene fører til en korrekt CRC-kode aksepteres den bestemte datablokk og føres til talekoderen for ytterligere prosessering Hvis intet forsøk under dekodingen frembringer en gyldig syklisk redundanskontrollkode videreføres de mottatte symboler til systemets signalprosessor hvor øvrige prosessoperasjoner eventuelt kan utføres

I basestasjonens sender varieres effekten i den utsendte bølgeform i avhengighet av blokkens datatakt Den høyeste takt krever den største bærebølgeeffekt Når datataktraten er under den maksimale gjentar modulatoren, i tillegg til å senke effekten, hvert kodet datasymbol flere ganger i avhengighet av det som trengs for å oppnå den ønskede sendertakt Ved den laveste sendertakt repeteres f eks hvert kodet symbol fire ganger

I mobilenhetens sender holdes spisseffekten konstant, men senderen blokkeres 1/2, 1/4 eller 1/8 av tiden i henhold til antall digitale enheter som skal sendes i datablokken Posisjonene av senderens påslagstid varieres kvasistokastisk i samsvar med mobilenhetbrukerens adresserte brukerkode

Overføringen fra basestasjon til mobilenhet

I den foretrukne utførelsesform settes Walsh-funksjonens størrelse hl n og lik 64 (n = 64) for overføringen mellom hver celle eller basestasjon og mobilenheten Derfor blir hver av de opp til 64 forskjellige signaler som skal sendes ut tilordnet en unik ortogonal sekvens Den foroverrettede feilkorreksjon (FEC) i form av en mnkodet symbolfølge for hver taleforbindelse multipliseres med sin tilordnede Walsh-sekvens Den så Walsh-kodede og feilkorngerte symbolfølge for hver talekanal multipliseres deretter med den ytre PN-kodede bølgeform, og resultatet blir en spredt symbolfølge som deretter summeres sammen slik at det dannes en sammensatt bølgeform

Denne resulterende og sammensatte bølgeform moduleres mn på en sinusformet bærebølge som båndpassfiltreres, omformes til den ønskede dnftsfrekvens, forsterkes og sendes ut av antennesystemet Alternative utførelsesformer av oppfinnelsen kan bytte om noe på denne rekkefølge for å danne det sendersignal som har sitt utspring i basestasjonen F eks kan det være foretrukket å multiplisere hver talekanal med den ytre PN-kodede bølgeform og deretter utføre filtreringen før man summerer samtlige kanalsignaler som skal sendes ut via antennen Det er velkjent innenfor denne teknologi at rekkefølgen av lineære operasjoner kan byttes om for å oppnå forskjellige implementenngsfordeler og forskjellige konstruksjonsutførelser uten at prinsippet avvikes

Bølgeformutførelsen i henhold til den foretrukne utførelsesform for nettjeneste benytter pilotbærebølgekonseptet for sambandet mellom basestasjonen og mobilenheten, slik det er beskrevet i US patent nr 4 901 307 Samtlige celler sender ut pilotbærebølger ved å benytte samme 32768' lengdesekvens, men med forskjellig tidsoffset for å hindre gjensidig interferens Pilotbølgeformen bruker Walsh-sekvensen med bare nuller og som gjenfinnes i samtlige Walsh-funksjonsett Ved å bruke en slik sekvens for samtlige cellers pilotbærebølger oppnås at den innledende avsøking etter pilotbølgeformen kan ignorere Walsh-funksjonene helt til etter synkroniseringen med den ytre PN-kode Walsh-lukebestemmelsen blir låst til PN-kodesyklusen som følge av at lengden av Walsh-luken tilsvarer en faktor i PN-sekvensIengden Derfor er det slik at Walsh-lukebestemmelsen blir kjent implisitt fra den ytre PN-kodes taktsyklus så lenge cellens eller basestasjonens adres-senngsoffsetverdier for PN-koden er multipla av 64 digitale enheter (eller lengden av Walsh-luken)

Samtlige celler i et tjenesteområde er underlagt presis synkronisering I den foretrukne utførelsesform er det en GPS-mottaker i hver basestasjon som utfører synkroniseringen ved hjelp av en lokal bølgeform som er relatert hl den generelle tidsreferanse (UTC) Et slik GPS-system tillater tidssynkronisenng innenfor 1 /us eller bedre Nøyaktig synkronisering av basestasjonene eller cellene i nettet er ønskelig for å tillate lett videreføring av anrop eller forbindelser mellom celler når mobilenheter forflyttes fra en celle til en annen innenfor eller før en nært forestående samtale Hvis en nabocelle er synkronisert vil mobilenheten ikke ha noen vanskeligheter med å synkronisere i forhold til den nye celle, hvorved en fleksibel og lett overføring kan finne sted

Pilotbærebølgen sendes ved større sendereffekt enn det som gjelder for en typisk talebærebølge, nettopp for å gi større signal/støy-forhold og bedre lnterferensmargin for dette signal Det større effektnivå tillater en innledende akkvisisjonssøking ved stor hastighet og for å gi en meget presis sponng av bærebølgefasen av pilotbærebølgen, ved hjelp av en relativt bredbåndet fasefølgekrets Bærebølgens fase slik den fremkommer ved å følge pilotbærebølgen benyttes som bærebølgefasereferanse for demodulenng av de bærebølger som er modulert av brukennformasjonssignalene Denne teknikk tillater at mange bærebølger kan dele det felles pilotsignal og benytte dette som bærebølgefasereferanse I et system som sender et samlet antall på femten samtidige talebærebølger kan f eks pilotbærebølgen være tilordnet en sendereffekt som tilsvarer fire talebærebølger

I tillegg til pilotbærebølgen kan en annen bærebølge som er tiltenkt å mottas av samtlige systembrukere i cellen sendes ut fra basestasjonen Denne bærebølge kalles synkronisenngskanal og benytter den samme 32768'-lengdes PN-sekvens for spektralfordeling, men med en forskjellig og forhåndsbestemt Walsh-sekvens Synkronisenngskanalen sender en knngkastingsmelding som inneholder systeminformasjon for anvendelse av mobilenhetene i systemet Systeminformasjonen fastlegger basestasjonen og systemet og omvandler informasjonen slik at de lange PN-koder som benyttes for mobihnformasjonssignalene kan synkroniseres uten ytterligere avsøking

En annen kanal som kalles anropskanalen kan være anordnet for å sende meldinger til mobilenheter for indikasjon at et anrop er ankommet for en slik, og for å gi respons med kanaldata når en mobilenhet selv starter et anrop

Hver talebærebølge sender ut en digital representasjon av talen i et telefonsamband Den analoge talebølgeform digitaliseres ved å anvende standardisert digitaltelefonteknikk og blir deretter komprimert ved å benytte en talekodeprosess som arbeider med en datarate på omtrent 9600 bit/s Datasignalet får følgelig raten r = 1/2, den begrensede lengde K = 9 med omhylningskode, med repetisjon og med lnnfletting for å frembringe feildeteksjon og - korreksjonsfunksjoner som tillater at systemet kan arbeide ved langt lavere støy- og interferensforhold Teknikker for omhylningskoding, repetisjon og sammenfletting er velkjent innenfor denne teknologi

De resulterende kodede symboler multipliseres med en tilordnet Walsh-sekvens og deretter med den ytre PN-kode Denne prosess fører til en PN-sekvenstakt på 1,2288 MHz eller 128 ganger den 9600 bit/s datatakt Det resulterende signal moduleres deretter på en RF-bølge og summeres med pilot- og oppstartingsbærebølgene sammen med de øvrige talebærebølger Summeringen kan utføres på forskjellige steder i prosesseringen så som med mellomfrekvens eller ved basisbåndfrekvensen, enten før eller etter multiplikasjonen med PN-sekvensen

Hver talebærebølge multipliseres også med en verdi som bestemmer den utsendte effekt i forhold til effekten av de øvrige talebærebølger Denne effektregulenng tillater at effekten kanaliseres til de forbindelser som krever større sendereffekt ved at den mottaker som skal motta signalene kanskje ligger i en relativt ugunstig posisjon Det er anordnet midler for at mobilenhetene skal kunne raprortere det mottatte signal/støy-forhold slik at effekten blir regulert til et nivå som gir tilstrekkelig overfønngskvalitet uten sløsing av energi Walsh-funksjonenes ortogonalitet forstyrres ikke ved å bruke forskjellig effektnivå for de enkelte talebærebølger sålenge tidsinnrettingen opprettholdes

Fig 2 illustrerer i blokkform en typisk utførelsesform av en basestasjon Basestasjonen har to mottakere eller -systemer, hvert med en separat antenne og en analog mottaker for diversitetsmottaking fra rommet I hvert av mottakersystemene prosesseres signalene på samme vis helt til de gjennomgår en diversitetskombmasjon Elementene innenfor de stiplede linjer tilsvarer elementene som sørger for samband mellom basestasjonen og en mobilenhet Utgangen fra de analoge mottakere føres også hl andre elementer som står i forbindelse med øvrige mobilenheter

På fig 2 vises at det første mottakersystem består av en antenne 30, en analog mottaker 32, en søkemottaker 34 og en mottaker 36 for digitale data, for enkelhets skyld kalt datamottaker Det første mottakersystem kan også omfatte en valgfri datamottaker 38 Det andre mottakersystem omfatter en antenne 40, en analog mottaker 42, en søkemottaker 44 og en datamottaker 46

Basestasjonen har også en hoved- eller styreprosessor 48 som er koplet til datamottakerne 36, 38 og 46 sammen med søkemottakerne 34 og 44 Styreprosessoren 48 har blant andre funksjoner også funksjonene signalprosessenng, taktbestemmende signalgenerenng, effektregulermg og regulenng av forbindelsesoverfønnger (handoff), diversitet, diversitetskombinasjon og styring av grensesnittkretsene vis-å-vis styreprosessoren og svitsjeområdet MTSO (fig 8) Styreprosessoren 48 utfører også tilordning av Walsh-sekvensene, senderen og mottakeren

Begge mottakersystemer er koplet via datamottakerne til en diversitetskrets for både kombinasjon og dekoding En digital lenke 52 et koplet for å motta utgangen fra kombinasjonskretsen 50 og styring av prosessoren 48, videre er lenken koplet hl basestasjonens sender/modulator 54 og den digitale svitsj for MTSO Den digitale lenke 52 benyttes også for overføring av signaler til og fra MTSO (fig 8) med basestasjonens sender/modulator 54 og kombinasjonskretsen 50 under styring av prosessoren 48

Signalene som blir sendt ut av mobilenheten er direktesekventerte spektralfordelte signaler som blir modulert av en PN-sekvens med takt tilsvarende en forhåndsbestemt takt som i den foretrukne utførelsesform er 1,2288 MHz Denne takt velges hl å være et helt multiplum av basisbånddataraten på 9,6 kbit/s

Signal som mottas via antennen 30 føres til den analoge mottaker 32 hvis ytterligere detaljer er vist på fig 3 Fra mottakeren 32 føres signalene til en blandeenhet 100 med en RF-forsterker 102 og en blander 104 Forsterkeren 102 sørger for høyfrekvensforsterkning og videreføring av det høyfrekvente signal (RF-signalet) til blanderens 104 inngang Blanderens oscillatonnngang får tilført signal fra en syntetisator 106 Differansen mellom høyfrekvenssignalet og det syntesefrembrakte oscillatorsignal føres ut av blanderen 104 som et mellomfrekvenssignal hl det viste etterfølgende båndpassfilter 108, typisk i form av et hybndfilter av SAW-typen hvor det ufiltrerte elektriske mellomfrekvenssignal fra blanderen omvandles til et akustisk overflatesignal som gjennom båndpassfilteret får et passbånd på 1,25 MHz Deretter følger en mellomfrekvensforsterker 110 og en A/D-omvandler 112 hvor de forsterkede mellomfrekvenssignaler omvandles hl digital form ved en klokketakt på 9,834 MHz, idet denne takt er nøyaktig 8 ganger PN-chipstakten Selv om figuren viser at omvandleren 112 er som en del av mottakeren 32 kan den i stedet være en del av data- eller søkemottakeren De digitaliserte mellomfrekvenssignaler føres fra omvandleren 112 til datamottakeren 36, eventuelt den ytterligere datamottaker 38 og søkemottakeren 34 Signalene fra mottakeren 32 er i form av I- og Q-kanalsignaler slik det skal gjennomgås senere Selv om fig 3 viser at A/D-omvandleren 112 er en enkelt krets med oppdeling av signalet til I- og Q-kanalsignaler utført senere, er det klart at kanaloppdehngen kan utføres før digitaliseringen og da med to etterfølgende omvandlere for hver av kanalene Skjemaer for blanding ned til mellomfrekvens og omvandling fra analog til digital form av de forsterkede og filtrerte mellomfrekvenssignaler, for både I- og Q-kanalen tør være velkjent innenfor teknikken

Søkemottakeren 34 benyttes i basestasjonen for å avsøke tidsdomenet omkring det mottatte signal for å sikre at den tilordnede mottaker 36 for digitale data og eventuelt mottakeren 38 følger og prosesserer det til enhver tid sterkeste tilgjengelige hdsdomenesignal Søkemottakeren 64 viderefører et signal til basestasjonens styreprosessor 48 som på sin side frembringer styresignalet til mottakerene 36 og 38 for valg av det til enhver tid beste signal for prosessering

Signalprosessenngen i datamottakerne og søkemottakeren er på forskjellige måter forskjellig fra signalprosessenngen som utføres i tilsvarende elementer i mobilenheten For det innkommende signal, dvs i lenken eller forbindelsen fra mobilenheten og til basestasjonen eller cellen i nettet sender ikke mobilenheten ut noe pilotsignal som kan benyttes for koherent referanseformål i signalprosessenngen i basestasjonen Denne lenke er imidlertid kjennetegnet ved ikke koherent modulasjon og et tilsvarende demodula-sjonsskjema hvor det benyttes 64-modus ortogonal signalenng

I en slik 64-modus signalenngsprosess kodes mobilenhetens utsendte symboler i en av 2<6> dvs 64 forskjellige binære sekvenser Det sett sekvenser som velges kjennes som Walsh-funksjonene Den optimale mottakerfunksjon for Walsh-funksjonens m-modus signalkoding er den såkalte forenklede Hadamard transformasjon (FHT)

Med på ny henvisning hl fig 2 fremgår at søkemottakeren 34 og de digitale datamottakere 36 og 38 mottar signalutgangene fra den analoge mottaker 32 For å dekode de spektralfordelte signaler som sendes til hver enkelt basestasjons mottaker i forbindelse med mobilenheten må den nktige kvasistøysekvens frembnnges Ytterligere detaljer i så måte vil fremgå av den senere del av besknvelsen

Som det fremgår av fig 3 omfatter mottakeren 36 to kvasistøy- eller PN-generatorer, nemlig generatorene 120 og 122, og disse frembnnger to forskjellige korte kodede kvasistøyfrekvenser med samme lengde De to kvasistøyfrekvenser er felles for samtlige av basestasjonsmottakerne og mobilenhetene mht ytre kode i modulasjons-skjemaet, dette vil også fremgå av den senere del av besknvelsen PN-generatorene 120 og 122 gir således utgangssekvenser PNi og PNq Disse sekvenser kan hhv kalles fasenktig kanalsekvens og kvadratursekvens

De to kvasistøysekvenser frembnnges av forskjellige polynomer av grad eller orden hk 15 og utvidet eller forstørret (augmented) for å fremby frekvenser med lengde 32768' istedet for den lengde 32767' som normalt ellers ville bh stilt til rådighet F eks kan forstørrelsen eller utvidelsen være hl stede i form av et tillegg på en enkelt null til de 14 nuller i en rekke og som fremkommer én gang for hver maksimallengdes lineær sekvens med grad 15 Med andre ord vil en tilstand av PN-generatoren gjentas ved hver frembnngelse av en sekvens Følgelig vil den modifiserte sekvens inneholde et forløp med femten enere og et forløp med femten nuller

I den viste utførelsesform omfatter mottakeren 36 også en "langkodet" PN-generator 124 som frembnnger en PNu-sekvens som tilsvarer en PN-sekvens som frembnnges av mobilenheten i lenken mobilenhet - basestasjon PN-generatoren 124 kan være en maksimallengdes lineær sekvensgenerator som frembnnger en bruker PN-kode som er meget lang, f eks av grad 42 og som er tidsforskjøvet i hht en ytterligere faktor så som mobilenhetens adresse eller brukerens identifikasjon, for å frembringe diskriminering mellom brukerne Følgelig moduleres det mottatte signal i basestasjonen av både den langkodede PNu-sekvens og den kortkodede PNr og PNQ-sekvens Alternativt kan man benytte en uhneær kryptenngsgenerator så som en som benytter de tilgjengelige datakryptenngsstandarder (DES) for kryptisk koding av en 64-symbols representasjon av standardtiden under anvendelse av en bestemt nøkkel, i stedet for at PN-generatoren 124 benyttes

PNu-sekvensutgangen fra PN-generatoren 124 gjennomgår en logisk kombinasjon av type eksklusiv/eller med PNr og PNQ-sekvensene i to portkretser 126 og 128 slik at det frembnnges to logisk bearbeidede sekvenser PNr og PNq<

Sekvensene PNr og PNq> føres til en PN-QPSK-korrelator 30 sammen med I- og Q kanalsignalene fra mottakeren 32 for korrelasjon av de kanaldata som foreligger, med de logisk bearbeidede kvasistøysekvenser for samme kanaler Etter korrelasjonen føres kanalutgangene til akkumulatorer 132 og 134 hvor symboldata samles opp over en fire enheters penode Utgangene fra akkumulatorene er ført til inngangen av en etterfølgende FHT-prosessor 136, mens en tilsvarende prosessor 148 frembnnger et sett med 64 koeffisienter for hver av de seks symboler Disse 64 koeffisienter multipliseres deretter med en vektfunksjon som frembnnges i styreprosessoren 48 og er koplet til den demodulerte signalstyrke Det veide datautgang fra prosessoren 136 føres til den allerede omtalte kombmasjonskrets 50 (fig 2) for ytterligere prosessenng

Det andre mottakersystem prosesserer de mottatte signaler på en tilsvarende måte som den som er gjennomgått ovenfor med det første mottakersystem og vist på fig 2 og 3 Den veide 64-symbols utgang fra mottakerne 36 og 46 føres til kombinasjonskretsen 40, mens kretsen 50 innbefatter en addisjonskrets som legger til de veide 64 koeffisienter fra mottakeren 36 til de tilsvarende veide 64 koeffisienter fra mottakeren 46 De resulterende 64 koeffisienter sammenliknes med hverandre for å bestemme hvilken koeffisient som er størst Resultatet av sammenlikningen føres sammen med fastleggelsen av den største av de 64 koeffisienter til å bestemme et sett dekodevekter og -symboler for anvendelse i en viterbialgontmedekoder som er innbygget i kretsen 50

Viterbidekoderen i kretsen 50 er av den type som kan dekode data som er kodet inn i mobilenheten og med en begrenset lengde K = 9 og med en koderate r = 1/3 Viterbidekoderen brukes for å bestemme den mest sannsynlige informasjonsbitsekvens Penodisk og nominelt hvert 1,25 ms frembnnges et signalkvalitetseshmat og oversendes som en kommando for mobilenhetens effektregulenng sammen med data til denne enhet Ytterligere informasjon vedrørende frembnngelsen av kvahtetsestimatet vil fremgå i nærmere detalj av det patentskrift som er nevnt ovenfor Kvalitetsestimatet angir det gjennomsnittlige signal/støy-forhold over det valgte 1,25 ms intervall

Hver datamottaker følger taktgivningen for det mottatte signal under mottakingen Dette skjer ifølge velkjent teknikk ved korrelasjon av det mottatte signal med en noe tydelig lokal referansekvasistøy og korrelasjon av det mottatte signal med en tilsvarende noe forsinket lokalreferansestøy Forskjellen mellom disse to korrelasjonsresultater vil gjennomsnittelig være null hvis det ikke foreligger noen taktfeil Hvis det imidlertid foreligger en taktfeil vil forskjellen indikere størrelse og fortegn av feilen, og mottakerens taktbestemmelse kan deretter endres i samsvar med dette

Basestasjonen omfatter videre en antenne 62 som er koplet hl GPS-mottakeren 64, idet denne prosesserer signalet som er mottatt via antennen 62 fra satellitter i det verdens-omspennende posisjonssystem (Navstar) for å frembringe taktsignaler som angir generell hd (UTC) GPS-mottakeren 64 frembnnger disse taktsignaler for stynng av prosessoren 48 og for dennes taktsynkronisenng i basestasjonene slik det er gjennomgått ovenfor

Fig 2 viser hvordan en ytterligere digital datamottaker 38 kan innbefattes for forbedret ytelse av systemet Oppbyggingen og dnften av denne mottaker tilsvarer det som er beskrevet tidligere med hensyn til datamottakerne 36 og 46 Mottakeren 38 kan benyttes i basestasjonen for å oppnå ytterligere diversitetsmodi Mottakeren alene eller i kombinasjon med andre mottakere kan sørge for følging og mottaking av andre mulige forsinkelsesveier for signaler som er sendt ut fra mobilenheter Ytterligere digitale datamottakere så som mottakeren 38 gir følgelig ytterligere diversitetsmodi, hvilket er meget anvendelig for de basestasjoner som befinner seg i tette byområder hvor mange muligheter for flerveissignaler er tilstede

Signaler fra MTSO er koplet til den tilhørende sender/modulator via den digitale lenke 52 under overvåking av styreprosessoren 48 Sender/modulatoren 54 under kommando av styreprosessoren 48 utfører spektralfordelt modulasjon av de data som skal sendes ut til den aktuelle mottakende mobilenhet Ytterligere detaljer med hensyn til oppbyggingen og dnften av sender/modulatoren 54 er gjennomgått nedenfor med henvisning til fig 4

Utgangen fra sender/modulatoren 54 benyttes til overfønng av styresignaler fra prosessoren 48 til en effektregulenngsenhet 56 slik at den utsendte effekt kan holdes regulert Utgangen fra enheten 56 er ført hl en summer 57 hvor utgangssignalet adderes med utgangen fra signaler fra ytterligere sender/modulatorer og/eller effektregulenngsenheter tiltenkt andre mobilenheter i stasjonen Utgangen fra summeren 57 er ført til en effektforsterker 58 som på sin side bnnger effekt hl antennen 60 for utstråling hl mobilenhetene innenfor dekningsområdet for den aktuelle basestasjon Fig 2 viser videre en kombinert enhet som her kan kalles pilotenhet 66 og som ivaretar pilotstynng av kanal-generatorer og har styrekretser for regulenng av sendereffekten Enheten 66 regulerer under overvåking og stynng av prosessoren 48 effekten av pilotsignalet, signalene i synkronisenngskanalen og de i anropskanalen for kopling til effektforsterkeren 58 og videre til antennen 60

Et blokkdiagram av en typisk utførelsesform av basestasjonens sender er vist på fig 4, sammensatt av de tre delfigurer 4a, 4b og 4c Senderen omfatter et par kvasistøy-sekvensgeneratorer (PN-generatorer) som benyttes for generering av den ytre kode Disse generatorer frembnnger to forskjellige kvasistøysekvenser, PNi og PNq som nevnt tidligere i forbindelse med fig 3 Disse sekvenser er imidlertid forsinket i tid i forhold til sektorens eller cellens adresse Fra fig 4 fremgår at senderkretsene i henhold til fig 3 er illustrert i ytterligere detalj og med både pilot-, synkronisenngs-, anrops- og talekanalsignalene Senderkretsene omfatter to kvasistøygeneratorer, nemlig generatorene 196 og 198 for frembnngelse av PNr og PNQ-sekvensene Generatorene 196 og 198 aktiveres av et inngangssignal som tilsvarer et sektor- eller celleadressesignal fra styreprosessoren for å gi en forhåndsbestemt tidsforsinkelse hl PN-sekvensene Disse tidsforsmkede sekvenser i henholdsvis den fasenkhge kanal (I) og kvadraturkanalen (Q) er representative for oppfinnelsen, selv om man også kan tenke seg at det er et større antall tilsvarende kanaler, eller at man har andre kvasistøygeneratorskjemaer F eks kan et par PN-generatorer være anordnet for hver av kanalene for pilotsignal, synkronisenngssignal, anropssignal og talesignal i en celle som ikke er oppdelt i sektorer, og under synkronisering vil PNp og PNQ-sekvensene benyttes i den ytre kode Et slikt tilfelle kan være fordelaktig for å unngå forstyrrelse av disse sekvenser i et større antall kretser

I den foretrukne utførelsesform benyttes Walsh-funksjonskoding av kanalsignalene som den indre kode I den numerologi som er vist som eksempel her er det totalt 64 forskjellige tilgjengelige Walsh-sekvenser og med tre av disse forbeholdt pilot-, synkronisenngs- og anropskanalfunksjonene I de kanaler som er tilordnet disse funksjoner kodes de innkommende data omhylningsmessig og flettes deretter inn, hvilket tør være velkjent innenfor teknologien Videre tilveiebnnges de omhylningskodede data med repetisjon før sammenflettingen, også dette bør være kjent

Pilotkanalen inneholder ingen datamodulasjon og kan kjennetegnes som et umodulert signal som er spredt ut over frekvensspekteret ved en bestemt fordeling, et signal som gjeme kan kalles spektralfordelt og som samtlige brukere av en bestemt basestasjon eller sektor kan bruke for akkvisisasjons- eller følgeformål Hver celle eller sektor, hvis cellen er oppdelt i slike, har et unikt pilotsignal I stedet for å benytte forskjellige kvasistøygeneratorer for pilotsignalene har man imidlertid funnet at det er mer virkningsfullt å frembnnge forskjellige pilotsignaler ved å benytte forskyvninger i en og samme grunnsekvens Ved å anvende en slik teknikk vil man oppnå at mobilenheten sekvens for sekvens avsøker det totale sekvensomfang og avstemmes til den offset eller forskyvning som gir den beste korrelasjon Ved å bruke en slik forskyvning av grunnsekvensen må forskyvningene være slik at pilotene i nærliggende celler eller sektorer ikke interfererer med hverandre eller gir nullsvekking

Pilotsekvensen må derfor være lang nok hl at mange forskjellige sekvenser kan frembnnges ved forskyvninger i grunnsekvensen for å understøtte et større antall pilotsignaler i systemet Videre må separasjonen eller forskyvningene være storfe) nok for å sikre at det ikke foreligger interferens mellom pilotsignalene I et utførelseseksempel kan f eks, ifølge dette pilotsekvenslengden velges å være 2<15> Sekvensen frembnnges i starten av en sekvens 2<15->1 og med en ekstra 0 tillagt sekvensen når en bestemt status detekteres I utførelseseksempelet velges 512 forskjellige pilotsignaler med forskyvninger eller offset i grunnsekvensen på 64 digitale enheter Forskyvningene kan imidlertid være hele multipla av den 64-enheters offset med en tilsvarende reduksjon i antall forskjellige pilotsignaler

Ved frembnngelsen av pilotsignalet benyttes den Walsh-"nuH"-sekvens (W0) som består av samtlige nuller slik at noen modulasjon av pilotsignalet ikke forekommer, hvilket i realiteten er kvasistøysekvensene PN| og PNq Walsh-sekvensen (W0) multipliseres derfor med PNj- og PNq-sekvensene i portkretser av eksklusiv-eller-typen Det resulterende pilotsignal vil følghg bare inneholde disse sekvenser Med samtlige basestasjoner og sektorer med samme kvasistøysekvens for pilotsignalet vil det skillende trekk mellom de enkelte basestasjoner eller sektorer med oppnnnelse i sendingen være sekvensens fase

Med hensyn til den del av sender/modulatoren og effektregulenngsenheten 66 som gjelder pilotkanalen er det anordnet en Walsh-generator (W0) 200 som frembnnger et signal som tilsvarer samtlige nullfunksjoner slik som beskrevet ovenfor Taktbestemmelsen ved frembnngelsen av Walsh-funksjonen er frembrakt av styreprosessoren på samme måte som for samtlige Walsh-generatorer i basestasjonen og i mobilenheten Utgangen fra generatoren 200 frembnnges som en inngang til både portkretsene 202 og 204 for utførelse av eksklusiv-eller- logikk Den andre inngang på portkretsen 202 mottar direktefasekvasistøysignalet PNj, mens den andre inngang på porten 204 mottar kvadratursignalet Begge kvasistøysignaler føres til logisk eksklusiv-eller-behandhng med utgangen fra generatoren 200 og føres som innganger til to filtre av typen endelig impulsrespons (FIR), vist midt på fig 4b som de to øverste filterblokker 206 og 208 Fra filtrene føres det filtrerte signal til regulenngskretser for sendereffekten i form av forsterkningsregulenngskretser 210 og 212 De signaler som er ført hl kretsene 210 og 212 blir forsterknmgsregulert i respons på inngangssignaler (ikke vist) fra styreprosessoren Signalutgangen fra regulenngskretsene føres til effektforsterkeren 58 hvis detaljoppbygging og funksjon skal gjennomgås nærmere senere

Informasjonen i synkronisenngskanalen kodes og multipliseres deretter i porter av typen eksklusiv-eller med en forhåndsforordnet Walsh-sekvens I utførelseseksempelet velges Walsh-funksjonen som den sekvens (W32) som består av en sekvens på 32 enere, fulgt av 32 nuller Den resulterende sekvens multipliseres deretter med de to kvasistøysekvenser i portkretser av eksklusiv-eller-typen I utførelseseksempelet frembnnges synkromsenngskanalens data hl sender/modulatoren typisk ved en takt på 1200 bit/s I utførelseseksempelet er videre synkromsenngskanalens data fortrinnsvis omhylningskodet ved en takt r = 1/2 og med en begrenset lengde K = 9, med hvert kodesymbol gjentatt to ganger Kodereaten og den begrensede lengde vil være felles for samtlige kodede foroverlenkekanaler, så som kanalene for synkronisering, anrop og tale I et utførelses-eksempel benyttes et skiftregister for generatorer med koden G\~ 753 (oktal) og G2=561 (oktal) Symboltakten til synkronisenngskanalen er i utførelseseksempelet 4800 symboler/s, det vil si ett symbol varer 208 pis eller 256 kvasistøyenheter

Kodesymbolene flettes sammen ved hjelp av en omhylmngsflettekrets som i eksempelet spenner over 40 ms De foreløpige parametre for flettekretsen er I = 16 og J = 48 Ytterligere detaljer for slik fletting kan finnes i læreboken Data Communication, Networks and Systems, Howard W Sams & Co 1987, pp 343-352 Funksjonen av omhylmngsfletteren er å spre upålitelige kanalsymboleer slik at to vilkårlige symboler i tilstøtende sekvens på I-l eller færre symboler blir skilt fra hverandre ved at det blir innskutt minst J+l symboler i en fraflettingsutgang Ekvivalent med dette vil to vilkårlige symboler i en følge med J-l symboler skilles fra hverandre ved at det skytes mn minst 1+1 symboler på fraflettingsutgangen Hvis med andre ord I = 16 og J = 48 i en følge på 15 symboler vil symbolene sendes ut atskilt ved 885 /-is, hvilket gir tidsdiversitet

Synkromsenngskanalens symboler for en bestemt celle eller sektor er knyttet til det tilhørende pilotsignal for samme celle eller sektor Fig 5 illustrerer taktforløpet for to forskjellige pilotkanaler (N) og (N+l), atskilt ved en forskyvning på 64 digitale enheter Fig 5 illustrerer som et eksempel ett taktdiagram for pilot- og synkronisenngskanalen i eksempelet, med status for det aktuelle pilotsignal og synkronisenngskanalsymbolene ikke illustrert Hver synkromsenngskanal starter en ny innskytings- eller -sammenflettingssyklus med det første kodesymbol (cx) av et kodesymbolpar (cx,c'x) som følge av en koderepehsjon på to, forskjøvet med hensyn til den absolutte tid ved en størrelse som tilsvarer den tilhørende pilot

Som vist på fig 5 starter de N pilotkanaler en ny sammenflettingssyklus eller pilotsynkronisenng ved tidspunktet Tx Tilsvarende starter pilotkanal N+l en ny sammenflettingssyklus eller pilotsynkronisenng ved tidspunktet Ty som finner sted 64 digitale enheter senere i tid enn tidspunktet Tx Pilotsyklusen i utførelseseksempelet er 26,67 ms lang, hvilket hlsvarer 128 synkronisenngskanalkodesymboler eller 32 synkronisenngs-kanahnformasjonsbit Synkronisenngskanalsymbolene er sammenflettet ved hjelp av en omhylningsfletter som spenner over 26,67 ms Når mobilenheten følgelig har opptatt pilotsignalet vil den ha umiddelbar synkromsenngskanals sammenflettingssynkromsenng

Synkronisenngskanalsymbolene dekkes av den forhåndsbestemte Walsh-sekvens for å gi ortogonalitet i signalet I synkronisenngskanalen spenner ett kodesymbol over fire dekksekvenser, dvs ett kodesymbol er relatert hl fire gjentagelser av typen "32 enere"-"32 nuller"-sekvens slik som vist på fig 6 Fig 6 viser videre at en enkelt logisk "en" representerer tilstedeværelsen av 32 "ener"-Walsh-chips, mens en enkelt logisk null representerer tilstedeværelsen av 32 null-Walsh-chips Ortogonalitet i synkronisenngskanalen opprettholdes selv om synkronisenngskanalsymbolene blir forskjøvet i forhold til reell tid, i avhengighet av den tilordnede pilotkanal, siden synkronisenngskanalforskyvningene vil være hele multipla av Walsh-luken

Synkronisenngskanalmeldingene i utførelseseksempelet har variabel lengde, meldingens lengde vil være et helt multiplum av 80 ms som tilsvarer tre pilotsykluser Innbefattet i synkronisenngskanalinformasjonsmønsteret ligger syklisk redundans (CRC) i form av digitale enheter eller bit for feildeteksjon

Fig 7 illustrerer i form av et tidsdiagram totalsystemets taktskjema I penoden på to sekunder finnes 75 pilotsykluser I henhold itl fig 7 tilsvarer de N pilot- og syn-kronisenngskanaler den sektor eller celle som benytter den uforskjøvne pilot slik at både pilot- og synkromsenngssignaler vil falle nøyaktig sammen i tid og med hensyn til den standardiserte UTC-tid Som sådan vil pilotsynkronisenng, dvs dens innledende tilstand, falle nøyaktig sammen med en felles signalfølge med en puls per sekund

I samtlige tilfeller hvor det benyttes en forskjøvet pilot blir det innført en kvasistøyfaseoffset som tilsvarer pilotforskyvningen Med andre ord forskyves både pilotsynkronisenngen (dens innledende tilstand) og synkronisenngskanalmeldingene med hensyn til standardsignalet på en puls per sekund Synkromsenngsmeldingene viderefører eller bærer denne faseoffsetinformasjon slik at mobilenheten kan innstille sin takt tilsvarende

Så snart en synkronisenngskanalmelding er korrekt mottatt vil mobilenheten gis mulighet til umiddelbar synkronisenng med enten en anropskanal eller en talekanal Ved pilotsynkronisenngen, tilsvarende enden av hver synkronisenngsmelding, starter en ny 40 ms flettesyklus Ved dette tidspunkt starter mobilenheten frafletting av det første kodesymbol i enten en kodegjentagelse eller et par (c*, cx+i) med dekodesynkronisenng oppnådd Fraflethngen innebærer at lnnsknvmngsadressen nullstilles, mens utlesningsadressen tilbakestilles til J, dette tilsier at fraflettingssynkronisenng oppnås

Synkronisenngskanalmeldingene fører informasjon som vedrører status av en 42 bit lang kvasistøygenerator for talekanalen tilordnet samband med mobilenheten Denne informasjon benyttes i mobilenhetens datamottakere for synkronisenng av de tilsvarende kvasistøygeneratorer I henhold til fig 7 inneholder synkromsenngskanalmeldingen f eks N+l et 42 bits felt som indikerer status, status X, som sektorens eller cellens talekanals tilsvarende langkodekvasistøygenerator vil ha ved et forhåndsbestemt senere tidspunkt, så som 160 ms senere Mobilenheten vil etter vellykket dekoding av en synkronisenngskanalmelding lese inn til langkodestøygeneratoren med status X, ved det korrekte tidspunkt Mobilenheten tilsvarende kvasistøygenerator blir følgelig synkronisert for å tillate dekryptenng av de meldinger som er tiltenkt bmkeren Med hensyn til den delen av sender/modulatoren og pilotenheten 66 som gjelder synkronisenngskanalen, tilføres informasjonen fra styreprosessoren til en kodekrets 214 De data som ifølge utførelseseksempelet ligger i synkronisenngskanalen er, som anført ovenfor omhylningskodet ved hjelp av denne kodekrets 214 som videre sørger for gjentakelse av de kodede symboler for synkronisenngskanalen Symbolutgangen fra kodekretsen 214 er ført hl en flettekrets 215 som gir ornh<y>lnin<g>sflethng av symbolene, videreført som en inngang til den etterfølgende portkrets 216 med eksklusiv-eller-funksjon

En Walsh-generator 218 frembnnger et signal som tilsvarer den Walsh-sekvens (W32) som er ført til den andre inngang av portkretsen 216 Datastrømmen i synkronisenngskanalen og som gjelder symbolene, samt Walsh-sekvensen (W32) føres til logisk eksklusiv-eller 1 portkretsen 216 med resultatet ført som en inngang til de to tilsvarende etterfølgende portkretser 220 og 222 med samme funksjon Den andre inngang på portkretsen 220 mottar kvasistøysignalet PN[, mens den andre inngang av portkretsen 222 mottar kvasistøykvadratursignalet Disse to kvasistøysignaler føres på sin side til logisk eksklusiv- eller-behandhng sammen med utgangen fra en tilsvarende portkrets 218 med samme funksjon og til inngangen av de etterfølgende (FIR)-filtre 224 og 226 Fra utgangen av filtrene går de digitale signaler til respektive forsterkningsregulenngskretser 228 og 230 som regulerer forsterkningen ved hjelp av digitale signaler (ikke indikert) fra styreprosessoren Signalutgangen fra regulenngskretsene 228 og 230 er ført hl effektforsterkeren 58 for sendereffekten (vist stiplet på fig 4c)

Informasjonen som ligger 1 anropskanalen kodes også med gjentagelse, deretter utføres en fletting, hvoretter signalene multipliseres ved hjelp av en forhåndstilordnet Walsh-sekvens Den resulterende sekvens multipliseres så med de to kvasistøysekvenser PNj og PNq Datatakten for anropskanalen for en bestemt sektor eller celle er indikert 1 et dertil avsatt felt 1 synkronisenngskanalmeldingen Selv om anropskanalens takt er vanerbar er den 1 utførelsesformen fastlagt for hvert system ved en av følgende verdier 9,6, 4,8, 2,4 og 1,2 kbit/s

Med hensyn hl sender/modulatoren og effektregulenngskretsene for anropskanalen fremgår av fig 4 at anropskanalinformasjonen er ført inn fra styreprosessoren til en kodekrets 232 som 1 utførelseseksempelet er en omhylningskodekrets som også gir gjentakelse av symbolene 1 henhold til den bestemte datatakt som kanalen arbeider ved Utgangen fra kodekretsen 232 er ført til en flettekrets 233 hvor symbolene sammenflettes omhylmngsmessig Utgangen fra flettekretsen er ført som en inngang ul en portkrets 234, og selv om datatakten 1 anropskanalen vil vanere holdes kodesymboltakten konstant ved 19200 symboler per sekund ved kodegjentagelse

En Walsh-generator 236 frembnnger et signal som tilsvarer en forhåndsbestemt Walsh-sekvens, hl den andre inngang på eksklusiv-eller-portkretsen 234 Etter logisk behandling 1 denne portkrets føres signalet til to tilsvarende portkretser 238 og 240 med samme funksjon

Den andre inngang på portkretsen 238 mottar det fasenktige fasisstøysignal, mens den andre inngang på portkretsen 240 mottar kvadraturkvasistøysignalet De to støysignaler føres følgelig til eksklusiv-eller-behandhng 1 portkretsene og til slutt til inngangen av to etterfølgende FIR-filtere 242 og 244 Utgangen fra filtrene 242 og 244 føres på tilsvarende måte som ovenfor hl forsterkningsregulenngskretser 246 og 248 hvis forsterkning reguleres ved hjelp av mngangssignaler (ikke indikert) fra styreprosessoren Utgangen fra regulenngskretsene 246 og 248 er også ført hl effektforsterkeren 58

De data som ligger i hver talekanal kodes også med gjentagelse, flettes, krypteres, multipliseres med de tilordnede Walsh-sekvenser (W,-W,) og multipliseres så med kvasi-støysekvensene Walsh-sekvensen som skal benyttes i en bestemt kanal tilordnes av systemovervåkeren ved starttidspunktet for et anrop på samme måte som slik kanalene tilordnes anrop i et analogt frekvensmodulert nettsystem I utførelseseksempelet som er vist på tegningene er opp til 61 forskjellige Walsh-sekvenser tilgjengelige for anvendelse i talekanalene

I utførelseseksempelet av oppfinnelsen benytter talekanalen variabel datatakt Hensikten med dette er å senke datatakten når det ikke foreligger taleaktivitet, hvorved in-terferensmuhghetene fra og til denne talekanal reduseres overfor andre brukere For å frembringe en variabel datatakt eller -rate benyttes den tidligere omtalte innretning som går under benevnelsen vokoder, og denne frembnnger data ved fire forskjellige datarater ut fra taleaktiviteten, på en ramme- eller lukebasis på 20 ms Eksempler på datarater er 9,6, 4,8, 2,4 og 1,2 kbit/s Selv om datatakten vil vanere på den 20 ms basis holdes kodesymboltakten konstant ved kodegjentagelser ved 19200 symboler per sekund Følgelig gjentas kodesymbolene 2,4 og og 8 ganger for de respektive datatakter 4,8, 2,4 og 1,2 kbit/s

Siden taktvanasjonsskjemaet er utført for å redusere interferens vil kodesymbolene ved de lavere rater eller taktverdier ha mindre energiinnhold For utførelseseksempelets datatakt på 9,6, 4,8, 2,4 og 1,2 kbit/s er kodesymbolenergien (Es) hhv Eb/2, Et/4, Et/8 og Eb/16, hvor Eb angir informasjonsenergien overfønngshastighet på 9,6 kbit/s

Kodesymbolene sammenflettes ved hjelp av en omhylningsfletter slik at de med forskjellig energinivå blir kryptert ved dnften av fletteren For å holde orden på hvilket energinivå et bestemt kodesymbol skal ha har man sørget for en "etikett" for hvert symbol for å spesifisere datatakten for skalenngsformål Etter den ortogonale Walsh-dekking og kvasistøyspredning blir kvadraturkanalene digitalt filtrert av FIR-filteret som mottar et signal som tilsvarer symbolenergimvået for å kunne utføre energiskalenng i henhold til dataraten Kvasistøykanalene blir skalert med faktorer 1, 2'' A, Vz eller Vil'^ I anvendelse vil vokoderen frembnnge en datarateetikett i form av et to bits tall for FIR-filteret for å kontrollere og regulere filterskalenngskoeffisienten

På fig 4 er kretsene for to typiske talekanaler, nemlig talekanalene (i) og (j) vist Talekanalen (i) har data som er tilført fra en tilordnet vokoder (ikke vist) hl sender/modulatoren 54 (fig 3) Sender/modulatoren 54 består av en kodekrets 250i, en fletter 25li, eksklusiv-eller-portkretser 252i, 255i, 256i og 258i, en kvasistøygenerator 253i og en walsh-generator (W,) 254i

Talekanalens (i) data føres til kodekretsen 250, hvor de i utførelseseksempelet omhylmngskodes med kodesymbolgjentagelse i henhold til lnngangsdatatakten De kodede data føres så til fletteren 25li hvor de i henhold til oppfinnelsens eksempel omhylningsfietr.es Fletteren 250i mottar også fra vokoderen som er hlordnet talekanalen (i) en 2-bits datarateetikett som er flettet sammen med symboldata for å fastlegge ved den bestemte datatakt tilførselen til FIR-filtrene Datarateetiketten sendes ikke I mobilenheten kontrollerer dekoderen alle mulige koder De sammenflettede symboldata føres ut fra fletteren 25 li ved f eks takten 19200 symboler per sekund til en inngang på portkretsen 252i I utførelseseksempelet krypteres hvert talekanalsignal for å gi bedre sikkerhet ved overføringen mellom basestasjon og mobilenhet Selv om slik kryptering ikke egentlig er nødvendig bedres sikkerheten i det generelle samband Man kan f eks utføre kryptering av talekanalsignalene ved å kvasistøykode talekanalsignalene med en kvasistøykode som bestemmes av mobilenhetens adresse for brukerens identifikasjonsdata Slik kryptering kan benytte et PNu-forløp eller et kryptenngsskjema slik som det som er gjennomgått i forbindelse med fig 3, for den bestemte mottaker for sambandet fra mobilenheten til basestasjonen Følgelig kan en separat kvasistøygenerator benyttes for den funksjon, hvilket fremgår av fig 4 Selv om kryptering er gjennomgått i forbindelse med en kvasistøy- eller PN-sekvens kan kryptering også utføres ved hjelp av annen teknikk, innbefattet slike teknikker som er velkjent innenfor dette tekniske område

Det vises på ny hl fig 4 som illustrerer hvordan kryptering av talekanalens (i) signal kan utføres ved å anordne en kvasistøygenerator 253i som mottar den tilordnede mobil-enhetsadresse fra styreprosessoren PN-generatoren 253i frembnnger en unik PN-kode som føres hl den andre inngang av portkretsen 254i, mens dennes utgang er ført hl den ene inngang av en etterfølgende tilsvarende portkrets 255i med eksklusiv-eller-funksjon

Walsh-generatoren (Wj) 254i frembnnger i respons på et funksjonsseleksjonssignal og taktgiversignaler fra styreprosessoren et signal som tilsvarer den forhåndsbestemte Walsh-frekvens Verdien av seleksjonssignalet kan bestemmes av adressen hl den mobile enhet Walsh-sekvenssignalet er ført som den andre inngang hl portkretsen 255i, og de krypterte symboldata og Walsh-sekvensen føres hl denne portkrets 255i som på sin utgang mater logisk behandlede signaler hl de hlsvarende etterfølgende portkretser 256i og 258i, også med eksklusiv-eller-funksjon Kvasisstøygeneratoren 253i såvel som andre tilsvarende generatorer og Walsh-generatorer i basestasjonen gir en utgang ved 1,2288 MHz Det skal bemerkes at kvasistøygeneratoren 253 har en såkalt desimator som gir en utgang ved 19,2 kHz takt til portkretsen 255i

Den andre inngang av portkretsen 256i mottar det fasenktige kvaisstøysignal, mens den andre inngang av portkretsen 258i mottar kvadraturkvasistøysignalet Disse to støy-signaler føres til logisk behandling av typen eksklusiv-eller i portkretsen 252i og videre til de respektive etterfølgende FIR-filteret 260i og 262i Inngangssymbolene filtreres i henhold til lnngangsdatarateehketten (ikke vist) fra omhylningsfletteren 25li De filtrerte signalutganger fra filtrene 260i og 262i er ført hl en del av effektregulatorenheten 56, nemlig den del som består av forsterkningsregulenngskretsene 264i og 266i som styres av inngangssignaler

(ikke indikert) fra styreprosessoren Signalutgangen fra regulenngskretsene er ført til effektforsterkeren 58

I tillegg til talemformasjon har også den forovergående talekanal effektregu-lenngsmformasjon Taktraten her er i utførelseseksempelet 800 bitfs Basestasjonens mottaker som demodulerer signalet fra mobilenheten Ul stasjonen frembnnger denne effektregulenngsinforaiasjon som så innføres i talekanalen og adresseres til den bestemte mobilenhet som fører sambandet Ytterligere detaljer ved denne teknikk tør være kjent, Dels fra patenthtteraturen, dels fra teknikkens stilling generelt

Effektregulenngsdata føres inn ved utgangen av omhylmngsfletteren ved hjelp av en teknikk som kan kalles kodesymbolpunktenng Dette betyr at når en datafølge for effektregulenng skal overføres erstattes to av kodesymbolene med to identiske kodesymboler hvis polantet bestemmes av effektregulenngsinformasjonen Videre oversendes effektregu-lenngsdataord ved det energinivå som tilsvarer takten 9600 bit/s

En ytterligere begrensning gjelder for effektregulenngsinformasjonen, dette er at posisjonen av de enkelte digitalenheter (bit) i dataordet må fordeles vilkårlig og stokastisk blant kanalene for sambandet fra mobilenheten til basestasjonen Ellers ville de dataord eller digitale enheter som tilsvarer full energi forårsake transienter og interferenser ved regel-messige intervaller, hvilket ville redusere detekterbarheten av slike dataord

Fig 4 viser videre talekanalen (j) som i funksjon og oppbygging er identisk med talekanalen (i) Det er klart at det kan forekomme langt flere talekanaler (imidlertid ikke vist), med det totale antall opp hl 61 for den illustrerte utførelsesform

Med hensyn hl Walsh-generatorene vist på fig 4 danner Walsh-funksjonene et sett ortogonale binærsekvenser som lett kan frembnnges med hjelpemidler som er velkjent innenfor teknikken Det karaktenstiske og interessante i Walsh-funksjonen er at hver av de 64 sekvenser er perfekt ortogonale overfor samtlige av de øvnge sekvenser Som sådan vil ethvert par sekvenser avvike ved eksakt like mange bitposisjoner som de stemmer overens ved, nemlig 32 over et intervall på 64 symboler Når således informasjonen er kodet for utsendelse av Walsh-sekvensene vil mottakeren være i stand hl å velge en hvilken som helst av Walsh-sekvensene som et ønsket "bærebølgesignal" En hvilken som helst energi som kodes til øvnge Walsh-sekvenser vil bh tilbakevist og ikke føre hl gjensidig interferens med den ønskede ene Walsh-sekvens

I utførelseseksemplet for sambandet fra basestasjonen og til mobilenheten benytter synkronisenngs-, anrops- og talekanalene som nevnt tidligere omhylningskoding med en begrensningslengde K = 9 en kodetakt r = 1/2, dvs at to kodede symboler frembnnges og sendes for hver informasjonsbit som skal sendes ut I tillegg til omhylningskodmgen utnyttes ytterligere omhylmngsflettmg av symboldata Videre foreslås at gjentakelser også benyttes sammen med omhylningskodingen I mobilenheten er den optimale dekoder for denne kodetype den såkalte "mykbestemmende" Viterbialgontmedekoder En standardkonstruksjon kan benyttes for dekodefoimål, og de resulterende dekodede informasjonsenheter i digital form føres til mobilenhetens digitale basisbåndutstyr

Det vises på ny til fig 4 hvor effektforsterkeren 58 er oppdelt i enkelte enheter og kretser, særlig er hl venstre i forsterkeren 58 vist en rekke omvandlere fra digital hl analog form (D/A-omvandlere), idet det er den digitale informasjon som ligger i kvasistøykanalene PN| og PNq for pilot-, synkronisenngs-, anrops- og talekanalene, til analog form Særlig er de fordelte data i den fasenktige kvasistøykanal ført ut fra forsterkmngsregulenngskretsen 210 til den øverst viste omvandler 268 Fra denne føres de analoge data til en summer 284 På tilsvarende måte føres utgangen fra de tilsvarende forsterkningsregulenngskretser 228, 246 og 264i-264j til de tilsvarende D/A-omvandleren 272, 276 og 280i-280j, hvor signalene blir omformet hl digital form og ført videre til summeren 284 De spredte PNQ-data for pilot-, synkronisenngs-, anrops- og talekanalene er ført ut fra regulenngskretsene 221, 230, 248 og 266i-266j til tilsvarende omvandlere 270, 274, 278 og 282i-282j, hvor signalene blir omvandlet til digital form og ført til en andre summer 286

Den første summer 284 summerer de spredt fordelte data i den fasenktige kvasi-støykomponent for samtlige kanaler, og den andre summer 286 utfører en oppsummenng av kvadraturkvasistøyinnholdet i samme kanaler De summerte I- og Q-kanaldata føres inn til en blander 288 hhv 290 sammen med et lokaloscillatorsignal angitt som sin(2irft) og cos(2irft) Resultatet fra blandingen i blanderne 288 og 290 føres til en felles summer 292, og de tilførte lokaloscillatorsignaler føres til blanderne fra passende signalkilder (her ikke vist) De blandede mellomfrekvenssignaler summeres i summeren 292 og føres hl en etterfølgende blander 294 som utfører en blanding mellom det summerte signal og et høyfrekvenssignal fra en syntetisator 296 slik at mellomfrekvenssignalene bnnges opp til høyfrekvens (oppkonvertenng) Det høyfrekvente utgangssignal fra blanderen 294 føres gjennom et båndpassfilter 298 og til en forsterker 299 med regulerbar forsterkning, styrt av effektregulenngsenheten 56 (fig 3) Det er klart at den utførelsesform som er illustrert på fig 4 for innholdet av effektforsterkeren 58 er mer illustrerende, og en rekke vanasjoner innenfor signalsummenng, -blanding, -filtrenng og -forsterkning vil være mulig innenfor den kjente teknikk

Basestasjonens styreprosessor 48 (fig 3) har ansvaret for tilordning av digitale datamottakere og sender/modulatorer for et bestemt anrop Prosessoren overvåker også fremdriften av anropet, signalkvahteten og aktiverer en nedkopling ved tap av signal Basestasjonen står i samband med MTSO via lenken 52 hvor den er koplet ved hjelp av standardisert telefonledningsforbindelse, optiske fibre eller via et mikrobølgelenkesystem

Fig 8 viser som blokkdiagram en utrustning som benyttes i MTSO som typisk omfatter en systemovervåker i form av en prosessor 300, en digital svitsj 302, en diversitetskombmasjonsenhet 304, en digital talekodeenhet eller vokoder 306 og en digital svitsj 308 Ytterligere kombinasjonsenheter og digitale vokodere kan være koplet mellom svitsjene 302 og 308 selv om dette ikke dette er vist på tegningen

Når basestasjonens diversitetsmodus er aktiv prosesseres anropet av to basestasjoner Følgelig vil signalene ankomme MTSO fra mer enn en basestasjon og normalt med samme informasjonsinnhold Siden imidlertid fading og interferens på det innkommende signal fra mobilenheten til basestasjonene vil forekomme kan signalet fra en stasjon være bedre enn fra de øvnge

Den digitale svitsj 302 er benyttet for å rute informasjonsstrømmene til en bestemt mobilenhet fra en eller flere basestasjoner via diversitetskombinasjonsenheten 34 eller den tilsvarende diversitetskombinasjonsenhet som bestemmes av et signal fra systemets styreprosessor 300 Når systemet ikke er i basestasjonens diversitetsmodus kan kombinasjonsenheten 304 enten forbikoples eller motta samme informasjon på hver av inngangene

En rekke senekoplede diversitetskombinasjonsenheter og vokodere er anordnet i parallell, nominelt en for hvert anrop som skal viderebefordres Enheten 34 sammenlikner signalkvaliteten i indikatorer som følger informasjonsstrømmen fra de to eller flere basestasjoner og velger de dataord som tilsvarer den beste overfønng, dette utgjøres fra luke til luke i informasjonsstrømmen for å føre ut et signal hl vokoderen 306 Denne omvandler formatet av det digitaliserte talesignal til et standardisert 64 kbit/s PCM telefonformat, et analogt format eller et annet standardisert format De resulterende signaler overføres fra vokoderen 306 hl den digitale svitsj 308, og under kommando av systemets styreprosessor 300 rutes anropet til det offentlige telenett PSTN

Talesignalene som kommer fra telenettet og er tiltenkt mobilenhetene føres først til den digitale svitsj 308 for kopling til en passende digital vokoder så som vokoderen 306 under kommando av prosessoren 306 Vokoderen 306 koder deretter de tilførte digitaliserte talesignaler og gir den resulterende informasjonsstrøm direkte videre hl den digitale svitsj 302 som under overvåking og kommando av systemets styreprosessor direkte fører de kodede data hl basestasjonen eller -stasjonene som mobilenheten har forbindelse med Selv om det tidligere er gjennomgått at informasjonen som overføres hl MTSO sin analoge talekanal er det klart at digital informasjon også kan overføres i systemet For å sikre full kompatibilitet eller fleksibel tilpasningsevne innenfor systemet må det legges vekt på nkhg luketildehng av de aktuelle data

Hvis mobilenheten er i en transitt- eller overfønngsmodus under sambandet med flere basestasjoner eller i en cellediversitetsmodus vil den digitale svitsj 302 rute anropene hl de aktuelle basestasjoner for overfønng av dennes eller disses sender hl den aktuelle mottakende mobilenhet Hvis imidlertid mobilenheten bare har samband med en enkelt basestasjon eller ikke er i cellediversitetsmodus vil signalet bh rettet bare til en enkelt basestasjon

Systemets styreprosessor 300 overvåker og regulerer forløpet av de digitale svitsjer 302 og 306 for ruting av data hl og fra en MTSO Prosessoren bestemmer også tilordningen av anrop til basestasjonene og til vokodeme ved MTSO Videre utfører prosessoren 300 samband med hver av basestasjonenes styreprosessor vedrørende tilordningen av bestemte anrop mellom MTSO og basestasjonen og tilordningen av kvasistøykoder for anropene Det er videre underforstått at det slik det er vist på fig 8 kan være anordnet to separate digitale svitsjer 302 og 306, men deres kombinerte funksjon kan også utføres av en enkelt svitsj eenhet

Når cellens diversitetsmodus er aktuell benytter mobilenheten søkemottakeren for å identifisere og finne det sterkeste flerveissignal fra hver av de to basestasjoner De digitale datamottakere er under kommando av søkemottakeren og styreprosessoren for å utføre demodulenng av de sterkeste signaler, og når antallet mottakere er mindre enn antallet basestasjoner som sender ut informasjon i parallell vil det være mulig å opprette en passende svitsjediversitetstjeneste Med f eks bare én datamottaker og med to basestasjoner som sender ut samtidig vil avsøkeren overvåke pilotsignalene fra begge basestasjoner og velge det sterkeste signal for demodulenng i mottakeren I denne utførelsesform kan det gjøres et valg så ofte som hver vokoderluke tilsier, dvs omknng hvert 20 ms

Systemets styreprosessor har respons overfor tilordningen av digitale datamottakere og modulatorer ved basestasjonen for å håndtere bestemte anrop I sambandet fra basestasjonen og til mobilenheten overvåker styreprosessoren tilordningen av Walsh-sekvenser som benyttes i basestasjonen ved sending av et bestemt anrop til mobilenheten I tillegg styrer prosessoren mottakerens Walsh-sekvenser og kvasistøykoder I lenken eller sambandet fra mobilenheten hl basestasjonen holder videre styreprosessoren også kommando over mobilenhetens brukerkvasistøykoder for anropet Den rettede informasjon overføres derfor fra MTSO til basestasjonen og fra denne til den aktuelle celle i nettet og mobilenheten i denne celle Systemets prosessor overvåker og styrer også fremdnften av anropet, signalkvaliteten og utfører akhvenng av eventuell nedkopling ved tap av signal

Overføring fra en mobilenhet til en celle i nettet

Ved overfønng fra en mobilenhet til en enkelt celle i nettet dikterer kanalparametrene at modulasjonsteknikken må modifiseres Særlig er det da uaktuelt å benytte en pilotbærebølge slik som brukt i sambandet i motsatt retning, idet pilotbærebølgen i så fall måtte ha vært kraftigere enn en talebærebølge for å kunne gi god fasereferanse for datamodulasjon Med basestasjonen under sending av flere talebærebølger samtidig kan et enkelt pilotsignal deles av samtlige talebærebølger, og derfor behøver pilotsignaleffekten for hver talebærebølge ikke være særlig stor

I den motsatte overfønngsretning, nemlig fra mobilenheten hl cellen er det imidlertid vanligvis bare en enkelt talebærebølge pr mobilenhet, og hvis et pilotsignal ble brukt da måtte det ha betydelig større effekt enn selve talebærebølgen Denne situasjon er helt klart ikke ønskelig siden systemets totalkapasitet ville bli redusert drastisk på grunn av interferensen som kom hl å skyldes tilstedeværelsen av et stort antall pilotsignaler med stort effektnivå Derfor må man benytte en modulasjon som er i stand til å gi effektiv demodulasjon uten anvendelse av et pilotsignal

Når eventuelt sambandet fra mobilenheten til cellen i den aktuelle kanal blir forstyrret av Rayleigh-fading som forårsaker hurtig varierende kanalfase, vil en koherent demodulasjonsteknikk så som den som kjennes som Costas sløyfeteknikk heller ikke være anvendbar, idet denne teknikk bygger på utledning av fasen fra det mottatte signal Annen teknikk så som differensielt koherent faseskiftnøkhng kan benyttes, men er utilstrekkelig til å gi det ønskede nivå for signal/støy-forholdet

Følgelig må det benyttes en form av ortogonal signalering så som binær, kvadruppel eller m-folds signalering I utførelseseksemplet benyttes en 64-folds ortogonal signalteknikk med Walsh-funksjoner Demodulatoren for m-folds ortogonale signaler krever kanalkoherens bare over varigheten av sendingen av de m-folds symboler, og i utførelseseksemplet er dette bare to "bittakter"

Meldingskodmgen og modulasjonsprosessen starter med en omhylningskoding med begrenset lengde K = 9 og kodetakt r = 1/3 Ved den nominelle datatakt på 9600 bit/s frembnnger kodeenheten 28800 binære symboler pr sekund Disse symboler grupperes i tegn, hvert med seks symboler og ved en takt på 4800 tegn pr sekund, og det er 64 mulige tegn Hvert tegn kodes inn i en lengde på 64 Walsh-sekvenser med 64 binære enheter ("chips") Den 64-folds Walsh-takt er 307200 bit/s i utførelseseksemplet

Walsh-dataordene "dekkes" eller multipliseres av en kvasistøysekvens som løper ved takten 1,2288 MHz Hver mobilenhet hlordnes en unik kvasistøysekvens for dette formål Denne sekvens kan enten være tilordnet bare for vangheten av et anrop eller permanent for mobilenheten Den tilordnede kvasistøysekvens angis her som brukerens PN-sekvens Brukerens PN-sekvensgenerator løper ved en takt på 1,2288 MHz for å frembnnge fire kvasistøyenheter eller -grupper for hver Walsh-chip eller hvert Walsh-ord

Endelig frembnnges et par kortlengdes 32768 bits kvasistøysekvenser, i utførelseformen benyttes da samme sekvenser som for forbindelsen fra basestasjonen til mobilenheten Den brukerkvasistøysekvensdekkede Walsh-dataordsekvens dekkes deretter eller multipliseres med hver av de to kortere kvasistøysekvenser, og de to resulterende sekvenser utfører deretter en bifasemodulasjon av et kvadraturpar av sinusoider og summeres til et enkelt signal Det resulterende signal båndpassfiltreres, transformeres hl den endelige høyfrekvens, forsterkes, filtreres og sendes ut av mobilenhetens antenne På samme måte som gjennomgått ovenfor for signalet fra basestasjonen hl mobilenheten kan rekkefølgen av filtrenng, forsterkning, frekvenstransponenng eller -transformasjon og modulenng i større eller mindre utsrekning ombyttes

I en alternativ utførelsesform kan to forskjellige faser av brukerens kvasistøykode frembnnges og anvendes for å modulere de to bærebølgefaser av kvadraturfasebølgeformen, idet man da ikke har behov for å anvende den lange 32768 enhets sekvens I nok et alternativ kan forbindelsen fra mobilenheten til basestasjonen bare bruke bifasemodulasjon og følgelig utelate de kortere sekvenser

Basestasjonens mottaker for hvert signal frembnnger de korte PN-sekvenser og bruker PN-sekvensene for hvert aktivt mobilsignal som mottas Mottakeren korrelerer den mottatte signalenergi med hver av de kodede bølgeformer i separate korrelatorer Hver av korrelatorenes utgang prosesseres deretter separat for å demodulere den 64-folds koding og omhylningskodingen ved å anvende en FHT-prosessor og en Viterbialgontmedekoder

I et annet alternativt modulasjonsskjema for sambandet fra mobilenheten til basestasjonen kan samme modulasjonsskjema også benyttes for samband motsatt vei, idet hver mobilenhet da bruker et par 32768' enhetssektorkoder som ytre koder Den indre kode bruker da en lang 64-Walsh-sekvens som tilordnes mobilenheten for bruk når denne er i den bestemte sektor Nominelt vil samme sekvens bh tilordnet mobilenheten for sambandet mobilenhet - basestasjon på samme måte som for samband i motsatt retning

Det ovenfor omtalte ortogonale kvasistøykodeskjema begrenser den tilgjengelige båndbreddespredning som kan benyttes av modulasjonssystemet hl en maksimal takt som er å foresknve bruk av m-folds koding med m som et stort tall, slik det er beskrevet for utførelsesformen Som et alternativ kan imidlertid en takt r - 1/2 og en begrenset lengde K = 9 i form av en omhylnmgskode benyttes med differensiell binær faseskiftnøkhngs-modulasjon av de kodede binærsymboler Demodulatoren i basestasjonen ville på denne måte kunne bygge opp en fasereferanse over et kort tidsintervall ved å anvende den teknikk som er beskrevet i følgende artikkel "Nonhnar Estimation of PSK-Modulated Carner with Application to Burst Digital Transmission" av Andrew J Viterbi and Audrey M Viterbi, IEEE Transactions On Information Theory, Vol IT-29, No 4, July 1983 F eks kunne en fasereferanse midles over bare fire symboler, hvilket ikke ville kreve mer kanalkoherens enn det ovenfor beskrevne 64 folds skjema

Ytelsen av det beskrevne alternative skjema vil imidlertid være dårligere for den foretrukne utførelsesform ved tilstedeværelse av betydelig Rayleigh-svekking og flerveis signalforhold I bestemte tilfeller hvor svekkingen og flerveisoverfønngen er mindre markert vil imidlertid f eks en kanal for satelhttsamband til en mobilenhet og i bestemte landmobile kanaler, ytelsen av det alternative system være bedre enn den foretrukne utførelsesform Dette kan skje fordi gevinsten av å gjøre de mobile signaler ortogonale i forhold hl hverandre kan oversknde tapet i deteksjons virkningsgrad for DPSK-skjemaet

For å tilfredsstille behovet for tidsinnrethng i ortogonale Walsh-funksjoner for den alternative sambandsvei fra mobilenheten til basestasjonen, idet hver basestasjonsmottaker bestemmer tidsfeilen fra den nominelle takt for hvert av de mottatte signaler Hvis et gitt mottatt signal ligger etter tidsmessig vil den tilordnede cellemodulator og sender sende ut en kommando til den bestemte mobilenhet for å forsere den utsendte takt med et mindre inkrement Motsatt, hvis det mottatte signal angir at mobilenheten ligger noe foran den nominelle takt vil en kommando for å forsinke utsendelsen et tilsvarende mindre inkrement overføres til mobilenheten Innrettingen i tid ved hjelp av mindre inkrementer utføres i tnnn på 1/8 PN-chrp eller 101,7 ns Kommandoene overføres ved relativt lav takt, i størrelses-orden 10 - 50 Hz og består av en enkelt binær enhet innsatt i den digitale taledatastrøm

Under en såkalt "myk overfønng" vil mobilenheten motta signaler fra to eller flere celler eller basestasjoner Siden mobilenheten bare kan rette inn takten eller tidspunktene for sending i respons på en av cellens takhegulenngskommandoer kommer mobilenheten normalt hl å forflytte taktmnretningen i henhold hl de kommandoer som mottas fra den sterkest mottatte celle Mobilenhetens overførte signal vil følgelig være i tidssynkronisme med den cellen som har best overfønngsvei Ellers ville større innbyrdes interferens overfor andre brukere være tilfellet

Hvis hver cellemottaker mottar et mobilt signal og utfører den ovenfor beskrevne tidsfeilmåhng og korreksjon ved sendingen vil samtlige mobilenheten» mottatte signaler normalt bh mottatt med tilnærmet samme synkronhd, hvilket fører til redusert interferens

Fig 9 illustrerer i blokkform en utførelsesform av et telefonsett i henhold til CDMA-pnnsippet Mobilenhetens CDMA-telefonsett innbefatter en antenne 430 som er koplet via en dipleksenhet 432 hl en analog mottaker 34 og en kraftforsterker 436 for sending Antennen 430 og dipleksenheten 432 er av standardkonstruksjon og tillater samtidig sending og mottaking via en enkelt antenne Antennen 430 mottar de utsendte signaler og viderefører dem via dipleksenheten 432 til den analoge mottaker 434 som arbeider ved det typiske frekvensområde omkring 850 MHz for forsterkning og etterfølgende frekvenstransponenng ned til mellomfrekvens Frekvenstransponenngen utføres i form av en blanding ved tilførsel av et signal fra en syntetisator som tjener som lokaloscillator og kan ha standardisert utførelse, hvilket tillater at mottakeren kan avstemmes til en hvilken som helst frekvens innenfor det aktuelle frekvensbånd som gjelder for hele telefonnettet Signalene blir også filtrert og omvandlet hl digital form for overfønng hl digitale datamottakere 540 og 542 i tillegg hl en søkermottaker 544

Detaljoppbyggmgen av mottakeren 434 er vist nærmere på fig 10 De mottatte signaler fra antennen 430 er ført til en inngangsenhet 500 som består av en RF-forsterker 502 og en blander 504 Signalene føres hl inngangen av RF-forsterkeren 502 hvor de forsterkes og føres til inngangen av blanderen 504 hvis andre inngang tilføres signal som lokaloscillatorsignal fra en syntetisator 506 I blandingen dannes differanserfekvensen i form av en mellomfrekvens, og et signal ved denne frekvens føres ut av blanderen hl et etterfølgende båndpassfilter 508, typisk av SAW-typen og med passbånd på omknng 1,25 MHz Filterets spesifikasjoner velges for best mulig tilpasning til bølgeformen av det signal som sendes ut fra basestasjonen Det utsendte signal er et spektralfordelt direkte-sekvenssignal som er modulert av en kvasistøysekvens som taktbestemmes ved en bestemt rate, i eksemplet på 1,2288 MHz Taktraten velges til å være et helt multiplum av basisbåndets datarate på 9,6 kbit/s

De filtrerte signaler fra utgangen av båndpassfilteret 508 føres hl en mellomfrekvensforsterker 510 med variabel forsterkning og videre i forsterket form til en A/D-omvandler 512 for digitalisering, idet dette skjer ved 9,8304 MHz klokketakt i utførelseseksemplet, idet denne takt tilsvarer nøyaktig åtte ganger kvasistøyens midlere repetisjonsfrekvens På figuren er omvandleren 512 vist som en del av mottakeren 534, men den kan i stedet være en del av data- eller søkemottakerne De digitaliserte mellomfrekvenssignaler føres fra omvandleren 512 til datamottakere 440 og 442 og en søkemottaker 444

Mottakeren 434 utfører også en effektstyrefunksjon for å regulere den utsendte effekt fra mobilenheten, idet dette gjøres ved hjelp av en krets 114 for automatisk for-sterkningsregulenng (AGC) som er koplet til utgangen av mellomfekvensforsterkeren 510 og i respons på nivået fra denne gir et hlbakekophngssignal til forsterkeren 510 På figuren er dette indikert som en pilforsynt linje på undersiden av forsterkeren Mottakeren 434 benytter også kretsen 514 hl å frembringe et analogt effektregulenngssignal som videreføres til en effektstyrekrets 438 for sendereffekten

Fig 9 viser at den digitaliserte signalutgang fra mottakeren 434 er koplet til de digitale datamottakere 440 og 442 og søkemottakeren 444, men det er klart at en pnsbilhg mobilenhet med noe dårligere spesifikasjoner også kan ha bare en enkelt datamottaker, mens mobilenheter som er spesifisert bedre kan ha to eller flere for å tillate diversitetsmottaking

Det digitaliserte mellomfrekvenssignal kan inneholde signalene fra mange samtidig forløpende anrop sammen med pilotbærebølger som sendes ut av den aktuelle basestasjon og samtlige basestasjoner i nærheten Funksjonen for mottakerne 440 og 442 er å sammenholde de mellomfrekvenssampler som foreligger med den nkhge kvasistøysekvens En slik sammenholdmg eller korrelasjon gir den egenskap som er velkjent innenfor teknikken og går under benevnelsen "prosessenngsgevinst" og som fremhever signal/interferens-forholdet for et signal som passer til den riktige kvasistøysekvens, samtidig som andre signaler undertrykkes Korrelasjonsutgangen synkrondetekteres deretter ved å bruke pilotbærebølgen fra den nærmeste basestasjon som en bærebølgefasereferanse Resultatet av denne deteksjonsprosess er en sekvens med kodede datasymboler

En egenskap ved kvasistøysekvensen som anvendt i den foreliggende oppfinnelse er at diskriminering er tilveiebrakt overfor flerveissignaler Når signalet ankommer mobilenhetens mottaker etter passering av mer enn én signalvei vil det foreligge en forskjell i mottakingshdspunktet for en bestemt del av signalet Denne tidsforskjell under mottakingen tilsvarer avstandsforskjellen dividert med utbredelseshastigheten Hvis tidsforskjellen overstiger et mikrosekund vil korrelasjonsprosessen skille mellom de enkelte signalveier, og mottakeren kan velge enten overfønng skal skje via den raskeste eller en langsommere signalvei Hvis man har to mottakere så som datamottakerne 440 og 442 vil to uavhengige signalveier kunne brukes samtidig og prosesseres i parallell

Søkermottakeren 444 er under kommando av styreprosessoren 446 innrettet for kontinuerlig avsøking av tidsområdet omkring det nominelle tidspunkt for mottakelsen av pilotsignal fra basestasjonen, for eventuelt å finne andre pilotsignaler som har utspring i samme basestasjon, men som har fulgt andre overfønngsbaner, og for eventuelt å finne andre overførte pilotsignaler fra andre basestasjoner Mottakeren 444 vil måle signalstyrken av ethvert mottatt signal med en bestemt bølgeform og ved tidspunkter forskjellige fra det nominelle tidspunkt Mottakeren 444 sammenlikner signalstyrken av de mottatte signaler og tilveiebringer et signalstyrkesignal for overfønng til styreprosessoren 446 for å meddele hvilket mottatt signal som er det sterkeste

Prosessoren 446 gir kommandosignaler hl datamottakerne 440 og 442 slik at hver av disse kan utføre en prosessenng av et forskjellig av de sterkeste signaler I tilfelle et annet utsendt pilotsignal fra en annen basestasjon er sterkere enn det aktuelt mottatte frembnnger prosessoren 446 en kontrollmelding for overfønng hl systemovervåkeren via den aktuelle basestasjon, idet kontrollmeldingen innebærer en forespørsel for å overføre sambandet til den basestasjon som sender ut det sterkest mottatte pilotsignal Mottakerne 440 og og 442 kan derfor håndtere anrop og samband via to forskjellige basestasjoner

Under den såkalte mykoverfønng mottar mobilenheten signaler fra to eller flere celler eller basestasjoner, men siden den bare kan innrette taktsynkronisenngen i respons på en av cellenes taktinnstilhngskommandoer vil enheten normalt forskyve taktbestemmelsen i respons på de kommandoer som mottas fra den celle som ankommer sterkest Mobilenhetens overførte signal vil følgelig være tidsmessig i flukt med taktbestemmelsen fra den celle som har best overfønngsvei Ellers vil større gjensidig interferens med andre brukere være et resultat

Ytterligere ligger det detaljer av en mottaker ifølge oppfinnelsen og som kan regnes å være typisk, så som den datamottaker 440 som er vist i detalj på fig 10 skal nå gjennomgås Datamottakeren 440 omfatter PN- eller kvasistøygeneratorer 516 og 518 for frembringelse av PN|- og PNQ-sekvensene på en måte og tilsvarende de sekvenser som frembnnges av basestasjonen Takt- og sekvensstyresignaler overføres hl PN-generatorene 516 og 518 fra styreprosessoren 446 Datamottakeren 440 omfatter også en Walsh-generator 520 som frembnnger den nkhge Walsh-funksjon for samband med denne mobilenhet via basestasjonen Walsh-generatoren 520 frembnnger i respons på taktsignaler (ikke indikert) og et funksjonssignal fra styreprosessoren, et signal som tilsvarer en tilordnet Walsh-sekvens Funksjonsseleksjonssignalet som sendes fra basestasjonen hl mobilenheten inngår som en del av et oppstarhngsforløp for et anrop Kvasistøysekvensene fra generatorene 516 og 518 føres til logiske portkretser 522 og 524 av eksklusiv-eller-typen, sammen med utgangen fra Walsh-generatoren 520, og portkretsenes utgang føres som sekvenser PN_»' og PNq' til en kvasistøykorrelator 526 symbolisert ved QPSK Denne korrelater 526 kan bh bygget opp tilsvarende den PN-korrelator som basestasjonen har i sine digitale mottakere Korrelatoren 526 utfører korrelasjon mellom de data som mottas i I- og Q-kanalen og frembnnger korrelerte kanaldatasignaler til en etterfølgende akkumulator 528, 530 for henholdsvis I- og Q-kanalen I akkumulatorene 528 og 530 samles den innkommende informasjon opp over en penode på ett symbol eller 64 dataenheter Akkumulatorenes utgang er koplet hl en fasedetektor 532 som også mottar et pilotfasesignal fra styreprosessoren 446 Fasen av de mottatte symboldata dreies i samsvar med fasen av pilotsignalet og som bestemt av søkemottakeren og styreprosessoren Utgangen fra fasedetektoren 532 fører frem I-kanaldata til de etterfølgende kretser som består av en fraflettingskrets og dekoderkretser

Styreprosessoren 446 omfatter også en kvasistøygenerator 534 som frembnnger brukerens kvasistøysekvens i respons på en mottatt mobilenhets adresse eller brukendenti-fikasjonsdata Kvasistøysekvensutgangen fra generatoren 534 er ført til en diversitetskrets som er kombinert med dekoderkretser og er kalt en kombinasjonsenhet Siden signalet fra basestasjonen til mobilenheten er kryptert med mobilenhetens brukeradresses kvasi-støysekvens brukes utgangen fra kvasistøygeneratoren 534 til dekryptenng av det utsendte signal fra basestasjonen og tiltenkt denne mobilenhetbruker, tilsvarende det som foregår i basestasjonsmottakeren Kvasistøygeneratoren 534 fører nærmere bestemt utgangskvasi-støysekvensen til den kombinerte krets med fraflettingsfunksjon og dekoderfunksjon hvor sekvensen benyttes for dekryptenng av de krypterte brukerdata Selv om kryptenngen er gjennomgått i forbindelse med en kvasistøysekvens er det klart at andre kryptenngstek-nikker, innbefattet de som er velkjent av fagfolk kan brukes

Utgangene fra mottakerne 440 og 442 er således ført til den kombinerte krets 448 som ivaretar diversitetskombinasjon og dekoding Denne kombinerte krets utfører rett og slett en regulenng av taktbestemmelsen for de to følger av mottatte symboler slik at disse blir liggende i flukt med hverandre, hvoretter en summenng utføres Summenngsprosessen kan utføres ved å multiplisere de to datafølger med et antall som tilsvarer den relative signalstyrke som foreligger for de to følger, og denne operasjon kan betraktes å være en kombinasjonsoperasjon for maksimalt diversitetsforhold Den resulterende kombinerte signalfølge dekodes deretter ved å bruke en foroverrettet feildeteksjon (FEC) i en dekoder som også er innbefattet i kretsen 448 Det vanlige digitale basisbåndutstyr er et digitalt vokodersystem CDMA-systemet er konstruert for å kunne oppta forskjellige vokoder-konstruksjoner

Basisbåndkretsen 450 omfatter typisk en digital vokoder (ikke vist) som kan være av typen med vanerbar takt og beskrevet i den tidligere nevnte samtidig innleverte patent-søknad Basisbåndkretsen 450 tjener videre som et grensesnittelement overfor et bærbart telefonsett eller en annen type penferutrustning Basisbåndkretsen 450 kan være tilpasset et større antall forskjellige vokoderutførelser og gir utgående lnformasjonssignaler til brukeren i samsvar med den informasjon som tilføres fra kretsen 448 I sambandet fra mobilenheten til cellen eller basestasjonen er analoge talesignaler for brukeren typisk tilveiebrakt i et bærebart telefonsett som en inngang til basisbåndkretsen 450 Denne krets omfatter en A/D-omvandler (ikke vist) som omvandler det analoge signal til digital form Det digitale signal er ført hl den digitale vokoder hvor signalet blir kodet Vokoderens utgang er ført hl en kodekrets for foroverrettet feilkorreksjon (FEC) (ikke vist) for feilkorreksjon I utførelses-eksemplet utføres feilkorreksjonskodingen i form av en omhylmngskoding Det digitaliserte kodede signal føres ut fra basisbåndkretsen 450 til sender/modulatoren 452

Sender/modulatoren 452 utfører først en Walsh-koding av de data som skal sendes, hvoretter det kodede signal moduleres inn på et kvasistøybærebølgesignal hvis kvasistøysekvens velges i henhold hl den tilordnede adressefunksjon for anropet Kvasistøysekvensen bestemmes av styreprosessoren 446 fra oppstartingen av anropet, ved utsendingen fra basestasjonen og dekodes av mottakerne 440 og 442 og styreprosessoren 446 Alternativt kan styreprosessoren 446 bestemme kvasistøysekvensen ved forhånds-anordning sammen med basestasjonen Styreprosessoren 446 frembnnger kvasistøy-sekvensinformasjonen hl sender/modulatoren 452 og mottakerne 440 og 442 for an-ropsdekoding

Utgangen fra sender/modulatoren 452 er ført hl senderens effektregulenngsenhet 438, og signaleffekten ved sending reguleres av det analoge effektregulenngssignal som kommer fra mottakeren 434 Styredata som sendes ut av basestasjonene i form av effektregulenngskommandoer blir videreprosessert av datamottakerne 440 og 442, idet disse kommandoer utnyttes i styreprosessoren 446 hl å bestemme effektmvået i sambandet med mobilenheten I respons på denne kommando frembnnger styreprosessoren446 et digitalt effektregulenngssignal som føres til kretsen 438 Ytterligere informasjon som angår forholdet mellom mottakerne 440 og 442, styreprosessoren 446 og effektregulenngsenheten 438 med hensyn til effektregulenng er ytterligere beskrevet i den ovenfor nevnte samhdig innleverte patentsøknad

Effektregulenngsenheten 438 fører ut effektregulenngssignalet i modulert form hl en effektforsterker 436 som forsterker og omvandler mellomfrekvenssignalet hl et høy-frekvenssignal ved blanding med signalet fra en lokaloscillator i form av en syntetisator, slik at det utsendte signal kommer på nktig frekvens Effektforsterkeren 436 har en forsterker som forsterker effekten til det endelige sluttnivå Det ønskede overfønngssignal føres ut fra effektforsterkeren 436 til en etterfølgende dipleksenhet 432 som viderekopler signalet til antennen 430 for sending til basestasjonene

Styreprosessoren 446 er også innrettet for å frembnnge styre/kontrollmeldinger så som en forespørsel om cellediversitetsmodus og kommandoer for basestasjonenes sambandsavslutning Disse kommandoer overføres hl sender/modulatoren 452 for sending Styreprosessoren 446 er ansvarlig for de data som mottas fra datamottakerne 440 og 442, og søkemottakeren 444, for å utføre valg og bestemmelse som har med sambandsoverfønngen og diversitetskombinasjonen å gjøre

Med hensyn hl sending av mobilenheten føres først mobilenhetens analoge brukertalesignal først gjennom en digital vokoder Vokoderens utgang føres i rekkefølge gjennom en omhylmngsfeilkorreksjon i form av en koding (FEC), blir deretter 64-folds ortogonalt sekvenskodet og modulert inn på et kvasistøybærebølgesignal Den 64-folds ortogonale sekvens frembnnges av en Walsh-funksjonskoder Koderen styres ved oppsamling av seks påfølgende binære symbolutganger fra den foroverrettede omhyl-ningsfeilkorreksjonskoder De seks binære bestemmer samlet hvilken av de 64 mulige Walsh-sekvenser som skal sendes Walsh-sekvensen er 64 dataenheter lang Følgelig må Walsh-funksjonens dataenhetstakt være 9600 x 3 x (1/6) x 64 = 307,2 kHz for en overfønngstakt på 9,6 kbit/s

I sambandet fra mobilenheten til cellen eller basestasjonen benyttes en felles kortkonfigurert kvasistøysekvens for samtlige talebærebølger i systemet, mens brukeradressekodingen utføres ved å bruke brukerens kvasistøysekvensgenerator Brukerens kvasistøysekvens blir unikt tilordnet mobilenheten for en periode som minst tilsvarer vangheten av et anrop Brukerkvasistøysekvensen blir logisk behandlet i en eksklusiv-eller-krets sammen med de felles kvasistøysekvenser som har lengde 32768 med forstørret maksimallengdes lineære skiftregistersekvenser De resulterende binærsignaler utfører deretter hver en bifasemodulasjon av en kvadraturbærebølge, summeres for å danne et komposittsignal, båndpassfiltreres og omvandles til en mellomfrekvensutgang I utførelses-eksemplet utføres en del av filtrenngen i virkeligheten av et digitalt filter med endelig impulsrespons (FIR) som arbeider på binærsekvensens utgang

Modulatorutgangen effektreguleres deretter ved hjelp av signaler fra den digitale styreprosessor og analogmottakeren, omvandles hl høyfrekvens ved blanding med en lokal-oscillators signal for å komme på den nktige utgangsfrekvens, idet lokaloscillatoren er i form av en syntetisator som kan avstemmes, hvoretter utgangen forsterkes hl det endelige ut-gangsmvå Det utsendte signal føres deretter hl dipleksenheten og antennen

Fig 11 viser en foretrukket, men likevel typisk utførelsesform av mobilenhetens sender/modulator 452 Data hlveiebnnges i digital form fra brukerens digitale basis-båndkrets hl koderen 600 hvor den i utførelsesformen blir omhylningskodet Utgangen fra koderen 600 er ført hl en fletter 602 som i utførelseseksemplet er en såkalt blokkfletter De innskutte eller lnnflettede symboler føres ut fra blokkfletteren 602 hl en etterfølgende Walsh-koder 604 i sender/modulatoren 452 og som bruker inngangssymbolene for å frembnnge en kodesekvensutgang Walsh-sekvensen er ført hl den ene inngang av en etterfølgende eksklusiv-eller-portkrets 606

Sender/modulatoren 452 omfatter videre en kvasistøygenerator 608 som mottar mobilenhetens adresse som en inngang for å bestemme den utgående kvasistøysekvens Kvasistøygeneratoren 608 frembnnger den brukerspesiflkke 42 bits sekvens som ble gjennomgått i forbindelse med fig 3 og 4, en ytterligere attributt ved kvasistøygeneratoren 608 og som er felles for samtlige brukerkvasistøygeneratorer og ikke tidligere gjennomgått, er anvendelsen av en maskenngsteknikk ved frembnngelsen av den utgående brukerkvasistøysekvens F eks anordnes en 42 bits maske for den aktuelle bruker og med hver bit av den 42 bits maske ført hl logisk behandling i en eksklusiv-eller-krets ut fra hvert register i rekken skiftregistre som danner kvasistøygeneratoren Resultatene etter maskering og logisk behandling i skiftregisteret og eksklusiv-eller-kretsen føres så sammen på ny under logisk eksklusiv-eller-operasjon for å danne utgangen i form av et kvasistøygeneratorsignal og som skal brukes som brukerkvasistøysekvensen Utgangskvasistøysekvensen fra kvasistøygeneratoren 608, den såkalte sekvens-PNu føres hl portkretsen 606 hvor Walsh-symbolinformasjonen og PNu-sekvensen blir logisk behandlet og ført som en inngang til hver av de etterfølgende portkretser 610 og 612, også med eksklusiv-eller-funksjon Sender/modulatoren 452 omfatter videre kvasistøygeneratorer 614 og 616 som henholdsvis frembnnger kvasistøysekvenser for I- og Q-kanalen Samtlige mobilenheter benytter samme sekvenser, og disse er i utførelseseksemplet de nullforskjøvne sekvenser som benyttes i sambandet mellom basestasjonen eller cellen og mobilenheten i nevnte retning Den andre inngang på portkretsene 610 og 612 tilføres tilsvarende kvasistøysekvenser fra generatorene 614 og 616, og portkretsene utfører en eksklusiv-eller-operasjon med sine utganger koplet hl effektregulenngsenheten 438 (fig 9)

I utførelseseksempelet bruker sambandet mobilenhet-celle eller basestasjon en omhylningskode med takt r = 1/3 og begrenset lengde IC = 9 Generatorene for koden er Gj = 557 (oktal), G2 = 663 (oktal), og G3 = 711 (oktal) Tilsvarende som for sambandet 1 motsatt retning benyttes koderepetisjon for å tilpasse de fire forskjellige datarater som vokoderen frembnnger til en rammebasis på 20 ms lukebredde I motsetning til ved samband 1 denne sist anførte retning sendes imidlertid ikke de gjentatte kodesymboler ut på luften ved lavere energinivåer, 1 stedet sendes fortrinnsvis bare ett kodesymbol 1 en gjentagelsesgruppe ut ved det nominelle effektnivå

Som konklusjon benyttes kodegjentagelsen 1 utførelseseksempelet hovedsakelig bare som et hensiktsmessig middel for å tilpasse den vanable datarateforskrift ved sammenflettingen og modulasjonsoppbyggingen, hvilket vil fremgå av de følgende avsnitt

En blokkfletter som spenner over 20 ms, hvilket eksakt tilsvarer en vokoderamme eller -luke benyttes 1 sambandet mobilenhet til basestasjon Antallet kodesymboler 1 løpet av 20 ms, hvis man antar en datatakt på 9600 bit/s og en kodetakt på r = 1/3, er 576 Kaller man N antallet rekker og B antallet spalter 1 en matrise eller et array for fletteren, vil følgende gjelde

Kodesymbolene sknves inn 1 fletterens lagermatnse rekke for rekke, og for utlesning spalte for spalte

Modulasjonsformatet er 64 folds ortogonal signalenng Med andre ord blir de sammenflettede kodesymboler gruppert 1 grupper på seks for å velge ut en av de 64 ortogonale bølgeformer De 64-folds ortogonale bølgeformer tilsvarer de samme Walsh-funksjoner som benyttes som dekksekvenser 1 sambandet fra basestasjonen til mobilenheten

Datamodulasjonstidsintervallet vil være lik 208, 33 /is angis her som et Walsh-symbolintervall Ved 9600 bit/s hlsvarer 208,33 fis to informasjonsbit og ekvivalent med seks kodesymboler ved en kodesymboltakt som hlsvarer 28800 symboler per sekund Walsh-symbollintervallet deles opp i 64 like lange tidsintervaller som hver her skal kalles et Walsh-minsteintervall (chip), hvert med varighet 208,33/64 = 3,25 /ts Walsh-minsteinter-valltakten vil derfor være 1/3,25 = 307,2 kHz Siden kvasistøyspredetakten ligger symmetrisk i de to forbindelsesveier eller lenker, dvs 1,2288 MHz vil det være akkurat 4 kvasistøyminsteintervaller per Walsh-minsteintervall

Et totalt antall på he kvasistøygeneratorer benyttes i sambandet fra mobilenheten fra basestasjonen eller cellen Den brukerspesifikke 42 bits kvasistøygenerator og paret av 15-bits I- og Q-kanalkvasistøygeneratorer utgjør disse tre generatorer Etterfulgt av brukernes spesifikke spredeoperasjon utføres en signalspredmng i QPSK-kretsen på samme måte som i sambandet i motsatt retning I motsetning til det som gjaldt for sambandet i motsatt retning, hvor hver sektor eller celle ble fastlagt ved unike sekvenser på lengde 2<15> kan her samtlige mobilenheter benytte samme I- og Q-kvasistøysekvenser Disse kvasistøysekvenser er de nullforskyvningssekvenser som inngikk i sambandet fra basissstasjonen til mobilenheten og som ble kalt pilotsekvenser

Koderepetisjon og energiskalenng benyttes i sambandet fra basestasjon hl mobilenhet for å tilpasse vokoderens forskjellige sendetakt Sambandet i motsatt retning benytter et forskjellig skjema benyttet på pulsvis sending

Vokoderen frembnnger fire forskjellige datatakter, nemlig 9600, 4800, 2400 og 1200 bit/s på en 20 ms tidslukebasis som for sambandet i motsatt retning Informa-sjonsminsteenhetene kodes inn ved takten r = 1/3 i en omhylningskoder og kodesymbolene gjentas 2,4 og 8 ganger ved de tre lavere datatakter Følgelig kan kodesymboltakten holdes konstant ved 28800 symboler per sekund Etter koderen utføres en sammenfletting ved hjelp av blokkfletteren som spenner over eksakt én vokoderluke eller 20 ms Totalt frembnnges 576 kodesymboler hvert 20 ms av omhylningskoderen, men enkelte av disse kan være gjentatte symboler

Kodesymbolsekvensen slik den sendes ut er vist på fig 12 Merk at en vokoderramme eller -luke på 20 ms er oppdelt i 16 mindre luker som hver har vanghet 1,25 ms Nummerrekkefølgen for sambandet mobilenhet -basestasjon er slik at det i hver mindre luke vil ligge 36 kodesymboler ved 28800 symboler per sekunds takt eller tilsvarende seks Walsh-symboler ved takten 4800 symboler per sekund Ved 1/2 takt, dvs 4800 bit/s grupperes lukene i åtte grupper som hver omfatter to luker Ved 1/4 takt, dvs 2400 bit/s grupperes lukene i fire grupper som hver omfatter fire luker, og endelig grupperes lukene i to grupper som omfatter åtte luker ved 1/8 takt, dvs 1200 bit/s

Et eksempel på et symbolpulssendemønster er videre vist på fig 12 Ved f eks 1/4 takt, 2400 bit/s leses den fjerde og åttende rekke i fletterlagermatnsen ut spaltevis og sendes ut i fortløpende sekvenser i løpet av den fjerde tidsluke i den første gruppe Tidslukeposisjonen for de utsendte data må fordeles stokastisk for å redusere interferensen

Tids- eller taktdiagrammet for sambandet mobilenhet til basestasjon fremgår av fig 13 Figuren danner en utvidelse av skjemaet vist på fig 7 for å innbefatte kanaler fra mobilenheten til basestasjonen, dvs tale- og aksesskanaler Synkroniseringen av sambandet følger av disse tnnn

1 Vellykket dekoding av en synkronisenngsmelding, dvs en CRC-kontroll,

2 Innlasting av et langkonfigurert kvasistøyskiftregister med status mottatt i synkronisenngsmeldingen, og 3 Kompensering for pilotkodefasedreining ved mottakingen fra en sektor som benytter en forskjøvet pilot

Ved dette tidspunkt har mobilenheten fullstendig synkronisenng, dvs kvasistøy-synkronisenng og sanntidssynkronisenng, og den kan starte sending, enten i aksesskanalen eller talekanalen

Mobilenheten må være utrustet med signalenngsattnbutter for å kunne sette opp et anrop og avslutte et tilsvarende anrop eller et samband hl en annen systembruker via en basestasjon I sambandet mellom mobilenheten og basestasjonen har man tenkt seg at den standardiserte aksesstekmkk av typen tidslukefordelt ALOHA skal benyttes Et eksempel på den overfønngstakt som benyttes i returkanalen innenfor et slikt system er 4800 bit/s En aksesskanalpakke vil i så tilfelle bestå av en innledende datasekvens som etterfølges av den aktuelle informasjon

Den innledende datasekvens er i utførelseseksempelet et helt multiplum av 20 ms hdsluker og danner en sektor/celle-parameter som mobilenheten mottar i en av anropskanal-meldingene Siden basestasjonsmottakene benytter den innledende datafølge for å løøse opp utbredelsesforsinkelser tillater dette skjema at datafølgelengden kan vaneres i avhengighet av størrelsen av den maske eller celle i nettet hvor basestasjonen ligger Brukernes kvasistøykode for aksesskanalen arrangeres enten på forhånd eller sendes til mobilenhetene via anropskanalen

Modulasjonen er fast og konstant over vangheten av den innledende datafølge Den ortogonale bølgeform som benyttes i følgen er W0, dvs den helnulls Walsh-funksjon Merk at et helnullsmønster på inngangen av omhylmngskoderen vil frembnnge den ønskede bølgeform W0

En aksesskanaldatapakke kan bestå av en eller høyst to 20 ms hdsluker Kodingen, flettingen og modulasjonen av aksesskanalen vil være akkurat den samme som for en talekanal ved 9600 bit/s overføringshastighet I et utførelseseksempel krever sektoren/cellen at mobilenhetene oversender en 40 ms innledende datafølge, og aksesskanalmeldingen av denne type krever da én dataluke Hvis Np er antallet innledende luker og K er antallet penoder på 20 ms fra og med en bestemt tidsangivelse vil mobilenhetene tillates å aktivere overfønng i aksesskanalen bare når likningen (k, NP+2) - 0 gjelder

Med hensyn til de andre kommunikasjonsanvendelser som kan være aktuelle kan det være ønskelig å omarrangere de forskjellige elementer i feilkorreksjonskodingen, den ortogonale sekvenskodmg og kvasistøykodingen for å bedre passe til anvendelsen

F eks kan det være ønskelig, i satelhttmobilkommunikasjon hvor signalene reléoverføres mellom større hovedstasjoner på bakken og mobile stasjoner via en eller flere geostasjonære satellitter, og benytte koherent modulasjon og tilsvarende demodulasjons-tekmkk i begge retninger av sambandet, siden kanalen vil være langt mer fasekoherent enn en tilsvarende jordbundet mobilkanal I slike anvendelser ville heller ikke modulatoren benytte m-folds koding som beskrevet ovenfor, men i stedet ville bifase- eller firefasemodulasjon være hensiktsmessig for den foroverrettede feilkorreksjon med symboler, sammen med konvensjonell koherent demodulenng og med bærebølgefasen trukket ut fra det mottatte signal ved hjelp av teknikk som følger pnnsippet for Costas sløyfe I tillegg kan ortogonal Walsh-funksjonskanahsenng slik som beskrevet her for sambandet fra basestasjonen eller cellen til mobilenheten anvendes Sålenge kanalfasen holdes noenlunde koherent vil denne modulasjon og demodulasjon gi bedre drift med lavere Eb/No enn m-folds ortogonal signalenng, hvorved det oppnås bedre systemkapasitet

I en annen utførelses kan det være gunstig å kode talebølgeformen direkte på RF-bølgeformen i stedet for å benytte vokoder- og -FEC-teknikk, selv om dette normalt gir langt større sambandsytelse, på grunn av at kompleksiteten ved slikt samband vil være stor, og man vil få både en dyr løsning og stort effektforbruk Disse ulemper kan være spesielt ugunstige for en bærbar telefon i lommeutførelse hvor battenforbruk og kostnad er viktig I den vanlige og tilgjengelige praksis for digital telefonoverfønng representeres talebølge-formen av et digitalt format i form av 8-bits talesampler ved en samphngstakt på 8 kHz CDMA-systemet vil kunne kode disse sampler direkte hl bærebølgefasevinkler og dette ville eliminere behovet for en vokoder eller en FEC-koder/dekoder Det vil også kreve noe større signal/støy-forhold for å gi god nok signaloverfønng, hvilket fører til lavere kapasitet I et annet alternativ kunne de 8-bits talesampler direkte kodes inn på bærebølgeamphtuden, og i nok et alternativ ville talebølgeformsamplene kunne kodes både med hensyn til bærebølgens fase og amplitude

Besknvelsen ovenfor av de foretrukne utførelsesformer er satt opp for å tillate at personer som kjenner den aktuelle teknikk skal kunne bruke og arrangere oppfinnelsen De forskjellige modifikasjoner til utførelsesformene vil fremgå på denne bakgrunn, og hovedpnnsippene vil også kunne anvendes for andre utførelsesformer uten å gjøre bruk av oppfinnensk virksomhet Følgelig er oppfinnelsen ei tiltenkt begrensning av de utførelsesformer som er vist og beskrevet, men skal tolkes i videst muligst forstand og i henhold hl de pnnsipper og nye trekk som fremgår

Claims (42)

1 System for modulasjon, for bruk ved spektralfordelt kommunikasjon, hvilket system omfatter midler (48) for å velge en av flere ortogonale binærsekvenser og for deretter å tildele den valgte sekvens hl et innkommende lnformasjonssignal over varigheten av en kommumkasjonsforbindelse, midler (254i, 254j) for å frembringe et første ortogonalt sekvenssignal som hlsvarer den valgte binærsekvens, midler (196,198) for å frembringe et kvasistokastisk støysignal kalt kvasistøysignal eller PN-signal og tilsvarende en forhåndsbestemt PN-binærsekvens eller -kode, og midler (252i, 252j, 256i, 256j, 258i, 258j, 284, 286, 292) for å kombinere det første ortogonale sekvenssignal med det innkommende lnformasjonssignal og PN-signalet, for å frembringe et kombinert signal som fastlegger det innkommende mformasjonssignal i en kanal

2 System ifølge krav 1, karakterisert ved midler (200) for å frembringe et andre tilordnet ortogonalt sekvenssignal som er forskjellig fra det første ortogonale sekvenssignal, og midler (202, 204) for å kombinere det andre ortogonale sekvenssignal med PN-signalet for å frembringe et pilotsignal

3 System ifølge krav 2, karakterisert ved at midlene (284, 286, 292) for å kombinere signaler er innrettet for å kombinere det kombinerte signal med pilotsignalet for å frembringe et resulterende signal

4 System ifølge krav 1, 2 eller 3, karakterisert ved en datascrambler (253i, 253j) for scrambhng eller omorganisering av det innkommende lnformasjonssignal

5 System ifølge krav 1, karakterisert ved midler (254j, 252j) for å motta mmst ett ytterligere innkommende lnformasjonssignal, frembringe, for hvert av disse informasjonssignaler, et ytterligere ortogonalt sekvenssignal som er tilordnet hvert av dem, idet hvert av disse ortogonale sekvenssignaler er forskjellig fra det første ortogonale sekvenssignal og hvert av de øvnge ytterligere ortogonale sekvenssignaler, og kombinere hvert ytterligere ortogonalt sekvenssignal med sitt respektive av de ytterligere innkommende informasjonssignaler

6 System ifølge krav 2, karakterisert ved midler (254j, 252j) for å motta minst ett ytterligere innkommende infoimasjonssignal, frembringe, for hvert av disse informasjonssignaler, et ytterligere ortogonalt sekvenssignal som er tilordnet hvert av dem, idet hvert av disse ortogonale sekvenssignaler er forskjellig fra det første og det andre ortogonale sekvenssignal og hvert av de øvnge ytterligere ortogonale sekvenssignaler, og kombinere hvert ytterligere ortogonalt sekvenssignal med sitt respektive av de ytterligere innkommende informasjonssignaler

7 System ifølge krav 3, karakterisert ved transmisjonsmidler (294, 296, 299) for modulasjon av det resulterende signal, på et bærebølgesignal, for sending av et modulert bærebølgesignal

8 System ifølge ett av de foregående krav, karakterisert ved at midlene (196,198) for å frembnnge PN-signalet omfatter første PN-generatormidler (196) for å frembnnge et første spektrumspredende signal ved bruk av en fasenktig PN-chipkode, og andre PN-generatormidler (198) for å frembnnge et andre spektrumspredende signal ved bruk av en PN-chipkode i fasekvadratur og forskjellig fra den fasenktige PN-chipkode

9 System ifølge krav 8 og i avhengighet av krav 2, karakterisert ved at midlene for å frembnnge et andre ortogonalt sekvenssignal omfatter en pilotkanal-Walsh-sekvensgenerator (200) for å frembnnge en forhåndsbestemt Walsh-chipsekvens for bruk som et ortogonalt sekvenssignal i pilotkanalen, og at midlene for kombinasjon av det andre ortogonale sekvenssignal med PN-signalet omfatter a) første kombinasjonsmidler (202) for pilotkanalen, for å motta og kombinere det første spektrumspredende signal med det ortogonale sekvenssignal i pilotkanalen og tilveiebnnge et første pilotkanalutgangssignal, og b) andre kombinasjonsmidler (204) for pilotkanalen, for å motta og kombinere det andre spektrumspredende signal med det ortogonale sekvenssignal for pilotkanalen og tilveiebnnge et andre pilotkanalutgangssignal

10 System ifølge krav 9, karakterisert ved at den forhåndsbestemte Walsh-chipsekvens omfatter en sekvens med bare nuller

11 System ifølge krav 8,9 eller 10, karakterisert ved at midlene for å frembnnge et første ortogonalt sekvenssignal omfatter en Walsh-sekvensgenerator (254i, 254j) for en brukerkanal, for å frembnnge en valgt Walsh-chrpsekvens med null og en som tilstandschips, for bruk som et ortogonalt sekvenssignal for denne brukerkanal, og at midlene for kombinasjon av det første ortogonale sekvenssignal med det innkommende lnformasjonssignal og PN-signalet omfatter a) første kombinasjonsmidler (252i) for brukerkanalen, for å motta og kombinere det innkommende lnformasjonssignal med det frembrakte ortogonale sekvenssignal for denne brukerkanal, for å tilveiebringe et ortogonalisert lnformasjonssignal for denne brukerkanal, b) andre kombinasjonsmidler (256i) for brukerkanalen for å motta og kombinere det første spektrumfordelende signal med det ortogonaliserte lnformasjonssignal for denne brukerkanal, for å tilveiebringe et første utgangssignal for denne brukerkanal, og c) tredje kombinasjonsmidler (258i) for brukerkanalen, for å motta og kombinere det andre spektralfordelte signal med det frembrakte ortogonaliserte lnformasjonssignal for denne brukerkanal, for å tilveiebringe et andre utgangssignal for denne brukerkanal

12 System ifølge krav 11 og i avhengighet av ett av kravene 1-4 eller 7, karakterisert ved at midlene for å frembnnge et første ortogonalt sekvenssignal omfatter en Walsh-sekvensgenerator (254i, 254j) for en andre brukerkanal, for å frembnnge en andre valgt Walsh-chipsekvens med null og en som tilstandschips, for bruk som et ortogonalt sekvenssignal for denne andre brukerkanal, og at midlene for kombinasjon av det første ortogonale sekvenssignal med det innkommende lnformasjonssignal og PN-signalet omfatter første kombinasjonsmidler (252j) for den andre brukerkanal, for å motta og kombinere et andre lnformasjonssignal med det frembrakte ortogonale sekvenssignal for denne andre brukerkanal, for å tilveiebnnge et ortogonalisert lnformasjonssignal for denne andre brukerkanal, andre kombinasjonsmidler (256j) for den andre brukerkanal for å motta og kombinere det første spektrumspredende signal med det ortogonaliserte lnformasjonssignal for denne andre brukerkanal, for å tilveiebnnge et første utgangssignal for denne andre brukerkanal, og tredje kombinasjonsmidler (258j) for den andre brukerkanal, for å motta og kombinere det andre spektrumspredende signal med det frembrakte ortogonaliserte lnformasjonssignal for denne andre brukerkanal, for å tilveiebnnge et andre utgangssignal for andre brukerkanal

13 System ifølge ett av de foregående krav, karakterisert ved en koder (250i, 250j) for foroverrettet feilkorreksjonskoding av hvert innkommende lnformasjonssignal, og en fletter (25li, 25lj) for fletting eller innfelling av hvert kodet innkommende lnformasjonssignal for å frembnnge resulterende flettede eller innfelte kodede innkommende informasjonssignaler

14 System ifølge ett av de foregående krav, karakterisert ved en vokoder for vanerende takt eller hastighet og innrettet for å organisere hvert innkommende lnformasjonssignal som rammer med talekodebehandlet taleinformasjon på digital form og med vanabel hastighet eller takt

15 System ifølge ett av kravene 1-13, karakterisert ved en vokoder for vanerende hastighet eller takt og for å ordne hvert innkommende lnformasjonssignal som en sekvens av datarammer med fast lengde i tid, idet hver ramme omfatter et vanerende antall databit for talekodebehandlet tale på digital form og med vanabel hastighet eller takt

16 System ifølge ett av de foregående krav, karakterisert ved midler for å sette inn databit for effektregulenng i hvert innkommende lnformasjonssignal

17 System ifølge ett av de foregående krav, karakterisert ved at PN-signalet er i form av en lineær sekvens-PN-kode av typen med maksimal lengde, med øket lengde

18 System ifølge krav 13, karakterisert ved at hvert lnformasjonssignal representerer data med vanabel hastighet eller takt, som databit i datarammer med forhåndsbestemt lengde i tid, og at koderen (250i, 250j) frembnnger et forhåndsbestemt antall symboler for hver databit i hver ramme og gjentar disse symboler for å kunne opprettholde et konstant antall utgående symboler pr ramme

19 System ifølge ett av de foregående krav, karakterisert ved at midlene (200) for å frembnnge et første ortogonalt sekvenssignal frembnnger dette signal ved en forhåndsbestemt takt eller hastighet, og at midlene (196, 198) for å frembnnge et PN-signal er tilpasset å frembnnge PN-kodechips ved denne forhåndsbestemte takt eller hastighet

20 System ifølge ett av de foregående krav, karakterisert ved at det ene eller hvert ortogonalt sekvenssignal velges ut fra et sett Walsh-sekvenser

21 System ifølge krav 20, karakterisert ved at hver Walsh-sekvens omfatter 64 Walsh-chips

22 Fremgangsmåte for modulasjon av et signal i et spektralfordelt kommunika-sjonssystem, karakterisert ved valg av en av flere ortogonale binærsekvenser, tilordning av den valgte sekvens til et innkommende lnformasjonssignal for varigheten av en kommunikasjonsforbindelse, frembringelse av et første ortogonalt sekvenssignal som tilsvarer den valgte binærsekvens, frembringelse av et kvasistøy- eller PN-signal som hlsvarer en forhåndsbestemt PN-binærsekvens, og kombinasjon av det første ortogonale sekvenssignal med det innkommende lnformasjonssignal og PN-signalet for å tilveiebnnge et kombinert signal som fastlegger det innkommende lnformasjonssignal i en kanal

23 Fremgangsmåte ifølge krav 22, karakterisert ved frembnngelse av et andre tilordnet ortogonalt sekvenssignal som er forskjellig fra det første ortogonale sekvenssignal, og kombinasjon av det andre forhåndstilordnede ortogonale sekvenssignal med PN-signalet for å tilveiebnnge et pilotsignal

24 Fremgangsmåte ifølge krav 23, karakterisert ved kombinasjon av det kombinerte signal med pilotsignalet for å tilveiebnnge et resulterende signal

25 Fremgangsmåte ifølge ett av kravene 22, 23 eller 24, karakterisert ved scrambling eller omorganisenng av det innkommende lnformasjonssignal

26 Fremgangsmåte ifølge krav 22, karakterisert ved mottaking av minst ett ytterligere innkommende lnformasjonssignal, frembnngelse, for hvert ytterligere lnformasjonssignal, av et ytterligere ortogonalt sekvenssignal som er tilordnet hvert ytterligere innkommende lnformasjonssignal og hvert er forskjellig fra den første ortogonale sekvens og hver andre ytterligere ortogonale sekvens, og kombinasjon av hvert ytterligere ortogonalt sekvenssignal med sitt respektive av de ytterligere innkommende informasjonssignaler

27 Fremgangsmåte ifølge krav 23, karakterisert ved mottaking av minst ett ytterligere innkommende lnformasjonssignal, frembnngelse, for hvert ytterligere lnformasjonssignal, av et ytterligere ortogonalt sekvenssignal som er tilordnet hvert ytterligere innkommende lnformasjonssignal og hvert forskjellig fra den første og andre ortogonale sekvens og hver andre ytterligere ortogonale sekvens, og kombinasjon av hvert ytterligere ortogonalt sekvenssignal med sitt respektive av de ytterligere innkommende informasjonssignaler

28 Fremgangsmåte ifølge krav 24, karakterisert ved modulasjon av det resulterende signal på et bærebølgesignal, og sending av et modulert bærebølgesignal

29 Fremgangsmåte ifølge krav 22-28, karakterisert ved at kombinasjonen av det andre forhåndstilordnede ortogonale sekvenssignal med PN-signalet omfatter generering av et første spektrumspredende signal ved bruk av en fasenktig PN-chipkode, og generenng av et andre spektrumspredende signal ved bruk av en PN-chipkode t fasekvadratur og forskjellig fra den fasenktig PN-chipkode

30 Fremgangsmåte ifølge krav 29 og i avhengighet av krav 23, karakterisert ved at generenngen av det andre forhåndstilordnede ortogonale sekvenssignal omfatter generering av en forhåndsbestemt Walsh-chipsekvens for bruk som et ortogonalt pilotkanalsekvenssignal, og at kombinasjonen av det andre ortogonale sekvenssignal med PN-signalet omfatter mottaking og kombinasjon av det første spektrumspredende signal med det ortogonale pilotkanalsekvenssignal for å tilveiebnnge et første pilotkanalutgangssignal, og mottaking og kombinasjon av det andre spektrumspredende signal med det ortogonale pilotkanalsekvenssignal for å tilveiebnnge et andre pilotkanalutgangssignal

31 Fremgangsmåte ifølge krav 30, karakterisert ved at den forhåndsbestemte Walsh-chipsekvens omfatter en sekvens med bare nuller

32 Fremgangsmåte ifølge krav 29,30 eller 31, karakterisert ved at frembnngelsen av det første ortogonale sekvenssignal omfatter generenng av en valgt Walsh-chipsekvens med null og en som tilstandschips, for bnik som et ortogonalt sekvenssignal for en brukerkanal, og at kombinasjonen av det første ortogonale sekvenssignal med det innkommende lnformasjonssignal og PN-signalet omfatter å motta og kombinere det innkommende lnformasjonssignal med det frembrakte ortogonale sekvenssignal for brukerkanalen, for å tilveiebnnge et ortogonalisert lnformasjonssignal for brukerkanalen, motta og kombinere det første spektrumspredende signal med det ortogonaliserte lnformasjonssignal for brukerkanalen, for å tilveiebnnge et første utgangssignal for brukerkanalen, og motta og kombinere det andre spektrumspredende signal med det frembrakte ortogonaliserte lnformasjonssignal for brukerkanalen, for å tilveiebringe et andre utgangssignal for brukerkanalen

33 Fremgangsmåte ifølge krav 22-25 eller 28, karakterisert ved å frembnnge et andre ortogonalt sekvenssignal av en annen valgt Walsh-chipsekvens med null og en som tilstandschips, for bruk som et ortogonalt sekvenssignal for en annen kanal, og at kombinasjonen av det andre ortogonale sekvenssignal med et annet innkommende lnformasjonssignal og PN-signalet omfatter å motta og kombinere dette andre innkommende lnformasjonssignal med det frembrakte ortogonale sekvenssignal for denne andre kanal, for å tilveiebnnge et ortogonalisert lnformasjonssignal for denne andre kanal, å motta og kombinere det første spektrumspredende signal med det ortogonaliserte lnformasjonssignal for den andre kanal, for å tilveiebnnge et første utgangssignal for denne andre kanal, og motta og kombinere det andre spektrumspredende signal med det frembrakte ortogonaliserte lnformasjonssignal for den andre kanal, for å tilveiebnnge et andre utgangssignal for denne andre kanal

34 Fremgangsmåte ifølge ett av kravene 22-33, karakterisert ved foroverrettet feilkorreksjonskoding og fletting eller innfelling av hvert innkommende lnformasjonssignal

35 Fremgangsmåte ifølge ett av kravene 22-34, karakterisert ved å organisere hvert innkommende lnformasjonssignal som rammer med vokoderbehandlet taleinformasjon med vanabel hastighet eller takt

36 Fremgangsmåte ifølge ett av kravene 22-34, karakterisert ved å ordne hvert innkommende lnformasjonssignal som en sekvens av datarammer med fast lengde i tid, idet hver ramme omfatter et vanerende antall bit for vokoderbehandlet tale med vanabel hastighet eller takt

37 Fremgangsmåte ifølge ett av de foregående krav, karakterisert ved at hvert innkommende lnformasjonssignal omfatter innsatte databit for effektregulenng

38 Fremgangsmåte ifølge ett av de foregående krav 22-37, karakterisert ved at PN-signalet er i form av en lineær sekvens-PN-kode av typen med maksimal lengde og med øket lengde

39 Fremgangsmåte ifølge krav 34, karakterisert ved at hvert innkommende lnformasjonssignal reperesenterer data med vanabel hastighet eller takt, som databit i datarammer med forhåndsbestemt lengde i tid, at et forhåndsbestemt antall symboler genereres for hver databit i hver ramme, og at disse symboler gjentas for å kunne opprettholde et konstant antall utgående symboler pr ramme

40 Fremgangsmåte ifølge ett av de foregående krav 22-39, karakterisert ved at frembnngelsen av et første ortogonalt sekvenssignal omfatter generenng av dette signal ved en forhåndsbestemt takt eller hastighet, og at frembnngelsen av et PN-signal omfatter generenng av PN-chips ved denne forhåndsbestemte takt eller hastighet

41 Fremgangsmåte ifølge ett av kravene 22-40, karakterisert ved at det ene eller hvert ortogonale sekvenssignal velges fra et sett Walsh-sekvenser

42 Fremgangsmåte ifølge krav 41, karakterisert ved at hver Walsh-sekvens omfatter 64 Walsh-chips