JPH069348B2 - スペクトル拡散通信方式 - Google Patents
スペクトル拡散通信方式Info
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- JPH069348B2 JPH069348B2 JP63233302A JP23330288A JPH069348B2 JP H069348 B2 JPH069348 B2 JP H069348B2 JP 63233302 A JP63233302 A JP 63233302A JP 23330288 A JP23330288 A JP 23330288A JP H069348 B2 JPH069348 B2 JP H069348B2
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- spread spectrum
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はスペクトル拡散通信方式に係り、特に、受信
（復調）側における逆拡散用の擬似雑音を発生するため
の拡散符号発生回路を不要としたスペクトル拡散通信方
式において、逆拡散回路と搬送波生成用逆拡散回路を設
けて、１次変調波信号の同期復調を容易にしたスペクト
ル拡散通信方式に関する。
（復調）側における逆拡散用の擬似雑音を発生するため
の拡散符号発生回路を不要としたスペクトル拡散通信方
式において、逆拡散回路と搬送波生成用逆拡散回路を設
けて、１次変調波信号の同期復調を容易にしたスペクト
ル拡散通信方式に関する。
スペクトル拡散通信方式とは、キャリアを情報信号にて
１次変調したものを広帯域の雑音状の拡散符号により２
次変調して、非常に広い帯域に拡散する方式である。一
般的には、２次変調方式の違いにより、直接拡散（Ｄ
Ｓ）方式，周波数ホッピング（ＦＨ）方式，ハイブリッ
ド方式等があり、本発明方式はこのうち前者のＤＳ方式
に関する。かかるスペクトル拡散通信には次のような多
くの特長がある。
１次変調したものを広帯域の雑音状の拡散符号により２
次変調して、非常に広い帯域に拡散する方式である。一
般的には、２次変調方式の違いにより、直接拡散（Ｄ
Ｓ）方式，周波数ホッピング（ＦＨ）方式，ハイブリッ
ド方式等があり、本発明方式はこのうち前者のＤＳ方式
に関する。かかるスペクトル拡散通信には次のような多
くの特長がある。
秘匿性（秘話性）が非常に高い。
外部干渉や雑音，故意の妨害に強い。
従来システムと共存できる。
ＭＣＡ局のような制御局や制御チャンネルが不要であ
る。
る。
アドレスコードでの管理ができる。
ＤＳ（直接拡散）方式では電力密度が低いので、電波
が存在していないように見える（微弱な電力で送信でき
る）。
が存在していないように見える（微弱な電力で送信でき
る）。
通話品位の低下を若干許容すれば、局数を増加でき
る。
る。
疑似雑音符号信号を変えることにより、同一周波数帯
域内に多重することが可能である。
域内に多重することが可能である。
これらのことが認識されて、現在では単に通信分野にと
どまらず各分野での応用が進んできており、民生機器へ
の展開も始められつつある。
どまらず各分野での応用が進んできており、民生機器へ
の展開も始められつつある。
第７図及び第８図を参照しながら、スペクトル拡散通信
の基本原理について説明する。第７図はＤＳ方式による
スペクトル拡散通信方式を実現する通信装置の基本構成
図、第８図は各構成部分におけるスペクトル波形図であ
る。第７図に示すように、送信側であるＡ局の１次変調
回路４１にて１次変調された第８図(a)図示の信号（Ｆ
１）は、拡散符号発生回路３９からの拡散符号信号（Ｆ
ＳＳ；同図(b)参照）により拡散変調回路４２にて２次
変調されて、増幅された後アンテナＡ１より送信信号
（Ｆ１Ｓ）として出力される。１次変調の種類は特に制
限はなく、周波数変調（FM）やPSK(Phase Shift Keyin
g）等で良く（本明細書ではPSKにより変調を行なうもの
として説明する）、２次変調（拡散変調）は、一般的に
疑似雑音符号（Pseudo Noise：ＰＮ符号）によりＰＳＫ
変調する。このＰＮ符号はできる限りランダム雑音状
で、且つ受信機側で符号を取り出すために一定の周期を
有している必要がある。 次に、受信側の構成及び機能
等について説明する。受信側であるＢ局では、アンテナ
Ａ２から所定のフィルタと高周波増幅器により得られた
Ｆ１Ｓ信号を、逆拡散回路４４において拡散符号発生回
路４９からの拡散符号により逆拡散する。この拡散符号
発生回路４９はＡ局の拡散符号発生回路３９と同期が取
られており、ＰＮ符号も同一（ＦＳＳ）である。
の基本原理について説明する。第７図はＤＳ方式による
スペクトル拡散通信方式を実現する通信装置の基本構成
図、第８図は各構成部分におけるスペクトル波形図であ
る。第７図に示すように、送信側であるＡ局の１次変調
回路４１にて１次変調された第８図(a)図示の信号（Ｆ
１）は、拡散符号発生回路３９からの拡散符号信号（Ｆ
ＳＳ；同図(b)参照）により拡散変調回路４２にて２次
変調されて、増幅された後アンテナＡ１より送信信号
（Ｆ１Ｓ）として出力される。１次変調の種類は特に制
限はなく、周波数変調（FM）やPSK(Phase Shift Keyin
g）等で良く（本明細書ではPSKにより変調を行なうもの
として説明する）、２次変調（拡散変調）は、一般的に
疑似雑音符号（Pseudo Noise：ＰＮ符号）によりＰＳＫ
変調する。このＰＮ符号はできる限りランダム雑音状
で、且つ受信機側で符号を取り出すために一定の周期を
有している必要がある。 次に、受信側の構成及び機能
等について説明する。受信側であるＢ局では、アンテナ
Ａ２から所定のフィルタと高周波増幅器により得られた
Ｆ１Ｓ信号を、逆拡散回路４４において拡散符号発生回
路４９からの拡散符号により逆拡散する。この拡散符号
発生回路４９はＡ局の拡散符号発生回路３９と同期が取
られており、ＰＮ符号も同一（ＦＳＳ）である。
ところで、アンテナＡ２に入来する電波はＦ１Ｓだけと
は限らず、第８図(c)にも示すように、他のＳＳ局から
の電波（Ｆ２Ｓ，Ｆ３Ｓ，…）と一般局からの電波（Ｆ
ｎ）が存在する。そこで、逆拡散回路４４で逆拡散を施
すことにより、同図(d)図示の如き所望の電波Ｆ１Ｓを
同図(a)のようなスペクトルに戻し、フィルタ（狭帯域
波器が望ましい）４５にてＦ１Ｓ以外の成分の大部分
を除去し（同図(e)参照）、復調回路４６にて元の情報
信号に復調して出力するわけである。なお、同図(e)か
らわかるように、フィルタ４５の出力信号中にはＦ１Ｓ
の他に干渉波Ｆｎの一部が残っている。この残留電力
（少いほど良い）と目的信号の電力の比をＤＮ比｛希望
信号電力対干渉（雑音）電力比｝と呼んでおり、このＤ
Ｎ比を大きく取るためには拡散帯域ができる限り広い方
が有利であり、一般的に情報信号の周波数帯域の100〜1
000倍程度にしている。
は限らず、第８図(c)にも示すように、他のＳＳ局から
の電波（Ｆ２Ｓ，Ｆ３Ｓ，…）と一般局からの電波（Ｆ
ｎ）が存在する。そこで、逆拡散回路４４で逆拡散を施
すことにより、同図(d)図示の如き所望の電波Ｆ１Ｓを
同図(a)のようなスペクトルに戻し、フィルタ（狭帯域
波器が望ましい）４５にてＦ１Ｓ以外の成分の大部分
を除去し（同図(e)参照）、復調回路４６にて元の情報
信号に復調して出力するわけである。なお、同図(e)か
らわかるように、フィルタ４５の出力信号中にはＦ１Ｓ
の他に干渉波Ｆｎの一部が残っている。この残留電力
（少いほど良い）と目的信号の電力の比をＤＮ比｛希望
信号電力対干渉（雑音）電力比｝と呼んでおり、このＤ
Ｎ比を大きく取るためには拡散帯域ができる限り広い方
が有利であり、一般的に情報信号の周波数帯域の100〜1
000倍程度にしている。
以上、スペクトル拡散通信の基本的な原理について説明
したが、次にスペクトル拡散通信を行なう場合の１，２
次各変調・復調における具体的な動作について理論的に
説明する。スペクトル拡散通信におけるスペクトル拡散
信号Ｓ(t)｛第７図のＦ１Ｓ｝は、情報データをｄ(t)
［+1，-1］，拡散符号ＦＳＳをＰ(t)［+1，-1］搬送波
をcosωｃｔとすると、次式で表わされる。
したが、次にスペクトル拡散通信を行なう場合の１，２
次各変調・復調における具体的な動作について理論的に
説明する。スペクトル拡散通信におけるスペクトル拡散
信号Ｓ(t)｛第７図のＦ１Ｓ｝は、情報データをｄ(t)
［+1，-1］，拡散符号ＦＳＳをＰ(t)［+1，-1］搬送波
をcosωｃｔとすると、次式で表わされる。
Ｓ(t)＝ｄ(t)Ｐ(t)ｃｏｓωｃｔ …………… (1) （但し、ωｃ＝２πｆｃ） このスペクトル拡散信号Ｓ(t)は、受信（復調）におい
て、入来したスペクトル拡散信号より拡散符号用クロッ
ク信号を生成し、更に送信時のスペクトル拡散信号にお
ける拡散符号と同期した拡散符号Ｐ(t)｛実際には若干
の遅延の伴った である｝を得て、入来したスペクトル拡散信号Ｓ(t)と
の乗算｛相関又は逆拡散とも言う｝を行ない、ｄ(t)ｃ
ｏｓωｃｔなる２相PSK信号に変換される。更に、再生
した搬送波cosωｃｔ との乗算による同期検波を行ない、 を得て、搬送波成分２ωｃｔをフィルタで除去すること
により情報データｄ(t)を復調している。
て、入来したスペクトル拡散信号より拡散符号用クロッ
ク信号を生成し、更に送信時のスペクトル拡散信号にお
ける拡散符号と同期した拡散符号Ｐ(t)｛実際には若干
の遅延の伴った である｝を得て、入来したスペクトル拡散信号Ｓ(t)と
の乗算｛相関又は逆拡散とも言う｝を行ない、ｄ(t)ｃ
ｏｓωｃｔなる２相PSK信号に変換される。更に、再生
した搬送波cosωｃｔ との乗算による同期検波を行ない、 を得て、搬送波成分２ωｃｔをフィルタで除去すること
により情報データｄ(t)を復調している。
ここで、２相PSK信号ｄ(t)ｃｏｓωｃｔの帯域幅（スペ
クトルのメインローブ）をＢＤとし、拡散符号Ｐ(t)に
より拡散されたスペクトル拡散信号の帯域幅（スペクト
ルのメインローブ）をＢＰとすれば、スペクトル拡散通
信におけるプロセスゲインＧＰは、 ＧＰ＝ＢＰ／ＢＤ ………………… (2) で表わされる。プロセスゲインＧＰは、通常の設計値で
は数百〜数千の値であり、この値に従って妨害信号，雑
音等の抑圧が行なわれるため、情報データｄ(t)に対し
てスペクトル拡散信号の周波数帯域が広いほど耐妨害
性、耐雑音性等における改善効果が高まる。即ち、耐妨
害性能，耐雑音性能はプロセスゲインＧＰでほぼ一義的
に定まる。
クトルのメインローブ）をＢＤとし、拡散符号Ｐ(t)に
より拡散されたスペクトル拡散信号の帯域幅（スペクト
ルのメインローブ）をＢＰとすれば、スペクトル拡散通
信におけるプロセスゲインＧＰは、 ＧＰ＝ＢＰ／ＢＤ ………………… (2) で表わされる。プロセスゲインＧＰは、通常の設計値で
は数百〜数千の値であり、この値に従って妨害信号，雑
音等の抑圧が行なわれるため、情報データｄ(t)に対し
てスペクトル拡散信号の周波数帯域が広いほど耐妨害
性、耐雑音性等における改善効果が高まる。即ち、耐妨
害性能，耐雑音性能はプロセスゲインＧＰでほぼ一義的
に定まる。
かかるスペクトル拡散通信方式では、受信側での“逆拡
散”が最も重要であり、これを行なうに必要な拡散符号
の生成が容易ではなく、現在のところＡＦＣ制御ルー
プ，遅延ロックループ及び乗算器による逆拡散法や、マ
ッチドフィルタを用いた同期ループと乗算器による逆拡
散法が一般的に用いられている。これらの構成による逆
拡散は、いずれも回路規模が大きく構成が複雑であり、
そのためコストが高く調整も非常に面倒であるという問
題もあり、民生機器への応用，展開に当ってこれらの諸
問題を解決する必要に迫られている。又、１次変調波信
号の同期復調においても、特別に搬送波再生回路が必要
で、回路を簡略化する上で課題となっている。
散”が最も重要であり、これを行なうに必要な拡散符号
の生成が容易ではなく、現在のところＡＦＣ制御ルー
プ，遅延ロックループ及び乗算器による逆拡散法や、マ
ッチドフィルタを用いた同期ループと乗算器による逆拡
散法が一般的に用いられている。これらの構成による逆
拡散は、いずれも回路規模が大きく構成が複雑であり、
そのためコストが高く調整も非常に面倒であるという問
題もあり、民生機器への応用，展開に当ってこれらの諸
問題を解決する必要に迫られている。又、１次変調波信
号の同期復調においても、特別に搬送波再生回路が必要
で、回路を簡略化する上で課題となっている。
本発明の通信方式は、変調側には、第１の搬送波を情報
信号で変調することにより１次変調波信号を得る手段
と、この１次変調波信号と第２の搬送波とを加算して加
算信号を得る手段と、クロック信号を入力して，第１の
拡散符号信号と，第１の拡散符号信号より所定の遅延時
間を付与された第２の拡散符号信号とを生成する拡散符
号発生回路と、上記加算信号と第１の拡散符号信号との
乗算による拡散を行なって第１の拡散出力信号を得る手
段と、上記第１の搬送波を所定の角度移相して上記第２
の拡散符号信号との乗算による拡散を行なって第２の拡
散出力信号を得る手段と、上記第１の拡散出力信号と第
２の拡散出力信号とを加算して複合スペクトル拡散信号
を得る手段とを備え、復調側には、上記複合スペクトル
拡散信号を入力して第３の拡散出力信号及び第４の拡散
出力信号を分離検出する手段と、この第３の拡散出力信
号と第４の拡散出力信号との乗算による逆拡散を行なっ
て第１の逆拡散出力信号を得る手段と、上記第４の拡散
出力信号を所定時間遅延した，後第１の逆拡散出力信号
との乗算による逆拡散を行なって第２の逆拡散出力信号
を得る手段と、第１の逆拡散出力信号を所定の通過特性
を有する帯域波器を介して復調１次変調波信号を得る
手段と、第２の逆拡散出力信号を所定の狭帯域通過特性
を有する帯域波器を介した後、位相回路又は位相同期
ループに供給して搬送波を得る手段と、上記復調１次変
調波信号と搬送波とにより同期復調を行なって、復調情
報信号を得て出力する手段とを備えて通信することによ
り、上記欠点を解消したものである。
信号で変調することにより１次変調波信号を得る手段
と、この１次変調波信号と第２の搬送波とを加算して加
算信号を得る手段と、クロック信号を入力して，第１の
拡散符号信号と，第１の拡散符号信号より所定の遅延時
間を付与された第２の拡散符号信号とを生成する拡散符
号発生回路と、上記加算信号と第１の拡散符号信号との
乗算による拡散を行なって第１の拡散出力信号を得る手
段と、上記第１の搬送波を所定の角度移相して上記第２
の拡散符号信号との乗算による拡散を行なって第２の拡
散出力信号を得る手段と、上記第１の拡散出力信号と第
２の拡散出力信号とを加算して複合スペクトル拡散信号
を得る手段とを備え、復調側には、上記複合スペクトル
拡散信号を入力して第３の拡散出力信号及び第４の拡散
出力信号を分離検出する手段と、この第３の拡散出力信
号と第４の拡散出力信号との乗算による逆拡散を行なっ
て第１の逆拡散出力信号を得る手段と、上記第４の拡散
出力信号を所定時間遅延した，後第１の逆拡散出力信号
との乗算による逆拡散を行なって第２の逆拡散出力信号
を得る手段と、第１の逆拡散出力信号を所定の通過特性
を有する帯域波器を介して復調１次変調波信号を得る
手段と、第２の逆拡散出力信号を所定の狭帯域通過特性
を有する帯域波器を介した後、位相回路又は位相同期
ループに供給して搬送波を得る手段と、上記復調１次変
調波信号と搬送波とにより同期復調を行なって、復調情
報信号を得て出力する手段とを備えて通信することによ
り、上記欠点を解消したものである。
本発明のスペクトル拡散通信方式は、上述のように、変
調時には逆拡散に使用する変調拡散符号信号を生成して
スペクトル拡散信号のスペクトル間に周波数間挿して送
出し、復調時にはスペクトル拡散信号と変調拡散符号信
号との乗算による逆拡散を行って復調１次変調波信号
と、この復調１次変調波信号の同期復調用搬送波を夫々
独立に検出した後、得られた復調１次変調波信号と同期
復調用搬送波とを乗算することにより同期復調を行なえ
るようにしたものであり、以下、本発明方式を実現し得
る装置の１例を上げて、図面を参照しながら説明する。
調時には逆拡散に使用する変調拡散符号信号を生成して
スペクトル拡散信号のスペクトル間に周波数間挿して送
出し、復調時にはスペクトル拡散信号と変調拡散符号信
号との乗算による逆拡散を行って復調１次変調波信号
と、この復調１次変調波信号の同期復調用搬送波を夫々
独立に検出した後、得られた復調１次変調波信号と同期
復調用搬送波とを乗算することにより同期復調を行なえ
るようにしたものであり、以下、本発明方式を実現し得
る装置の１例を上げて、図面を参照しながら説明する。
第１図は、本発明のスペクトル拡散通信方式を実現する
スペクトル拡散通信装置の第１実施例のブロック構成図
で、同図(A)が変調部（送信側）１０，同図(B)が復調部
（受信側）２０である。なお、この図においてはアンテ
ナ等構成の一部の図示を省略している。
スペクトル拡散通信装置の第１実施例のブロック構成図
で、同図(A)が変調部（送信側）１０，同図(B)が復調部
（受信側）２０である。なお、この図においてはアンテ
ナ等構成の一部の図示を省略している。
変調部１０は、乗算器１〜３，加算器１１，１２；拡散
符号発生回路（PNG）１７，ＢＰＦ（帯域波器）２１
及びπ／２移相回路１６を備え、これらを第１図(A)図
の如く接続して構成している。また、復調部２０は、乗
算器４〜６，ＢＰＦ２２〜２４，分離フィルタ１８，所
定の遅延時間ｔ０を付与する遅延回路１９，移相回路２
７及びＬＰＦ（低域波器）２８を備え、これらを第１
図(B)図示の如く接続して構成している。以下、具体的
な機能，動作について、第２図及び第３図の信号波形図
を併せ参照して説明する。
符号発生回路（PNG）１７，ＢＰＦ（帯域波器）２１
及びπ／２移相回路１６を備え、これらを第１図(A)図
の如く接続して構成している。また、復調部２０は、乗
算器４〜６，ＢＰＦ２２〜２４，分離フィルタ１８，所
定の遅延時間ｔ０を付与する遅延回路１９，移相回路２
７及びＬＰＦ（低域波器）２８を備え、これらを第１
図(B)図示の如く接続して構成している。以下、具体的
な機能，動作について、第２図及び第３図の信号波形図
を併せ参照して説明する。
まず送信を行なう場合、変調部１０の入力端子In１より
情報データｄ(t)を乗算器１に供給し、ここで入力端子I
n２から供給されている第１の搬送波cosωｃ１ｔと乗算
して、第２図(A)の(イ)の如き１次変調信号（２相PSK変
調信号）ｄ(t)ｃｏｓωｃ１ｔを生成して加算器１１に
供給する。また、入力端子In３より第２の搬送波cosω
ｃ２ｔ（同図(A)の(ロ)）を加算器１１に供給して上記２
相PSK信号との加算を行なって加算信号ｄ(t)ｃｏｓω
ｃ１ｔ＋cosωｃ２ｔを作り、スペクトル拡散を行なう
ための乗算器２に供給する。入力端子In２からの第１の
搬送波cosωｃ１ｔはπ／２移相回路１６にも供給され
て、入力の搬送波と直交する第１の直交搬送波sinω
ｃ１ｔを生成し、乗算器３に供給している。
情報データｄ(t)を乗算器１に供給し、ここで入力端子I
n２から供給されている第１の搬送波cosωｃ１ｔと乗算
して、第２図(A)の(イ)の如き１次変調信号（２相PSK変
調信号）ｄ(t)ｃｏｓωｃ１ｔを生成して加算器１１に
供給する。また、入力端子In３より第２の搬送波cosω
ｃ２ｔ（同図(A)の(ロ)）を加算器１１に供給して上記２
相PSK信号との加算を行なって加算信号ｄ(t)ｃｏｓω
ｃ１ｔ＋cosωｃ２ｔを作り、スペクトル拡散を行なう
ための乗算器２に供給する。入力端子In２からの第１の
搬送波cosωｃ１ｔはπ／２移相回路１６にも供給され
て、入力の搬送波と直交する第１の直交搬送波sinω
ｃ１ｔを生成し、乗算器３に供給している。
１７は拡散符号発生回路であり、ここでは入力端子In４
より供給されるクロック信号Ｓｃ(t)を基に第１の拡散
符号Ｐ(t)と、これよりｔ０だけ遅延した第２の拡散符
号Ｐ(t-t0)とを生成し、夫々乗算器2及び3に供給してい
る。拡散符号としては、通常は疑似雑音符号がよく用いら
れ、その中でもM系列符号がよく用いられるので、「擬似雑
音符号」と呼ばれることもある。拡散符号発生回路17にて
生成された第1の拡散符号P(t)は乗算器２に供給され、
ここで、加算信号ｄ(t)ｃｏｓωｃ１ｔ＋cosωｃ２ｔと
の乗算（スペクトル拡散）が行なわれて、第１のスペク
トル拡散信号Ｐ(t)｛ｄ(t)ｃｏｓωｃ１ｔ＋cosωｃ２
ｔ｝（以下「Ｓａ(t)」とも記す）を生成して加算器１
２に出力する。一方、第２の拡散符号Ｐ（t-t0）は乗算
器３に供給され、ここで上記第１の直交搬送波sinω
ｃ１ｔとの乗算によるスペクトル拡散が行なわれて、第
２のスペクトル拡散信号Ｐ（t-t0）sinωｃ１ｔ（以下
単に「Ｓｂ(t)」とも記す）が生成されて加算器１２に
出力される。加算器１２では第１，第２のスペクトル拡
散信号Ｓａ(t)，Ｓｂ(t)の加算が行なわれ、加算出力と
しての複合スペクトル拡散信号ＳＭ(t)［＝Ｐ(t)｛ｄ
(t)ｃｏｓωｃ１ｔ＋cosωｃ２ｔ｝＋Ｐ（ｔ−ｔ０）si
nωｃ１ｔ］となり、ＢＰＦ２１にて複合スペクトル拡
散信号ＳＭ(t)のメインローブのみが通過，伝送され
て、第２図(B)の如きスペクトルとなって出力端子Out１
より出力される。
より供給されるクロック信号Ｓｃ(t)を基に第１の拡散
符号Ｐ(t)と、これよりｔ０だけ遅延した第２の拡散符
号Ｐ(t-t0)とを生成し、夫々乗算器2及び3に供給してい
る。拡散符号としては、通常は疑似雑音符号がよく用いら
れ、その中でもM系列符号がよく用いられるので、「擬似雑
音符号」と呼ばれることもある。拡散符号発生回路17にて
生成された第1の拡散符号P(t)は乗算器２に供給され、
ここで、加算信号ｄ(t)ｃｏｓωｃ１ｔ＋cosωｃ２ｔと
の乗算（スペクトル拡散）が行なわれて、第１のスペク
トル拡散信号Ｐ(t)｛ｄ(t)ｃｏｓωｃ１ｔ＋cosωｃ２
ｔ｝（以下「Ｓａ(t)」とも記す）を生成して加算器１
２に出力する。一方、第２の拡散符号Ｐ（t-t0）は乗算
器３に供給され、ここで上記第１の直交搬送波sinω
ｃ１ｔとの乗算によるスペクトル拡散が行なわれて、第
２のスペクトル拡散信号Ｐ（t-t0）sinωｃ１ｔ（以下
単に「Ｓｂ(t)」とも記す）が生成されて加算器１２に
出力される。加算器１２では第１，第２のスペクトル拡
散信号Ｓａ(t)，Ｓｂ(t)の加算が行なわれ、加算出力と
しての複合スペクトル拡散信号ＳＭ(t)［＝Ｐ(t)｛ｄ
(t)ｃｏｓωｃ１ｔ＋cosωｃ２ｔ｝＋Ｐ（ｔ−ｔ０）si
nωｃ１ｔ］となり、ＢＰＦ２１にて複合スペクトル拡
散信号ＳＭ(t)のメインローブのみが通過，伝送され
て、第２図(B)の如きスペクトルとなって出力端子Out１
より出力される。
ここで、複合スペクトル拡散信号の周波数スペクトルに
ついて説明する。第２図(A)における角周波数ωｃ１と
ωｃ２の間隔は、クロック信号Ｓｃ(t)の１ビット（チ
ップ）時間長をＴ０とし、拡散符号発生回路１７におい
てＭ系列符号を用い、そのＭ系列符号発生回路（図示せ
ず）にシフトレジスタを用いた場合、その段数をｎとす
ると、{2(2n-1)T0}-1で与えられる間隔となる。同図(B)
に示した複合スペクトル拡散信号のＳＭ(t)の周波数ス
ペクトルにおいて、側帯波＋Sa1と＋Sa2との周波数間隔
や＋Sb1と＋Sb2との周波数間隔は（２ｎ−１）Ｔ０｝
−１で与えられる間隔となっており、側帯波＋Sa1〜＋S
an，−Sa1〜−Sanと、側帯波＋Sb1〜＋Sbn，−Sb1〜−S
bnとは、夫々交互に等間隔で並んでいる。なお、第３図
はスペクトル拡散信号であり、実線(ハ)の部分（点(a)と
(b)の間）はそのメインローブを示している。
ついて説明する。第２図(A)における角周波数ωｃ１と
ωｃ２の間隔は、クロック信号Ｓｃ(t)の１ビット（チ
ップ）時間長をＴ０とし、拡散符号発生回路１７におい
てＭ系列符号を用い、そのＭ系列符号発生回路（図示せ
ず）にシフトレジスタを用いた場合、その段数をｎとす
ると、{2(2n-1)T0}-1で与えられる間隔となる。同図(B)
に示した複合スペクトル拡散信号のＳＭ(t)の周波数ス
ペクトルにおいて、側帯波＋Sa1と＋Sa2との周波数間隔
や＋Sb1と＋Sb2との周波数間隔は（２ｎ−１）Ｔ０｝
−１で与えられる間隔となっており、側帯波＋Sa1〜＋S
an，−Sa1〜−Sanと、側帯波＋Sb1〜＋Sbn，−Sb1〜−S
bnとは、夫々交互に等間隔で並んでいる。なお、第３図
はスペクトル拡散信号であり、実線(ハ)の部分（点(a)と
(b)の間）はそのメインローブを示している。
次に、第１図(B)を参照して、復調部２０の機能につい
て説明する。入力端子In５に入来した複合スペクトル拡
散信号ＳＭ(t)（第２図(B)参照）は、ＢＰＦ２２にて複
合スペクトル拡散信号以外の周波数成分を除去されて、
分離フィルタ１８に供給される。分離フィルタ１８の具
体的構成としては、例えば第４図に示すような櫛歯形フ
ィルタが用いられる。即ち、遅延回路３１，３２；加算
器１３，１４；利得調整器３３及び減算器１５とを第４
図示のように結線して櫛歯形フィルタ１８を構成してお
り、その周波数特性は第５図(A),(B)に夫々加算特性及
び減算特性として示す通りである。なお、同図(A)が加
算器１３側の特性、同図(B)が減算器１５側の特性であ
る。
て説明する。入力端子In５に入来した複合スペクトル拡
散信号ＳＭ(t)（第２図(B)参照）は、ＢＰＦ２２にて複
合スペクトル拡散信号以外の周波数成分を除去されて、
分離フィルタ１８に供給される。分離フィルタ１８の具
体的構成としては、例えば第４図に示すような櫛歯形フ
ィルタが用いられる。即ち、遅延回路３１，３２；加算
器１３，１４；利得調整器３３及び減算器１５とを第４
図示のように結線して櫛歯形フィルタ１８を構成してお
り、その周波数特性は第５図(A),(B)に夫々加算特性及
び減算特性として示す通りである。なお、同図(A)が加
算器１３側の特性、同図(B)が減算器１５側の特性であ
る。
ここで、分離フィルタ（櫛歯形フィルタ）１８の動作特
性について第４図及び第５図を併せて参照して簡単に説
明する。第４図の遅延回路３１及び３２は互いに等しい
遅延時間τを有している。利得調整器３３は伝送レベル
を半分に下げる働きをしている。いま、ＢＰＦ２２より
信号sinωｔが供給された場合、加算器１３の出力信号
をｆ（τ，ω）は、 となり、第５図(A)に示す加算特性となる。
性について第４図及び第５図を併せて参照して簡単に説
明する。第４図の遅延回路３１及び３２は互いに等しい
遅延時間τを有している。利得調整器３３は伝送レベル
を半分に下げる働きをしている。いま、ＢＰＦ２２より
信号sinωｔが供給された場合、加算器１３の出力信号
をｆ（τ，ω）は、 となり、第５図(A)に示す加算特性となる。
一方、減算器１５の出力信号をｇ（τ，ω）とすると、 となり、第５図(B)に示す特性（減算特性）となる。こ
のような振幅特性を有する櫛歯形フィルタを分離フィル
タ１８として使用した場合、実際の設計において、遅延
回路３１，３２における遅延時間τを τ＝(2n-1)Ｔ０
とすることにより、櫛歯形フィルタ１８の山又は谷の
周波数をスペクトル拡散信号の側帯歯周波数に合わせれ
ば、複合スペクトル拡散信号ＳＭ(t)における角周波数
ωｃ１にリンクするスペクトルと角周波数ωｃ２にリン
クするスペクトルとの分離検出が可能になるわけであ
る。
のような振幅特性を有する櫛歯形フィルタを分離フィル
タ１８として使用した場合、実際の設計において、遅延
回路３１，３２における遅延時間τを τ＝(2n-1)Ｔ０
とすることにより、櫛歯形フィルタ１８の山又は谷の
周波数をスペクトル拡散信号の側帯歯周波数に合わせれ
ば、複合スペクトル拡散信号ＳＭ(t)における角周波数
ωｃ１にリンクするスペクトルと角周波数ωｃ２にリン
クするスペクトルとの分離検出が可能になるわけであ
る。
ここで、前提条件としてＰ(t)又はＰ(t-t0)における周
期と遅延時間τを等しくし、cosωｃ１ｔ（又はsinω
ｃ１ｔ）はＰ(t)又はＰ(t-t0)の周期で、同相,同レベルで繰
返す連続波とすれば、加算器13の出力であるスペクトル拡散信
号(これを「S1(t)」とする）は、 Ｓ１(t)＝｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝Ｐ(t)ｃｏｓωｃ１ｔ ＋２Ｐ(t-t0)sinωｃ１ｔ……………(5) となり、減算器１５の出力である変調拡散符号信号（こ
れを「Ｓ２(t)」とする）は、 となる。第(6)式の第２項 は、完全には分離しきれない漏れ成分であるが、かなり
小さな値なので、近似的に省略が可能である。従って、
Ｓ２(t)は、 Ｓ２(t)≒２Ｐ(t)ｃｏｓωｃ２ｔ ……………………
(7) となる。
期と遅延時間τを等しくし、cosωｃ１ｔ（又はsinω
ｃ１ｔ）はＰ(t)又はＰ(t-t0)の周期で、同相,同レベルで繰
返す連続波とすれば、加算器13の出力であるスペクトル拡散信
号(これを「S1(t)」とする）は、 Ｓ１(t)＝｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝Ｐ(t)ｃｏｓωｃ１ｔ ＋２Ｐ(t-t0)sinωｃ１ｔ……………(5) となり、減算器１５の出力である変調拡散符号信号（こ
れを「Ｓ２(t)」とする）は、 となる。第(6)式の第２項 は、完全には分離しきれない漏れ成分であるが、かなり
小さな値なので、近似的に省略が可能である。従って、
Ｓ２(t)は、 Ｓ２(t)≒２Ｐ(t)ｃｏｓωｃ２ｔ ……………………
(7) となる。
以上の如き原理により、分離フィルタ１８にて検出され
たスペクトル拡散信号Ｓ１(t)の方は乗算器４及び５に
供給され、変調拡散符号信号Ｓ２(t)の方は乗算器４と
遅延回路１９に供給される。遅延回路１９に供給された
変調拡散符号信号Ｓ２(t)は、ここで遅延時間ｔ０を付
与された後、乗算器５に供給され、ここで乗算による逆
拡散が行なわれる。同様に乗算器４でも乗算による逆拡
散が行なわれ、その逆拡散出力Ｓ１(t)×Ｓ２(t)は、 Ｓ１(t)×Ｓ２(t)＝２｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝ ×｛Ｐ(t)｝２cosωｃ１ｔ cosωｃ２ｔ ＋４Ｐ(t-t0)ｓｉｎωｃ１ｔ sinωｃ２ｔ ＝｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝｛cos（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ） ＋cos（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ）｝２Ｐ(t) ×Ｐ(t-t0)｛sin（ωｃ１ｔ＋ωｃ２ｔ） ＋sin（ωｃ１ｔ＋ωｃ２ｔ）｝ ……………………(8) となる。また、乗算器５からの逆拡散出力Ｓ１(t)×Ｓ
２(t-t0)は、 Ｓ１(t)×Ｓ２(t-t0)＝２｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝ ×Ｐ(t)Ｐ(t-t0)ｃｏｓωｃ１ｔ cosωｃ２（ｔ−ｔ０） ＋４｛Ｐ(t-t0)｝２ sinωｃ１ｔ cosωｃ２（ｔ−ｔ０） ＝｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝Ｐ(t)Ｐ(t-t0) ×｛cos（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０） ＋cos（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０）｝ ＋２｛sin（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０） ＋sin（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０）……………(9) となる。
たスペクトル拡散信号Ｓ１(t)の方は乗算器４及び５に
供給され、変調拡散符号信号Ｓ２(t)の方は乗算器４と
遅延回路１９に供給される。遅延回路１９に供給された
変調拡散符号信号Ｓ２(t)は、ここで遅延時間ｔ０を付
与された後、乗算器５に供給され、ここで乗算による逆
拡散が行なわれる。同様に乗算器４でも乗算による逆拡
散が行なわれ、その逆拡散出力Ｓ１(t)×Ｓ２(t)は、 Ｓ１(t)×Ｓ２(t)＝２｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝ ×｛Ｐ(t)｝２cosωｃ１ｔ cosωｃ２ｔ ＋４Ｐ(t-t0)ｓｉｎωｃ１ｔ sinωｃ２ｔ ＝｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝｛cos（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ） ＋cos（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ）｝２Ｐ(t) ×Ｐ(t-t0)｛sin（ωｃ１ｔ＋ωｃ２ｔ） ＋sin（ωｃ１ｔ＋ωｃ２ｔ）｝ ……………………(8) となる。また、乗算器５からの逆拡散出力Ｓ１(t)×Ｓ
２(t-t0)は、 Ｓ１(t)×Ｓ２(t-t0)＝２｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝ ×Ｐ(t)Ｐ(t-t0)ｃｏｓωｃ１ｔ cosωｃ２（ｔ−ｔ０） ＋４｛Ｐ(t-t0)｝２ sinωｃ１ｔ cosωｃ２（ｔ−ｔ０） ＝｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝Ｐ(t)Ｐ(t-t0) ×｛cos（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０） ＋cos（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０）｝ ＋２｛sin（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０） ＋sin（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０）……………(9) となる。
第(8)式中において、（ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝cos（ωｃ１
ｔ−ωｃ２ｔ）と｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝cos（ωｃ１ｔ＋
ωｃ２ｔ）は、逆拡散により復調された復調１次変調波
信号（第２図(C)参照）であり、２Ｐ(t)Ｐ(t-t0)｛sin
（ωｃ１ｔ＋ωｃ２ｔ）＋sin（ωｃ１ｔ−ω
ｃ２ｔ）｝は復調されない拡散成分である。従って、狭
帯域通過特性を有するＢＰＦ２３により２つの復調１次
変調波信号のうちの片方，例えば｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝c
os（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ）が選択（通過）されて乗算器
６に供給される。また、第(9)式中において、２sin（ω
ｃ１ｔ−ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０）＋sin（ωｃ１ｔ−ω
ｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０）｝は、逆拡散により復調された復
調１次変調波信号用搬送波（第２図(D)参照）であり、
｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝Ｐ(t)Ｐ(t-t0)｛cos（ωｃ１ｔ−
ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０）＋cos（ωｃ１ｔ＋ωｃ２ｔ−
ωｃ２ｔ０）｝復調されない拡散成分がある。従って、
狭帯域通過特性を有するＢＰＦ２４により例えば搬送波
２sin（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０）が選択され
て移相回路２７に供給される。移相回路２７はこの搬送
波２sin（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０）を２cos
（ωｃ１−ωｃ２）ｔに変換する働きを有し、この搬送
波２cos（ωｃ１−ωｃ２）ｔが上記乗算器６に供給さ
れる。
ｔ−ωｃ２ｔ）と｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝cos（ωｃ１ｔ＋
ωｃ２ｔ）は、逆拡散により復調された復調１次変調波
信号（第２図(C)参照）であり、２Ｐ(t)Ｐ(t-t0)｛sin
（ωｃ１ｔ＋ωｃ２ｔ）＋sin（ωｃ１ｔ−ω
ｃ２ｔ）｝は復調されない拡散成分である。従って、狭
帯域通過特性を有するＢＰＦ２３により２つの復調１次
変調波信号のうちの片方，例えば｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝c
os（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ）が選択（通過）されて乗算器
６に供給される。また、第(9)式中において、２sin（ω
ｃ１ｔ−ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０）＋sin（ωｃ１ｔ−ω
ｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０）｝は、逆拡散により復調された復
調１次変調波信号用搬送波（第２図(D)参照）であり、
｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝Ｐ(t)Ｐ(t-t0)｛cos（ωｃ１ｔ−
ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０）＋cos（ωｃ１ｔ＋ωｃ２ｔ−
ωｃ２ｔ０）｝復調されない拡散成分がある。従って、
狭帯域通過特性を有するＢＰＦ２４により例えば搬送波
２sin（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０）が選択され
て移相回路２７に供給される。移相回路２７はこの搬送
波２sin（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０）を２cos
（ωｃ１−ωｃ２）ｔに変換する働きを有し、この搬送
波２cos（ωｃ１−ωｃ２）ｔが上記乗算器６に供給さ
れる。
乗算器６では、復調１次変調波信号｛ｄ(t)＋ｄ(t-
τ)｝cos（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ｝と搬送波２cos（ω
ｃ１−ωｃ２）ｔとの乗算による同期復調が行なわれて
第２図(E)の如きスペクトルの信号が得られ、ＬＰＦ２
８で信号成分｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝cos2（ωｃ１−ω
ｃ２）ｔ｛第２図(E)の(ニ)の成分｝は除去されて、出力
端子Out２には復調情報データ｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝｛同
図(E)の(ホ)の成分｝が出力される。なお、復調情報デー
タにおけるｄ(t-τ)の遅延時間τは、情報データの１チ
ップ時間長に比較して僅かな値であるので、ｄ(t-τ)は
近似的にｄ(t)とすることができる。これにより変調
（送信）時の情報データが復元されたことになる。
τ)｝cos（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ｝と搬送波２cos（ω
ｃ１−ωｃ２）ｔとの乗算による同期復調が行なわれて
第２図(E)の如きスペクトルの信号が得られ、ＬＰＦ２
８で信号成分｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝cos2（ωｃ１−ω
ｃ２）ｔ｛第２図(E)の(ニ)の成分｝は除去されて、出力
端子Out２には復調情報データ｛ｄ(t)＋ｄ(t-τ)｝｛同
図(E)の(ホ)の成分｝が出力される。なお、復調情報デー
タにおけるｄ(t-τ)の遅延時間τは、情報データの１チ
ップ時間長に比較して僅かな値であるので、ｄ(t-τ)は
近似的にｄ(t)とすることができる。これにより変調
（送信）時の情報データが復元されたことになる。
次に、本発明の通信方式を実現し得る装置の復調部の第
２実施例について、第６図の回路ブロック図を参照しな
がら説明する。第６図は復調部３０のブロック構成図で
あり、これらの図において、第１図(B)に示した第１実
施例と同一構成箇所には同一番号を付してその詳細な説
明を省略する。第１図(B)と第６図との比較から明らか
なように、復調部３０では、移相回路２７の代りに位相
同期ループであるＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ
Ｌｏｏｐ）２９を使用している。
２実施例について、第６図の回路ブロック図を参照しな
がら説明する。第６図は復調部３０のブロック構成図で
あり、これらの図において、第１図(B)に示した第１実
施例と同一構成箇所には同一番号を付してその詳細な説
明を省略する。第１図(B)と第６図との比較から明らか
なように、復調部３０では、移相回路２７の代りに位相
同期ループであるＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ
Ｌｏｏｐ）２９を使用している。
狭帯域の通過特性を有するＢＰＦ２４の出力は搬送波２
sin（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０）であるが、実
際には搬送波以外の周波数成分や他局からの信号等によ
る雑音等が含まれている。従って、ＰＬＬ２９を用い
て、一層狭帯域なトラッキングフィルタとして使用する
ことにより、他の周波数成分や雑音等の抑圧された搬送
波２sin（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０）に同期し
た搬送波２cos（ωｃ１−ωｃ２）ｔを発生させ、乗算
器９に供給している。なお、説明の便宜上、微小なクロ
ストーク成分は省略した。
sin（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０）であるが、実
際には搬送波以外の周波数成分や他局からの信号等によ
る雑音等が含まれている。従って、ＰＬＬ２９を用い
て、一層狭帯域なトラッキングフィルタとして使用する
ことにより、他の周波数成分や雑音等の抑圧された搬送
波２sin（ωｃ１ｔ−ωｃ２ｔ＋ωｃ２ｔ０）に同期し
た搬送波２cos（ωｃ１−ωｃ２）ｔを発生させ、乗算
器９に供給している。なお、説明の便宜上、微小なクロ
ストーク成分は省略した。
本発明のスペクトル拡散通信方式は以上のようにして通
信するので、次のような特長を有する。
信するので、次のような特長を有する。
従来方式において、復調部で必須の構成要件であった
クロック再生回路，拡散符号発生回路，ループで構成さ
れる同期引込み回路及び同期保持回路等が逆拡散を行な
うに当り不要となったので、回路構成をかなり簡素化で
き、コストの大幅な低減が図れるため、民生機器への展
開が非常に容易になった。
クロック再生回路，拡散符号発生回路，ループで構成さ
れる同期引込み回路及び同期保持回路等が逆拡散を行な
うに当り不要となったので、回路構成をかなり簡素化で
き、コストの大幅な低減が図れるため、民生機器への展
開が非常に容易になった。
同期引込み回路及び同期保持回路等が不要となったこ
とにより、従来方式における同期引込み時間がかかると
いう欠点や、同期が外れる等の問題から解放され、スペ
クトル拡散通信方式の動作の安定化に寄与できる。
とにより、従来方式における同期引込み時間がかかると
いう欠点や、同期が外れる等の問題から解放され、スペ
クトル拡散通信方式の動作の安定化に寄与できる。
従来方式において逆拡散に次いで複雑，高価な回路構
成であった１次変調波信号の同期復調を実現する回路と
しては、従来方式では特別な搬送波再生回路が必要だっ
たが、本発明方式では逆拡散により搬送波を独立に得る
ことが可能となったので、乗算器１個で１次変調波信号
の同期復調を実現でき、性能の安定化と回路規模の簡素
化に寄与できる。
成であった１次変調波信号の同期復調を実現する回路と
しては、従来方式では特別な搬送波再生回路が必要だっ
たが、本発明方式では逆拡散により搬送波を独立に得る
ことが可能となったので、乗算器１個で１次変調波信号
の同期復調を実現でき、性能の安定化と回路規模の簡素
化に寄与できる。
第１図(A),(B)は本発明のスペクトル拡散通信方式を実
現する一実施例の夫々変調部及び復調部のブロック構成
図、第２図(A)〜(E)は上記実施例の各構成部分の動作説
明用周波数スペクトル図、第３図はスペクトル拡散信号
波形図、第４図は復調部の主要構成の１つである分離フ
ィルタ（櫛歯形フィルタ）の構成図、第５図(A),(B)は
櫛歯形フィルタの周波数特性図、第６図は本発明方式を
実現する復調部の他の実施例のブロック構成図、第７図
は従来のスペクトル拡散通信方式を実現する通信装置の
基本ブロック構成図、第８図は第７図示の通信装置の各
構成部分におけるスペクトル図である。 １〜９…乗算器、１０…変調部、１１〜１４…加算器、
１５…減算器、１６，２７…移相回路、１７…拡散符号
発生回路、１８…分離フィルタ（櫛歯形フィルタ）、１
９，３１〜３２…遅延回路、２０，３０…復調部、２１
〜２４…ＢＰＦ（帯域波器）、２８…ＬＰＦ（低域
波器）、３３…利得調整器、In１〜In５…入力端子、Ou
t１〜Out２…出力端子。
現する一実施例の夫々変調部及び復調部のブロック構成
図、第２図(A)〜(E)は上記実施例の各構成部分の動作説
明用周波数スペクトル図、第３図はスペクトル拡散信号
波形図、第４図は復調部の主要構成の１つである分離フ
ィルタ（櫛歯形フィルタ）の構成図、第５図(A),(B)は
櫛歯形フィルタの周波数特性図、第６図は本発明方式を
実現する復調部の他の実施例のブロック構成図、第７図
は従来のスペクトル拡散通信方式を実現する通信装置の
基本ブロック構成図、第８図は第７図示の通信装置の各
構成部分におけるスペクトル図である。 １〜９…乗算器、１０…変調部、１１〜１４…加算器、
１５…減算器、１６，２７…移相回路、１７…拡散符号
発生回路、１８…分離フィルタ（櫛歯形フィルタ）、１
９，３１〜３２…遅延回路、２０，３０…復調部、２１
〜２４…ＢＰＦ（帯域波器）、２８…ＬＰＦ（低域
波器）、３３…利得調整器、In１〜In５…入力端子、Ou
t１〜Out２…出力端子。
Claims (1)
- 【請求項１】変調側には、第１の搬送波と情報信号で変
調することにより１次変調波信号を得る手段と、該得ら
れた１次変調波信号と第２の搬送波とを加算して加算信
号を得る手段と、クロック信号を入力して，第１の拡散
符号信号と，該第１の拡散符号信号より所定の遅延時間
を付与された第２の拡散符号信号とを生成する拡散符号
発生回路と、上記加算信号と該第１の拡散符号信号との
乗算による拡散を行なって第１の拡散出力信号を得る手
段と、上記第１の搬送波を所定の角度移相して上記第２
の拡散符号信号との乗算による拡散を行なって第２の拡
散出力信号を得る手段と、上記第１の拡散出力信号と該
第２の拡散出力信号とを加算して複合スペクトル拡散信
号を得る手段とを備え、 復調側には、上記複合スペクトル拡散信号を入力して第
３の拡散出力信号及び第４の拡散出力信号を分離検出す
る手段と、該得られた第３の拡散出力信号と第４の拡散
出力信号との乗算による逆拡散を行なって第１の逆拡散
出力信号を得る手段と、上記第４の拡散出力信号を所定
時間遅延した後、該第１の逆拡散出力信号との乗算によ
る逆拡散を行なって第２の逆拡散出力信号を得る手段
と、該第１の逆拡散出力信号を所定の通過特性を有する
帯域波器を介して復調１次変調波信号を得る手段と、
該第２の逆拡散出力信号を所定の狭帯域通過特性を有す
る帯域波器を介した後、位相回路又は位相同期ループ
に供給して搬送波を得る手段と、上記復調１次変調波信
号と該搬送波とにより同期復調を行なって、復調情報信
号を得て出力する手段とを備えて通信することを特徴と
するスペクトル拡散通信方式。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63233302A JPH069348B2 (ja) | 1988-09-16 | 1988-09-16 | スペクトル拡散通信方式 |
| US07/406,408 US4943976A (en) | 1988-09-16 | 1989-09-13 | Spread spectrum communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63233302A JPH069348B2 (ja) | 1988-09-16 | 1988-09-16 | スペクトル拡散通信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0281529A JPH0281529A (ja) | 1990-03-22 |
| JPH069348B2 true JPH069348B2 (ja) | 1994-02-02 |
Family
ID=16952986
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63233302A Expired - Lifetime JPH069348B2 (ja) | 1988-09-16 | 1988-09-16 | スペクトル拡散通信方式 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4943976A (ja) |
| JP (1) | JPH069348B2 (ja) |
Families Citing this family (71)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2220824A (en) * | 1988-07-13 | 1990-01-17 | Philips Electronic Associated | Transmission system for sending two signals simultaneously on the same communications channel |
| GB2240240A (en) * | 1990-01-19 | 1991-07-24 | Philips Electronic Associated | Radio receiver for direct sequence spread spectrum signals |
| US6693951B1 (en) * | 1990-06-25 | 2004-02-17 | Qualcomm Incorporated | System and method for generating signal waveforms in a CDMA cellular telephone system |
| US5103459B1 (en) * | 1990-06-25 | 1999-07-06 | Qualcomm Inc | System and method for generating signal waveforms in a cdma cellular telephone system |
| US5506864A (en) * | 1990-12-05 | 1996-04-09 | Interdigital Technology Corporation | CDMA communications and geolocation system and method |
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