JPH06103873B2 - 直交系列発生方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は例えばスペクト拡散通信装置やレーダにおけ
る送信信号を符号変調するための系列を発生する直交系
列発生方式に関するものである。

〔従来の技術〕

従来技術について説明を行う前に、まず直交系列の数学
的性質について説明する。

ここでいう「系列」とは ｛a_n｝＝…a_n-1a_na_n+1… （１） に示される数値a_nの時系列並びを意味する。ｎは並びの
順番を示す因子である。a_nは系列の成分と呼ばれ、複素
数の数値である。また、系列｛a_n｝は周期系列であり、
系列の成分に対して a_n+N＝a_n （２） を満足するＮが存在し、Ｎは系列の周期と呼ばれる。こ
のとき第１式の系列は次式で表すことができる。

｛a_n｝＝…a_N-1a₀a₁a₂…a_N-1a₀a₁… （３） このような系列の数学的性質を記述する量として次式で
定義される自己相関関係がよく用いられる。

ここに＊は複数共役を示す。第４式に示されるように自
己相関関数がｍ＝０からｍ＝Ｎ−１の範囲内だけで定義
されるのは系列｛a_n｝が周期系列であって、その結果自
己相関関数ρ_(m)が周期関数となるからである。その周
期は、系列｛a_n｝の周期と同じＮとなる。

ρ_(m+N)＝ρ_(m) （５） このような系列を実システムに応用するとき、多くの場
合、第４式の自己相関関数が第４図に示すような性質を
持つことが要求される。即ち、自己相関関数がｍ＝０で
鋭いピークを持ち、それ以外のｍ（０＜ｍ＜Ｎ）では
「十分小さい値」をとることが要求される。自己相関関
数のｍ＝０の部分ρ₍₀₎はメインローブと呼ばれる。ま
た自己相関関数のｍ＝０以外の部分ρ_{(m)(m=1, 〜 ,N-1)}
はサイドローブと呼ばれ、サイドローブの大きさはメイ
ンローブの値ρ₍₀₎との相対的な大きさが問題にされ
る。従ってサイドローブの大きさが「十分小さい値」を
とるというのは ｜ρ_(m)｜＜＜｜ρ₍₀₎｜_{m=1, 〜 ,N-1} （６） なる関係が満足されることを意味する。

第６式を満足するという意味において、自己相関関数の
サイドローブの大きさが０となる系列、 第７式を満足する系列は極めて優れた性質をもつ。

直交系列は第７式を満足する系列として定義される。

このような直交系列が実システムへの応用において非常
に有用であることを第５図を用いて以下説明する。

第５図は直交系列を目標の検出を目的としたレーダに応
用した場合の概念を示す図である。図中、１は局部発振
器、２は変調器、３は直交系列発生器、４は電力増幅
器、５は低雑音増幅器、６は送信アンテナ、７は受信ア
ンテナ、８は検波器、９は復調器、10aは目標Ａ、10bは
目標Ｂである。また｛a_n｝は系列、Ｕは送信信号、Saは
送信信号Ｕが目標Ａ（10a）で反射されて生じた反射信
号、S_bは送信信号Ｕが目標Ｂ（10b）で反射されて生じ
た反射信号、Ｒは受信信号、Ｖは検波信号、Ｚは復調信
号である。

なお以下の説明を簡潔にするため信号の数式表現はすべ
て複素信号を用いる。物理的にはこのような複素信号は
存在しないが、オイラーの公式 e^jω^t＝cosωｔ＋jsinωｔ （８） j:虚数単位 が示すように実信号は複素信号の実部に対応させること
ができる。

局部発振器１は正弦波信号e^jω^tを発生し、変調器２に
これを転送する。一方、直交系列発生器３は系列｛a_n｝
を発生し、変調器２にこれを転送する。変調器２は系列
｛a_n｝を用いて正弦波信号^jω^tを符号変調し送信信号Ｕ
を出力する。送信信号Ｕは電力増幅器４で増幅されたの
ち、送信アンテナ６を介して外部空間に放射される。外
部空間に放射された送信信号Ｕはその一部が目標Ａ（10
a）、目標Ｂ（10b）で各々反射され、その結果反射信号
S_a，反射信号S_bが生じる。反射信号S_a，反射信号S_bは各
々受信アンテナ７で受信され、受信信号Ｒとなる。受信
信号Ｒは反射信号S_aと反射信号S_bの合成信号であり、次
の関係がある。

Ｒ＝S_a＋S_b （９） 受信信号Ｒは低雑音増幅器５で増幅された後、検波器８
に入力される。検波器８は受信信号Ｒを位相検波するこ
とによりRF（Radio Frequency）帯の受信信号Ｒをビデ
オ帯の検波信号Ｖに変換したのち復調器９に転送する。
復調器９は検波信号Ｖを入力するとともに直交系列発生
器３から転送される系列｛a_n｝を入力して検波信号Ｖに
施された符号変調を復調して復調信号Ｚを出力する。

第６図，第７図を用いて第５図に示すレーダの動作をさ
らに詳細に説明する。第６図は送信信号Ｕと受信信号Ｒ
との時間関係を示す図であり、第７図は系列の成分a_nの
ベトクル図である。第６図において、U,S_a,S_b,Rは各々
符号変調された送信信号、目標Ａの反射信号、目標Ｂの
反射信号、受信信号の波形を示している。第６図に示さ
れるように ｔ＝０からｔ＝τまでの時間範囲では成分a₀， ｔ＝τからｔ＝２τまでの時間範囲では成分a₁ というようにτ時間ごとに成分を切替えて正弦波信号に
符号変調を施し、送信信号が生成される。符号変調され
た送信信号Ｕの数式表現U_(t)は次式で与えることができ
る。

ここにrect〔ｔ〕は次式で定義される矩形関数である。

矩形関数は成分の切替えを数学的に表したものであり、
変調は成分a_nと正弦波信号e^jω^tの積によって表現され
る。積により変調が表現できることが成分a_nを第７図の
ようにベクトルによって表すことにより明確にできる。
成分a_nの振幅|a_n|は正弦波信号の振幅の変調を示し、成
分a_nの位相φ_nは正弦波信号の位相の変調を示してい
る。系列｛a_n｝は周期系列であるから正弦波信号に施さ
れる変調も第６図に示すように周期をもつ。その周期Ｔ
は Ｔ＝Ｎτ （12） で表れる。

反射信号は送信信号の一部が目標で反射して生じたもの
であるから、第６図に示すように、反射信号S_a,S_bの波
形は送信信号の波形と相似になる。また、反射信号が受
信アンテナ７と受信されるタイミングは電波がレーダと
目標間の往復の距離を伝搬するのに要する時間だけ遅れ
る。この時間遅れを第６図では反射信号S_aに対してはt_a
で表し、反射信号S_bに対してはt_bで表している。これに
より反射信号S_a，反射信号S_bの数式表現S_a(t),S_b(t)は
次式で表すことができる。

ここにη_a，η_bは各々目標Ａ（10a），目標Ｂ（10b）の
電波反射強度を示す定数である。

受信信号Ｒは第９式に示されるように反射信号S_aと反射
信号S_bの両者が合成された信号であるからその数式表現
Ｒ（ｔ）は次式で与えられる。

検波器８は受信信号Ｒを位相検波するが、これは数学的
にはe^-jω^tを乗ずることと等価である。従って検波信号
Ｖの数式表現Ｖ（ｔ）は次式で与えられる。

復調器９の内部では検波信号Ｖと系列｛a_n｝との相関処
理が実施される。相関処理の方法としてアナログ方式と
デイジタル方式の２方式があるが、両方式の差異は処理
結果である復調信号Ｚがアナログ信号で出力されるかデ
イジタル信号で出力されるかだけである。

ここで相関処理がデイジタル方式の場合について説明を
進める。このとき、まず検波器８から転送された検波信
号Ｖは復調器９内部で標本化されデイジタル信号に変換
される。このときの標本化周期は第６図に示した成分の
切替時間τに等しくとられる。デイジタル信号に変換さ
れた検波信号Ｖ（ｋτ）（ｋ＝…−1,0,1…）の数式表
現は第16式から次式で与えられる。

但し、第17式においては t_a＝k_aτ （18a） t_b＝k_bτ （18b） とした。

第17式は矩形関数rect〔ｔ〕が第11式に示されるように
０ｔ＜１以外で０になることを考慮すれば次式に示す
ように簡単に書ける。

ついで復調器９は第19式に示されるように、標本化され
た検波信号Ｖ（ｋ）と直交系列発生器３から転送される
系列｛a_n｝を用いて次式に示されるような相関処理演算
を実施し、復調信号Ｚ（ｋ）を出力する。

第20式で示される復調信号Ｚ（ｋ）の詳細を説明するた
めに第19式を第20式に代入すると第21式が得られる。

第21式と第４式を比較すると第21式において〔 〕で示
される項は系列｛a_n｝の自己相関関数に他ならない。第
21式を系列の自己相関関数ρ（ｍ）を用いて書くと第22
式が得られる。

第22式に示されるように復調信号Ｚ（ｋ）は符号系列の
自己相関関数を定し合わせたものになる。

第８図は復調信号Ｚ（ｋ）の振幅波形を示したものであ
り、直交系列が有用であることを説明するための図であ
る。第８図において（ａ）および（ｂ）に示される図は
仮りに系列が直交系列でなかった場合の復調信号Ｚ
（ｋ）の振幅波形を示しており、（ｃ）は系列が直交系
列である場合の振幅波形を示している。これらの図にお
いてz_a,z_bは自己相関関数のメインローブ、Y_a,Y_bは自己
相関関数のサイドローブを示している。第８図の
（ａ），（ｂ）に示されるように系列が直交系列でない
場合、メインローブとサイドローブが干渉することが分
かる。第８図の（ａ）に示されるようにη_a，η_b両者の
大きさに差がない（目標Ａ（10a）と目標Ｂ（10b）の電
波反射強度に差がない）場合、メインローブとサイドロ
ーブの干渉はあまり問題にならず、復調信号から２目標
の反射信号を受信したことを検出できる。ところが、η
_a，η_b両者の大きさに大差がある（目標Ａ（10a）と目
標ｂ（10b）の電波反射強度に大差がある）場合、メイ
ンローブとサイドローブの干渉は大きな問題となる。例
えば図８の（ｂ）に示すように目標Ｂ（10b）のメイン
ローブZ_bが目標Ａ（10b）のサイドローブY_aに埋もれて
しまうと、復調信号からは２目標の反射信号を受信して
いることを検出できなくなる。このように隣接する２目
標の電波反射強度に大きさ差異があるような状況はレー
ダの実運用環境においてはしばしば生ずることであっ
て、例えば、山の近くを飛行している飛行機等はその典
型的なものである。

このような問題は第８図の（ｃ）に示すように系列とし
て直交系列を用いることにより解決できることは明らか
である。直交系列によればサイドローブは０であるか
ら、大信号のサイドローブに小信号のメインローブが埋
もれてしまうことなく、２信号の大小に関係なく復調信
号から２信号を検出することができる。

以上は目標の数を２つに限定して説明したが、Ｎ個の目
標からの反射信号を同時に受信した場合にも同様であ
り、直交系列を用いれば目標の大小に係わらずこれらを
検出することができる。

さて、このように優れた性質を持つ直交系列を発生させ
る従来方式として、米国IREの論文誌Informantion Theo
ry第IT-8巻（1962年10月発刊）のR.Frankらによる「Pha
se shift Pulse Code with Good Periodic Correlation
Properties」に開示された多相直交系列が知られてい
る。

第９図に従来の多相直交系列を発生するアルゴリズムの
フローチャートを示す。多相直交系列の一周期はステッ
プ11で計算される１のＬ乗根 （Ｌは自然数） のべき乗（ステップ14） K:整数 を成分とする直交系列である。各成分はステップ12〜ス
テップ18に示されるようにＩ＝0,J＝０からＩ＝Ｌ−1,J
＝Ｌ−１までI,Lを１ずつ増加させるようにして並べら
れる。これは表１に示すようなＬ×Ｌの正方行列を作
り、第１行から第Ｌ行まで順次並べたものに相当する。
即ち多相直交系列は次式で与えられる。

第25式から明らかなように多相直交系列の周期ＮはＬよ
り一義的に決まり、次式で与えられる。

Ｎ＝L² （26） 次に多相直交系列の成分の詳細を説明する。

第24式に示されるように多相直交系列の成分W^kの振幅は
Ｋの値に依らず１であるから、多相直交系列を用いた符
号変調では正弦波信号の増幅変調は必要ない。一方、成
分W^Kの位相は次のように考えることができる。整数Ｋが
整数p,qを用いて Ｋ＝pL＋ｑ （27a） ０ｑ＜Ｌ （27b） とかけることから、第24式は次のように変形される。

第26式は成分W^Kの位相は第27a式の関係に従って と等価になることを示している。ｑは第27b式に示すよ
うにｑ＝０からｑ＝Ｌ−１の整数値を全てとるから、W^K
の位相は０から 刻みでＬ通りの値をとることになる。一例として、第11
図にＬ＝８の場合における成分W^Kのベクトル図を示す。
第11図に示されるようにＬ＝８の場合の多相直交系列の
成分の位相は ごと８通りの値をとる。従って、多相直交系列を用いた
場合、Ｌ通り位相を用いて正弦波信号を位相変調する必
要がある。

このような多相直交系列を第５図に示すようなレーダに
応用して、正弦波信号を符号変調する場合の変調器２の
構成例を第10図に示す。第10図において、19a,19b,19c,
19dは移相器であり、20は制御器、21はスイッチであ
る。移相器19a,19b,…,19c,19dは各々局部発振器１から
転送される正弦波信号の位相量を、 進めるものである。スイッチ21は正弦波信号の転送先を
τ時間毎に切替えるもので、その動作は制御器20から転
送されるコマンド信号Ｃに従う。制御器20は多相直交系
列の成分W^Kの位相を計算し、その値ｑに応じてコマンド
信号Ｃを生成する。例えば制御器20はｑ＝０の場合に
は、スイッチ21が端子Ｉと端子Ｏを接続するようなコマ
ンド信号Ｃを生成し、ｑ＝Ｌ−１の場合にはスイッチ21
が端子Ｉと端子Ｄを接続するようなコマンド信号Ｃを生
成する。

このように、多相直交系列により符号変調を行う場合、
位相の切替がＬ種類必要であり、その結果、Ｌ−１個の
移相器が必要となる。

〔発明が解決しようとする課題〕

以上説明したように従来技術では例えば、レーダシステ
ムにおいて多相直交系列を用いて正弦波信号を位相変調
する場合、符号変調器には複数個の移相器が必要とな
る。移相器の個数は多相直交系列の周期Ｎに依存し、 必要となる。このため、多相直交系列を用いて符号変調
する場合、変調器のハードウエアが大規模化し、問題と
なっていた。

この発明はこのような問題点を解決するためになされた
もので、例えばレーダシステムにおいて符号変調器を構
成するために必要な移相器の個数が系列の周期に関係な
く１つとなり、直交系列を発生することができる直交系
列発生方式を得ることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係る直交系列発生方式は、成分が0,1で周期
がＮのＭ系列を発生するＭ系列発生器24とこのＭ系列発
生器24の出力側に接続され、入力したＭ系列の成分を、
その値が0,1に応じてそれぞれ置換する置換手段（成分
置換器25）を備えたものである。

〔作用〕

この発明における直交系列発生方式では、Ｍ系列発生器
24が発生する出力の成分が0,1のＭ系列を置換手段（成
分置換器25）が入力し、その内部でＭ系列の成分が０の
場合には、A₀を正の実数として に、１の場合にはA₁を正の実数として にそれぞれ置換し、φ₁−φ₀を位相とする三角関数がＭ
系列の周期Ｎの一次式を係数とする振幅比A₁/A₀の２つ
の関数比となるようにして直交系列を発生する。

〔発明の実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、24は線形帰還シフトレジスタからなるＭ系
列発生器（以下、線形帰還シフトレジスタと適宜記
す。）であり、22a,22b,22c,22dは遅延素子、23は排他
的論理和演算器、25はＭ系列の成分の値を複素数に置き
換える手段としての成分置換器で、マイクロコンピュー
タ等から構成される。

置換素子22a〜22dには値が０か１である数値が記憶され
る。これら遅延素子における数値の転送は周期がとられ
ており、１クロック毎に数値は矢印の方向へ転送され
る。遅延素子22dの数値b_nはＭ系列の成分として外部に
出力されて成分置換器25に転送される。排他的論理和演
算器23は遅延素子22aおよび遅延素子22dから転送される
数値b_nと数値d_nの排他的論理和を計算して、演算結果で
ある数値e_nを遅延素子22aに転送する。表２に排他的論
理和の定義を示す。

このような構成の線形帰還シフトレジスタにおいて遅延
素子22a〜22dに全ゼロ以外の初期値をいれて生成される
系列は公知Ｍ系列となる。Ｍ系列は線形帰還シフトレジ
スタから生成される系列のうち周期が最大のものであ
る。第１図の例では線形帰還シフトレジスタ内の遅延素
子が４段であるが、一般にはこれをｋ段に拡張すること
ができる。但し、ｋ段の線形帰還シフトレジスタでＭ系
列を生成するためには帰還タップの位置がある限られた
組み合わせを満足する必要がある。この組み合わせはす
でに求められており、その一例を表3-1〜表3-3に示す。

表3-1〜表3-3において結線タップの番号は遅延素子の番
号に対応しており、例えば第１図においては遅延素子22
aが１番、遅延素子22bが２番、遅延素子22cが３番、遅
延素子22dが４番となる。

表3-1〜表3-3に示す組み合わせによって生成されるＭ系
列の周期Ｎは線形帰還シフトレジスタの段数ｋにより決
まり、次式で与えられる。

Ｎ＝2^k−１ （29） 例えば第１図に示す４段の場合、Ｍ符号系列の周期は15
である。つまりｋ＝4,N＝15の場合を示している。

次に、成分置換器25は線形帰還シフトレジスタ24が生成
したＭ系列｛b_n｝を入力し、その内部で成分b_nを成分a_n
に置き換える。以下、第２図に示すフローチャートを用
いて成分置換器25の動作を説明する。まず、成分置換器
25はステップ26で線形帰還シフトレジスタ24から逐次転
送される成分b_nを入力する。ついでステップ27でその値
をチェックする。もし、b_n＝０であれば次にステップ29
が実行され、もしb_n＝１であれば次にステップ28が実行
される。ステップ28が実行された場合、成分a_nはその値
が なる複素数に設定され、ステップ30により外部に出力さ
れる。一方、ステップ29が実行された場合、成分a_nはそ
の値が なる複素数に設定されステップ30により外部に出力され
る。このとき成分置換器25は第30式に示されるパラメー
タA₁，φ₁と第31式に示されるパラメータA₀，φ₀とが次
式と満足するように設定する。

第32式に示されるように、位相差φ₁−φ₀および振幅比
A₁/A₀が重要であって、通常の動作では、 φ₀＝０ （33a） A₀＝１ （33b） とすることができる。

このようにして生成された成分の並び｛a_n｝が直交系列
であることを以下に説明する。

本発明の実施例による系列｛a_n｝のｍ＝０以外の自己相
関関数は、第４式から次のように書ける。

ここに α：a_n,a_n+mが共に である成分の組み合わせの数 β：a_nが で、かつa_n+mが である成分の組み合わせの数 γ：a_nが で、かつa_n+mが である成分の組み合わせの数 δ：a_n,a_n+mが共に である成分の組み合わせの数 である。

系列｛a_n｝はＭ系列｛b_n｝の成分を置換により得られた
系列であるから、α，β，γは次のように考えてもよ
い。

α：b_n,b_n+mが共に０である成分の組み合わせの数 β：b_nが０で、b_n+mが１である成分の組み合わせの数 γ：b_nが１で、b_n+mが０である成分の組み合わせの数 δ：b_n,b_n+mが共に１である成分の組み合わせの数 α，β，γ，δはＭ系列の性質からｍの大きさに関係な
く、一定の値をとることを示すことができる。α，β，
γ，δの値を導出するために必要なＭ系列の性質を以下
に示すように、宮川，岩垂他によって著作された「符号
理論」（第３版）（昭晃堂昭和51年７月20日発行）に開
示されている。

（１）Ｍ系列の周期はＮ＝2^k−１である。

（２）Ｍ系列の一周期には、０は2^k-1−１個、１は2^k-1
個含まれる。

（３）Ｍ系列の一周期｛b₀,b₁，…，b_N-1｝ から次式に示すようにベクトル｜B_i（ｉ＝0,…,N−１）
を定義する。

このときベクトル|B_iと|B_jのハミング距離d_H（|B_i,|
B_j）を求めると、|B_iと|B_jの組み合わせに関係なく、ハ
ミング距離は d_H（|B_i,|B_j）＝2^k-1ｉ≠ｊ （36） となる。ハミング距離とは２つのベクトルを |A＝（a₀,a₁，…，a_N-1）， |B＝（b₀,b₁，…，b_N-1）で表したとき で定義される距離である。

α，β，γ，δの値はベクトル|B₀と|B_m（ｍ＝1,2,…,N
−１）の成分を比較して導出できる。

まず、αとδの和はベクトル|B₀と|B_mにおいて第37b式
のε_nがε_n＝０となる成分の個数である。第36式に示さ
れるように|B₀と|B_mのハミング距離がｍの値に関係なく
2^k-1であることから α＋δ＝Ｎ−2^k-1＝2^k−１−2^k-1＝2^k-1−１（38）
となる。次にβ，γについて考える。

改めて、ベクトル|B₀においてb_n＝0,ベクトル|B_mにおい
てb_n+m＝１となる成分の組み合わせの数βを β＝2^k-2＋ｄ （39） とおくと、ベクトル|B₀においてb_n＝1,ベクトル|B_mにお
いてb^n+m＝０となる成分の組み合わせの数γは γ＝2^k-2−ｄ （40） とおける。なぜならば、ベクトル|B₀と|B_mのハミング距
離はd_H（|B₀,|B_m）＝β＋γ＝2^k-1であるからである。

一方、Ｍ系列の性質によりベクトル|B₀における成分０
の数は2^k-1−1,成分１の数は2^k-1であったから，ベクト
ル|B₀において残りの成分０の数をp₀，残りの成分１の
数をp₁とすると各々次式で与えられる。

p₀＝2^k-1−１−β＝2^k-2−１−ｄ （41a） p₁＝2^k-1−γ＝2^k-2＋ｄ （41b） 同様にベクトル|B_mにおいて、残りの成分０の数をq₀，
残りの成分１の数をq₁とすると各々次式で与えられる。

q₀＝2^k-1−１−γ＝2^k-2−１＋ｄ （42a） q₁＝2^k-1−β＝2^k-2−ｄ （42b） ところが、p₀,q₀は共にベクトル|B₀,|B_mにおいてb_nが０
でb_n+mが０である成分の組み合わせの数を表しているか
ら、 p₀＝q₀ （43a） でなければならない。同様にp₁,q₁は共にベクトル|B₀,|
B_mにおいてb_nが１でb_n+mが１である成分の組み合わせを
表しているから p₁＝q₁ （43b） でなければならない。

第43a,第43b式より ｄ＝０ が得られ、これよりβ，γは共に等しくまたｍの値に関
係なく次式で与えられる。

β＝γ＝2^k-2 （45） また、ベクトル|B₀およびベクトル|B_mの成分０の数およ
び成分１の数がＭ系列の性質２に示されるように、各々
2^k-1−１個，2^k-1個であったからα，β，γ，δは次の
関係を満足しなければならない。

α＋γ＝α＋β＝2^k-1−１ （46a） β＋δ＝γ＋δ＝2^k-1 （46b） 第46a式，第46b式に第45式を代入して α＝2^k-2−１ （47） δ＝2^k-2 （48） を得る。第47式，第48式で与えられるα，δは第38式を
満足しており、矛盾しない。

第45式に示されるβ，γの値と第47式，第48式に示され
るα，δの値を第34式に代入して、実施例による系列
｛a_n｝の自己相関関数は次式のようにかける。

系列｛a_n｝が直交系列であるための条件はρ（ｍ）＝0,
（ｍ＝1,2,…,N−１）であったから、これより第32式が
導出される。なお、第32式の導出には第29式の関係を用
いている。

以上により上記実施例により生成される系列は直交系列
であることが理解される。

第12図は本発明の実施例による直交系列の成分のベクト
ル図である。第12図に示されるように本発明の実施例に
よる直交系列では成分の値が１とAe^j _φの２通りの値を
とる。

このような本発明の実施例による直交系列を第５図に示
すようなレーダに応用して、正弦波信号を符号変調する
場合の変調器２の構成例を第３図に示す。第３図におい
て、31は移相器、32は制御器、33はスイッチ、34は増幅
器である。移相器31は局部発振１から転送される正弦波
信号の位相量をφ₁進めるものである。また、増幅器34
は正弦波信号の振幅A₁倍増幅するものである。このとき
φ,Aは次の関係式を満足する。

スイッチ33は正弦波信号の転送先をτ時間毎に切替える
もので、その動作は制御器32から転送されるコマンド信
号C₀に従う。制御器32から本発明による直交系列の成分
a_nの振幅と位相を計算し、その振幅・位相に応じて、コ
マンド信号C₀を生成する、例えば振幅が１で位相が０の
場合、スイッチ33が端子Ｉと端子Ｏを接続するようなコ
マンド信号C₀を生成し、振幅がA₁で位相がφ₁の場合に
はスイッチ33が端子Ｉと端子Ａを接続するようなコマン
ドC₀を生成する。

このように本発明の実施例による直交系列発生器によ
り、例えばレーダシステムのおける符号変調を行う場
合、位相の切替は２種類で十分であり、その結果１つの
移相器と１つの増幅器を用意するだけでよい。

尚、上述の実施例では、Ｍ系列発生器の一例として線形
帰還シフトレジスタの例を示したが、本発明は線形帰還
シフトレジスタ以外のＭ系列発生器に広く適用し得る。
尚また、本発明はレーダシステム以外の信号処理を行な
うシステムにおいても適用し得ることは云うまでもな
い。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、置換手段の入力信号
の振幅と位相との値により２種類の直交系列が生成され
る構成としたので、例えばレーダシステムにおいて符号
変調器を構成するために必要な移相器の個数が系列の周
期に関係なく１つとなり、したがって符号変調器の構成
が簡単化し、安価に実現できるという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による直交系列発生方式を
用いた直交系列発生器の構成を示す図、第２図は第１図
に示したものの成分置換器の動作を示すフローチャー
ト、第３図は変調器の詳細ブロック図、第４図は自己相
関関数の波形を示す図、第５図は直交系列発生器を利用
しているシステムの一例としてのレーダの構成を示す概
念図、第６図はレーダの送受信タイミングを示す図、第
７図は系列の成分のベクトル図、第８図（ａ）〜（ｃ）
は復調信号波形を示す図、第９図は多相直交系列の生成
アルゴリズムを示すフローチャート、第10図は変調器の
詳細ブロック図、第11図は多相直交系列の成分のベクト
ル図、第12図は本発明の実施例による直交系列の成分の
ベクトル図である。 24はＭ系列発生器、25は成分置換器（置換手段）、b_nは
Ｍ系列の成分、a_nは直交系列の成分である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】成分が０と１からなり、周期がＮであるＭ
   系列の信号を出力するＭ系列発生器と、このＭ系列発生
   器の出力側に接続され、入力信号の成分を置換して出力
   信号を出力する置換手段とを備えた直交系列発生器にお
   いて、A₀,A₁を正の実数として、上記置換手段は、その
   入力信号の成分が０の場合にはA₀exp(jφ₀)に、１の場
   合には A₁exp(jφ₁)に置換するとともに、位相差φ₁−φ₀と振
   幅比A₁/A₀が を満足するよう構成されてなることを特徴とする直交系
   列発生方式。