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WO2025115966A1 - 電力変換装置及びヒートポンプ機器 - Google Patents

電力変換装置及びヒートポンプ機器 Download PDF

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Publication number
WO2025115966A1
WO2025115966A1 PCT/JP2024/042179 JP2024042179W WO2025115966A1 WO 2025115966 A1 WO2025115966 A1 WO 2025115966A1 JP 2024042179 W JP2024042179 W JP 2024042179W WO 2025115966 A1 WO2025115966 A1 WO 2025115966A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
power
capacitor
motor
power converter
conversion device
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
PCT/JP2024/042179
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
正樹 金森
元紀 西尾
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Carrier Japan Corp
Original Assignee
Carrier Japan Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Carrier Japan Corp filed Critical Carrier Japan Corp
Publication of WO2025115966A1 publication Critical patent/WO2025115966A1/ja
Pending legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/493—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters

Definitions

  • An embodiment of the present invention relates to a power conversion device that drives a motor having an open winding structure, and a heat pump device including the power conversion device.
  • Patent Document 1 discloses a single-phase input power converter equipped with a small-capacity film capacitor as a power converter for driving a motor, and describes that it can reduce harmonics in the input current and improve the power factor.
  • current flows only from the maximum phase to the minimum phase of the three-phase AC current, so that the input current cannot be controlled to a sine wave only by switching in the power converter circuit for driving the motor.
  • Patent Document 2 discloses a system in which a matrix converter is applied to the primary inverter.
  • Patent Document 1 Patent No. 4 3 9 1 7 6 8
  • Patent Document 2 Patent No. 5 5 3 1 2 3 8 Summary of the invention Problem to be solved by the invention Incorporation by reference (Rule 20•6)
  • the three-phase input current can be controlled to a sine wave, but the semiconductor device for the matrix converter, the choke coil used in the AC filter, and other components must be selected with a rating equal to or higher than the rated capacity of the power conversion device, which results in problems such as an increase in the size of the entire power conversion device and an increase in costs.
  • the present invention provides a power conversion device that can suppress an increase in the overall size and cost even in a dual inverter system, and a heat pump device equipped with the power conversion device.
  • a power conversion device includes: a rectifier circuit which rectifies an AC voltage supplied from an AC power supply; a first storage element connected to a DC side of the rectifier circuit; a first power converter which is composed of a diode and a semiconductor switch connected in parallel to the first storage element, and in which one end of a winding of a first motor having an independent phase winding is connected to each phase output terminal; a second power converter which is composed of a diode and a semiconductor switch and in which the other end of the winding of the first motor is connected to each phase output terminal; a second storage element connected to the DC side of the second power converter; a reactor which is branched off and connected from a wiring which connects the AC power supply and the rectifier circuit; and a third power converter which is composed of a diode and a semiconductor switch connected between the reactor and the second storage element, and which suppresses harmonics.
  • a heat pump device includes the power conversion device according to the embodiment and the first motor, and the first motor drives a compressor.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a power conversion device according to a first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a power conversion device according to a second embodiment.
  • FIG. 4 A flowchart showing the processing of the power regeneration absorption operation in the third embodiment.
  • Figure 5 A diagram showing the switching state of each inverter when performing the power regeneration absorption operation.
  • Figure 6 Timing chart showing current and voltage waveforms corresponding to the processing contents shown in Figure 5.
  • FIG. 7 is a diagram showing the switching state of each inverter when performing a power regeneration and absorption operation according to a fourth embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a power conversion device according to a fifth embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a power conversion device according to a sixth embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing the configuration of a power conversion device according to a seventh embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram showing the configuration of a power conversion device according to the eighth embodiment.
  • FIG. 12 A diagram showing a configuration example of a noise filter circuit.
  • the power conversion device of this embodiment drives a first motor 10.
  • the first motor 10 may be a three-phase permanent magnet synchronous motor or an induction machine, but in this embodiment, it is a permanent magnet synchronous motor.
  • the first motor 10 is a so-called open winding motor, and its three-phase windings are not connected to each other, with both terminals being in an open state. In other words, the first motor 10 has six winding terminals Ua, Va, Wa, Ub, Vb, and Wb.
  • the first motor 10 is driven by a dual inverter system using a first inverter 5 and a second inverter 9.
  • the first inverter 5 and the second inverter 9 are three-phase inverters having the same circuit configuration and three sets of two series-connected switching elements, with the intermediate connection points of each series-connected switching element serving as three output terminals.
  • the phase output terminals of the first inverter 5 are connected to the winding terminals Ua, Va, and Wa of the first motor 10, respectively, and the phase output terminals of the second inverter 9 are connected to the winding terminals Ub, Vb, and Wb of the first motor 10, respectively.
  • a rectifier circuit 3 is connected to a three-phase AC power source 1 via a three-phase reactor 2.
  • the rectifier circuit 3 is composed of six diodes connected in a three-phase bridge configuration. Output of the rectifier circuit 3 Supplementation by reference (Rule 20.6)
  • the first capacitor 4, which is an electrolytic capacitor, and the first inverter 5 are connected to the terminals.
  • the second inverter 9 is connected in parallel to both ends of the DC side of the second capacitor 8, which is, for example, an electrolytic capacitor, and the power converter 7.
  • Each of the second capacitor 8 and the first capacitor 4 may be a chargeable and dischargeable storage element having a certain capacity, and the element may be replaced with a storage battery or a battery.
  • the first capacitor 4 corresponds to the first storage element
  • the second capacitor 8 corresponds to the second storage element.
  • the high-voltage side terminal and the low-voltage side terminal of the first inverter 5, i.e., both ends of the first capacitor 4 are not connected to the second inverter 9, and the second inverter 9 is independent.
  • the output terminals of the first inverter 5 and the second inverter 9 are connected only through the windings of the first motor 10, each of which has an independent phase.
  • the power converter 7, whose DC section is connected to the second capacitor 8, has the same circuit configuration as the first inverter 5 and the second inverter 9, and has three sets of two switching elements connected in series, and is a three-phase inverter in which the intermediate connection points of each of the series-connected switching elements become three output terminals.
  • Each phase output terminal of the power converter 7 is connected to a three-phase AC power source 1 through a three-phase reactor 6.
  • a flywheel diode is connected in parallel to each of the switching elements constituting the first inverter 5, the second inverter 9, and the power converter 7.
  • Each of these is configured by connecting semiconductor switching elements such as IGBTs in a three-phase bridge, and corresponds to the first to third power converters, respectively.
  • Voltage sensors 13, 14 detect the terminal voltages of the first capacitor 4 and the second capacitor 8, respectively.
  • Current sensors 15U, 15V, 15W are arranged between each phase output terminal of the first inverter 5 and the winding terminals Ua, VaWa of the first motor 10 to detect the currents flowing through each motor winding of the first motor 10.
  • the detection signals output by each of the above sensors 11-15 are input to a control unit 20.
  • the control unit 20 is composed of a microcomputer or the like, and controls the switching of each IGBT constituting the first inverter 5, the second inverter 9 and the power converter 7 based on the detection signals of each of the sensors 11-15. In the above configuration, everything except the first motor 10 constitutes the power conversion device 41.
  • FIG. 2 shows the configuration of an air conditioner, which is a heat pump device to which the power conversion device 41 is applied.
  • heat pump devices to which the power conversion device 41 is applied include hot water generating devices such as hot water heaters and cold and hot water generating devices such as chillers.
  • the air conditioner 21 is composed of refrigerant piping and signal communication lines that connect the indoor unit 24 and the outdoor unit 35 to each other.
  • the indoor unit 24, which is installed indoors, houses the indoor heat exchanger 27 and the indoor fan 30 inside.
  • the outdoor unit 35 is placed outdoors and houses devices such as the control unit 20, the compressor 22, the outdoor heat exchanger 29, the four-way valve 26, the pressure reducer 28, the outdoor fan 31, and the outdoor fan motor 53.
  • the compressor 22 is configured by accommodating the compression section 23 and the first motor 10 in the same iron sealed container 25, and the rotor shaft of the first motor 10 is connected to the compression section 23.
  • the compressor 22, the four-way valve 26, the indoor heat exchanger 27, the pressure reducing device 28, and the outdoor heat exchanger 29 are connected to form a closed loop by pipes that serve as refrigerant passages.
  • the compressor 22 is supplemented by a refrigerant supply (Rules 20.6).
  • a single cylinder rotary compressor is used, but this is not limited to this, and multi-cylinder rotary compressors, scroll compressors, and reciprocating compressors can also be used.
  • the four-way valve 26 is in the state shown by the solid line, and the high-temperature refrigerant compressed in the compression section 23 of the compressor 22 is supplied from the four-way valve 26 to the indoor heat exchanger 27, where it condenses and releases heat to the room, heating the room.
  • the refrigerant is then reduced in pressure by the pressure reducing device 28, becomes cold, and flows to the outdoor heat exchanger 29, where it absorbs heat from the outside air and evaporates, returning to the compressor 22.
  • the four-way valve 26 is switched to the state shown by the broken line. Therefore, the high-temperature refrigerant compressed in the compression section 23 of the compressor 22 is supplied from the four-way valve 26 to the outdoor heat exchanger 29, where it radiates heat to the outdoors and condenses. It is then decompressed by the pressure reducing device 28, becomes low temperature, and flows to the indoor heat exchanger 27, where it absorbs heat from the indoor air and evaporates, cooling the room and returning to the compressor 22. Then, the indoor and outdoor heat exchangers 27 and 29 are blown by the indoor fan 30 and the outdoor fan 31, respectively, and the blown air is configured to efficiently exchange heat between the indoor air and the outdoor air and the respective heat exchangers 27 and 29.
  • the control unit 20 operates/stops the compressor 22, i.e., the first motor 10, based on an instruction from an indoor control unit (not shown) on the indoor unit 24 side, for example.
  • the control unit 20 performs vector calculation using the current values detected by the current sensors 15U, 15V, and 15W, and the terminal voltages of the first capacitor 4 and the second capacitor 8 detected by the voltage sensors 13 and 14.
  • the control unit 20 operates the switching elements of the first inverter 5 and the second inverter 9 in a coordinated manner, and a desired current flows through each winding of the first motor 10 to drive the first motor 10 at a variable speed.
  • the control unit 20 simultaneously operates the power converter 7 as an active filter circuit to suppress and reduce harmonics flowing through the power line. Specifically, the control unit 20 extracts harmonic currents from the currents flowing through each phase of the reactor 2 detected by the current sensors 11U and 11IV, and calculates a compensation current by taking into account the terminal voltage of the second capacitor 8 so that the reactor currents of each phase detected by the current sensors 12U and 12V cancel out the harmonic currents flowing through the U, V, and W phases (Rule 20.6). The operation of each switching element of the power converter 7 is controlled so that the current is equal to the current I2C.
  • the second capacitor 8, which is the second storage element, has a certain amount of capacity because it is used as a power source for the correction current output by the active filter circuit.
  • the power converter 7 as an active filter circuit that performs switching control so as to cancel the harmonic current flowing out from the rectifier circuit 3 to the three-phase AC power source 1 side during the operation of the L-th motor 10, the power source harmonics can be suppressed, and the input current from the three-phase AC power source 1 to the power conversion device 41 can be made closer to a sine wave.
  • a film capacitor is used for the first capacitor 43, and an electrolytic capacitor is used for the second capacitor 8 with a large capacity. This allows the number of electrolytic capacitors to be reduced.
  • the first capacitor 43 has a capacity that can cut high-frequency components generated by switching between the first inverter 5 and the second inverter 9, and the current that charges the first capacitor 43 when the power is turned on does not exceed the capacity of the diode that constitutes the rectifier circuit 3. This capacity is generally about several 10 nF. This allows the three-phase reactor 2 to be made smaller.
  • the capacity of the second capacitor 8 may be determined based on the compensation capacity of the power converter 7, the output power of the second inverter 9, the ripple current flowing into the second capacitor 8, etc. This capacity is generally about several 1000/2 F.
  • the first capacitor 43 and the second capacitor 8 may be storage elements that can be charged and discharged, and storage batteries or batteries may be used instead of electrolytic capacitors.
  • the maximum amount of energy that can be stored in the second capacitor 8, which is the second storage element is set to be greater than the maximum amount of energy that can be stored in the first capacitor 43, which is the first storage element. Note that when capacitors are used for the first and second storage elements, the maximum amount of energy of each element corresponds to the electrostatic capacitance.
  • a small-capacity first capacitor 43 such as a film capacitor is used in the power conversion device 42 as in the second embodiment.
  • This is an example equipped with a power regenerative absorption operation to prevent overvoltage failure of the first capacitor 43, the first inverter 5, and the rectifier circuit 3 due to regenerative power generated in the first motor 10.
  • FIG. 4 shows an operation flow during such regenerative absorption, and in order to simplify the drawing, the first capacitor 43 is abbreviated as C1 and the second capacitor 8 is abbreviated as C2.
  • FIG. 5 shows the supplementary flow (Rule 20.6) of the first inverter 5 and the second inverter 9 when performing regenerative absorption operation. Only elements that are energized in the circuit are shown.
  • the control unit 20 drives the first motor 10 using the first inverter 5 and the second inverter 9, and the power converter 7 operates as an active filter circuit.
  • the first motor 10 suddenly decelerates or the first inverter 5 and the second inverter 9 stop outputting, regenerative power is generated from the windings of the first motor 10, and this regenerative current flows into the first capacitor 43. This causes the voltage across the first capacitor 43 to rise abnormally.
  • the control unit 20 detects the voltage rise of the first capacitor 43 by the voltage sensor 13. Then, when the voltage across the first capacitor 43 exceeds a predetermined threshold (S2; YES), it determines that power regeneration by the first motor 10 has occurred, and performs a regenerative absorption operation using the second capacitor 8 shown in FIG. 5 (S3). This prevents the regenerative current that would conventionally flow into the first capacitor 43 from flowing to the second capacitor 8, causing the voltage across the first capacitor 43 to exceed the rated value of each element, resulting in an abnormal rise and damage.
  • a predetermined threshold S2; YES
  • the control unit 20 controls the switching of the power converter 7 to control the voltage across the second capacitor 8 (C2) (S4). That is, the control unit 20 controls the switching operation of the power converter 7 in a direction to reduce the voltage across the second capacitor 8, and regenerates power to the three-phase AC power source 1. Then, while the voltage across the second capacitor 8 does not fall below the cutoff value for a set time or more (S5: NO), the process returns to step S3 and continues the regenerative absorption operation described above. After that, when the voltage across the second capacitor 8 falls below the cutoff value for a set time or more (S5: YES), the regenerative absorption operation and the switching control of the power converter 7 are stopped (S6).
  • Figure 6 shows the current and voltage waveforms of each part when the flow shown in Figure 4 is executed. Although the current waveforms are three-phase, they are not shown separately because there is no need to distinguish between the three phases here.
  • the "load current” in the figure is the current that passes through the three-phase reactor 2
  • the “input current” is the current input from the three-phase AC power source 1 to the three-phase reactors 2 and 6.
  • the “power converter current” is the current flowing through the three-phase reactor 6.
  • the “capacitor voltage” is the voltage across the second capacitor 8
  • the “switching voltage” is the collector-emitter voltage of the IGBT that constitutes the power converter 7.
  • step S2 a certain load current flows by driving the first motor 10.
  • the power converter 7 operates as an active filter circuit and switches to make the input current sinusoidal.
  • the first inverter 5 and the second inverter 9 perform regenerative absorption operation.
  • the drive of the first motor 10 stops, so the load current decreases.
  • the power converter 7 switches in a direction that reduces the voltage across the second capacitor 8 instead of operating as an active filter circuit, and flows a sinusoidal current instead of a compensation current.
  • the input current becomes only a sinusoidal current due to the operation of the power converter 7.
  • step S5 When the answer to step S5 becomes "YES”, the regenerative power absorption operation ends, and thereafter, supplementation by the reference of the first step (Rule 20.6) All switching operations of the first inverter 5, the second inverter 9 and the power converter 7 stop, and all of the load current, the active filter current and the input current are "0".
  • the voltage of the second capacitor 8 is stabilized at the DC voltage Vdc, which is the voltage obtained by full-wave rectifying the AC power supply.
  • the switching voltage in Fig. 6 becomes the DC voltage Vdc, which is the voltage of the second capacitor 8, because the switching element of the power converter 7, i.e., the IGBT, is turned off.
  • step S5 if the voltage of the second capacitor 8 shown in FIG. 6 becomes stable, the answer is "YES". Therefore, the threshold value in step S5 does not necessarily have to be set to the same value as the threshold value in step S2. Since the first motor 10 is used to drive the compressor 22, which requires a large torque to drive, the period during which regenerative power is generated is extremely short. For this reason, instead of step S5, it may be determined that the duration from the start of the regenerative absorption operation has exceeded a predetermined time, and the process may proceed to step S6, which ends the regenerative absorption operation.
  • step S2 the generation of regenerative power is determined by the voltage rise of the first capacitor 43.
  • various cases in which the generation of regenerative power is expected such as when the first motor 10 is suddenly stopped from a high rotation speed, may be incorporated as conditions in advance, and the regenerative absorption operation of steps S3 and S4 may be started when such an event occurs.
  • the capacity of the second capacitor 8 can be made smaller than the above-mentioned value to make the device smaller. In this case, it is possible to use a film capacitor for the second capacitor 8 as well.
  • the fourth embodiment also shows an example of power regeneration and absorption operation in the power conversion device 42.
  • the operation of the elements of the first inverter 5 in the power regeneration and absorption operation in step S3 of the third embodiment is different, and the rest is the same as the third embodiment.
  • FIG. 7 shows only the elements that are energized in the first inverter 5 and the second inverter 9 when performing the regeneration and absorption operation.
  • the fourth embodiment differs from the third embodiment in that, in the first inverter 5, all the IGBTs on the upper arm side are turned off and all the IGBTs on the lower arm side are turned on. In this case, since the IGBT on the lower arm is turned on for a long time, it is effective to configure the drive power supply for all switching elements on the lower arm of the second inverter 9 with a single bootstrap circuit.
  • the power converter 45 of the fifth embodiment shown in Fig. 8 has a configuration in which the three-phase reactor 2 is removed from the power converter 41, 42 of the first or second embodiment, and a reactor 46 is inserted between the rectifier circuit 3 and the first capacitor 8 on the positive side.
  • a reactor 46 By inserting the reactor 46 in the DC section in this way, the number of reactors used can be reduced compared to the case where the reactor is inserted in the AC section.
  • a reactor may be inserted only on the negative side between the rectifier circuit 3 and the first capacitor 8.
  • the power converter 47 of the sixth embodiment shown in Fig. 9 has a configuration in which, in addition to the configuration of the power converter 45, a reactor 48 is also inserted on the negative side between the rectifier circuit 3 and the first capacitor 8.
  • a reactor 48 is also inserted on the negative side between the rectifier circuit 3 and the first capacitor 8.
  • the power converter 51 of the seventh embodiment shown in FIG. 10 has a configuration in which a fourth inverter 52 corresponding to the fourth power converter is connected in parallel to the second inverter 9 in the power converter 42 of the second embodiment shown in FIG. 3. That is, the fourth inverter 52 is connected in parallel to the second inverter 9 with respect to the second capacitor 8.
  • This fourth inverter also has the same circuit configuration as the first and second inverters 5, 9 and the power converter 7, and is a three-phase inverter having three sets of two series-connected switching elements, with the intermediate connection points of each series-connected switching element being three output terminals, and each switching element is provided with a flywheel diode connected in inverse parallel.
  • the fourth inverter 52 is a three-phase inverter having a DC brushless three-phase motor, as supplemented by the first citation (Rule 20.6)
  • the second motor 53 is the driving target.
  • the second motor 53 is a fan motor that drives the fan 31 of the outdoor unit 35 in the air conditioner 21 shown in FIG. 2.
  • the DC voltage fluctuates greatly due to the AC voltage fluctuation of the three-phase AC power supply 1.
  • the AC power supply is single-phase, the voltage becomes zero once every half cycle of the AC power supply.
  • the voltage pulsates at a frequency six times the AC power supply frequency, and drops to 3/2 times the peak voltage every six cycles of the AC power supply.
  • the output power of the inverter and the output power of the motor pulsate, which causes vibration and noise deterioration.
  • this first motor 10 In the case of the first motor 10 that drives the compression section 23, this first motor 10 is housed in a heavy iron sealed container 25, and since the compression section 23 itself also generates rotational vibration, measures have been taken to reduce vibration and noise, so this is not a big problem. However, in applications where the motor is used, such as a light-load fan motor, it may have a serious effect and must be avoided.
  • the second motor 53 to which it is desirable to apply a stable DC voltage, is driven by the fourth inverter 52 using the second capacitor 8 as a DC power source.
  • the capacity of the second capacitor 8 does not affect the harmonics flowing out to the three-phase AC power source 1, so there is no drawback in increasing it. Therefore, by increasing the capacity of the second capacitor 8, a stable DC voltage can be obtained, making it possible to drive the second motor 53, which is sensitive to vibration and noise as described above.
  • the capacity of the second capacitor 8 to an appropriate capacity that can absorb both the regenerative energy of the first motor 10 and the regenerative energy of the second motor 53, it is not necessary to add a new circuit to absorb the regenerative power as described above.
  • the power conversion device 54 of the eighth embodiment shown in FIG. 11 has a configuration in which a first noise filter circuit 55 is inserted between the three-phase AC power supply 1 and the rectifier circuit 2 in the power conversion device 51 shown in FIG. 10, and a second noise filter circuit 56 is inserted between the three-phase AC power supply 1 and the power converter.
  • a first noise filter circuit 55 is inserted between the three-phase AC power supply 1 and the rectifier circuit 2 in the power conversion device 51 shown in FIG. 10
  • a second noise filter circuit 56 is inserted between the three-phase AC power supply 1 and the power converter.
  • Figure 12 shows an example of the configuration of the first and second noise filter circuits 55, 56.
  • the noise filter circuit for reducing common mode noise is composed of a common mode choke coil 57 inserted in all AC phases and a Y capacitor 58 inserted from all AC phases to ground.
  • the component constants such as the inductance of the common mode choke coil 57 and the capacitance of the Y capacitor 58 can be increased, or multiple noise filter circuits can be used for supplementation (Rule 20.6). This requires the use of a series connection, which increases the size and cost of the entire power conversion device.
  • the power converter 7 is operated as an active filter circuit, and the power for driving the second motor 53 is supplied via the second motor 10.
  • the current flowing through the power converter 7 is controlled only to compensate for the harmonics on the rectifier circuit 2 side, so that even if the noise attenuation rate of the second noise filter circuit 56 is increased, the rated current of the components can be kept small, and the increase in the size and cost of the entire power conversion device 54 can be mitigated. Therefore, the rated current of the second noise filter circuit 56 is set smaller than the rated current of the first noise filter circuit 55.
  • the power conversion device 54 controls the first motor 10 that drives the compressor 22, and also controls the second motor 53 that drives the fan 31 of the outdoor unit 35. Therefore, the two motors 10 and 53 that constitute the air conditioner 21 can be driven by a single power conversion device 54.
  • the power converter 7 when the power converter 7 is operated as a PWM rectifier that controls the voltage across the second capacitor 8, the current flowing through the reactor 6 increases, so components with a large rated capacity must be selected.
  • the power converter 7 by operating the power converter 7 as an active filter circuit, it is possible to minimize the rated capacity of the semiconductor switch and the reactor 6 used in the power converter 7 by supplying the minimum necessary power.
  • the semiconductor switch is not limited to an IGBT, and may be, for example, a power MOSFET.
  • the AC power supply may be single-phase.
  • the voltage across the second capacitor 8 may be boosted by the first inverter 5 and the second inverter 9.
  • the configuration of the noise filter circuit is not limited to that shown in FIG. 12.
  • the heat pump device is not limited to an air conditioner.
  • the power conversion device may be applied to devices other than heat pump devices.
  • 1 is a three-phase AC power source
  • 2 is a three-phase reactor
  • 3 is a rectifier circuit
  • 4 and 43 are a first capacitor (first storage element)
  • 5 is a first inverter (first power converter)
  • 6 is a three-phase reactor
  • 7 is a power converter (third power converter)
  • 8 is a second capacitor (second storage element)
  • 9 is a second inverter (second power converter)
  • 10 is a first motor
  • 20 is a control unit
  • 21 is an air conditioner
  • 22 is a compressor
  • 31 is a fan
  • 41, 42, 45, 47, 51 and 54 are power conversion devices
  • 46, 48 are reactors
  • 52 is a fourth inverter (third power converter).
  • 4 Power converter) 5 3 indicates the second motor
  • 5 5 indicates the first noise filter circuit
  • 5 6 indicates the second noise filter circuit.
  • Incorporation by reference (Rule 20.6) Description of invention: Power conversion device and heat pump equipment Technical field
  • An embodiment of the present invention relates to a power conversion device for driving a motor having an open winding structure, and a heat pump device including the power conversion device.
  • Patent Document 1 discloses a configuration in which a regenerative absorption circuit in which a diode, a resistor, and a capacitor are connected in series is connected in parallel to a small-capacity smoothing capacitor in which the maximum value of the pulsating voltage is more than twice the minimum value in the DC section of a power conversion device connected to a single-phase AC power source.
  • the capacity of the capacitor in the DC section can be reduced, but the capacity of the capacitor for absorbing regenerative energy needs to be increased to a certain extent in order to absorb regenerative energy. If the capacitor capacity is increased, the components may be damaged by the inrush current when the power is turned on, so it is necessary to provide a separate inrush prevention circuit, which has been a problem in miniaturizing and reducing the cost of the system.
  • Patent Document 1 also describes that a single-phase input power converter equipped with a small-capacity film capacitor can reduce harmonics of the input current and improve the power factor.
  • a single-phase input power converter equipped with a small-capacity film capacitor can reduce harmonics of the input current and improve the power factor.
  • Patent Document 3 discloses a system in which a matrix converter is applied to the primary inverter.
  • Patent Document 1 Japanese Patent No. 4391768
  • Patent Document 2 Japanese Patent No. 7218131
  • Patent Document 3 Japanese Patent No. 5531238 Overview of the invention Problem to be solved by the invention
  • the three-phase input current can be controlled to a sine wave.
  • the semiconductor device for the matrix converter, the choke coil used in the AC filter, and other components must be selected with a rating equal to or greater than the rated capacity of the power conversion device, which results in problems such as an increase in the size of the entire power conversion device and increased costs.
  • the present invention provides a power conversion device that does not require a separate inrush current prevention circuit in a dual inverter system, is highly efficient, and can suppress the increase in size and cost of the entire device, and a heat pump device equipped with the power conversion device.
  • the power conversion device of the embodiment includes a rectifier circuit that rectifies an AC voltage supplied from an AC power source, a first capacitor connected to the DC side of the rectifier circuit, and a diode and a semiconductor switch connected in parallel to the first capacitor.
  • a first power converter is configured such that one end of a winding of a motor having independent phase windings is connected to each phase output terminal.
  • a second power converter comprising a diode and a semiconductor switch
  • a second capacitor connected to a DC side of the second power converter
  • a reactor connected by branching off from a wiring connecting the AC power supply and the rectifier circuit
  • a third power converter comprising a diode and a semiconductor switch connected between the reactor and the second capacitor and suppressing harmonics
  • a relay inserted between the AC power supply and the third power converter
  • a control unit which drives the first and second inverters to charge the second capacitor before starting the motor and turns on the relay after charging, wherein the capacitance of the second capacitor is set to be larger than the capacitance of the first capacitor.
  • a heat pump device includes the power conversion device according to the embodiment and the motor, and the motor drives a compressor.
  • Fig. 1 is a diagram showing a configuration of a power conversion device in a first embodiment.
  • Fig. 2 is a diagram showing a configuration of an air conditioner.
  • Figure 3 is a flow chart showing the processing from turning on the power to starting the motor.
  • Figure 4 is a timing chart showing current and voltage waveforms corresponding to the processing contents shown in Figure 3.
  • Figure 5 is a diagram showing the configuration of a power conversion device in a second embodiment.
  • Fig. 6 is a flow chart showing the processing contents of the regenerative absorbing operation in the third embodiment.
  • Figure 7 shows the switching state of each inverter when performing regenerative absorption operation.
  • Figure 8 is a timing chart showing current and voltage waveforms corresponding to the processing contents shown in Figure 6.
  • FIG. 9 is a diagram showing the switching state of each inverter when performing regenerative absorption operation in the fourth embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration of a power conversion device in a fifth embodiment.
  • the power conversion device 41 of this embodiment drives a motor 10.
  • the motor 10 is assumed to be a three-phase permanent magnet synchronous motor or an induction machine, but in this embodiment, it is a permanent magnet synchronous motor.
  • the motor 10 is a so-called open winding motor, and the three-phase windings are not connected to each other and both terminals are in an open state. In other words, the motor 10 has six winding terminals Ua, Va, Wa, Ub, Vb, and Wb.
  • the motor 10 is driven by a dual inverter system using a first inverter 5 and a second inverter 9.
  • the first inverter 5 and the second inverter 9 have the same circuit configuration, and are three-phase inverters having three sets of two series-connected switching elements, with the intermediate connection points of each series-connected switching element serving as three output terminals.
  • the output terminals of each phase of the first inverter 5 are connected to the winding terminals Ua, Va, Wa of the motor 10, respectively, and the output terminals of each phase of the second inverter 9 are connected to the winding terminals Ub, Vb, Wb of the motor 10, respectively.
  • the rectifier circuit 3 is configured by connecting six diodes in a three-phase bridge configuration.
  • a first capacitor 4, which is a small-capacity film capacitor, and a first inverter 5 are connected to the output terminal of the rectifier circuit 3.
  • the second inverter 9 is connected in parallel with both ends of the DC side of the power converter 7 and the second capacitor 8, which may be, for example, an electrolytic capacitor.
  • the high-voltage side terminal and the low-voltage side terminal of the first inverter 5, i.e., both ends of the first capacitor 4, are not connected to the second inverter 9, and the second inverter 9 is independent.
  • the first inverter 5 and the second inverter 9 are not connected in parallel with each other even if their output terminals are different from each other (see Rule 20.5-2).
  • Each phase of Motor 1 ⁇ is connected only through an independent winding.
  • Each phase output terminal of the power converter 7 is connected to the three-phase AC power source 1 through a three-phase reactor 6 and a relay 16.
  • the first inverter 5, the second inverter 9, and the power converter 7 are each configured by connecting semiconductor switching elements such as a GBT in a three-phase bridge configuration with a flywheel diode connected in parallel, and correspond to the first to third power converters, respectively.
  • the connection position of the relay 16 may be between the three-phase AC power source 1 and the three-phase reactor 6, or between the three-phase reactor 6 and the power converter 7.
  • the relay 16 is a single three-phase relay that simultaneously opens and closes each of the power lines of the U, V, and W phases without a current suppressing element or the like being provided in parallel.
  • no relay or inrush current prevention circuit is provided between the three-phase power source 1 and the rectifier circuit 3. That is, the relay 16 is inserted in the power supply line of the section from the three-phase AC power supply 1 to the three-phase reactor 6 between the rectifier circuit 2 and the three-phase AC power supply 1 and leading to the power converter 7.
  • Current sensors 11U, 11V are arranged on the U and V phases of the power line connecting the three-phase AC power supply 1 and the three-phase reactor 2.
  • Current sensors 12U, 12V are arranged on the U and V phases of the power line connecting the three-phase AC power supply 1 and the three-phase reactor 6.
  • Voltage sensors 13, 14 detect the terminal voltages of the first capacitor 4 and the second capacitor 8, respectively.
  • Current sensors 15U, 15V, 15W are arranged between each phase output terminal of the first inverter 5 and the winding terminals Ua, Va, Wa of the motor 10.
  • the detection signals output by the above sensors 11-15 are input to a control unit 20.
  • the control unit 20 is composed of a microcomputer or the like, and controls the switching of the first inverter 5, the second inverter 9 and each IGBT constituting the power converter 7 based on the detection signals of the sensors 11-15.
  • the control unit 20 also controls the opening and closing of the relay 16. In the above configuration, what is left of the motor 10 constitutes the power conversion device 41.
  • the capacitance of the second capacitor 8 is set to be larger than that of the first capacitor 4.
  • a film capacitor was mistakenly submitted as the first capacitor 4 (Rule 20.5-2).
  • an electrolytic capacitor is used for the second capacitor 8, but this is not limiting and any other capacitor may be used as long as it satisfies the above-mentioned capacitance requirements.
  • both capacitors may be electrolytic capacitors or film capacitors.
  • the first capacitor 4 has a capacity sufficient to cut high frequency components generated by switching between the first inverter 5 and the second inverter 9, and a capacity sufficient to ensure that the current that charges the first capacitor 4 when the power is turned on does not exceed the withstand voltage of the rectifier circuit 3, more specifically, the withstand voltage of the diode that constitutes the rectifier circuit 3.
  • This capacity is generally on the order of several 10A AC F. This allows the three-phase reactor 2 to be made smaller.
  • an inrush current prevention circuit is composed of a three-phase relay or single-phase relay for large currents inserted in series in the power line, and a PTC thermistor connected in parallel to this relay. Before turning on the power, the relay is opened, and after turning on the power, only a limited current flows through the PTC thermistor to gradually charge the capacitor, and when the voltage of the capacitor rises and a large inrush current stops flowing, the relay is closed. As a result, excessive inrush current does not flow into the rectifier circuit, etc., and the circuit can protect the device.
  • the capacity of the second capacitor 8 may be determined based on the compensation capacity of the power converter 7, the output power of the second inverter 9, the ripple current flowing into the second capacitor 8, etc. This capacity is generally about several 1000 to several 1000 MF. Since the second capacitor 8 has a certain degree of large capacity, there is a possibility that an inrush current will flow through the rectifier circuit part of the power converter 7 when the power is turned on. Therefore, the occurrence of such an inrush current is prevented by the circuit and control described later, and an inrush current prevention circuit is not required for the second capacitor 8 either. As a result, the power conversion device 41 as a whole does not require an inrush current prevention circuit.
  • FIG. 2 shows an incorrect submission of an air conditioner, which is a heat pump device to which the power conversion device 4.1 applies (Rule 20.5-2).
  • the configuration is shown in FIG. 1.
  • heat pump equipment to which the power conversion device 41 is applied includes hot water generating equipment that serves as a hot water heater, and hot and cold water generating equipment such as chillers.
  • the air conditioner 21 is composed of refrigerant piping and signal communication lines that connect the indoor unit 24 and the outdoor unit 35 to each other.
  • the indoor unit 24 installed indoors houses the indoor heat exchanger 27 and the indoor fan 30 inside.
  • the outdoor unit 35 is placed outdoors and houses devices such as the control unit 20j, compressor 22, outdoor heat exchanger 29i, four-way valve 26, pressure reducing device 28, outdoor fan 31, and outdoor fan motor 53.
  • the compressor 22 is configured by housing the compression section 23 and the motor 10 in the same iron sealed container 25, and the rotor shaft of the motor 10 is connected to the compression section 23.
  • the compressor 22, the four-way valve 26, the indoor heat exchanger 27, the pressure reducing device 28, and the outdoor heat exchanger 29 are connected to form a closed loop by a pipe that serves as a refrigerant passage.
  • the compressor 22 is, for example, a one-cylinder rotary compressor, but is not limited to this, and a multi-cylinder rotary compressor, scroll compressor, or reciprocating compressor can also be used.
  • the four-way valve 26 is in the state shown by the solid line, and the high-temperature refrigerant compressed in the compression section 23 of the compressor 22 is supplied from the four-way valve 26 to the indoor heat exchanger 27, where it condenses and releases heat to the room, heating the room.
  • the refrigerant is then reduced in pressure in the pressure reducing device 28, becomes cold, and flows to the outdoor heat exchanger 29, where it absorbs heat from the outside air, evaporates, and returns to the compressor 22.
  • the four-way valve 26 is switched to the state shown by the broken line. Therefore, the high-temperature refrigerant compressed in the compression section 23 of the compressor 22 is supplied from the four-way valve 26 to the outdoor heat exchanger 29, where it radiates heat to the outdoors and condenses. Thereafter, the pressure is reduced by the pressure reducing device 28, and the refrigerant flows to the indoor heat exchanger 27 at a low temperature, where it absorbs heat from the indoor air and evaporates, cooling the indoor air and returning to the compressor 22.
  • the control unit 20 controls the entire power conversion device 41.
  • the control unit 20 operates/stops the compressor 22, i.e., the first motor 10, based on an instruction from an indoor control unit (not shown) on the indoor unit 24 side.
  • the control unit 20 performs vector calculation using the current value detected by the current sensors 15U, 15V, and 15W, and the terminal voltages of the first capacitor 4 and the second capacitor 8 detected by the voltage sensors 13 and 14.
  • the control unit 20 operates each switching element of the first inverter 5 and the second inverter 9 in cooperation with each other, and a desired current flows through each winding of the first motor 10 to drive the first motor 10 at a variable speed.
  • control unit 20 operates the power converter 7 as an active filter circuit to suppress and reduce harmonics flowing through the power line while the motor 10 is in operation.
  • the control unit 20 extracts harmonic currents from the currents flowing through each phase of the reactor 2 detected by the current sensors 11U and 11V, and controls the operation of each switching element of the power converter 7 so that the reactor currents of each phase detected by the current sensors 12U and 12V become correction currents that cancel out the harmonic currents flowing through the U, v, and w phases, taking into account the terminal voltage of the second capacitor 8.
  • This active filter circuit operation of the power converter 7 suppresses power supply harmonics and makes the current flowing from the rectifier circuit 3 to the AC power supply 1 closer to a sine wave.
  • the second capacitor 8 has a certain capacity because it is used as a power source for a correction current when the power converter 7 functions as an active filter circuit.
  • a power source with a high voltage that can compensate for harmonics is required.
  • the control unit 20 may control the on/off of the switching element of the power converter 7 so as to keep the terminal voltage of the second capacitor 8 at a constant value or higher in parallel with the operation of the active filter circuit.
  • the control unit 20 can detect this and stop the power converter 7, stop the active filter circuit operation, and reduce the switching loss of the switching elements of the power converter 7.
  • the controllability of the motor using the dual inverter consisting of the first inverter 5 and the second inverter 9 and the motor 10 having an open winding configuration is improved.
  • the power converter 7 is switched and controlled so that the current flowing from the rectifier circuit 3 to the AC power supply 1 side approaches a sine wave, and is operated as an active filter circuit, so that the power supply harmonics can be suppressed.
  • the voltage applied to the winding of the motor 10 by the two inverters 5 and 9 the operating range of the motor 10 can be expanded.
  • the voltage applied to the winding of the motor 10 is multi-level, the iron loss generated in the motor 10 can be reduced.
  • the power conversion device 41 may be turned on when wiring is connected during installation, when a breaker (not shown) provided between the three-phase AC power source 1 and the power conversion device 41 is opened and then turned on, or when the three-phase AC power source 1 is restored from a power outage.
  • the relay 16 In the initial state of the power conversion device 41, when the three-phase AC power source 1 is not connected, i.e., when the power is not turned on, the relay 16 is off.
  • the control unit 20 When AC power is supplied from the three-phase AC power source 1 to the power conversion device 41, the first capacitor 4 is charged through the rectifier circuit 3 (S1). When the terminal voltage of the first capacitor 4 exceeds the threshold value (YES in S2), the control unit 20 performs the first and second erroneous input (Rule 20.5-2). Switching of the inverters 5 and 9 is started (S3).
  • the switching pattern is set to DC excitation of the motor 10.
  • DC excitation is generally used for rotor positioning before starting the motor 10, and is a current that does not create a rotating magnetic field by passing current only through a specific phase of the motor winding 10. With this DC excitation current pattern, the motor 10 does not rotate.
  • the PWM duty is adjusted in advance so that a large current does not flow into the second capacitor 8.
  • the second capacitor 8 is gradually charged through the first and second inverters 5 and 9 (S4), and no temporary excessive current flows through the rectifier circuit 3.
  • control unit 20 turns on relay 16 (S6). At this point, the voltage across second capacitor 8 has already risen to a sufficiently high voltage, so even if relay 16 is turned on, a large current does not flow through the rectifier unit of power converter 7. Then, drive control of motor 10 is started (S7).
  • the threshold value of the terminal voltage of the second capacitor 8 in step S5 may be set to a value roughly equivalent to the value obtained by rectifying the AC power supply voltage, but may also be set after confirming in advance by experiment or the like a threshold level at which an excessively large inrush current does not flow into the second capacitor 8 even when the power supply is turned on. Note that the charging of the capacitor in steps S1 and S4 is carried out naturally, and is not actively controlled by the control unit 20, but is described in the flow chart to make the operation easier to understand.
  • the relay 16 is turned off when the power is turned on, only the first capacitor 4, which has a relatively small capacity, is charged. Since the first capacitor 4 has a small capacity, the inrush current generated during charging does not exceed the withstand capacity of the elements constituting the rectifier circuit 3 and does not become a large current that may destroy the elements.
  • the second capacitor 8 is gradually charged through the open winding motor 10 and the first capacitor 4 by the DC excitation drive of the first and second inverters 5 and 9. At this time, the first and second inverters 10 and 11 are erroneously submitted (Rule 20.5-2)
  • the switching patterns of V5 and V9 control the charging current of the second capacitor 8 so that it does not become excessive.
  • the second capacitor 8 having a relatively large capacity can be shifted to a steady state operation without causing an excessively large charging current to flow from the power converter 7 side. Therefore, according to this embodiment, it is possible to safely shift from power-on to a steady state operation without providing a protection circuit such as an inrush current prevention circuit.
  • the relay 16 is provided in the middle of the wiring that supplies power only to the third power converter 7 and the second capacitor 8 that operate as an active filter circuit, only a small current flows through it compared to the current that flows through the reactor 2 for driving the motor by the first and second inverters 5 and 9. Therefore, a small relay with a low rated current can be used, which contributes to the miniaturization of the device.
  • the third embodiment shows an example of a regenerative absorption operation in the power conversion device 41 or 42.
  • Fig. 6 shows an operation flow during regenerative absorption
  • Fig. 7 shows only elements energized in the first inverter 5 and the second inverter 9 during regenerative absorption operation.
  • S11 normal operation
  • YES in S12 when the voltage across the first capacitor 4 etc. exceeds a predetermined threshold value (YES in S12), the control unit 20 determines that regeneration by the motor 10 has occurred, and performs the regenerative absorption operation shown in Fig. 5 (S13).
  • the power converter 7 is switched to control the voltage across C2 (the second capacitor 8) (S14). That is, the power converter 7 is operated as a power regenerative PWM rectifier. That is, the power converter 7 is switched to control the voltage across the second capacitor 8 that absorbs the regenerative power of the motor 10 to a predetermined voltage lower than the rated voltage of the element, and the regenerative power is returned to the three-phase AC power source 1 side.
  • the first and second inverters 5 and 9 are not driving the motor 10, so no harmonics are generated.
  • the power converter 7 does not need to perform a harmonic suppression operation, and there is no problem even if the power converter 7 stops the active filter circuit operation and operates instead as a power regenerative PWM rectifier. Then, while the voltage across both ends does not fall below the threshold value for the set time or more (NO in S15), the process returns to step S13 and the regenerative absorption operation continues. If the voltage across both ends falls below the threshold value for the set time or more (YES), the regenerative absorption operation and the one-switching control of the power converter 7 are stopped (S16).
  • step S13 In the regenerative absorption operation in step S13, all the ⁇ GBTs on the upper arm side of the first inverter 5 are turned on, and all the ⁇ GBTs on the lower arm side are turned off to form a neutral point for the motor 1O. At this time, no power flows from the motor 1O to the first capacitor 4. On the other hand, for the second inverter 9, all the ⁇ GBTs are turned off to make it equivalent to the configuration of the rectifier circuit 3. As a result, power flows from the motor 1O to the second capacitor 8. In this way, the neutral point of the motor 1O is formed.
  • Fig. 8 shows the current and voltage waveforms of each part when the flow shown in Fig. 6 is executed. Although the current waveforms are three-phase, they are not shown separately because there is no need to distinguish between the three phases here.
  • the "load current” is the current flowing through the three-phase reactor 2
  • the “input current” is the current input from the three-phase AC power source 1 to the three-phase reactors 2 and 6.
  • the “power converter current” is the current flowing through the power converter 7, that is, the current flowing through the three-phase reactor 6.
  • the “second capacitor voltage” is the terminal voltage of the second capacitor 8, and the “switching voltage” is the collector-emitter voltage of the IGBT constituting the power converter 7.
  • regeneration of the motor 10 occurs, and when the voltage of the first capacitor 4 (not shown) rises to a threshold value, the regeneration absorption operation starts.
  • the regeneration absorption operation starts, the voltage across the second capacitor 8 rises once, but in parallel, the power converter 7 operates as a power regeneration PWM rectifier, so the regenerative current flowing into the second capacitor 8 is regenerated to the three-phase AC power source 1 and does not rise extremely large.
  • the regeneration of the motor 10 ends, the voltage across the second capacitor 8 drops due to the power regeneration PWM rectifier operation of the power converter 7.
  • the switching of the power converter 7 stops, and the regeneration absorption and power regeneration operation ends.
  • Vdc is a full-wave rectified and smoothed DC voltage of the three-phase AC power supply 1
  • the load current, input current, and power converter current all become "0"
  • the regenerative absorption operation ends. Note that while the power converter 7 is operating as a power regenerative PWM rectifier, a sine wave current synchronized with the voltage of the three-phase AC power supply 1 flows in the input current.
  • step S15 the end of the regenerative absorption operation is judged as follows: If the voltage of the capacitor 8 becomes stable, the answer may be "YES". In addition, since the actual generation time of the regenerative power is short, the end of the regenerative absorbing operation may be determined based on the elapsed time from the start of the regenerative absorbing operation.
  • the threshold value in step S15 does not necessarily have to be set to the same value as the threshold value in step S13.
  • the fourth embodiment also shows an example of a regenerative absorption operation in the power conversion device 41 or 42.
  • FIG. 9 shows only the elements that are energized in the first inverter 5 and the second inverter 9 when performing a regenerative absorption operation.
  • the difference from the third embodiment is that in the first inverter 5, all the IGBTs on the upper arm side are turned off and all the IGBTs on the lower arm side are turned on. In this case, since the IGBTs on the lower arm side are turned on for a long period of time, this is effective when the drive power supply for the second inverter 9 is configured as a bootstrap circuit.
  • the power converter 43 of the fifth embodiment shown in Fig. 1 O has a configuration in which the three-phase reactor 2 is removed from the power converter 41, and a reactor 44 is inserted on the positive side between the rectifier circuit 3 and the first capacitor 8.
  • the reactor inserted in the DC section may be only the high-potential side line as shown in Fig. 1 O, or may be distributed at both ends of the high-potential side line and the low-potential side line. In this distributed arrangement, the inductance of each reactor can be approximately half that of when only one reactor is inserted.
  • the semiconductor switch is not limited to a GBT, and may be, for example, a power MOSFET.
  • the AC power supply may be single-phase.
  • the second capacitor may be a capacitor such as a storage battery. (Rule 20.5-2) In step S3 of FIG.
  • the first and second inverters 5 and 9 output a switching pattern for DC excitation of the motor 10 to charge the second capacitor 8, but the current pattern at this time is not limited to the DC excitation switching pattern, and may be any switching pattern that can gradually charge the second capacitor 8 without rotating the motor 10 using the first and second inverters 5 and 9.
  • Heat pump equipment is not limited to air conditioners. Furthermore, the power conversion device may be applied to equipment other than heat pump equipment.
  • the power conversion device may be applied to equipment other than heat pump equipment.
  • 1 is a three-phase AC power source
  • 2 is a three-phase reactor
  • 3 is a rectifier circuit
  • 4 is a first capacitor
  • 5 is a first inverter (first power converter)
  • 6 is a three-phase reactor
  • 7 is a power converter (third power converter)
  • 8 is a second capacitor
  • 9 is a second inverter (second power converter)
  • 10 is a motor
  • 16 is a relay
  • 20 is a control unit
  • 21 is an air conditioner
  • 22 is a compressor
  • 31 is a fan
  • 41-43 are power converters
  • 44 is a reactor.

Landscapes

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Abstract

交流電源（１）から供給される交流電圧を整流する整流回路（３）、その直流側に接続される第１コンデンサ（１３）、第１コンデンサに並列に接続され、各相出力端子に各相巻線が独立したモータ（１０）の巻線の一端が接続される第１電力変換器（５）、各相出力端子に前記モータの巻線の他端が接続される第２電力変換器（９）、第２電力変換器の直流側に接続される第２コンデンサ（８）、交流電源と整流回路とを接続する配線から分岐して接続されるリアクトル（６）、リアクトルと第２コンデンサとの間に接続され、高調波を抑制する第３電力変換器（７）、交流電源と第３電力変換器との間に挿入されるリレー（１６）、モータの起動を開始する前に第１及び第２インバータを駆動して第２コンデンサを充電し、充電後にリレーをオンにする制御部を備え、第２コンデンサの静電容量は第１コンデンサの静電容量より大きく設定される。

Description

明細書 発明の名称’ :電力変換装置及びヒートポンプ機器 技術分野 ・
[ 0 0 0 1 ] - 本発明の実施形態は、 オープン巻線構造のモータを駆動する電力変換装置、 及びその電 力変換装置を備えたヒートポンプ機器に関する。 背景技術
[ 0 0 0 2 ] モータを駆動する電力変換装置として特許文献 1に開示されている、 小容量のフィルム コンデンサを搭載した単相入力の電力変換装置では、 入力電流の高調波を低減し、 力率を 改善できることが記載されている。 しかしながら、 三相入力の電力変換装置では、 三相交 流のうち最大相から最小相にのみに電流が流れるので、 モータ駆動用の電力変換回路にお けるスイッチングだけでは、 入力電流を正弦波に制御することはできない。
[ 0 0 0 3 ] 一方、 装置の大容量化やモータの高速化を実現するため、 各相毎に独立した巻線を持つ オープン巻線モータを、 2つのインバータで駆動するデュアルインバータ方式が知られて いる。 このデュアルインバータ方式においても、 直流部に小容量のコンデンサを使用する ことはできるが、 三相交流などの多相交流に接続された場合には、 装置の入力電流を正弦 波に制御することはできない。
[ 0 0 0 4 ] これに対して、 特許文献 2には、 1.次側のインバータにマトリックスコンバータを適用 したシステムが開示されている。 先行技術文献 特許文献
[。 0 0 5 ] 特許文献 1 特許第 4 3 9 1 7 6 8号公報 特許文献 2 特許第 5 5 3 1 2 3 8号公報 発明の概要 発明が解決しようとする課題 引用による補充 (規則 2〇•6) [。 0 0 6 ] 特許文献 2の構成では、 三相入力電流を正弦波に’制御可能となるが、 マトリックスコン バータ用の半導体デバイス、 交流フィルタに使用されるチョークコイルなどは、 電力変換 装置の定格容量と同等又はそれ以上の定格の部品を選定しなければならず、 電力変換装置 全体の大型化やコストの増大などの課題が生じる。
[ 0 0 0 7 ] そこで、 デュアルインバータ方式においても、 全体の大型化やコストの増大を抑制でき る電力変換装置、 及びその電力変換装置を備えたヒートポンプ機器を提供する。 課題を解決するための手段
[ 0 0 0 8 ] 実施形態の電力変換装置は、 交流電源から供給される交流電圧を整流する整流回路と、 この整流回路の直流側に接続される第 1蓄電素子と、 この第 1蓄電素子に並列に接続され るダイオード及び半導体スイッチで構成され、 各相出力端子に各相巻線が独立した第 1モ ータの巻線の一端が接続される第 1電力変換器と、 各相出力端子に前記第 1モータの巻線 の他端が接続され、 ダイオード及び半導体スイッチで構成される第 2電力変換器と、 この 第 2電力変換器の直流側に接続される第 2蓄電素子と、 前記交流電源と前記整流回路とを 接続する配線から分岐して接続されるリアク トルと、 このリアク トルと前記第 2蓄電素子 との間に接続されるダイオード及び半導体スイッチで構成され、 高調波を抑制する第 3電 カ変換器と、 を備える。
[ 0 0 0 9 ] また、 実施形態のヒートポンプ機器は、 実施形態の電力変換装置と、 前記第 1モータと を備え、 前記第 1モータにより圧縮機を駆動する。 図面の簡単な説明
[ 0 0 1 0 ]
[図 1 ] 第 1実施形態であり、 電力変換装置の構成を示す図
[図 2 ] 空調機の構成を示す図
[図 3 ] 第 2実施形態であり、 電力変換装置の構成を示す図
[図 4 ] 第 3実施形態であり、 電力回生吸収動作の処理内容を示すフローチャート [図 5 ] 電力回生吸収動作を行う際の各インバータのスイッチング状態を示す図 引用 による補充 (規則 20.6) [図 6 ] 図 5に示す処理内容に対応した電流及び電圧波形を示すタイミングチャー 卜
[図 7 ] 第 4実施形態であり、 電力回生吸収動作を行う際の各インバータのスイッ チング状態を示す図
[図 8 ] 第 5実施形態であり、 電力変換装置の構成を示す図
[図 9 ] 第 6実施形態であり、 電力変換装置の構成を示す図
[図 1 0] 第 7実施形態であり、 電力変換装置の構成を示す図
[図 1 1 ] 第 8実施形態であり、 電力変換装置の構成を示す図
[図 1 2 ] ノイズフィルタ回路の構成例を示す図 発明を実施するための形態
[0 0 1 1 ]
(第 1実施形態) 図 1に示すように、 本実施形態の電力変換装置は、 第 1モータ 1 0を駆動対象とする。 第 1モータ 1 〇は、 三相の永久磁石同期モータや誘導機などが想定されるが、 本実施形態 では永久磁石同期モータとする。 第 1モータ i oは、 いわゆるオープン巻線モータであり 、 その三相巻線は、 それぞれが互いに結線されず両端子がオープン状態となっている。 っ まり、 第:！モータ 1 0は、 6つの巻線端子 U a , V a , W a , U b , V b , Wbを備えて いる。 "
[0 0 1 2] 第 1モータ 1 0は、 第 1インバータ 5及び第 2インバータ 9によるデュアルインバータ 方式で駆動される。 第 1インバータ 5及び第 2インバータ 9は、 同一の回路構成で、 2つ の直列接続されたスイッチング素子を 3組有し、 各直列接続されたスイッチング素子の中 間接続点が 3つの出力端子となる三相インバータである。 第 !インバータ 5の各相出力端 子は、 第 1モータ 1 0の巻線端子 U a , V a , Waにそれぞれ接続され、 第 2インバータ 9 の各相出力端子は、 第 1モータ 1 0の卷線端子 U b , V b , Wbにそれぞれ接続されて いる。
[0 0 1 3] 三相交流電源 1には、 三相リアク トル 2を介して整流回路 3が接続されている。 整流回 路 3は、 6個のダイオードが三相ブリ ッジ接続されて構成されている。 整流回路 3の出力 引用による補充 (規則 20.6) 端子には、 電解コンデンサである第:!コンデンサ 4及び第 1インバータ 5が接続されてい る。
[0 0 1 4] 第 2インバータ 9には、 例えば電解コンデンサである第 2コンデンサ 8及び電力変換器 7 の直流側の両端部が並列に接続されている。 この第 2コンデンサ 8及び第 1コンデンサ 4 のそれぞれは、 ある程度の容量を有する充放電可能な蓄電素子であれば良く、 素子をコ ンデンサに替えて蓄電池やバッテリなどを用いても良い。 言い換えると、 第:1コンデンサ 4 は第:!蓄電素子に該当し、 第 2コンデンサ 8は第 2蓄電素子に該当する。 第 1インバータ 5の 高圧側端子と低圧側端子、 すなわち、 第 1コンデンサ 4の両端は第 2インバータ 9には接 続されておらず、 第 2インバー夕 9は独立している。 すなわち、 第 1インバータ 5と第 2 インバータ 9とは、 それぞれの出力端子が第 1モータ 1 0の各相が独立した巻線を介して のみ接続されていることになる。
[0 0 1 5] 直流部が第 2コンデンサ 8に接続されている電力変換器 7は、 第 1インバータ 5及び第 2 インバータ 9と同一の回路構成で、 2つの直列接続されたスイッチング素子を 3組有し 、 各直列接続されたスイッチング素子の中間接続点が 3つの出力端子となる三相インバー タである。 電力変換器 7の各相出力端子は、 三相リアク トル 6を介して三相交流電源],に 接続されている。 第:!インバータ 5、 第 2インバータ 9及び電力変換器 7を構成するスイ ッチング素子の各々には、 何れもフライホイールダイオードが並列に接続されている。 こ れらは何れも、 例えば I GB Tなどの半導体スイッチング素子を三相ブリッジ接続して構 成されており、 それぞれ第 1〜第 3電力変換器に相当する。
[0 0 1 6 ] 三相交流電源 1と三相リアク トル 2とを接続する電源線の U, V相には、 電流センサ 1 1 u, 1 1 vが配置されている。 w相の電流は、 これらの電流センサ ! 1 u, 1 1 vによ り検出される u, v相電流から、 演算によって算出される。 また、 三相交流電源 1 と三相 リアク トル 6とを接続する電源線の U, V相には、 電流センサ ! 2 U, 1 2 Vが配置され ている。 三相リアク トル 6を流れる W相の電流は、 これらの電流センサ ! 2 U, 1 2 Vに より検出される三相リアク トル 6を流れる U, V相電流から、 演算によって算出される。
[0 0 1 7] 引用による補充 (規則 20.6) 電圧センサ 1 3、 1 4は、 それぞれ第 1コンデンサ 4、 第 2コンデンサ 8の端子電圧を 検出する。 第 1インバータ 5の各相出力媼子と第 1モータ 1 0の巻線端子 U a , V a W a との間には、 電流センサ 1 5 U, 1 5 V, 1 5Wが配置され、 第 1モータ 1 0の各モー タ巻線に流れる電流を検出している。
[0 0 1 8] 第 1インバータ 5と第 2インバータ 9の各直流部はともに同じ三相交流電源 1に接続さ れているため、 第 1モータ 1 〇を第 1インバータ 5と第 2インバータ 9の両方を用いてデ ユアルインバータ方式で駆動すると各相巻線に所定の周期で同じ方向に流れる零相電流が 発生する。 このため、 零相電流及び各モータ巻線に流れる電流をそれぞれ区別して検出で きるように各相巻線に対応して各電流センサ ! 5 U, 1 5 V, 1 5Wが設けられている。
[0 0 1 9] 上記の各センサ ! 1 - 1 5により出力される検出信号は、 制御部 2〇に入力されている 〇 制御部 2 0は、 マイクロコンピュ・ータなどで構成され、 各センサ 1 1 - 1 5の検出信号 に基づいて、 第 1インバータ 5、 第 2インバータ 9及び電力変換器 7を構成する各 I GB T のスイッチングを制御する。 以上の構成において、 第 1モータ : 1 0を除いたものが電力 変換装置 4 1を構成している。
[。 0 2 0] 図 2は、 電力変換装置 4 1が適用されるヒートポンプ機器である空調機の構成を示す。 なお、 電力変換装置 4 1が適用されるヒートポンプ機器としては、 空調機以外に、 給湯機 となる温水生成装置、 チラーのような冷温水生成装置などもある。 空調機 2 1は、 室内機 2 4と室外機 3 5と各々を接続する冷媒配管及び信号通信線からなる。 室内に設置される 室内機 24は、 内部に室内側熱交換器 2 7と室内ファン 3 0を収納する。 一方、 室外機 3 5 は、 屋外に配置され、 制御部 2〇 , 圧縮機 2 2、 室外側熱交換器 2 9 I 四方弁 2 6、 減 圧装置 2 8、 室外ファン 3 1.および室外ファンモータ 5 3などの機器を収納する。
[ 0 0 2 1 ] 圧縮機 2 2は、 圧縮部 2 3と第 1モータ :! 〇を同一の鉄製密閉容器 2 5内に収容して構 成され、 第 1モータ 1 0のロータシャフトが圧縮部 2 3に連結されている。 そして、 圧縮 機 2 2、 四方弁 2 6、 室内側熱交換器 2 7、 減圧装置 2 8、 室外側熱交換器 2 9は、 冷媒 通路たるパイプにより閉ループを構成するように接続されている。 なお、 圧縮機 2 2は、 引用による補充 (規則 20.6) 例えば 1シリンダのロータリ圧縮機であるが、 これに限らず多気筒のロータリ型圧縮機、 スクロール型圧縮機、 レシプロ型圧縮機も使用することができる。 z
[ 0 0 2 2 ] 暖房時には、 四方弁 2 6は実線で示す状態にあり、 圧縮機 2 2の圧縮部 2 3で圧縮され た高温冷媒は、 四方弁 2 6から室内側熱交換器 2 7に供給されて凝縮して室内に熱を放出 して室内を暖房する。 その後、 減圧装置 2 8で減圧され、 低温となって室外側熱交換器 2 9 に流れ、 ここで外気から吸熱することで蒸発して圧縮機 2 2へと戻る。
[。 0 2 3 ] 一方、 冷房時には、 四方弁 2 6は破線で示す状態に切り替えられる。 このため、 圧縮機 2 2の圧縮部 2 3で圧縮された高温冷媒は、 四方弁 2 6から室外側熱交換器 2 9に供給さ れて屋外へと放熱して凝縮する。 その後、 減圧装置 2 8で減圧され、 低温となって室内側 熱交換器 2 7に流れ、 ここで室内の空気から吸熱することで蒸発し、 室内を冷却して圧縮 機 2 2へと戻る。 そして、 室内側、 室外側の各熱交換器 2 7、 2 9には、 それぞれ室内フ アン 3 0、 室外ファン 3 1により送風が行われ、 その送風によって各熱交換器 2 7、 2 9 と室内空気、 室外空気の熱交換が効率良く行われるように構成されている。
[。 0 2 4 ] 次に、 本実施形態の作用について説明する。 制御部 2 0.は、 例えば室内機 2 4側の図示 しない室内制御部からの指示に基づき圧縮機 2 2、 すなわち第 1モータ 1 〇の運転/停止 を行う。 制御部 2 0は、 圧縮機 2 2の運転中は電流センサ 1 5 U , 1 5 V , 1 5 Wが検出 する電流値、 及び電圧センサ 1 3、 1 4が検出した第 1コンデンサ 4、 第 2コンデンサ 8 の端子電圧を用いてベク トル演算する。 制御部 2 0は、 その演算結果に基づき第 1インバ ータ 5及び第 2インバータ 9の各スイッチング素子を連携動作させ、 第]•モータ 1 0の各 巻線に所望の電流を流して第 1モータ 1 0を可変速駆動する。
[ 0 0 2 5 ] さらに、 制御部 2 0は、 第 1モータ 1 0の運転中には同時に、 電力変換器 7を、 電源ラ インに流れる高調波を抑制 •低減するようにアクティブフィルタ回路として動作させる。 具体的には、 電流センサ 1 1 U、 1 I Vで検出したリアク トル 2の各相に流れる電流から 高調波電流を抽出し、 第 2コンデンサ 8の端子電圧を加味して、 電流センサ 1 2 U , 1 2 v で検出した各相のリアクタ電流が、 U , V , W相に流れる高調波電流を打ち消す補正電 引用による補充 (規則 20.6) 流となるように電力変換器 7の各スイッチング素子の動作を制御する。 なお、 第 2蓄電素 子である第 2コンデンサ 8は’、 アクティブフィルダ回路が出力する補正電流のための電力 源として用いられることから、 ある程度の容量を有している。
[。 0 2 6 ] 電力変換装置 4 1を上記のように構成することで、 第 1インバータ 5及び第 2インバー 夕 9によるデュアルインバータと、 オープン巻線構成の第 1モータ 1 〇とを用いたモータ の制御性を向上させる。 すなわち、 第 1モータ : 1 0の巻線に 2台のインバータ 5及び 9に より電圧を印加するので、 第 1モータ : 1 0の運転範囲を拡大できる。 また、 第 1モータ : 1 〇の巻線に印加される電圧がマルチレベルとなるので、 第],モータ 1 〇で発生する鉄損を 低減できる。
[。 0 2 7 ] さらに、 制御部 2 0により 2台のインバータ 5及び 9の駆動方法を工夫することで、 第 1 モータ 1 〇に印加する電力を一定に制御したり、 無効電力注入による高速領域での運転 範囲を拡大できる。 また、 電力変換器 7の直流部負極側と、 第 2インバータの 9の直流部 負極側とを接続することで、 これらの回路の基準電圧が共通になる。 これにより、 駆動電 源の絶縁箇所を減らすことができ、 回路規模の大型化やコストの増大を防止できる。 加え て、 第 Lモータ 1 〇の運転中に、 電力変換器 7を、 整流回路 3から三相交流電源 1側に流 出する高調波電流を打ち消すようにスイッチング制御するアクティブフィルタ回路として 動作させることで電源高調波を抑制して、 三相交流電源 1から電力変換装置 4 1への入力 電流を正弦波に近付けることができる。
[ 0 0 2 8 ]
(第 2実施形態) 以下、 第 1実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、 異なる部分につい て説明する。 図 3に示す第 2実施形態の電力変換装置 4 2では、 電力変換装置 4 1の第 1 コンデンサ 4に替えて、 小容量の第:1コンデンサ 4 3を使用している。 これにより、 第 2 コンデンサ 8の静電容量は、 第:1コンデンサ 4 3の静電容量よりも大きく設定される。 な お、 以降に示す各実施形態の電力変換装置の図面では、 各センサ 1 1～ 1 5及び制御部 2 〇の図示を省略する。 また、 各実施形態の電力変換装置における制御部 2〇による各部の 動作制御も第 1実施形態と同じである。 引用による補充 (規則 20.6) [ 0 0 2 9 ] ここでは、 第: Tコンデンサ 4 3にはフィルズコンデンサを、 大容: iの第 2コンデンサ 8 には電解コンデンサ用いる。 これにより、 使用する電解コンデンサの個数を低減できる。 第 1コンデンサ 4 3に、 素子単体として経年劣化する程度が小さいフィルムコンデンサを 用いることで、 電力変換装置 4 2の寿命を長期化することができる。 第 1コンデンサ 4 3 は、 第 1インバータ 5と第 2インバータ 9とのスイッチングにより生じる高周波成分をカ ッ トできる程度の容量で、 且つ電源投入時に第 1コンデンサ 4 3を充電する電流が、 整流 回路 3を構成するダイオードの耐量を超えない程度の容量であれば良い。 この容量は、 ー 般的に数 1 〇 n F程度である。 これにより、 三相リアク トル 2を小型化できる。
[ 0 0 3 0 ] 一方、 第 2コンデンサ 8の容量は、 電力変換器 7の補償容量や第 2インバータ 9の出力 電力、 第 2コンデンサ 8に流れ込むリップル電流などに基づき決定すれば良い。 この容量 は、 一般的に数 1 0 0 0 /2 F程度である。 なお、 第 1コンデンサ 4 3 . 第 2コンデンサ 8 は、 それぞれ充放電可能な蓄電素子であれば良く、 電解コンデンサに替えて蓄電池やバッ テリなどを用いても良い。
[ 0 0 3 1 ] 第 1コンデンサ 4 3 . 第 2コンデンサ 8を、 蓄電池も含む蓄電素子として考えると、 第 2 蓄電素子である第 2コンデンサ 8に蓄電できる最大エネルギー量を、 第 1蓄電素子であ る第 1コンデンサ 4 3に蓄電できる最大エネルギー量よりも大きく設定する。 なお、 第 1 、 第 2蓄電素子にコンデンサを用いた場合の各素子の最大エネルギー量は、 静電容量に相 当する。
[ 0 0 3 2 ]
(第 3実施形態) 第 3実施形態は、 第 2実施形態のように電力変換装置 4 2にフィルムコンデンサのよう な小容量の第 1コンデンサ 4 3を用いる。 そして、 第 1モータ 1 0に生じる回生電力によ る第 1コンデンサ 4 3、 第 1インバータ 5や整流回路 3の過電圧故障を防止するための電 カ回生吸収動作を備えた例である。 図 4は、 このような回生吸収時の動作フローであり、 図面を簡略化するため、 第 1コンデンサ 4 3を C 1、 第 2コンデンサ 8を C 2の略号で表 している。 図 5は、 回生吸収動作を行う際の、 第 1インバータ 5及び第 2インバータ 9に 引用 による補充 (規則 20.6) おいて通電される素子のみを示している。
[ 0 0 3 3 ] 制御部 2〇は、 通常運転時 ( S 1 ) において、 上述の通り、 第 1インバータ 5及び第 2 インバータ 9による第 1モータ 1 〇の駆動と、 電力変換器 7によるアクティブフィルタ回 路動作を実行している。 この通常運転中において、 第 1モータ 1 〇の急減速や第 1インバ ータ 5及び第 2インバータ 9の出力停止が発生すると、 第 1モータ 1 0の巻線から回生電 力が生じ、 これが回生電流となって第 1コンデンサ 4 3に流れ込む。 これにより、 第 1コ ンデンサ 4 3の両端電圧が異常に上昇する。
[ 0 0 3 4 ] そこで、 制御部 2〇は、 電圧センサ 1 3により、 第:1コンデンサ 4 3の電圧上昇を検出 する。 そして、 第 1コンデンサ 4 3の両端電圧が予め定めた闕値を超えると ( S 2 ; Y E S ) 、 第 1モータ 1 0による電力回生が発生したと判断し、 図 5に示す第 2コンデンサ 8 を用いた回生吸収動作を行う ( S 3 ) 。 これにより従来、 第 1コンデンサ 4 3に流れ込む 回生電流が第 2コンデンサ 8側に流れ、 第 1コンデンサ 4 3の両端電圧が各素子の定格値 を上回り、 異常に上昇して破損することを防止できる。
[。 0 3 5 ] またこの時、 電力変換器 7をスイッチング制御して、 C 2 ;第 2コンデンサ 8の両端電 圧を制御する ( S 4 ) 。 つまり、 制御部 2 0は、 電力変換器 7のスイッチング動作を、 第 2 コンデンサ 8の両端電圧を減らす方向に制御し、 三相交流電源 1側へ電力を回生する。 そして、 第 2コンデンサ 8の両端電圧が設定時間以上闕値を下回らない間は ( S 5 : N O ) 、 ステップ S 3に戻り上述の回生吸収動作を継続する。 その後、 第 2コンデンサ 8の両 端電圧が設定時間以上闕値を下回ると ( S 5 ; Y E S ) 、 回生吸収動作及び電力変換器 7 のスイッチング制御を停止させる ( S 6 ) 。
[ 0 0 3 6 ] なお、 ステップ S ?における第 2コンデンサ 8への回生吸収動作により上昇する第 2コ ンデンサ 8の両端電圧が第 2コンデンサ 8、 第 2インバータ 9や電力変換器 7の定格電圧 範囲内であれば、 ステップ S 4の電力変換器 7による第 2コンデンサ 8の電圧抑制動作は 省略しても良い。 この場合、 電力変換器 7におけるスイッチング制御を停止、 すなわち全 てのスイッチング素子をオフ状態とする。 引用による補充 (規則 20。 6) [ 0 0 3 7 ] ステップ S 3における回生吸収動作では、 第],インバータ 5で上アーム側の I G B Tを 全てオンにすると共に、 下アーム側の I G B Tを全てオフにすることで第 1モータ 1 0の 中性点を形成する。 このとき、 第 1モータ 1 0から第 1コンデンサ 4に電力は流入しない 〇 一方、 第 2インバータ 9については、 全ての I G B Tをオフにすることで整流回路 3の 構成と等価にする。 これにより、 第 1モータ 1 0から回生電流が第 2コンデンサ 8に流入 する。 このように、 第:!モータ 1 0による電力回生時に回生吸収動作を行うことで、 比較 的容量の大きい第 2コンデンサ 8のみで回生電力を吸収し、 第:1コンデンサ 4 3の電圧異 常上昇を防止できる。 そして、 第 2コンデンサ 8の容量を数 1 0 0 0仏 F程度にすること で、 電力回生時においても第 2コンデンサ 8が過電圧に至ることを防止できる。
[ 0 0 3 8 ] 図 6は、 図 4に示すフローを実行した場合における各部の電流及び電圧波形を示す。 な お、 電流波形については三相であるが、 ここでは三相を区別する必要がないので、 それら の波形を分けて示していない。 図中の 「負荷電流」 は三相リアク トル 2を経た電流であり 、 「入力電流」 は三相交流電源 1より三相リアク トル 2及び 6に入力される電流である。
「電力変換器電流」 は、 三相リアク トル 6を流れる電流である。 「コンデンサ電圧」 は、 第 2コンデンサ 8の両端電圧、 「スイッチング電圧」 は、 電力変換器 7を構成する I G B T のコレクターエミッタ間電圧である。
[ 0 0 3 9 ] 回生動作が開始するまでは、 第:!モータ 1 〇を駆動することで所定の負荷電流が流れて いる。 同時に電力変換器 7は、 アクティブフィルタ回路動作を行い、 入力電流を正弦波化 するようスイッチングしている。 続いて、 ステップ S 2で回生電力が発生したと判断され ると、 第 1インバータ 5と第 2インバータ 9による回生吸収動作が行われる。 その際、 第 1 モータ 1 0の駆動は停止するため、 負荷電流は減少する。 同時に回生吸収動作として電 カ変換器 7は、 アクティブフィルタ回路動作の代わりに第 2コンデンサ 8の両端電圧を減 らす方向にスイッチングして、 補償電流の代わりに正弦波電流を流す。 これにより入力電 流は、 電力変換器 7の動作による正弦波電流のみとなる。
[〇 0 4 0 ] そして、 ステップ S 5で 「 Y E S」 になると回生電力吸収動作は終了し、 以後、 第:!イ 引用による補充 (規則 20.6) ンバータ 5 , 第 2インバータ 9及び電力変換器 7の全てのスイッチング動作が停止し、 負 荷電流、 アクティブフィルタ電流及び入力電流の全てが 「〇」 となる。 第 2コンデンサ 8 の電圧は、 交流電源を全波整流した電圧である直流電圧 V d cに安定する。 そして、 図 6 中のスイッチング電圧は、 電力変換器 7のスイッチング素子、 つまり I G B Tがオフとな るため、 第 2コンデンサ 8の電圧である直流電圧 V d c となる。
[。 0 4 1 ] また、 ステップ S 5では、 図 6に示す第 2コンデンサ 8の電圧が安定した状態になった 場合に 「Y E S」 と判断すれば良い。 したがって、 ステップ S 5の闕値は、 必ずしもステ ップ S 2の闕値と同じ値に設定する必要はない。 なお、 第 1モータ 1 0は、 駆動に大きな トルクが必要な圧縮機 2 2の駆動用であることから、 回生電力の発生期間は極めて短い。 このため、 ステップ S 5に変えて、 単に回生吸収動作の開始からの継続時間が所定時間を 超えたことを判定して、 回生吸収動作を終了するステップ S 6に移行しても良い。
[ 0 0 4 2 ] また、 ステップ S 2において、 回生電力の発生を第 1コンデンサ 4 3の電圧上昇によつ て判定した。 これに替えて、 第 1モータ 1 〇を高い回転数から急に停止させる時など、 回 生電力の発生が予想される種々のケースを予め条件として組み込んでおき、 そのような事 象の発生時にステップ S 3 , S 4の回生吸収動作を開始させるようにしても良い。 なお、 ステップ S 4の電力変換器 7による第 2コンデンサ 8の電圧抑制動作を実施することで、 第 2コンデンサ 8の容量を、 上述した値よりもさらに小さく して装置を小型化することも できる。 この場合には第 2コンデンサ 8にもフィルムコンデンサを用いることが可能にな る。
[ 0 0 4 3 ]
(第 4実施形態) 第 4実施形態も、 電力変換装置 4 2における電力回生吸収動作の一例を示す。 この実施 形態では、 第 3実施形態のステップ S 3における電力回生吸収動作で第 1インバータ 5の 素子の動作のみが異なり、 それ以外は、 第 3実施形態と同一である。 図 7は図 5と同様に 、 回生吸収動作を行う際の、 第 1インバータ 5及び第 2インバータ 9において通電される 素子のみを示している。 この第 4実施形態が第 3実施形態と相違するのは、 第 1インバー 夕 5において、 上アーム側の I G B Tを全てオフにし、 下アーム側の I G B Tを全てオン 引用 による補充 (規則 20.6) する点である。 この場合、 下アーム側の I G B Tを長時間オンさせることになるので、 第 2 インバーダ 9の下アーム側の全スイッチング素子の駆動電源を、 単一のブートス トラッ プ回路で構成している場合に有効である。
[ 0 0 4 4 ]
(第 5実施形態) 図 8に示す第 5実施形態の電力変換装置 4 5は、 第 1又は第 2実施形態の電力変換装置 4 1 , 4 2から三相リアク トル 2を削除し、 整流回路 3と第 1コンデンサ 8との間の正極 側にリアク トル 4 6を挿入した構成である。 このように、 直流部にリアク トル 4 6を挿入 することで、 交流部に挿入する場合に比較して使用するリアク トルの数を低減できる。 な お、 正極側のリアク トル 4 6に替えて、 整流回路 3と第 1コンデンサ 8との間の負極側の みにリアク トルを挿入しても良い。
[ 0 0 4 5 ]
(第 6実施形態) 図 9に示す第 6実施形態の電力変換装置 4 7は、 電力変換装置 4 5の構成に加えて、 整 流回路 3と第 1コンデンサ 8との間の負極側にもリアク トル 4 8を挿入した構成である。 このように、 正極側と負極側との双方にリアク トル 4 6、 4 8を挿入することで、 オープ ン巻線構成の第 1モータ 1〇を第 1インバータ 5及び第 2インバータ 9により駆動する際 に発生する零相電流を低減できる。 なお、 この回路では、 リアク トル 4 6、 4 8の各イン ダクタンス値を、 第 5実施形態に比較して凡そ半分にすることができる。
[。 0 4 6 ]
(第 7実施形態) 図 1 0に示す第 7実施形態の電力変換装置 5 1は、 図 3に示す第 2実施形態の電力変換 装置 4 2において、 第 2インバータ 9に対し、 第 4電力変換器に相当する第 4インバータ 5 2を並列に接続した構成である。 すなわち、 第 4インバータ 5 2は、 第 2コンデンサ 8 に対し、 第 2インバータ 9と並列に接続される。 この第 4インバータも第 1、 第 2インバ ータ 5 , 9、 電力変換器 7と同一の回路構成で、 2つの直列接続されたスイッチング素子 を 3組有し、 各直列接続されたスイッチング素子の中間接続点が 3つの出力端子となる三 相インバータで、 各スイッチング素子には、 何れも逆並列接続されたフライホイールダイ オードが設けられている。 第 4インバータ 5 2は、 D Cブラシレス三相モータからなる第 引用に よる補充 (規則 20.6) 2モータ 5 3を駆動対象とし、 例えば、 第 2モータ 5 3は、 図 2に示す空調機 2 1におい て、 室外機 3 5のファン 3 1を駆動するファンモータなどである。
[ 0 0 4 7 ] 第 1モータ : ! 〇が電力を回生した際に発生するエネルギーが大きいと、 第] ,インバータ 5 に印加される直流電圧が上昇し、 第 1コンデンサ 4 3の過電圧破壊を引き起こすおそれ がある。 そのため、 一般的には、 半導体スイッチと大電力抵抗を用いたブレーキ回路、 又 はダイオードと大容量コンデンサの直列回路を直流部に並列に接続する。 この場合、 これ らの追加部品によるサイズとコストの増大は避けられない。
[ 0 0 4 8 ] 一方、 第 2実施形態のように、 第 1コンデンサ 4 3を小容量にすると、 三相交流電源 1. の交流電圧変動によって上記の直流電圧は大きく変動する。 交流電源が単相であれば、 交 流電源半周期に 1回電圧がゼロとなる。 三相交流電源 1においても、 交流電源周波数の 6 倍周波数で脈動し、 交流電源の 6周期毎にピーク電圧に対してい ( 3 / 2 ) 倍まで低下す る。 このように脈動する直流電圧を用いたインバータ回路を駆動した場合、 インバータの 出力電力やモータの出力電力が脈動し、 振動や騒音悪化の要因となる。 圧縮部 2 3を駆動 する第 :!モータ 1 〇の場合には、 この第:!モータ 1 0が重量のある鉄製密閉容器 2 5に収 納され、 さらに、 圧縮部 2 3そのものに回転振動も生じるために振動騒音の対策がなされ ていることから、 大きな問題とはならない。 しかし、 モータを適用するアプリケーション 、 例えば負荷の軽いファンモータなどでは深刻な影響を及ぼすため、 避けなければならな い場合もある。
[ 0 0 4 9 ] そこで、 安定した直流電圧を印加することが望ましい第 2モータ 5 3に対しては、 第 2 コンデンサ 8を直流電源とした第 4インバータ 5 2によって駆動する。 第 2コンデンサ 8 の容量は、 三相交流電源 1側へ流出する高調波には影響がないので、 増やすことに伴う弊 害はない。 そのため、 第 2コンデンサ 8の容量を大きくすることで安定した直流電圧を得 ることができ、 上記のような振動や騒音に敏感な第 2モータ 5 3の駆動が可能になる。 ま た、 第 2コンデンサ 8の容量を、 第:！モータ 1 0の回生エネルギーと第 2モータ 5 3の回 生エネルギーとの双方を吸収できる適切な容量にすることで、 上述したような回生電力を 吸収するための回路を新たに追加する必要がなくなる。 引用による補充 (規則 20.6) [。 0 5 0 ] 以上のよう’に構成される第 7実施’形態によれば、 第 1コンデンサ 4 3を小容量化した上 でリアク トル 2を小型化し、 第 1モータ : L 0の大容量化と高速駆動化を実現しながら、 そ の回生エネルギーは第 2コンデンサ 8で吸収できる。 そして、 第 2モータ 5 3を、 安定し た直流電圧が得られる第 2コンデンサ 8により駆動できる。
[ 0 0 5 1 ]
(第 8実施形態) 図 1 1に示す第 8実施形態の電力変換装置 5 4は、 図 1 0に示す電力変換装置 5 1にお いて、 三相交流電源 1と整流回路 2との間に第 1ノイズフィルタ回路 5 5を挿入し、 三相 交流電源 1と電力変換器との間に第 2ノイズフィルタ回路 5 6を挿入した構成である。 ー 般に、 オープン巻線モータをデュアルインバータ方式で駆動すると、 第 1インバータ 5と 第 2インバータ 9との両方から、 対地へコモンモードノイズが流出することが知られてい る。 一方、 絶縁型のデュアルインバータ方式では、 第 2インバータは交流電源に直接接続 されないため、 交流電源に流出するコモンモードノイズは低い傾向となる。
[ 0 0 5 2 ] しかしながら、 電力変換装置 5 4のように、 第 2コンデンサ 8に電力変換器 7を接続す ると、 これを介して第 2インバータ 9からのコモンモードノイズが、 三相交流電源 1に伝 搬する経路が形成されてしまう。 更に、 第 2コンデンサ 8に接続される第 4インバータ 5 2 からのコモンモードノイズが、 電力変換器を経由して伝搬するため、 整流回路 2側より も、 電力変換器 7側から三相交流電源 1に流出するコモンモードノイズが増加する。 した がって、 整流回路 2側の第],ノイズフィルタ回路 5 5よりも、 電力変換器 7側の第 2ノイ ズフィノレタ回路 5 6のノイズ減衰率を高く設定することで、 システム全体のコモンモード ノイズを効果的に抑制することができる。
[。 0 5 3 ] 図 1 2は、 第!. , 第 2ノイズフィルタ回路 5 5 , 5 6の構成例を示す。 コモンモードノ イズを低減するノイズフィルタ回路は、 交流全相に挿入されるコモンモードチョークコイ ル 5 7と、 交流全相から対地に対して挿入される Yコンデンサ 5 8等から構成される。 ノ イズ減衰率を高くするには、 コモンモードチョークコイル 5 7のインダクタンスや Yコン デンサ 5 8のキャパシタンスなどの部品定数を大きくしたり、 複数のノイズフィルタ回路 引用に よる補充 (規則 20.6) を直列接続するなどを行う必要があり、 電力変換装置全体のサイズやコス トの増大を招く
L 0 0 5 4 ] これに対して、 第 8実施形態では、 電力変換器 7をアクティブフィルタ回路として動作 させ、 第 2モータ 5 3を駆動するための電力は第!.モータ : 1 0を経由で供給する。 このよ うに、 電力変換器 7に流れる電流は、 整流回路 2側の高調波を補償する分だけを制御する ことで、 第 2ノイズフィルタ回路 5 6のノイズ減衰率を大きく しても部品の定格電流は小 さく抑制でき、 電力変換装置 5 4全体のサイズやコストの増大を緩和することができる。 そのため、 第 2ノイズフィルタ回路 5 6の定格電流は、 第 1イズフィルタ回路 5 5の定格 電流よりも小さく設定されている。
[ 0 0 5 5 ] また、 第 8実施形態によれば、 電力変換装置 5 4により圧縮機 2 2を駆動する第 1モー 夕 1 0を制御すると共に、 室外機 3 5のファン 3 1を駆動する第 2モータ 5 3を制御する ので、 空調機 2 1を構成する 2つのモータ : 1 0及び 5 3を、 1つの電力変換装置 5 4で駆 動できる。
[ 0 0 5 6 ] 更に、 電力変換器 7を第 2コンデンサ 8の両端電圧を昇圧制御する P WM整流器として 動作させると、 リアク トル 6を通流する電流が増加するため、 定格容量の大きい部品を選 定しなければならない。 これに対して、 電力変換器 7をアクティブフィルタ回路として動 作させることで、 必要最低限の電力供給とし、 電力変換器 7に用いる半導体スイッチやリ アク トル 6の定格容量を最小化することが可能となる。
[ 0 0 5 7 ]
(その他の実施形態) 半導体スイッチは I G B Tに限ることなく、 例えばパワー M O S F E T等でも良い。 交流電源は、 単相でも良い。 第 1、 第 2コンデンサの容量 C l、 C 2の大小関係を ( C 1 C C 2 ) に設定する際に、 必ずしも第: 1コンデンサ 4をフィルムコンデンサ、 第 2コンデンサ 8を電解コンデンサに する必要はない。 第 2コンデンサ 8の両端電圧を、 第 1インバータ 5及び第 2インバータ 9により昇圧制 引用による補充 (規則 20.6) 御しても良い。 ノイズフィルタ回路の構成は、 図 1 2に示すものに限らない。 ヒートポンプ機器は、 空調機に限らない。 また、 電力変換装置をヒートポンプ機器以外 に適用しても良い。
[ 0 0 5 8 ] 本発明のいくつかの実施形態を説明したが、 これらの実施形態は例として提示したもの であり、 発明の範囲を限定することは意図していない。 これら新規な実施形態は、 その他 の様々な形態で実施されることが可能であり、 発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、 置き換え、 変更を行うことができる。 これらの実施形態やその変形は、 発明の範囲や要旨 に含まれると共に、 特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 符号の説明
[ 0 0 5 9 ] 図面中、 1は三相交流電源、 2は三相リアク トル、 3は整流回路、 4及び 4 3は第 1コ ンデンサ (第 1蓄電素子) 、 5は第 1インバータ (第 1電力変換器) ヽ 6は三相リアク ト ル、 7は電力変換器 (第 3電力変換器) ヽ 8は第 2コンデンサ (第 2蓄電素子) ヽ 9は第 2 インバータ (第 2電力変換器) ヽ 1 0は第 1モータ、 2 0は制御部、 2 1は空調機、 2 2 は圧縮機、 3 1はファン、 4 1、 4 2、 4 5、 4 7、 5 1及び 5 4は電力変換装置、 4 6 、 4 8はリアク トル、 5 2は第 4インバータ (第 4電力変換器) ヽ 5 3は第 2モータ、 5 5は第 1ノイズフィルタ回路、 5 6は第 2ノイズフィルタ回路を示す。 引用による補充 (規則 20.6) 明 細 書 発明 の名称 : 電力変換装 置及び ヒー トポンプ機器 技術分 野
[0001 I 本発明の実施形態は、 オープン巻線構造のモータを駆動する電力変換装置 、 及びその電力変換装置を備えたヒートポンプ機器に関する。 背景技 術
[0002] 従来、 受動部品の小型化や装置の高寿命化を目的として、 直流平滑用の大 容量コンデンサを小容量コンデンサに変更した電力変換装置が知られている 。 例えば特許文献 1 には、 単相交流電源に接続される電力変換装置の直流部 において、 脈動電圧の最大値がその最小値の 2倍以上となる小さな容量の平 滑コンデンサに、 ダイオードと抵抗とコンデンサを直列に接続した回生吸収 回路を並列に接続した構成が開示されている。 この構成では、 直流部のコン デンサの容量は小さくできるが、 回生エネルギー吸収用コンデンサの容量は 、 回生エネルギーを吸収するためにある程度大きくする必要がある。 コンデ ンサ容量を大きくすると、 電源投入時の突入電流によって部品が破損するこ とがあるため突入防止回路を別途設ける必要があり、 システムの小型化、 低 コスト化に課題があった。
[0003] また、 特許文献 1 には、 小容量のフィルムコンデンサを搭載した単相入力 の電力変換装置では、 入力電流の高調波を低減し、 力率を改善できることが 記載されている。 しかしながら、 三相入力の電力変換装置では、 三相交流の うち最大相から最小相にのみに電流が流れるので、 モータ駆動用の電力変換 回路におけるスイッチングだけでは、 入力電流を正弦波に制御することはで きない。
[0004] 一方、 装置の大容量化やモータの高速化を実現するため、 例えば特許文献 2 に示すように、 各相毎に独立した巻線を持つオープン巻線モータを、 2つ のインバータで駆動するデュアルインバータ方式が知られている。 このデュ アルインバータ方式においても、 直流部に小容量のコンデンサを使用するこ 誤った提出 (規則 20.5の 2) とはできるが、 結局、 ある程度の容量が必要な回生エネルギー吸収用コンデ ンサに対して、 突入防止回路を別途設ける必要がある。 さらに、 三相交流等 の多相交流に接続された場合には、 装置の入力電流を正弦波に制御すること はできない。
[0005I これに対して、 特許文献 3には、 1次側のインバータにマトリックスコン バータを適用したシステムが開示されている。 先行技 術文献 特許文 献
[0006] 特許文献 1 :特許第 4 3 9 1 7 6 8号公報 特許文献 2 :特許第 7 2 1 8 1 3 1号公報 特許文献 3 :特許第 5 5 3 1 2 3 8号公報 発明 の概要 発明 が解決 しようと する課題
[0007] 特許文献 3の構成では、 三相入力電流を正弦波に制御可能となるが、 マト リツクスコンバータ用の半導体デバイス、 交流フィルタに使用されるチョー クコイル等は、 電力変換装置の定格容量と同等又はそれ以上の定格の部品を 選定しなければならず、 電力変換装置全体の大型化やコストの増大などの課 題が生じる。
[0008] そこで、 デュアルインバータ方式において、 突入防止回路を別途設ける必 要がなく、 高効率で、 装置全体の大型化やコストの増大を抑制できる電力変 換装置、 及びその電力変換装置を備えたヒートポンプ機器を提供する。 課題 を解決す るため の手段
[0009] 実施形態の電力変換装置は、 交流電源から供給される交流電圧を整流する 整流回路と、 この整流回路の直流側に接続される第 1 コンデンサと、 この第 1 コンデン サに並列に接続されるダイオード及び半導体スイッチで構成され、 各相出力 端子に各相巻線が独立したモータの巻線の一端が接続される第 1電力変換器 誤った提出 (規則 20.5の 2) と、 各相出力端子に前記モータの巻線の他端が接続され、 ダイオード及び半 導体スイッチで構成される第 2電力変換器と、 この第 2電力変換器の直流側 に接続される第 2コンデンサと、 前記交流電源と前記整流回路とを接続する 配線から分岐して接続されるリアクトルと、 このリアクトルと前記第 2コン デンサとの間に接続されるダイオード及び半導体スイッチで構成され、 高調 波を抑制する第 3電力変換器と、 前記交流電源と前記第 3電力変換器との間 に挿入されるリレーと、 前記モータの起動を開始する前に、 前記第 1及び第 2 インバータを駆動して前記第 2コンデンサを充電し、 充電後に前記リレー をオンにする制御部と、 を備え、 前記第 2コンデンサの静電容量は、 前記第 1 コンデンサの静電容量より大きく設定されている。
［0010I また、 実施形態のヒートポンプ機器は、 実施形態の電力変換装置と、 前記 モータとを備え、 前記モータにより圧縮機を駆動する。 図面 の簡単な 説明
［001 1］ ［図 1］図 1は、 第 1実施形態において、 電力変換装置の構成を示す図である。 ［図 2］図 2は、 空調機の構成を示す図である。
［図 3］図 3は、 電源投入からモータを起動させるまでの処理内容を示すフロー チャートである。
［図 4］図 4は、 図 3に示す処理内容に対応した電流及び電圧波形を示すタイミ ングチャートである。
［図 5］図 5は、 第 2実施形態において、 電力変換装置の構成を示す図である。
［図 6］図 6は、 第 3実施形態において、 回生吸収動作の処理内容を示すフロー チャートである。
［図 7］図 7は、 回生吸収動作を行う際の各インバータのスイッチング状態を示 す図である。
［図 8］図 8は、 図 6に示す処理内容に対応した電流及び電圧波形を示すタイミ ングチャートである。
［図 9］図 9は、 第 4実施形態において、 回生吸収動作を行う際の各インバータ のスイッチング状態を示す図である。 誤った提出 (規則 20.5の 2) [図 10]図 1 〇は、 第 5実施形態において、 電力変換装置の構成を示す図であ る〇 発明 を実施す るため の形態
[0012] (第 1実施形態) 図 1 に示すように、 本実施形態の電力変換装置 4 1は、 モータ 1 〇を駆動 対象とする。 モータ 1 〇は、 三相の永久磁石同期モータや誘導機などが想定 されるが、 本実施形態では永久磁石同期モータとする。 モータ 1 〇は、 いわ ゆるオープン巻線モータであり、 その三相巻線は、 それぞれが互いに結線さ れず両端子がオープン状態となっている。 つまり、 モータ 1 〇は、 6つの巻 線端子 U a , V a , W a , U b , V b , W bを備えている。
[0013] モータ 1 0は、 第 1インバータ 5及び第 2インバータ 9によるデュアルイ ンバータ方式で駆動される。 第 1インバータ 5及び第 2インバータ 9は同一 の回路構成となっており、 2つの直列接続されたスイッチング素子を 3組有 し、 各直列接続されたスイッチング素子の中間接続点が 3つの出力端子とな る三相インバータである。 第 1インバータ 5の各相出力端子は、 モータ 1 〇 の巻線端子 U a , V a , W aにそれぞれ接続され、 第 2インバータ 9の各相 出力端子は、 モータ 1 0の巻線端子 U b , V b , W bにそれぞれ接続されて いる。
[0014] 電力変換装置 4 1の電源となる三相交流電源 1 には、 電力変換装置 4 1の 三相リアクトル 2を介して整流回路 3が接続されている。 整流回路 3は、 6 個のダイオードが三相ブリッジ接続されて構成されている。 整流回路 3の出 カ端子には、 小容量のフィルムコンデンサである第 1 コンデンサ 4及び第 1 インバータ 5が接続されている。
[0015] 第 2インバータ 9には、 例えば、 電解コンデンサである第 2コンデンサ 8 及び電力変換器 7の直流側の両端部が並列に接続されている。 第 1インバー 夕 5の高圧側端子と低圧側端子、 すなわち、 第 1 コンデンサ 4の両端は第 2 インバータ 9には接続されておらず、 第 2インバータ 9は独立している。 す なわち、 第 1インバータ 5と第 2インバータ 9とは、 それぞれの出力端子が 誤った提出 (規則 20.5の 2) モータ 1 〇の各相が独立した巻線を介してのみ接続されていることになる。
[0016I 電力変換器 7の各相出力端子は、 三相リアクトル 6及びリレー 1 6を介し て三相交流電源 1 に接続されている。 第 1インバータ 5、 第 2インバータ 9 及び電力変換器 7は、 何れもフライホイールダイオードが並列に接続された 、 例えば丨 G B T等の半導体スイッチング素子を三相ブリッジ接続して構成 されており、 それぞれ第 1〜第 3電力変換器に相当する。 なお、 リレー 1 6 の接続位置は、 三相交流電源 1 と三相リアクトル 6の間、 または 3相リアク トル 6と電力変換器 7の間の何れでも良い。 リレー 1 6は、 並列に電流抑制 素子等が設けられることはなく、 U、 V、 W相の各電源線を同時に開閉する 三相リレー単体である。 一方、 三相電源 1 と整流回路 3の間には、 リレーや 突入電流防止回路は設けられていない。 すなわち、 リレー 1 6は、 三相交流 電源 1 と整流回路 2との間で三相リアクトル 6へと分岐し、 電力変換器 7へ と至る区間の電源線に挿入される。
[0017I 三相交流電源 1 と三相リアクトル 2とを接続する電源線の U , V相には、 電流センサ 1 1 U , 1 1 Vが配置されている。 また、 三相交流電源 1 と三相 リアクトル 6とを接続する電源線の U , V相には、 電流センサ 1 2 U , 1 2 V が配置されている。 電圧センサ 1 3、 1 4は、 それぞれ第 1 コンデンサ 4 、 第 2コンデンサ 8の端子電圧を検出する。 第 1インバータ 5の各相出力端 子とモータ 1 0の巻線端子 U a , V a , W aとの間には、 電流センサ 1 5 U , 1 5 V , 1 5 Wが配置されている。
[0018] 上記の各センサ 1 1〜 1 5により出力される検出信号は、 制御部 2 0に入 力されている。 制御部 2 0は、 マイクロコンピュータ等で構成され、 各セン サ 1 1〜 1 5の検出信号に基づいて、 第 1インバータ 5、 第 2インバータ 9 及び電力変換器 7を構成する各 I G B Tのスイッチングを制御する。 また制 御部 2 0は、 リレー 1 6の開閉も制御する。 以上の構成において、 モータ 1 〇を除いたものが電力変換装置 4 1 を構成している。
[0019] また、 第 2コンデンサ 8の静電容量は、 第 1 コンデンサ 4の静電容量より も大きく設定されている。 なお、 第 1 コンデンサ 4にフィルムコンデンサを 誤った提出 (規則 20.5の 2) 、 第 2コンデンサ 8に電解コンデンサを用いたが、 これらに限定する必要は なく、 上述の静電容量の条件を満たせば良い。 例えば、 両方のコンデンサを 電解コンデンサとしても、 フィルムコンデンサとしても良い。
[0020I 第 1 コンデンサ 4は、 第 1インバータ 5と第 2インバータ 9とのスイッチ ングにより生じる高周波成分をカッ トできる程度の容量で、 且つ電源投入時 に第 1 コンデンサ 4を充電する電流が、 整流回路 3の耐量、 より具体的には 整流回路 3を構成する素子であるダイオードの耐量を超えない程度の容量で あれば良い。 この容量は、 一般的に数 1 O AC F程度である。 これにより、 三 相リアクトル 2を小型化できる。
[0021 ] 第 1 コンデンサ 4をこのような小容量に設定することで、 電力変換装置 4 1 への電源投入時に生じる第 1 コンデンサ 4に対する突入電流は許容可能な レベルとなり、 突入電流防止回路は不要となる。 なお、 一般的に突入電流防 止回路は、 電源線に直列に挿入された大電流用の三相リレーまたは単相りレ ーと、 このリレーと並列に接続された P T Cサーミスタで構成される。 電源 投入前はリレーを開放しておき、 電源投入後、 P T Cサーミスタを介して制 限された電流のみを流してコンデンサを徐々に充電し、 コンデンサの電圧が 上昇してきて大きな突入電流が流れなくなった時点でリレーを閉じる。 この 結果、 過大な突入電流が整流回路等に流れ込むことがなくなり、 装置を保護 することができる回路である。
[0022] 一方、 第 2コンデンサ 8の容量は、 電力変換器 7の補償容量や第 2インバ ータ 9の出力電力、 第 2コンデンサ 8に流れ込むリップル電流等に基づき決 定すれば良い。 この容量は、 一般的に数 1 〇〇〜数 1 0 0 0 M F程度である 〇 第 2コンデンサ 8は、 ある程度の大容量であるため、 電源投入時に電力変 換器 7の整流回路部分を介して突入電流が流れ込む可能性がある。 そこで、 後述する回路及び制御によりこのような突入電流の発生を防止して、 第 2コ ンデンサ 8に対しても突入電流防止回路を不要としている。 この結果、 電力 変換装置 4 1全体として、 突入電流防止回路が不要となっている。
[0023] 図 2は、 電力変換装置 4 1が適用されるヒートポンプ機器である空調機の 誤った提出 (規則 20.5の 2) 構成を示す。 なお、 電力変換装置 4 1が適用されるヒートポンプ機器として は、 空調機以外に、 給湯機となる温水生成装置、 チラーのような冷温水生成 装置などもある。 空調機 2 1は、 室内機 2 4と室外機 3 5と各々を接続する 冷媒配管及び信号通信線からなる。 室内に設置される室内機 2 4は、 内部に 室内側熱交換器 2 7と室内ファン 3 0を収納する。 一方、 室外機 3 5は、 屋 外に配置され、 制御部 2 0 j 圧縮機 2 2、 室外側熱交換器 2 9 I 四方弁 2 6 、 減圧装置 2 8、 室外ファン 3 1および室外ファンモータ 5 3などの機器を 収納する。
[0024I 圧縮機 2 2は、 圧縮部 2 3とモータ 1 〇を同一の鉄製密閉容器 2 5内に収 容して構成され、 モータ 1 〇のロータシャフトが圧縮部 2 3に連結されてい る。 そして、 圧縮機 2 2、 四方弁 2 6、 室内側熱交換器 2 7、 減圧装置 2 8 、 室外側熱交換器 2 9は、 冷媒通路たるパイプにより閉ループを構成するよ うに接続されている。 なお、 圧縮機 2 2は、 例えば 1シリンダのロータリ圧 縮機であるが、 これに限らず多気筒のロータリ型圧縮機、 スクロール型圧縮 機、 レシプロ型圧縮機も使用することができる。
[0025I 暖房時には、 四方弁 2 6は実線で示す状態にあり、 圧縮機 2 2の圧縮部 2 3 で圧縮された高温冷媒は、 四方弁 2 6から室内側熱交換器 2 7に供給され て凝縮して室内に熱を放出して室内を暖房する。 その後、 減圧装置 2 8で減 圧され、 低温となって室外側熱交換器 2 9に流れ、 ここで外気から吸熱する ことで蒸発して圧縮機 2 2へと戻る。
[0026] 一方、 冷房時には、 四方弁 2 6は破線で示す状態に切り替えられる。 この ため、 圧縮機 2 2の圧縮部 2 3で圧縮された高温冷媒は、 四方弁 2 6から室 外側熱交換器 2 9に供給されて屋外へと放熱して凝縮する。 その後、 減圧装 置 2 8で減圧され、 低温となって室内側熱交換器 2 7に流れ、 ここで冷媒は 、 室内の空気から吸熱することで蒸発し、 室内を冷却して圧縮機 2 2へと戻 る。 そして、 室内側、 室外側の各熱交換器 2 7、 2 9には、 それぞれ室内フ アン 3 0、 室外ファン 3 1により送風が行われ、 その送風によって各熱交換 器 2 7、 2 9と室内空気、 室外空気の熱交換が効率良く行われるように構成 誤った提出 (規則 20.5の 2) されている。
[0027I 次に、 本実施形態の作用について説明する。 電力変換装置 4 1全体を制御 する制御部 2 0が設けられている。 制御部 2 0は、 例えば室内機 2 4側の図 示しない室内制御部からの指示に基づき圧縮機 2 2、 すなわち第 1モータ 1 〇の運転/ 停止を行う。 制御部 2 0は、 圧縮機 2 2の運転中は電流センサ 1 5 U , 1 5 V , 1 5 Wが検出する電流値、 及び電圧センサ 1 3、 1 4が検出 した第 1コンデンサ 4、 第 2コンデンサ 8の端子電圧を用いてベクトル演算 する。 制御部 2 0は、 その演算結果に基づき第 1インバータ 5及び第 2イン バータ 9の各スイッチング素子を連携動作させ、 第 1モータ 1 〇の各巻線に 所望の電流を流して第 1モータ 1 〇を可変速駆動する。
[0028I さらに、 制御部 2 0は、 モータ 1 〇の運転中に、 電力変換器 7を電源線に 流れる高調波を抑制 •低減するようにアクティブフィルタ回路として動作さ せる。 制御部 2 0は、 電流センサ 1 1 U、 1 1 Vで検出したリアクトル 2の 各相に流れる電流から高調波電流を抽出し、 第 2コンデンサ 8の端子電圧を 加味して、 電流センサ 1 2 U , 1 2 Vで検出した各相のリアクタ電流が、 U , v , w相に流れる高調波電流を打ち消す補正電流となるように電力変換器 7 の各スイッチング素子の動作を制御する。 この電力変換器 7のアクティブ フィルタ回路動作によって、 電源高調波を抑制して整流回路 3から交流電源 1 側に流出する電流を正弦波に近付けることができる。
[0029！ なお、 第 2コンデンサ 8は、 電力変換器 7がアクティブフィルタ回路とし て機能する際の補正電流のための電力源として用いられることから、 ある程 度の容量を有している。 そして、 電力変換器 7をアクティブフィルタ回路と して動作させる際には、 高調波を補償できるだけの高い電圧を備えた電源が 必要である。 このため、 アクティブフィルタ回路動作時に電源となる第 2コ ンデンサ 8の端子電圧を所定値以上に保つことが望ましい。 そこで、 制御部 2 0は、 アクティブフィルタ回路動作中に並行して第 2コンデンサ 8の端子 電圧を一定値以上に保つよう電力変換器 7のスイッチング素子のオン、 オフ を制御しても良い。 また、 モータ 1 〇が低負荷状態などで高調波電流の発生 誤った提出 (規則 20.5の 2) 量が非常に少ない状態となれば、 制御部 2 0がそれを検出し、 電力変換器 7 を停止させて、 アクティブフィルタ回路動作を停止させ、 電力変換器 7のス イッチング素子のスイッチングロスを削減しても良い。
[0030I 上記のように電力変換装置 4 1を構成することで第 1インバータ 5及び第 2 インバータ 9によるデュアルインバータと、 オープン巻線構成のモータ 1 〇とを用いたモータの制御性を向上させる。 電力変換器 7を、 整流回路 3か ら交流電源 1側に流出する電流を正弦波に近付くようにスイッチング制御し てアクティブフィルタ回路として動作させることで、 電源高調波を抑制でき る。 すなわち、 モータ 1 〇の巻線に 2台のインバータ 5及び 9により電圧を 印加するので、 モータ 1 〇の運転範囲を拡大できる。 また、 モータ 1 〇の巻 線に印加される電圧がマルチレベルとなるので、 モータ 1 〇で発生する鉄損 を低減できる。
[0031 I さらに、 制御部 2 0により 2台のインバータ 5及び 9の駆動方法を工夫す ることで、 モータ 1 〇に印加する電力を一定に制御したり、 無効電力注入に よる高速領域での運転範囲を拡大できる。 また、 電力変換器 7の直流部負極 側と、 第 2インバータの 9の直流部負極側とを接続することで、 これらの回 路の基準電圧が共通になる。 これにより、 駆動電源の絶縁箇所を減らすこと ができ、 回路規模の大型化やコストの増大を防止できる。
[0032I ここで、 電力変換装置 4 1の電源投入時における突入電流防止回路を不要 とする制御について、 図 3及び図 4を参照して説明する。 電力変換装置 4 1 の電源投入は、 設置時の配線接続時や、 三相交流電源 1 と電力変換装置 4 1 との間に設けられる図示しないブレーカの解放から投入時、 三相交流電源 1 の停電からの復帰時が考えられる。 電力変換装置 4 1の初期状態において、 三相交流電源 1の非接続時、 すなわち電源未投入時は、 リレー 1 6はオフと なっている。
[0033I 三相交流電源 1から電力変換装置 4 1に交流電源が投入されると、 整流回 路 3を介して第 1コンデンサ 4が充電される ( S 1 ) 。 制御部 2 0は、 第 1 コンデンサ 4の端子電圧が闘値を超えると ( S 2の Y E S ) 、 第 1及び第 2 誤った提出 (規則 20.5の 2) インバータ 5及び 9のスイッチングを開始する ( S 3 ) 〇 ここでは、 モータ ! 〇を直流励磁するスイッチングパターンとする。 直流励磁は、 一般にモー 夕 1 〇の起動前のロータ位置決めに使用される通電であって、 モータ巻線 1 〇の特定相にのみ通電する回転磁界を作らない通電である。 この直流励磁の 通電パターンでは、 モータ 1 0が回転することはない。 この際の直流励磁に おけるスイッチングパターンは、 第 2コンデンサ 8に大電流が流れ込まない ように P WMデューティが予め調整されている。 これにより、 第 1及び第 2 インバータ 5及び 9を介して第 2コンデンサ 8が徐々に充電され ( S 4 ) 、 整流回路 3に一時的な過大電流が流れることはない。
[0034I 続いて、 制御部 2 0は、 第 2コンデンサ 8の端子電圧が闘値を超えると ( S 5の Y E S ) 、 リレー 1 6をオンにする ( S 6 ) 。 この時点で、 第 2コン デンサ 8の両端間電圧は既に +分に高い電圧に上昇しているため、 リレー 1 6 がオンされても電力変換器 7の整流部に大電流が流れることはない。 そし て、 モータ 1 〇の駆動制御が開始される ( S 7 ) 。
[0035] ステップ S 5における第 2コンデンサ 8の端子電圧の闘値は、 交流電源電 圧を整流した値と概ね同等の値に設定すれば良いが、 電源投入しても第 2コ ンデンサ 8に過大な突入電流が流れ込まない闘値レベルを予め実験などで確 認したうえで設定しても良い。 なお、 ステップ S 1及び S 4でのコンデンサ の充電は自然に行われるもので、 制御部 2〇が積極的に制御を行うものでは ないが、 動作の説明を理解し易くするためにフローチャートに記載したもの である。
[0036] 上述したように、 電源投入時にリレー 1 6をオフしておけば、 充電される のは比較的小容量の第 1コンデンサ 4のみとなる。 この第 1コンデンサ 4が 小容量であるため、 その充電に際して発生する突入電流は、 整流回路 3を構 成する素子の耐量を超えて素子を破壊するほどの大電流にはならない。 第 1 コンデンサ 4がある程度充電された段階で、 第 1及び第 2インバータ 5及び 9 の直流励磁駆動により、 オープン巻線モータ 1 〇及び第 1コンデンサ 4を 介して第 2コンデンサ 8を徐々に充電する。 この際、 第 1及び第 2インバー 誤った提出 (規則 20.5の 2) 夕 5及び 9のスイッチングパターンによって、 第 2コンデンサ 8の充電電流 が過大とならないように制御されている。
[0037I その後、 第 2コンデンサ 8の両端電圧が交流電源電圧を整流した値と概ね 同等となったタイミングでリレー 1 6をオンすれば、 比較的大容量な第 2コ ンデンサ 8を、 電力変換器 7側から過大な充電電流を流すことなく、 定常動 作に移行できる。 したがって、 本実施形態によれば、 突入電流防止回路のよ うな保護回路を設けることなく電源投入から定常動作まで安全に移行できる
〇
[0038] また、 リレー 1 6は、 アクティブフィルタ回路として動作する第 3電力変 換器 7及び第 2コンデンサ 8にのみ電力を供給する配線途中に設けられてい るため、 第 1及び第 2インバータ 5及び 9によってモータを駆動するための リアクタ 2を流れる電流に比べて小さな電流しか流れない。 したがって、 小 形で定格電流値の低いリレーを用いることができ、 装置の小形化に寄与する 〇
[0039] (第 2実施形態) 以下、 第 1実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、 異な る部分について説明する。 尚、 以降に示す各実施形態の電力変換装置の図面 では、 各センサ 1 1〜 1 5及び制御部 2 0の図示を省略する。 図 5に示す第 2 実施形態の電力変換装置 4 2では、 アクティブフィルタ回路として動作さ せる電力変換器 7の直流部に第 3コンデンサ 1 7が接続されている。 第 2コ ンデンサ 8の負極端子と第 3コンデンサ 1 7の負極端子とは共通に接続され ている。 ダイオード 1 8のアノードは第 2コンデンサ 8の正極端子に接続さ れ、 カソードは第 3コンデンサ 1 7の正極端子の間に接続されている。
[0040] 以上のように構成される第 2実施形態によれば、 電力変換器 7の直流部負 極側と第 2インバータ 9の直流部負極側とを接続し、 第 2コンデンサ 8と第 3 コンデンサ 1 7の正極端子間にダイオード 1 8を挿入することで、 モータ 1 〇の停止時に発生する回生エネルギーを第 3コンデンサ 1 7によっても吸 収することが可能となる。 したがって、 第 1及び第 2コンデンサ 4及び 8の 誤った提出 (規則 20.5の 2) 容量を低減できる。
[0041] (第 3実施形態) 第 3実施形態は、 電力変換装置 41又は 42における回生吸収動作の一例 を示す。 図 6は、 回生吸収時の動作フローであり、 図 7は、 回生吸収動作を 行う際の、 第 1インバータ 5及び第 2インバータ 9において通電される素子 のみを示している。 制御部 20は、 通常運転時 (S 1 1 ) の実行中において 、 第 1コンデンサ 4等の両端電圧が予め定めた闘値を超えると (S 1 2の Y E S) モータ 1 〇による回生が発生したと判断し、 図 5に示す回生吸収動作 を行う (S 1 3) 。
[0042] またこの時、 電力変換器 7をスイッチング制御して、 C2 ;第 2コンデン サ 8の両端電圧を制御する (S 1 4) 。 つまり、 電力変換器 7を電力回生 P WM 整流器と して動作させる。 すなわち、 電力変換器 7をスイッチング制御 して、 モータ 1 〇の回生電力を吸収する第 2コンデンサ 8の両端電圧を、 当 該素子の定格電圧値より低い所定電圧となるように回生電力を三相交流電源 1 側に戻す。 回生吸収動作時には、 第 1及び第 2インバータ 5及び 9はモー 夕 1 〇の駆動を行っていないので高調波は発生しない。 このため、 電力変換 器 7は高調波の抑制動作を行う必要がなく、 電力変換器 7をアクティブフィ ルタ回路動作を止め、 替わりに電力回生 PWM整流器として動作させても問 題はない。 そして、 前記両端電圧が設定時間以上闘値を下回らない間は (S 1 5の N0) 、 ステップ S 1 3に戻り回生吸収動作を継続する。 前記両端電 圧が設定時間以上闘値を下回ると (YES) 、 回生吸収動作及び電力変換器 7 の 1スイッチング制御を停止させる (S 1 6) 。
[0043] ステップ S 1 3における回生吸収動作では、 第 1インバータ 5で上アーム 側の 丨 G B Tを全てオンにすると共に、 下アーム側の丨 G B Tを全てオフに することでモータ 1 〇の中性点を形成する。 このとき、 モータ 1 〇から第 1 コンデンサ 4に電力は流入しない。 一方、 第 2インバータ 9については、 全 ての 丨 G B Tをオフにすることで整流回路 3の構成と等価にする。 これによ り、 モータ 1 〇から第 2コンデンサ 8に電力が流入する。 このように、 モー 誤った提出 (規則 20.5の 2) 夕 1 〇による回生時に回生吸収動作を行うことで、 比較的容量の大きい第 2 コンデンサ 8のみで回生電力を吸収できる。 第 2コンデンサ 8の容量を数 1 〇〇〜数 1 O O O AC F程度にすることで、 回生時においても過電圧が発生す ることを防止できる。
[0044I 図 8は、 図 6に示すフローを実行した場合における各部の電流及び電圧波 形を示す。 尚、 電流波形については三相であるが、 ここでは三相を区別する 必要がないので、 それらの波形を分けて示していない。 図中の 「負荷電流」 は三相リアクトル 2を流れる電流であり、 「入力電流」 は三相交流電源 1 よ り三相リアクトル 2及び 6に入力される電流である。 「電力変換器電流」 は 、 電力変換器 7を流れる電流、 すなわち、 三相リアクトル 6を流れる電流で ある。 「第 2コンデンサ電圧」 は、 第 2コンデンサ 8の端子電圧、 「スイッ チング電圧」 は、 電力変換器 7を構成する I G B Tのコレクターエミッタ間 電圧である。
[0045I 図 8において、 モータ 1 0の回生が発生し、 図示しない第 1 コンデンサ 4 の電圧が闘値まで上昇したところで、 回生吸収動作が開始される。 回生吸収 動作が始まると、 一旦、 第 2コンデンサ 8の両端電圧は上昇するが、 並行し て電力変換器 7が電力回生 P WM整流器として動作するため、 第 2コンデン サ 8に流れ込んだ回生電流は、 三相交流電源 1 に回生されて極端に大きく上 昇することはない。 その後、 モータ 1 〇の回生が終了すると、 電力変換器 7 による電力回生 P WM整流器動作によって第 2コンデンサ 8の両端電圧が低 下してくる。 そして、 第 2コンデンサ 8の両端電圧が闘値を下回った時間が 、 設定時間以上になったところで電力変換器 7のスイッチングが停止し、 回 生吸収及び電力回生動作が終了する。 この結果、 スイッチング電圧が三相交 流電源 1の交流を全波整流し、 平滑化した直流電圧である V d cに固定され 、 負荷電流、 入力電流、 電力変換器電流の全てが 「〇」 となって回生吸収動 作が終了する。 なお、 電力変換器 7が電力回生 P WM整流器として動作中は 、 入力電流に三相交流電源 1の電圧に同期した正弦波電流が流れる。
[0046I また、 ステップ S 1 5の回生吸収動作の終了判定では、 図 8に示す第 2コ 誤った提出 (規則 20.5の 2) ンデンサ 8の電圧が安定した状態になった場合に 「 Y E S」 と判断しても良 い。 また、 実際の回生電力の発生時間は短いため、 回生吸収動作の開始から の経過時間で終了を判定しても良い。 なお、 ステップ S 1 5の闘値は、 必ず しもステップ S 1 3の闘値と同じ値に設定する必要はない。
[0047] (第 4実施形態) 第 4実施形態も、 電力変換装置 4 1又は 4 2における回生吸収動作の一例 を示す。 図 9は図 6と同様に、 回生吸収動作を行う際の、 第 1インバータ 5 及び第 2インバータ 9において通電される素子のみを示している。 第 3実施 形態と相違するのは、 第 1インバータ 5において、 上アーム側の I G B Tを 全てオフにし、 下アーム側の I G B Tを全てオンする点である。 この場合、 下アーム側の 丨 G B Tを長時間オンさせることになるので、 第 2インバータ 9 の駆動電源を、 ブートストラップ回路で構成している場合に有効である。
[0048] (第 5実施形態) 図 1 〇に示す第 5実施形態の電力変換装置 4 3は、 電力変換装置 4 1より 三相リアクトル 2を削除し、 整流回路 3と第 1コンデンサ 8との間の正極側 にリアクトル 4 4を挿入した構成である。 このように、 直流部にリアクトル 4 4を挿入することで、 交流部に挿入する場合に比較して使用するリアクト ルの数を低減できる。 なお、 直流部に挿入するリアクトルは、 図 1 〇に示す ような高電位側のラインのみでも良いし、 高電位側ラインと低電位側ライン の両端に分散配置しても良い。 このように分散配置した場合、 各リアクトル のインダクタンスは、 1個だけを挿入する場合に比してほぼ半分で良い。
[0049] (その他の実施形態) 半導体スイッチは丨 G B Tに限ることなく、 例えばパワー M O S F E T等 でも良い。 交流電源は、 単相でも良い。 第 1、 第 2コンデンサの容量 C 1、 C 2の大小関係を ( C 1 V C 2 ) に設 定する際に、 必ずしも第 1コンデンサ 4をフィルムコンデンサ、 第 2コンデ ンサ 8を電解コンデンサにする必要はない。 第 2コンデンサは、 蓄電池のよ 誤った提出 (規則 20.5の 2) うなスーパーキャパシタ、 電解二重層コンデンサであっても良い。 図 3のステップ S 3において、 リレー 1 6の投入前に第 1及び第 2インバ ータ 5及び 9によりモータ 1 〇を直流励磁するスイッチングパターンを出力 させて、 第 2コンデンサ 8を充電したが、 この際の通電パターンとしては、 直流励磁のスイッチングパターンに限らず、 第 1及び第 2インバータ 5及び 9 を用いてモータ 1 〇を回転させることなく第 2コンデンサ 8を徐々に充電 できるスイッチングパターンであれば良い。
[0050I ヒートポンプ機器は、 空調機に限らない。 また、 電力変換装置をヒートポ ンプ機器以外に適用しても良い。 本発明のいくつかの実施形態を説明したが、 これらの実施形態は例として 提示したものであり、 発明の範囲を限定することは意図していない。 これら 新規な実施形態は、 その他の様々な形態で実施されることが可能であり、 発 明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、 置き換え、 変更を行うことができ る。 これらの実施形態やその変形は、 発明の範囲や要旨に含まれると共に、 特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 符号 の説明
[0051 I 図面中、 1は三相交流電源、 2は三相リアクトル、 3は整流回路、 4は第 1 コンデンサ、 5は第 1インバータ (第 1電力変換器) 、 6は三相リアクト ル、 7は電力変換器 (第 3電力変換器) 、 8は第 2コンデンサ、 9は第 2イ ンバータ (第 2電力変換器) 、 1 0はモータ、 1 6はリレー、 2 0は制御部 、 2 1は空調機、 2 2は圧縮機、 3 1はファン、 4 1 - 4 3は電力変換装置 、 4 4はリアクトルを示す。 誤った提出 (規則 20.5の 2)

Claims

32 請求の範囲 ［請求項 1］ 交流電源から供給される交流電圧を整流する整流回路と、 この整流回路の直流側に接続される第 1蓄電素子と、 この第 1蓄電素子に並列に接続されるダイオード及び半導体スイッチで構成され、 各相 出力端子に各相巻線が独立した第!・モータの巻線の一端が接続される第 1電力変換器と、 各相出力端子に前記第 1モータの巻線の他端が接続され、 ダイオード及び半導体スイッ チで構成される第 2電力変換器と、 この第 2電力変換器の直流側に接続される第 2蓄電素子と、 前記交流電源と前記整流回路とを接続する配線から分岐して接続されるリアク トルと、 このリアク トルと前記第 2蓄電素子との間に接続されるダイオード及び半導体スイッチ で構成され、 高調波を抑制する第 3電力変換器と、 を備える電力変換装置。 ［請求項 2］ 前記第 2蓄電素子の両端電圧を、 前記第 1電力変換器及び前記第 2電力変換器、 又は前 記第 3電力変換器の少なく とも一方により制御する請求項 1記載の電力変換装置。 ［請求項 3］ 前記第 2蓄電素子に蓄電される最大エネルギー量は、 前記第 !蓄電素子に蓄電される最 大エネルギー量より大きく設定されている請求項 1記載の電力変換装置。 ［請求項 4］ 前記第 !蓄電素子はフィルムコンデンサであり、 前記第 2蓄電素子は電解コン^2、、ンサで ある請求項］記載の電力変換装置。 ［請求項 5］ 前記第 1モータより電力が回生される際に、 前記第 2電力変換器の半導体スイッチを全 てオフし、 前記第 1電力変換器の半導体スイッチをオン又はオフして、 前記モータの巻線 端の一方を短絡させて前記第 2蓄電素子に前記回生電力を吸収させる電力吸収動作を行う 制御部を備える請求項 3記載の電力変換装置。 ［請求項 6］ 前記制御部は、 前記第 1蓄電素子の両端電圧が予め定めた闌値を超過したことを検知す ると、 前記電力吸収動作を行う請求項 5記載の電力変換装置。 引用による補充 (規則 20.6) 33 ［請求項 7］ 前記制御部は、 前記電力吸収動作中に、’ 前記第 3電力変換器をスイッチング動作させて 、 前記第 2蓄電素子の両端電圧が予め定めた闕値を下回ったことを検知すると前記第 3電 力変換器のスイッチング動作を停止させる請求項 6記載の電力変換装置。 ［請求項 8］ 前記整流回路と前記第 1電力変換器との間における正極側と負極側との両方に挿入され るリアク トルを備える請求項 !記載の電力変換装置。 ［請求項 9］ 前記第 2蓄電素子に並列に接続されてダイオード及び半導体スイッチで構成され、 その 交流出力により第 2モータを駆動する第 4電力変換器を備える請求項 1記載の電力変換装 置。 ［請求項 1 0］ 前記交流電源と前記整流回路の間に挿入される第 1イズフィルタ回路と、 前記交流電源と前記第 4電力変換器の間に挿入され、 ノイズ減衰率が前記第 1イズフィ ルタ回路よりも大きく設定される第 2イズフィルタ回路と、 を備える請求項 9記載の電力 変換装置。 ［請求項 1 1］ 前記第 2ノイズフィルタの定格電流は、 前記第！イズフィルタの定格電流よりも小さく 設定されている請求項 1 〇記載の電力変換装置。 ［請求項 ! 2］ 請求項 1から 1 1の何れか一項に記載の電力変換装置と、 前記第 1モータと、 を備え、 前記第 1モータにより圧縮機を駆動するヒートポンプ機器。 ［請求項］ 3］ 請求項 9から ! Iの何れか一項に記載の電力変換装置:と、 前記第 1モータと、 前記第 2モータと、 を備え、 前記第 1モータにより圧縮機を駆動し、 前記第 2モータにより送風機を駆動するヒート ポンプ機器。 引用 による補充 (規則 20.6) 請 求の範 囲
[請求項 1 ] 交流電源から供給される交流電圧を整流する整流回路と、 この整流回路の直流側に接続される第 1 コンデンサと、 この第 1 コンデンサに並列に接続されるダイオード及び半導体スイ ッチで構成され、 各相出力端子に各相巻線が独立したモータの巻線の 一端が接続される第 1電力変換器と、 各相出力端子に前記モータの巻線の他端が接続され、 ダイオード及 び半導体スイ ッチで構成される第 2電力変換器と、 この第 2電力変換器の直流側に接続される第 2コンデンサと、 前記交流電源と前記整流回路とを接続する配線から分岐して接続さ れる リアクトルと、 このリアク トルと前記第 2コンデンサとの間に接続されるダイオー ド及び半導体スイッチで構成され、 高調波を抑制する第 3電力変換器 と、 前記交流電源と前記第 3電力変換器との間に挿入されるリレーと、 前記モータの起動を開始する前に、 前記第 1及び第 2インバータを 駆動 して前記第 2コンデンサを充電し、 充電後に前記リレーをオンに する制御部 と、 を備え、 前記第 2コンデンサの静電容量は、 前記第 1 コンデンサの静電容量 よ り大きく設定されている電力変換装置。
[請求項 2] 前記第 1 コンデンサはフィルムコンデンサであり、 第 2コンデンサ は電解コンデンサである請求項 1記載の電力変換装置。
[請求項 3] 前記第 1 コンデンサは、 第 1電力変換器と第 2電力変換器のスイッ チングによ り生じる高周波成分をカッ トできる程度の容量で、 且つ電 源投入時に第 1 コンデンサを充電する電流が、 整流回路 3の耐量を超 えない程度の容量である請求項 1記載の電力変換装置。
[請求項 4] 前記制御部は、 第 3電力変換器をアクティブフィルタ回路として動 作させる請求項 1記載の電力変換装置。 誤った提出 (規則 20.5の 2)
[請求項 5] 前記第 3電力変換器の直流部に接続される第 3コンデンサを備え、 前記第 2コンデンサの負極端子と前記第 3コンデンサの負極端子と は共通に接続され、 前記第 2のコンデンサの正極端子側にアノードが接続され、 前記第 3コンデンサの正極端子側にカソー ドが接続されるダイオードを更に 備える請求項 1記載の電力変換装置。
[請求項 6] 前記制御部は、 前記モータより電力が回生される際に、 前記第 2電 力変換器の半導体スイ ッチを全てオフし、 前記第 1電力変換器の半導 体スイ ッチをオン又はオフして、 前記モータの巻線端の一方を短絡さ せて前記第 2コンデンサに前記回生電力を吸収させる回生吸収動作を 行 う請求項 1記載の電力変換装置。
[請求項 7] 前記制御部は、 前記第 1 コンデンサの両端電圧が予め定めた闘値を 超過 したことを検知すると、 前記回生吸収動作を行う請求項 6記載の 電力変換装置。
[請求項 8] 前記制御部は、 前記回生吸収動作を行う際に、 前記第 3電力変換器 を、 前記交流電源に電力を回生する電力回生 P WM整流器として動作 させる請求項 6記載の電力変換装置。
[請求項 9] 前記交流電源と前記整流回路との間に挿入されるリアクトルを備え る請求項 1記載の電力変換装置。
[請求項 10] 前記整流回路と前記第 1電力変換器との間に挿入されるリアクトル を備える請求項 1記載の電力変換装置。
[請求項 1 1 ] 請求項 1から 1 〇の何れか一項に記載の電力変換装置と、 前記モータと、 を備え、 前記モータにより圧縮機を駆動するヒー トポンプ機器。 誤った提出 (規則 20.5の 2)
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