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WO2023179936A1 - Dc/dc-wandler hoher leistung - Google Patents

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WO2023179936A1
WO2023179936A1 PCT/EP2023/052126 EP2023052126W WO2023179936A1 WO 2023179936 A1 WO2023179936 A1 WO 2023179936A1 EP 2023052126 W EP2023052126 W EP 2023052126W WO 2023179936 A1 WO2023179936 A1 WO 2023179936A1
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WO
WIPO (PCT)
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converter
power
bridge
power switches
phase shift
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/EP2023/052126
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English (en)
French (fr)
Inventor
Siegmar Unterweger
Martin Schulz
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Siemens Corp
Original Assignee
Siemens AG
Siemens Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG, Siemens Corp filed Critical Siemens AG
Priority to US18/848,821 priority Critical patent/US20250202370A1/en
Priority to CN202380028474.4A priority patent/CN118891813A/zh
Priority to EP23704260.1A priority patent/EP4470103A1/de
Publication of WO2023179936A1 publication Critical patent/WO2023179936A1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
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    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters

Definitions

  • the invention relates to a DC/DC converter of the phase shift type with active overvoltage protection.
  • a so-called clamping circuit is used in DC/DC converters of the phase shift full bridge type (PSFB). For converters with greater power (more than 25 kW), this is typically carried out actively (“active clamping”), i.e. H . using a power semiconductor.
  • active clamping i.e. H . using a power semiconductor.
  • heat sink heat sink
  • power modules are typically used in PSFB DC/DC converters. These contain two or more power semiconductors. The use of isolated power semiconductors, however, is unusual. The points mentioned now lead to a power module with two power semiconductors being used for active clamping, even though only one power semiconductor is required.
  • the two power semiconductors are often connected in a module in such a way, for example as a half-bridge circuit, that a direct parallel connection of the two power semiconductors is not possible.
  • the DC/DC converter of the phase shift type according to the invention has a first to fourth power switch, which together form a full bridge, and a resonance coil which forms a series connection with the primary side of a transformer, the series connection being between the midpoints of the Half bridges of the full bridge are connected.
  • the DC/DC converter has a bridge rectifier connected to the secondary side of the transformer.
  • the bridge rectifier expediently comprises four diodes in a known manner, which are connected together in the manner of a full bridge.
  • the DC/DC converter comprises an overvoltage protection circuit connected in parallel to the output of the bridge rectifier, the overvoltage protection circuit having a series connection consisting of a capacitor and a fifth power switch.
  • a sixth power switch is also connected in parallel to the output of the bridge rectifier, with the fifth and sixth power switches being connected in series in the same direction and constructed together as a power module.
  • the DC/DC converter includes a control device for the existing power switches.
  • the sixth circuit breaker is connected in such a way that the rectifier diodes can be relieved in certain operating states by switching it on. This results in an overall improved utilization of the existing components with the simplest possible production using available components.
  • the control device can be designed to operate the first to fourth power switches in the manner of a phase shift converter.
  • a period of time acting as a phase shift is introduced between the switching times of the circuit breakers of the first half bridge of the full bridge and the switching times of the circuit breakers of the second half bridge of the full bridge.
  • This period of time means that the diagonal circuit breakers of the full bridge no longer switch on and off essentially at the same time, but are clearly offset from one another depending on the operating situation.
  • This offset or phase shift may be so significant that the two upper power switches of the full bridge or the two lower power switches of the full bridge are turned on together for an overlap period.
  • Phase-shift DC/DC converters offer particularly low switching losses through zero-voltage switching.
  • the phase shift acts as a duty cycle, whereby a small phase shift corresponds to a high duty cycle and a high phase shift corresponds to a low duty cycle.
  • the phase shift means that the two upper circuit breakers or the two lower circuit breakers of the full bridge are switched on together for part of the switching times and the primary side of the transformer is therefore short-circuited.
  • the control device can be designed to turn off the sixth circuit breaker when there is voltage at the transformer and to turn on the sixth circuit breaker when there is no voltage at the transformer.
  • the energy magnetically stored in the output coil of the DC/DC converter still drives a current flow that flows through the diodes of the bridge rectifier .
  • the switched-on sixth circuit breaker offers an additional current path, so the current now also flows through the sixth circuit breaker instead of just through the diodes of the bridge rectifier.
  • the switching on of the sixth circuit breaker happens in particular during the periods in which the primary side of the Transformer is short-circuited by an overlapping duty cycle of the two upper circuit breakers or the two lower circuit breakers of the full bridge. Switching off the sixth circuit breaker is therefore part of the normal switching cycle.
  • the switching operations of the sixth circuit breaker occur twice as often as those of the first four circuit breakers, so it switches at twice the frequency.
  • the DC/DC converter preferably includes a common heat sink for the power modules, which include the first to sixth power switches.
  • the power module that provides the fifth and sixth power switches is also included in the cooling of the other power modules. This achieves optimal cooling of all power switches while making the DC/DC converter as simple as possible.
  • Phase-shift type DC/DC converters are often unidirectional and therefore use a diode-based rectifier. However, it is also possible to carry out the rectifier actively using power switches and thus to provide a bidirectional DC/DC converter of the phase shift type.
  • the DC/DC converter in particular has a nominal power of more than 20 kW.
  • the power switches installed in the DC/DC converter have a current carrying capacity of at least 100 A and/or a reverse voltage strength of at least 100 V.
  • Figure 1 shows a circuit diagram of a phase shift DC/DC converter
  • FIG 1 shows an electrical circuit diagram of a DC/DC converter 10 of the phase shift full bridge (PSFB) type.
  • the DC/DC converter 10 includes a full bridge 110 made of a first to fourth MOSFET (metal-oxide-semiconductor field effect transistor) 11...14.
  • MOSFETs 11...14 are shown in Figure 1 together with their body diode and their parasitic output capacitance. In this exemplary embodiment, these additional components are not actually separate components.
  • the MOSFETs 11...14 form two half-bridges connected in parallel in a known manner, each of the half-bridges comprising two of the MOSFETs 11...14 in series connection in the same direction.
  • the full bridge 110 is connected to the external connections of the half bridges to input connections 15, 16 for a direct voltage.
  • a series circuit consisting of a resonance inductor 19 and the primary side 21 of a transformer 20 is connected between the midpoints 17, 18 of the half bridges.
  • the secondary side 22 of the transformer 20 is in turn connected to a bridge rectifier 23.
  • the bridge rectifier 23 includes four diodes 24...27, which are connected together to form a full bridge.
  • the diodes 24...27 are also shown in FIG. 1 together with their parasitic capacitance, which is also not an actual separate component.
  • an output inductance 28 which is common for DC/DC converters of the phase shift type, is connected in series to a symbolic load 35. Furthermore, a smoothing capacitor 29 is connected in parallel to the output of the bridge rectifier, i.e. in parallel to the load 35.
  • An overvoltage protection circuit 30 is also connected to the output of the bridge rectifier. This includes a series circuit consisting of a protective capacitor 32 and a parallel circuit with a protective diode 33 and a fifth MOSFET 31.
  • the protective diode 33 is designed in such a way that it becomes conductive when an overvoltage occurs and thus limits the voltage to that of the protective capacitor 32.
  • the duration of possible protection is limited by the charging of the protective capacitor 32; However, in DC/DC converters of the phase shift type, the occurrence and duration of the overvoltages is known and the protective capacitor 32 can be designed in such a way that there is sufficient protection.
  • the fifth MOSFET 31 serves to discharge the protection capacitor 32 after a phase of overvoltage and is therefore switched on in a suitable period of time to effect the discharge.
  • the overvoltage protection circuit 30 does not include a protection diode 33.
  • the protection function is also taken over by the fifth MOSFET 31, which must be switched on as soon as an overvoltage occurs.
  • a sixth MOSFET 34 is also connected at the output of the bridge rectifier and thus in parallel to the overvoltage protection circuit 30.
  • the fifth and sixth MOSFETs 31, 34 are each shown together with their body diode in Figure 1.
  • the fifth and sixth MOSFETs 31, 34 are connected in the same direction and in series in the manner of a half bridge, although they are not used and controlled as a typical converter half bridge in the circuit of FIG. It is therefore advantageously possible to use a power module for the fifth and sixth MOSFET, in which two MOSFETs are connected as a half bridge. In the circuit according to FIG. 1, both MOSFETs 31, 34 are used and neither switch is wasted.
  • the power module that fifth and sixth MOSFETs 31, 34 are connected to the heat sink for the DC/DC converter in the same way as those power modules that provide the first to fourth MOSFETs 11...14.
  • the DC/DC converter 10 includes a controller for the MOSFETs
  • the MOSFETs 11...14 of the full bridge 17 are controlled in a known manner for phase shift DC/DC converters.
  • the MOSFETs 11...14 lying diagonally to one another, i.e. the pair of MOSFETs 11, 14 and the pair of MOSFETs 12, 13, would be switched on and off together.
  • phase shift operation switching on does not happen at the same time, but the conductive periods of the switches of the two half bridges are shifted in time from one another and are therefore subject to a phase shift.
  • the magnitude of the phase shift defines the duty cycle of the converter, with a large phase shift corresponding to a small duty cycle and vice versa.
  • the phase shift can be so significant that both upper switches or both lower switches, i.e. MOSFETs 11, 13 or MOSFETs 12, 14, are switched on at the same time and short-circuit the primary side 21 of the transformer 20.
  • FIG. 2 A corresponding circuit diagram is shown in detail in Figure 2.
  • the lines show the switching operations 111...114 of the first to fourth MOSFETs 11...14.
  • the level near the baseline indicates the switched off state, during an increased course of the switching process
  • each forming a half bridge i.e. the first and second MOSFETs 11, 12 on the one hand and the third and fourth MOSFETs 13, 14 on the other.
  • at most one is switched on at any time in order not to short-circuit the input voltage.
  • a buffer period is maintained in which both switches are switched off in order to avoid brief short circuits that would otherwise occur because the switches do not switch infinitely quickly.
  • phase shift 150 i.e. a time offset.
  • the size of the offset depends on the current operating situation, so that Figure 2 only shows a possible and exemplary course.
  • the phase shift 150 results in an overlap between the switch-on phases of the two upper MOSFETs 11, 13, as well as between the two lower MOSFETs 12, 14. During this overlap, the primary side 21 of the transformer 20 is short-circuited.
  • the sixth MOSFET 34 two operating situations are distinguished in a DC/DC converter 10 of the phase shift type.
  • the first operating situation there is an input voltage at the transformer 20, which can be positive or negative. This means that energy is transferred from the primary side of the DC/DC converter 10, i.e. the side of the first to fourth MOSFETs 11...14, to the secondary side of the DC/DC converter 10.
  • FIG. 2 shows how the sixth MOSFET 34 is switched based on the switching curve 134.
  • the sixth MOSFET 34 is switched on for the respective overlap phases, which result from the overlap of the switch-on phases of the first and third MOSFETs 11, 13 on the one hand and of the second and fourth MOSFETs 12, 14 on the other hand. It can be seen that there are two switch-on phases for the sixth MOSFET 34 per switching cycle, so that it is operated at twice the frequency of the MOSFETs 11...14.
  • the overall electrical resistance in the freewheeling path decreases. This reduces the overall electrical losses and thus the heat input into the heat sink. Furthermore, the losses that occur are distributed over a larger number of elements, namely in addition to the diodes 24...27 now also on the sixth MOSFET 34, which results in improved heat distribution on the heat sink.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Ein Phase-Shift-Full-Bridge-DC/DC-Wandler mit sekundärem Brückengleichrichter umfasst einen aktiven Überspannungsschutz mit einem Leistungsschalter und einen weiteren Leistungsschalter zur Freilauf-Unterstützung der Dioden des Brückengleichrichters, wobei die beiden Leistungsschalter gleichsinnig seriell geschaltet sind und durch ein Leistungsmodul gebildet werden.

Description

Beschreibung
DC/DC-Wandler hoher Leistung
Die Erfindung betri f ft einen DC/DC-Wandler des Phase-Shi ft- Typs mit aktivem Überspannungsschutz .
Zur Begrenzung von Überspannungen kommt in DC/DC-Wandlern des Phase-Shi f t-Full-Bridge-Typs ( PSFB ) eine so genannte Clamping-Schaltung zum Einsatz . Für Wandler größerer Leistung (mehr als 25 kW) wird diese typischerweise aktiv ausgeführt (" active clamping" ) , d . h . unter Verwendung eines Leistungshalbleiters .
Die zusätzliche durch dessen Verluste eingebrachte Wärme muss nun ebenso wie die der weiteren Leistungshalbleiter abgeführt werden . In der Regel wird aus Designgründen hierzu die gleiche Kühlungsart (Kühlkörper ) genutzt , die auch für die restlichen Leistungshalbleiter eingesetzt wird .
Wie in den meisten Stromrichtern für hohe Leistungen kommen auch in PSFB-DC/DC-Wandlern typischerweise Leistungsmodule zum Einsatz . Diese enthalten zwei oder mehr Leistungshalbleiter . Die Verwendung von vereinzelten Leistungshalbleitern ist dagegen unüblich . Die genannten Punkte führen nun dazu, dass ein Leistungsmodul mit zwei Leistungshalbleitern für das active clamping eingesetzt wird, obwohl nur ein Leistungshalbleiter benötigt wird . Die beiden Leistungshalbleiter sind in einem Modul oft derart verschaltet , beispielsweise als Halbbrückenschaltung, dass eine direkte Parallelschaltung der beiden Leistungshalbleiter nicht möglich ist .
Die Anfertigung von spezialisierten Leistungsmodulen ist nur bei Anwendungen mit hohen Stückzahlen wirtschaftlich . Daher muss nachteiligerweise akzeptiert werden, dass der Schalter nicht genutzt wird . Die Verwendung eines vereinzelten Leistungsschalters anstelle des Leistungsmoduls ist sehr unattraktiv, da sowohl die Integration in das Kühlsystem der Leistungsmodule als auch die Bereitstellung einer eigenen Kühlung sehr aufwändig ist .
Es ist Aufgabe der Erfindung, einen DC/DC-Wandler des Phase- Shi ft-Typs anzugeben, der die genannten Nachteile überwindet .
Diese Aufgabe wird durch einen DC/DC-Wandler mit den in Anspruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst .
Der erfindungsgemäße DC/DC-Wandler des Phase-Shi f t-Typs weist einen ersten bis vierten Leistungsschalter auf , die zusammen eine Vollbrücke bilden sowie eine Resonanzspule , die mit der Primärseite eines Trans formators eine Serienschaltung bildet , wobei die Serienschaltung zwischen die Mittelpunkte der Halbbrücken der Vollbrücke geschaltet ist .
Weiterhin weist der DC/DC-Wandler einen an die Sekundärseite des Trans formators angeschlossenen Brückengleichrichter auf . Der Brückengleichrichter umfasst zweckmäßig in bekannter Weise vier Dioden, die nach Art einer Vollbrücke zusammengeschaltet sind .
Ferner umfasst der DC/DC-Wandler eine parallel zum Ausgang des Brückengleichrichters geschaltete Überspannungsschutz- Schaltung, wobei die Überspannungsschutz-Schaltung eine Serienschaltung aus einem Kondensator und einem fünften Leistungsschalter aufweist . Parallel zum Ausgang des Brückengleichrichters ist weiterhin ein sechster Leistungsschalter geschaltet , wobei der fünfte und sechste Leistungsschalter gleichsinnig in Serie geschaltet sind und zusammen als Leistungsmodul aufgebaut sind . Schließlich umfasst der DC/DC- Wandler eine Steuerungseinrichtung für die vorhandenen Leis- tungs schal ter .
Vorteilhaft wird hierdurch erreicht , dass ein Leistungsmodul mit einer Verschaltung von zwei Leistungsschaltern in einer Halbbrücken-Konf iguration für den Aufbau des DC/DC-Wandlers für den fünften und sechsten Leistungsschalter verwendet wer- den kann und dabei auch vollständig genutzt wird . Die Verschaltung in Halbbrücken-Konf iguration stellt die häufigste Art der Verschaltung zweier Leistungsschalter in einem Leistungsmodul dar, woraus sich eine hohe Verfügbarkeit und Vielfalt zur idealen Anpassung an die Spezi fikation des DC/DC- Wandlers ergibt .
Während der fünfte Leistungsschalter für den Überspannungsschutz verwendet wird, ist der sechste Leistungsschalter so verschaltet , dass die Gleichrichterdioden damit in bestimmten Betriebs zuständen entlastet werden können, in dem er eingeschaltet wird . Hierdurch wird insgesamt eine verbesserte Ausnutzung der vorhandenen Komponenten bei möglichst einfacher Fertigung mit verfügbaren Bauteilen erreicht .
Vorteilhafte Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen DC/DC- Wandlers gehen aus den abhängigen Ansprüchen hervor . Dabei kann die Aus führungs form der unabhängigen Ansprüche mit den Merkmalen eines der Unteransprüche oder vorzugsweise auch mit denen aus mehreren Unteransprüchen kombiniert werden . Demgemäß können noch zusätzlich folgende Merkmale vorgesehen sein :
Die Steuerungseinrichtung kann ausgestaltet sein, den ersten bis vierten Leistungsschalter nach Art eines Phase-Shi ft- Wandlers zu betreiben . Dabei wird zwischen den Schaltzeitpunkten der Leistungsschalter der ersten Halbbrücke der Vollbrücke und den Schalt Zeitpunkten der Leistungsschalter der zweiten Halbbrücke der Vollbrücke eine als Phasenverschiebung wirkende Zeitdauer eingeführt . Diese Zeitdauer führt dazu, dass die diagonal liegenden Leistungsschalter der Vollbrücke nicht mehr im Wesentlichen gleichzeitig an- und ausschalten, sondern j e nach Betriebssituation deutlich zueinander versetzt . Diese Versetzung oder Phasenverschiebung kann so deutlich sein, dass die beiden oberen Leistungsschalter der Vollbrücke oder die beiden unteren Leistungsschalter der Vollbrücke für einen Uberlappzeitraum gemeinsam eingeschaltet sind . Phase-Shi ft DC/DC-Wandler bieten besonders geringe Schaltverluste durch Zero-Voltage-Switching . Beim Phase-Shi f t-Prinzip wirkt die Phasenverschiebung als Tastgrad, wobei eine geringe Phasenverschiebung einem hohen Tastgrad entspricht und eine hohe Phasenverschiebung einem geringen Tastgrad . Die Phasenverschiebung führt dazu, dass zu einem Teil der Anschaltdauern die beiden oberen Leistungsschalter oder die beiden unteren Leistungsschalter der Vollbrücke zusammen eingeschaltet sind und somit die Primärseite des Trans formators kurzgeschlossen ist .
Die Steuerungseinrichtung kann ausgestaltet sein, den sechsten Leistungsschalter aus zuschalten, wenn am Trans formator eine Spannung anliegt und den sechsten Leistungsschalter einzuschalten, wenn keine Spannung am Trans formator anliegt .
In Betriebssituationen, in denen keine Spannung am Trans formator anliegt und somit auch keine Energie im Trans formator übertragen wird, treibt die in der Ausgangs-Spule des DC/DC- Wandlers magnetisch gespeicherte Energie dennoch einen Stromfluss weiter, der durch die Dioden des Brückengleichrichters fließt . Der eingeschaltete sechste Leistungsschalter bietet einen weiteren Strompfad, der Strom fließt also nun zusätzlich durch den sechsten Leistungsschalter anstatt nur durch die Dioden des Brückengleichrichters .
Dadurch werden zum einen die Gleichrichterdioden entlastet , d . h . die Verluste der Dioden sinken . Durch seine ohmsche Charakteristik weist ein MOSFET ein besseres Durchlassverhalten als eine Diode gleicher Leistungsklasse auf . Es ist somit möglich, die Halbleiterverluste der gesamten Schaltung abzusenken . Weiterhin verteilen sich die elektrischen Verluste auf mehr Schalter, was in der Regel für die Kühlung wünschenswert ist , da so eine bessere Wärmeverteilung auf dem Kühlkörper erzielt wird .
Das Einschalten des sechsten Leistungsschalters passiert insbesondere in den Zeitdauern, in denen die Primärseite des Trans formators kurzgeschlossen ist durch eine überlappende Einschaltdauer der beiden oberen Leistungsschalter oder der beiden unteren Leistungsschalter der Vollbrücke . Das Abschalten des sechsten Leistungsschalters ist somit Teil des normalen Schalt zyklus . Die Schaltvorgänge des sechsten Leistungsschalters passieren dabei doppelt so oft wie die der ersten vier Leistungsschalter, er schaltet also mit der doppelten Frequenz .
Der DC/DC-Wandler umfasst bevorzugt einen gemeinsamen Kühlkörper für die Leistungsmodule , die die ersten bis sechsten Leistungsschalter umfassen . Insbesondere wird also auch dasj enige Leistungsmodul , das den fünften und sechsten Leistungsschalter bereitstellt , in die Kühlung der anderen Leistungsmodule mit einbezogen . Hierdurch wird eine optimale Kühlung alle Leistungsschalter bei möglichst einfacher Herstellung des DC/DC-Wandlers erreicht .
DC/DC-Wandler des Phase-Shi f t-Typs werden häufig unidirektio- nal ausgeführt und verwenden daher einen diodenbasierten Gleichrichter . Es ist aber auch möglich, den Gleichrichter aktiv aus zuführen unter Verwendung von Leistungsschaltern und damit einen bidirektionalen DC/DC-Wandler des Phase-Shi ft- Typs bereitzustellen .
Der DC/DC-Wandler weist insbesondere eine Nennleistung von mehr als 20 kW auf . Dafür ist es zweckmäßig, wenn die in dem DC/DC-Wandler verbauten Leistungsschalter eine Stromtragfähigkeit von wenigstens 100 A und/oder eine Sperrspannungs festigkeit von wenigstens 100 V aufweisen .
Im Folgenden wird die Erfindung anhand der in den Figuren dargestellten Aus führungsbeispiele näher beschrieben und erläutert . Es zeigen :
Figur 1 ein Schaltbild eines Phase-Shi f t-DC/DC-Wandlers mit
MOSFETs als Leistungsschaltern, Figur 2 Schaltverläufe der MOSFETs des Phase-Shi f t-DC/DC- Wandlers .
Figur 1 zeigt ein elektrisches Schaltbild eines DC/DC- Wandlers 10 vom Typ Phase-Shi f t-Full-Bridge ( PSFB ) . Der DC/DC-Wandler 10 umfasst eine Vollbrücke 110 aus einem ersten bis vierten MOSFET (Metalloxid-Halbleiter Feldef fekt- Transistor ) 11...14 . Die MOSFETs 11...14 sind in Figur 1 zusammen mit ihrer Body-Diode und ihrer parasitären Ausgangskapazität dargestellt . Bei diesen zusätzlichen Bauteilen handelt es sich also in diesem Aus führungsbeispiel nicht um tatsächliche separate Bauteile .
Die MOSFETs 11...14 bilden dabei in bekannter Weise zwei parallelgeschaltete Halbbrücken, wobei j ede der Halbbrücken zwei der MOSFETs 11...14 in gleichsinniger Serienschaltung umfasst . Die Vollbrücke 110 ist mit den Außenanschlüssen der Halbbrücken an Eingangsanschlüsse 15 , 16 für eine Gleichspannung angeschlossen .
Zwischen die Mittelpunkte 17 , 18 der Halbbrücken ist eine Serienschaltung aus einer Resonanzinduktivität 19 und der Primärseite 21 eines Trans formators 20 geschaltet . Die Sekundärseite 22 des Trans formators 20 wiederum ist mit einem Brückengleichrichter 23 verbunden . Der Brückengleichrichter 23 umfasst vier Dioden 24...27 , die analog zu einer Vollbrücke zusammengeschlossen sind . Die Dioden 24...27 sind in Figur 1 ebenfalls zusammen mit ihrer parasitären Kapazität dargestellt , bei der es sich also ebenfalls nicht um ein tatsächliches separates Bauteil handelt .
Am Ausgang des Brückengleichrichters ist seriell zu einer symbolischen Last 35 eine für DC/DC-Wandler des Phase-Shi ft- Typs übliche Ausgangs- Induktivität 28 angeschlossen . Weiterhin ist ein Glättungs-Kondensator 29 parallel zum Ausgang des Brückengleichrichters , also parallel zur Last 35 , angeschlossen . Ebenfalls am Ausgang des Brückengleichrichters angeschlossen ist eine Überspannungsschutz-Schaltung 30 . Diese umfasst eine Serienschaltung aus einem Schutz-Kondensator 32 und einer Parallelschaltung mit einer Schutz-Diode 33 und einem fünften MOSFET 31 . Die Schutz-Diode 33 ist dabei so gestaltet , dass sie bei einer auftretenden Überspannung leitend wird und somit die Spannung auf diej enige des Schutz-Kondensators 32 begrenzt . Die Dauer des möglichen Schutzes ist dabei durch die Aufladung des Schutz-Kondensators 32 begrenzt ; bei DC/DC- Wandlern des Phase-Shi f t-Typs ist aber das Auftreten und die Dauer der Überspannungen bekannt und der Schutz-Kondensator 32 kann derart ausgelegt werden, dass ein ausreichender Schutz besteht . Der fünfte MOSFET 31 dient der Entladung des Schutz-Kondensators 32 nach einer Phase der Überspannung und wird daher in einem passenden Zeitraum eingeschaltet , um die Entladung zu bewirken .
In einer alternativen Ausgestaltung, die nicht in Figur 1 dargestellt ist , umfasst die Überspannungsschutz-Schaltung 30 keine Schutz-Diode 33 . In diesem Fall wird die Funktion des Schutzes auch vom fünften MOSFET 31 übernommen, der dafür eingeschaltet werden muss , sobald eine Überspannung auftritt .
Ebenfalls am Ausgang des Brückengleichrichters und damit parallel zur Überspannungsschutz-Schaltung 30 ist ein sechster MOSFET 34 geschaltet . Der fünfte und sechste MOSFET 31 , 34 sind dabei j eweils zusammen mit ihrer Body-Diode in Figur 1 dargestellt .
Es ist erkennbar, dass der fünfte und sechste MOSFET 31 , 34 gleichsinnig und in Serie geschaltet sind nach Art einer Halbbrücke , wenn sie auch in der Schaltung der Figur 1 nicht als typische Stromrichter-Halbbrücke verwendet und gesteuert werden . Daher ist es vorteilhaft möglich, für den fünften und sechsten MOSFET ein Leistungsmodul zu verwenden, in dem zwei MOSFETs als Halbbrücke verschaltet sind . In der Schaltung gemäß Figur 1 werden beide MOSFETs 31 , 34 verwendet und keiner der Schalter ist verschwendet . Das Leistungsmodul , das den fünften und sechsten MOSFET 31 , 34 bereitstellt , wird in derselben Weise mit dem Kühlkörper für den DC/DC-Wandler verbunden wie diej enigen Leistungsmodule , die den ersten bis vierten MOSFET 11...14 bereitstellen .
Der DC/DC-Wandler 10 umfasst eine Steuerung für die MOSFETs
11...14 , 31 , 34 , die Ein- und Ausschaltsignale für die MOSFETs
11...14 , 31 , 34 erzeugt und diese an die Treiber übermittelt .
Die Ansteuerung der MOSFETs 11...14 der Vollbrücke 17 erfolgt dabei in einer bekannten Weise für Phase-Shi f t-DC/DC-Wandler . Bei einfachen Wechselrichtern würden die j eweils diagonal zueinander liegenden MOSFETs 11...14 , also einmal das Paar aus MOSFETs 11 , 14 und zum anderen das Paar aus MOSFETs 12 , 13 gemeinsam an- und ausgeschaltet .
Beim Phase-Shi f t-Betrieb passiert das Anschalten aber nicht gleichzeitig, sondern die leitenden Zeiträume der Schalter der beiden Halbbrücken sind zueinander zeitlich verschoben, unterliegen also einer Phasenverschiebung . Die Größe der Phasenverschiebung definiert den Tastgrad des Wandlers , wobei eine große Phasenverschiebung einem kleinen Tastgrad entspricht und umgekehrt . Die Phasenverschiebung kann dabei so erheblich sein, dass beide oberen Schalter oder beide unteren Schalter, also MOSFETs 11 , 13 oder MOSFETs 12 , 14 gleichzeitig eingeschaltet sind und die Primärseite 21 des Trans formators 20 kurzschließen .
Ein entsprechendes Schaltschema ist ausschnittsweise in Figur 2 dargestellt . In Figur 2 zeigen die Linien die Schaltvorgänge 111...114 des ersten bis vierten MOSFET 11...14 . Dabei bezeichnet das Niveau nahe der Basislinie den ausgeschalteten Zustand, während ein erhöhter Verlauf des Schaltvorgangs
111...114 den eingeschalteten Zustand bezeichnet .
Wie erkennbar ist , ist von den j eweils eine Halbbrücke bildenden MOSFETs 11...14 , also dem ersten und zweiten MOSFET 11 , 12 einerseits und dem dritten und vierten MOSFET 13 , 14 ande- rerseits zu j edem Zeitpunkt höchstens einer eingeschaltet , um die Eingangsspannung nicht kurz zuschließen . Dabei wird ein Puf ferzeitraum eingehalten, in dem beide Schalter ausgeschaltet sind, um auch kurz zeitige Kurzschlüsse zu vermeiden, die ansonsten auftreten würden, da die Schalter nicht unendlich schnell schalten .
Weiterhin zeigen die Linien der Figur 2 , dass die diagonal liegenden MOSFETs 11...14 nicht gleichzeitig an- und ausschalten, wie das bei einem einfachen Wechselrichter der Fall wäre . Vielmehr besteht eine Phasenverschiebung 150 , also ein zeitlicher Versatz . Die Größe des Versatzes hängt von der aktuellen Betriebssituation ab, sodass Figur 2 lediglich einen möglichen und beispielhaften Verlauf zeigt . Die Phasenverschiebung 150 führt dazu, dass zwischen den Einschaltphasen der beiden oberen MOSFETs 11 , 13 ein Überlapp besteht , ebenso zwischen den beiden unteren MOSFETs 12 , 14 . Während dieses Überlapps ist die Primärseite 21 des Trans formators 20 kurzgeschlossen .
Bezüglich des sechsten MOSFETs 34 werden in einem DC/DC- Wandler 10 des Phase-Shi f t-Typs zwei Betriebssituationen unterschieden . Bei der ersten Betriebssituation liegt am Transformator 20 eine Eingangsspannung an, die positiv oder negativ sein kann . Damit wird Energie von der Primärseite des DC/DC-Wandlers 10 , also der Seite des ersten bis vierten MOSFETs 11...14 an die Sekundärseite des DC/DC-Wandlers 10 übertragen .
In der zweiten Betriebssituation liegt am Trans formator keine Spannung an . Es wird in diesem Fall keine Energie von der Primärseite an die Sekundärseite übertragen . Die durch die Ausgangsinduktivität 28 gespeicherte Energie sorgt für einen fortgesetzten Stromfluss ( im nichtlückenden Betrieb ) weiter zum Ausgang der Schaltung, also zur Last 35 . In dieser Betriebssituation wird der sechste MOSFET 34 eingeschaltet . Der durch die Ausgangs- Induktivität 28 getriebene Strom findet dadurch zusätzlich zu den Dioden 24...27 des Brückengleichrichters einen weiteren Freilaufpfad in dem sechsten MOSFET 34 .
Figur 2 zeigt anhand von des Schaltverlaufs 134 , wie der sechste MOSFET 34 geschaltet wird . Zu den j eweiligen Überlapp-Phasen, die sich aus dem Überlapp der Einschaltphasen des ersten und dritten MOSFETs 11 , 13 einerseits und des zweiten und vierten MOSFETs 12 , 14 andererseits ergeben, wird der sechste MOSFET 34 eingeschaltet . Es ist erkennbar, dass sich pro Schaltzyklus zwei Einschaltphasen für den sechsten MOSFET 34 ergeben, so dass dieser mit der doppelten Frequenz der MOSFETs 11...14 betrieben wird .
Da der sechste MOSFET 34 und der Brückengleichrichter parallelgeschaltet sind, sinkt insgesamt der elektrische Widerstand im Freilaufpfad . Dadurch sinken die insgesamt auftretenden elektrischen Verluste und somit der Wärmeeintrag in den Kühlkörper . Weiterhin verteilen sich die auftretenden Verluste auf eine größere Anzahl von Elementen, nämlich neben den Dioden 24...27 nun auch auf den sechsten MOSFET 34 , was eine verbesserte Wärmeverteilung auf dem Kühlkörper ergibt .
Be zugs Zeichen
10 DC/DC-Wandler
11...14 MOSFET
15 , 16 Eingangsanschlüsse
17 , 18 Mittelpunkte der Halbbrücken
19 Resonanzspule
20 Trans formator
21 Primärseite
22 Sekundärseite
23 Brückengleichrichter
24...27 Dioden
28 Ausgangs- Induktivität
29 Glättungs-Kondensator
30 Überspannungsschutz-Schaltung
31 , 34 MOSFET
32 Schutz-Kondensator
33 Diode
35 Last
110 Vollbrücke
111...114 , 134 Schaltverläufe
150 Phasenverschiebung

Claims

Patentansprüche
1. DC/DC-Wandler (10) des Phase-Shift-Typs, aufweisend:
- einen ersten bis vierten Leistungsschalter (11...14) , die eine Vollbrücke (110) bilden,
- eine Resonanzspule (19) , die mit der Primärseite (21) eines Transformators (20) eine Serienschaltung bildet, wobei die Serienschaltung zwischen die Mittelpunkte (17, 18) der Halbbrücken der Vollbrücke (110) geschaltet ist,
- einen an die Sekundärseite (22) des Transformators (20) angeschlossenen Brückengleichrichter (23) ,
- eine Steuerungseinrichtung für die Leistungsschalter (11...14, 31, 34) des DC/DC-Wandlers (10) ,
- eine parallel zum Ausgang des Brückengleichrichters (23) geschaltete Überspannungsschutz-Schaltung (30) , wobei die Überspannungsschutz-Schaltung (30) eine Serienschaltung aus einem Kondensator (32) und einem fünften Leistungsschalter (31) aufweist,
- einen parallel zum Ausgang des Brückengleichrichters (23) geschalteten sechsten Leistungsschalter (34) , wobei der fünfte und sechste Leistungsschalter (31, 34) gleichsinnig in Serie geschaltet sind und zusammen als Leistungsmodul aufgebaut sind .
2. DC/DC-Wandler (10) nach Anspruch 1, bei dem die Steuerungseinrichtung ausgestaltet ist, den ersten bis vierten Leistungsschalter (11...14) nach Art eines Phase-Shif t-Wandlers zu betreiben, indem sie zwischen den Schalt Zeitpunkten der Leistungsschalter (11, 12) der ersten Halbbrücke der Vollbrücke (110) und den Schalt Zeitpunkten der Leistungsschalter (13, 14) der zweiten Halbbrücke der Vollbrücke (110) eine als Phasenverschiebung (150) wirkende Zeitdauer verstreichen lässt und die Zeitdauer bei wenigstens einem Teil der Schaltzyklen so wählt, dass für einen Zeitraum beide obere Leistungsschalter (11, 13) der Vollbrücke (110) gemeinsam eingeschaltet sind.
3. DC/DC-Wandler (10) nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die Steuerungseinrichtung ausgestaltet ist, den sechsten Leistungsschalter (34) auszuschalten, wenn am Transformator (20) eine Spannung anliegt und den sechsten Leis- tungsschalter (34) einzuschalten, wenn keine Spannung am Transformator (20) anliegt.
4. DC/DC-Wandler (10) nach einem der vorangehenden Ansprüche mit einem gemeinsamen Kühlkörper für die Leistungsmodule, die die ersten bis sechsten Leistungsschalter (11...14, 31, 34) umfassen .
5. DC/DC-Wandler (10) nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die Stromtragfähigkeit der Leistungsschalter (11...14, 31, 34) wenigstens 100 A beträgt und/oder bei dem die Sperrspannungsfestigkeit der Leistungsschalter wenigstens 100 V beträgt .
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Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014007914A (ja) * 2012-06-27 2014-01-16 Hitachi Information & Telecommunication Engineering Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR0177873B1 (ko) 1995-12-02 1999-05-15 변승봉 순환전류 프리형 고주파 소프트 스위칭FB(Full Bridge)DC-DC컨버터
JPH09285126A (ja) 1996-04-18 1997-10-31 Fuji Electric Co Ltd 半導体整流装置のスナバ回路
KR101884686B1 (ko) * 2016-05-23 2018-08-30 숭실대학교산학협력단 능동 클램프 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법
CN106992688A (zh) 2017-06-10 2017-07-28 张炳耀 超大功率zvs+zcs综合软开关dc/dc变换器

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014007914A (ja) * 2012-06-27 2014-01-16 Hitachi Information & Telecommunication Engineering Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ

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