WO2021205690A1

WO2021205690A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2021205690A1
Application number: PCT/JP2020/043515
Authority: WO
Inventors: 戸張　和明; 雄作小沼; 卓也杉本; 滋久青柳; 睦男渡嘉敷; 渡邊　弘
Original assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Current assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Priority date: 2020-04-06
Filing date: 2020-11-20
Publication date: 2021-10-14
Anticipated expiration: 2022-10-06
Also published as: JP2021166427A; JP7368302B2

Abstract

スイッチング素子を有する電力変換器と、モータを駆動する電力変換器を制御する制御部を有し、制御部は、モータの回転位相値と回転位相推定値との偏差である位相誤差推定値を算出し、位相誤差推定値に反比例する成分が、定めておいた値に追従するようにq軸インダクタンス推定値を算出する電力変換装置である。

Description

電力変換装置

　本発明は、電力変換装置に関する。

　電流値に依存する非線形特性の強い磁石モータを駆動すると、ｑ軸インダクタンスの変化により制御位相に推定誤差が発生して磁石モータが脱調するときがある。永久磁石モータのｑ軸インダクタンスの推定方法は、特許文献１に記載されている。トルク変動が生じるように永久磁石モータを制御し、モータの電流値およびｑ軸インダクタンスの推定値に基づいてモータの磁極位置の推定値を求め、トルク変動によって生じた、磁極位置の推定値の変動に基づいて、ｑ軸インダクタンスを推定する技術を特許文献１は開示している。

特開２０１５－１９５７１５

　特許文献１の技術はトルク脈動を生じることが前提であり、インバータ回路の入力電圧変動に同期してトルク変動が生じる現象を利用している。

　しかしながら、インバータ回路におけるコンデンサ容量が大きな場合にはトルク変動は小さくなるので、特許文献１の技術では、ｑ軸インダクタンスを推定することは困難である。また、入力電圧変動が小さな場合は、特許文献１の技術では、高精度にｑ軸インダクタンスを推定できなくなる。

　高精度にｑ軸インダクタンスを推定できないと、位相誤差が大きくなりモータの運転が不安定になるとともに、無駄なモータ電流が流れるため効率が悪くなるという課題が生じる。

　本発明の目的は、トルク脈動が生じなくとも、高精度なｑ軸インダクタンスの推定を実現できる電力変換装置を提供することにある。

　本発明の好ましい一例としては、スイッチング素子を有する電力変換器と、モータを駆動する前記電力変換器を制御する制御部を有し、
前記制御部は、
前記モータの回転位相値と回転位相推定値との偏差である位相誤差推定値を算出し、前記位相誤差推定値に反比例する成分が、定めておいた値に追従するようにq軸インダクタンス推定値を算出する電力変換装置である。

　本発明によれば、高精度なｑ軸インダクタンスの推定を可能にする。

実施例１における電力変換装置と永久磁石モータの構成図を示す。位相誤差推定算部のブロック図を示す。ｑ軸インダクタンス推定演算部のブロック図を示す。比較例を用いた場合の制御特性を示す図。実施例１を用いた場合の制御特性を示す図。実施例１の変形例における、ｑ軸インダクタンス推定演算部の構成を示す図。実施例１における顕現性を確認するための構成を示す図。実施例２における電力変換装置と永久磁石モータの構成を示す図。実施例３における電力変換装置と同期シンクロナスモータの構成を示す図。実施例４における電力変換装置と永久磁石モータの構成を示す図。

　以下、図面を用いて実施例を詳細に説明する。

　図１は、実施例１における電力変換装置と永久磁石モータの構成図である。永久磁石モータ１は、永久磁石の磁束によるトルク成分と電機子巻線のインダクタンスによるトルク成分を合成したモータトルクを出力する。

　電力変換器２は、スイッチング素子としての半導体素子を備える。電力変換器２は、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を入力し、３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*に比例した電圧を出力する。電力変換器２の出力に基づいて、永久磁石モータ１を駆動し、永久磁石モータ１の電圧と回転数を可変する。スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使うようにしてもよい。

　電流検出器３は、永久磁石モータ１の３相の交流電流i_u、i_v、i_wを検出する。本実施例では、電流検出器３は、電力変換装置内に設けた例を示したが、電力変換装置の外部に設けてもよい。

　制御部は、以下に説明する座標変換部４、位相誤差推定演算部５、周波数推定演算部６、位相推定演算部７、ｑ軸インダクタンス推定演算部８、速度制御演算部９、ベクトル制御演算部１０、座標変換部１１を備える。そして、制御部は、電力変換器２を制御する。

　制御部は、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの半導体集積回路（演算制御手段）によって構成される。制御部は、いずれかまたは全部をＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などのハードウェアで構成することができる。

　次に、電力変換器２を制御する制御部の各構成要素について、説明する。

　座標変換部４は、前記３相の交流電流i_u、i_v、i_wの交流電流検出値i_uc、i_vc、i_wcと電力変換器２の回転位相推定値θ_dcからｄ軸の電流検出値i_dc、およびｑ軸の電流検出値i_qcを出力する。

　位相誤差推定演算部５は、ｄ軸の電圧指令値v_dc ^**、およびｑ軸の電圧指令値v_qc ^**、推定したｑ軸インダクタンス値L_q ^**、周波数推定値ω_r ^{^}、ｄ軸の電流検出値i_dc、ｑ軸の電流検出値i_qc、および永久磁石モータ１の電気回路定数に基づいて、電力変換器２の回転位相推定値θ_dcと実際の回転位相値θ_dとの偏差である位相誤差Δθの推定演算を実行する。本実施例では拡張誘起電圧に基づく位相誤差推定をするため後述する（数５）に従って位相誤差を推定し、位相誤差推定値Δθ_cを出力する。

　周波数推定演算部６は、位相誤差の指令値である「0」（零）と位相誤差の推定値Δθ_cとの偏差から周波数推定値ω_r ^{^}を出力する。周波数推定演算部６は、位相誤差を零とするように周波数推定値をω_r ^{^}を制御する。

　位相推定演算部７は、周波数推定値ω_r ^{^}を積分して、座標変換部４および座標変換部１１に回転位相推定値θ_dcを出力する。

　ｑ軸インダクタンス推定演算部８は、位相誤差推定演算部５が算出する（数５）の分母成分Vと周波数推定値ω_r ^{^}およびｄ軸の電流検出値i_dcから、ｑ軸インダクタンス推定値L_q ^**を算出し、位相誤差推定演算部５およびベクトル制御演算部１０に出力する。ここでは拡張誘起電圧に基づく位相誤差推定演算の分母成分Vを使う場合で説明しているが、位相誤差推定値Δθ_cに反比例する成分であれば分母成分Vに限らない。

　速度制御演算部９は、周波数指令値ω_r ^*と周波数推定値ω_r ^{^}との偏差から、ｑ軸の電流指令値i_q ^*を出力する。

　ベクトル制御演算部１０は、永久磁石モータ１の電気回路定数とｄ軸の電流指令値i_d ^*およびｑ軸の電流指令値i_q ^*、ｄ軸の電流検出値i_dcおよびｑ軸の電流検出値i_qc、周波数推定値ω_r ^{^}、ｑ軸インダクタンス推定値L_q ^**に基づいて、ｄ軸の電圧指令値v_dc ^**およびｑ軸の電圧指令値v_qc ^**を出力し、電力変換器２の周波数と電圧を制御する。

　座標変換部１１は、ｄ軸の電圧指令値v_dc ^**およびｑ軸の電圧指令値v_qc ^**と回転位相推定値θ_dcから３相交流の電圧指令値v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*を出力する。

　直流電源２０は、電力変換器２に直流電圧および直流電流を供給する。

　最初に、ｑ軸インダクタンス推定演算部８を用いた場合の位置センサレスベクトル制御方式の基本動作について説明する。

　速度制御演算部９は、周波数指令値ω_r ^*に周波数推定値ω_r ^{^}が追従するように、比例制御と積分制御により（数１）に従いトルク電流指令であるｑ軸の電流指令値i_q ^*を演算する。

ここで、K_spは速度制御の比例ゲイン、K_siは速度制御の積分ゲインである。

　ベクトル制御演算部１０は、第１に、永久磁石モータ１の電気回路定数である抵抗の設定値R^*とｄ軸インダクタンスの設定値L_d ^*とｑ軸のインダクタンスの推定値L_q ^**と誘起電圧係数の設定値K_e ^*、ｄ軸の電流指令値i_d ^*とｑ軸の電流指令値i_q ^*、および周波数推定値ω_r ^{^}を用いて、（数２）に従いｄ軸の電圧基準値v_dc ^*およびｑ軸の電圧基準値v_qc ^*を出力する。

ここで、T_acrは電流制御の応答時定数、ｓはラプラス演算子である（以下の数式でも同様である）。

　ベクトル制御演算部１０は、第２に、ｄ軸の電流指令値i_d ^*、およびｑ軸の電流指令値i_q ^*に、各成分のｄ軸の電流検出値i_dc、ｑ軸の電流検出値i_qcが追従するよう比例制御と積分制御により、（数３）に従いｄ軸の電圧補正値Δv_dcおよびｑ軸の電圧補正値Δv_qcを演算する。ここで、K_pdはｄ軸の電流制御の比例ゲイン、K_idはｄ軸の電流制御の積分ゲイン、K_pqはｑ軸の電流制御の比例ゲイン、K_iqはｑ軸の電流制御の積分ゲインである。

　さらに（数４）に従い、ｄ軸の電圧指令値v_dc ^**およびｑ軸の電圧指令値v_qc ^**を演算する。

　位相誤差推定演算部５は、ｄ軸の電圧指令値v_dc ^**、q軸の電圧指令値v_qc ^**、ｄ軸の電流検出値i_dc、ｑ軸の電流検出値i_qc、永久磁石モータ１の電気回路定数、ｑ軸のインダクタンス推定値、および周波数推定値ω_r ^{^}に基づいて、（数５）に従い位相誤差推定値Δθcを算出する。周波数推定演算部６は、位相誤差推定値Δθcに基づいて、（数６）に従い周波数推定値ω_r ^{^}を算出する。位相推定演算部７は周波数推定値ω_r ^{^}に基づいて、（数７）に従い回転位相推定値θ_dcを算出する。

ここで、Kp_pllはPLL制御の比例ゲイン、Ki_pllはPLL制御の積分ゲインである。

　図２は、実施例１における位相誤差推定演算部５のブロック図を示す。
位相誤差推定演算部５は、（数５）により位相誤差推定値Δθ_cを演算し、位相誤差推定値Δθ_cとともに、位相誤差推定値Δθ_cの演算式における分母成分Vも出力する。

　図３は、実施例１におけるｑ軸インダクタンス推定演算部８のブロック図を示す。所定値演算部８ａは、周波数推定値ω_r ^{^}とｄ軸の電流検出値i_dc、永久磁石モータの誘起電圧係数の設定値K_e ^*とｄ軸インダクタンスの設定値L_d ^*および、ｑ軸インダクタンスの推定値L_q ^**を用いて、所定値V^*を（数８）に従い演算する。

　ＰＩ制御部８ｂは、位相誤差推定演算部５の出力である分母成分Vが（数８）で演算した所定値V^*に追従するように、（数９）に示すP（比例）+Ｉ（積分）制御を行い、q軸インダクタンスの補正値ΔL_q ^*を演算する。

ここで、Kp_LqはL_q推定の比例ゲイン、Ki_LqはL_q推定の積分ゲインである。

　加算部８ｄは、ｑ軸インダクタンスの初期値８ｃである定数L_q ^*と、q軸インダクタンスの補正値ΔL_q ^*を加算し、（数１０）に従って、新しいｑ軸インダクタンスの推定値L_q ^**を出力する。

　つぎに本実施例が安定で高効率な運転となる原理について説明する。図４は、本実施例のｑ軸インダクタンス推定演算部８を用いない（ΔL_q ^*=0）場合、つまり比較例としての制御特性を示す。

　（数２）に示すd軸の電圧指令値v_dc ^**およびq軸の電圧指令値v_ｑc ^**の演算式を使うとともに、（数５）に示す位相誤差の推定値Δθ_cの演算式に含まれるｑ軸インダクタンスの推定値L_q ^**に、真のL_qに対して+２０％の誤差があるときのシミュレーション結果である。

　図４では図中に示すＡ点よりランプ状の負荷トルクを与えており、そのときの位相誤差推定演算部５の分母成分Vと、永久磁石モータ１のｄ軸の電流i_d、およびｑ軸の電流i_qを表示している。

　図４のＢ点において、分母成分Vが減少するとともに、ｄ軸の電流i_dおよびｑ軸の電流i_qが増加し、ほぼ一定であるはずのd軸の電流i_dが増加し、増加するはずのq軸の電流i_qが急に減少し、永久磁石モータは脱調に至っている。ここで脱調とは、モータを制御する指令入力とモータの回転の同期が失われた状態をいう。

　つまりｑ軸インダクタンスの設定値L_q ^*の大きさによっては磁石モータが脱調することもある。ｑ軸インダクタンスの設定値L_q ^*と実際のL_qが一致するL_q ^*=L_qのときは、分母成分の大きさVは（数１１）となる。

しかしながらL_q ^*≠L_qのとき分母成分の大きさVは（数１２）となる。

ここで、K_eは永久磁石モータの誘起電圧係数の実際の値、Δθは実際の位相誤差、L_dは実際のｄ軸インダクタンス、L_qは実際のｑ軸インダクタンス、L_q ^*はｑ軸インダクタンスの設定値である。
（数１２）において、Δθが「負」のとき、（数１２）中の1/2(L_d－L_q)(－i_qc sin2Δθ)成分はK_e cosΔθ成分を減少させる側に作用する。

　そこで本実施例では、位相誤差推定演算部の分母成分Vが、周波数推定値ω_r^とｄ軸の電流検出値i_dcおよび、永久磁石モータの電気回路定数である、永久磁石モータの誘起電圧係数の設定値K_e ^*、ｄ軸インダクタンスの設定値L_d ^*、ｑ軸インダクタンスの推定値L_q ^**を用いて（数８）より演算した所定値V^*（所定の電圧値）に追従するように、（数10）よりｑ軸インダクタンスの推定値L_q ^**を演算する。

　つまり、位相誤差推定値Δθ_cの演算式における分母成分Vが理想となる（数８）の所定値V^*に追従するようｑ軸インダクタンスの推定値L_q ^**を算出することで、分母成分Vを制御している。

　さらに、算出したｑ軸インダクタンスの推定値L_q ^**をベクトル制御演算部１０、位相誤差推定演算部５の入力に用いることで、安定で高効率な運転を実現することができる。

　本実施例における制御特性を図５に示す。図４と同様な負荷トルクをA点から与えている。ｃ点でｑ軸インダクタンス推定演算部がｑ軸インダクタンスL_qの推定を開始し、ｑ軸インダクタンス推定値L_q ^**と実際のｑ軸インダクタンスL_qとの比率であるL_q ^**/L_qはＤ点でほぼ1.0になっている。

　ｑ軸インダクタンスL_qを高精度に推定する（L_q ^**≒L_q）ため、ｄ軸の電流i_d、q軸の電流i_qの振動や永久磁石モータの脱調に至らず、本実施例の効果が明白であることがわかる。

　また上記の実施例では、q軸インダクタンス推定演算部８において、比例制御Kp_Lqと積分制御のゲインKi_Lqは固定値としているが、図６に示すように周波数推定値ω_r ^{^}やd軸の電流検出値i_dcに応じて、変化させてもよい。

　図６におけるq軸インダクタンス推定演算部８１は図１と図３におけるq軸インダクタンス推定演算部８に相当するものである。図６における所定値演算部８１ａ、ｑ軸インダクタンスの初期値L_q ^*８１ｃ、加算部８１ｄは、図３の所定値演算部８ａ、ｑ軸インダクタンスの初期値L_q ^*８ｃ、加算部８ｄと同一である。

　ＰＩ制御部８１ｂにおいて、周波数推定値ω_r ^{^}やd軸の電流検出値i_dcの大きさに略比例して、比例制御と積分制御のゲインを変化させることで、位相誤差推定演算部５の分母成分Vは、その所定値V^*に周波数や電流値に応じて変化する。より短時間でｑ軸インダクタンスL_qの高精度な推定を実現できる。

　ここで、図７を用いて本実施例を採用した場合の検証方法について説明する。永久磁石モータ１を駆動する電力変換装置２１に、電圧検出器２２、電流検出器２３を取り付け、永久磁石モータ１のシャフトにはエンコーダ２４を取り付ける。

　ベクトル電圧・電流成分の計算部２５には、電圧検出器２２と電流検出器２３の出力である、疑似三相交流の電圧検出値（v_uc、v_vc、v_wc）、三相交流の電流検出値（i_uc、i_vc、i_wc）とエンコーダの出力である位置θが入力され、ベクトル電圧成分のv_dcc、v_qcc、ベクトル電流成分のi_dcc、i_qccと、位置θを微分した検出値ω_rを演算する。各部波形の観測部２６では、（数１３）を用いて、位相誤差の推定値Δθ_ccを演算する。

　電力変換装置２１に設定するｑ軸インダクタンスL_q ^*の大きさを変更しても、（数１３）に示す分母成分が一定であれば、本実施例を採用していることが明白である。

　実施例１によれば、高精度にｑ軸インダクタンスの推定を実現できる電力変換装置を実現できる。また、高精度なｑ軸インダクタンスの推定が可能となるため、安定で高効率なモータの運転を実現できる。

　図８は、実施例２の電力変換装置と永久磁石モータ１との構成を示す図である。実施例１では、実運転中においてｑ軸インダクタンスを推定し、ｑ軸インダクタンスの推定値をベクトル制御演算部１０と位相誤差推定演算部５に用いた。実施例２では、ｑ軸インダクタンステーブル参照部１２が、ｑ軸の電流検出値i_qcとｑ軸インダクタンス推定値L_q ^**との対応関係を記録した対応テーブルを作成して、次回の起動からは作成したテーブルからｑ軸インダクタンス推定値L_q ^**を設定する。

　図８において、構成要素の永久磁石モータ１、電力変換器２、電流検出器３、座標変換部４、位相誤差推定演算部５、周波数推定演算部６、位相推定演算部７、ｑ軸インダクタンス推定演算部８、速度制御演算部９、ベクトル制御演算部１０、座標変換部１１、直流電源２０は、図１と同一である。制御部は、実施例１で列挙した処理部に加えて、実施例２では、ｑ軸インダクタンステーブル参照部１２と選択スイッチＳＷ１３とを有する。

　ｑ軸インダクタンステーブル参照部１２は、ｑ軸の電流検出値i_qcを入力し、ｑ軸インダクタンス推定値L_q ^**を出力する。選択スイッチＳＷ１３は、入力値が「０」のときｑ軸インダクタンス推定演算部８の出力を、入力値が「１」のときｑ軸インダクタンステーブル参照部１２の出力を、ｑ軸インダクタンス推定値L_q ^**として出力する。

　選択スイッチＳＷ１３は、入力値が「０」のときｑ軸インダクタンス推定演算部８を実行する度に、ｑ軸の電流検出値i_qcとｑ軸インダクタンス推定値L_q ^**の関係が実運転中に対応テーブルとして作成されて保存される。

　次回の起動の実行からは、選択スイッチＳＷ１３の入力値を「０」から「１」に設定し、ｑ軸インダクタンステーブル参照部１２において、ｑ軸の電流検出値から対応テーブルにおけるｑ軸の電流検出値と対応したｑ軸インダクタンス推定値L_q ^**を読み出すようにしてもよい。

　本実施例のようにすれば、ｑ軸インダクタンス推定値L_q ^**はｑ軸の電流値に応じて変化するので高効率な運転を敏速に実現することができる。

　あるいは全運転領域におけるｑ軸インダクタンス推定値を把握できた時点で、選択スイッチＳＷ１３の入力値を「０」から「１」に設定し、作成したテーブルよりｑ軸インダクタンス推定値L_q ^**を取得し、電力変換装置内に搭載されているマイクロ・コンピュータ内部メモリなどに設定するようにしてもよい。

　実施例２によれば、前記した対応テーブルからｑ軸インダクタンス推定値を取得することにより、実運転中においてｑ軸インダクタンスを推定しない場合でも、高精度なｑ軸インダクタンスの推定値を取得できる。また、高精度なｑ軸インダクタンスの推定が可能となるため、安定で高効率なモータの運転を実現できる。

　図９は、実施例３の電力変換装置と同期リラクタンスモータ１aの構成図を示す。実施例１と実施例２では、永久磁石モータを駆動する電力変換装置に関する実施例であったが、本実施例は同期リラクタンスモータ１aを駆動する電力変換装置に関する。

　図９において、構成要素の電力変換器２、電流検出器３、座標変換部４、位相誤差推定演算部５、周波数推定演算部６、位相推定演算部７、ｑ軸インダクタンス推定演算部８、速度制御演算部９、ベクトル制御演算部１０、座標変換部１１、直流電源２０は、図１と同一である。制御部は、実施例２と同様である。

　永久磁石モータは回転子に永久磁石を埋め込むが、同期リラクタンスモータ１ａには永久磁石はなく、回転子に設けた空洞（フラックスバリア）によって突極性による電流磁束が得られる。

　（数５）の式により位相誤差の推定値Δθ_cを演算すると、分母成分には突極性による電圧情報が含まれる。そこで（数１４）により所定値演算部が所定の電圧値V^**を演算すれば、永久磁石モータと同等の制御を実現することができる。

　実施例３により、高精度にｑ軸インダクタンスの推定が可能な電力変換装置を実現できる。また、高精度なｑ軸インダクタンスの推定が可能となるため、同期リラクタンスモータ１ａに対しても、安定で高効率な運転を実現できる。

　図１０は、実施例４の電力変換装置と永久磁石モータ１と端末を有する永久磁石モータの駆動システムの構成図である。

　実施例４は、永久磁石モータの駆動システムに実施例２を適用したものである。図１０において、構成要素の永久磁石モータ１、座標変換部４、位相誤差推定演算部５、周波数推定演算部６、位相推定演算部７、ｑ軸インダクタンス推定演算部８、速度制御演算部９、ベクトル制御演算部１０、座標変換部１１、ｑ軸インダクタンステーブル参照部１２、および選択スイッチＳＷ１３は、図８と同一である。制御部は、実施例２と同様である。

　図１０の構成要素である永久磁石モータ１は、電力変換装置２１により駆動される。電力変換装置２１は、図８の座標変換部４、位相誤差推定演算部５、周波数推定演算部６、位相推定演算部７、ｑ軸インダクタンス推定演算部８、速度制御演算部９、ベクトル制御演算部１０、座標変換部１１、ｑ軸インダクタンステーブル参照部１２、および選択スイッチＳＷ１３がソフトウェア２０ａ、つまりプログラムとして実装されている。

　また、図８の電力変換器２、電流検出器３、直流電源２０、および図示していないが制御部を構成するＣＰＵがハードウェアとして実装されている。ＣＰＵは上記のプログラムを実行する。

　電力変換装置の制御部は、ｑ軸インダクタンス推定演算部８によりｑ軸インダクタンス推定値を算出するか、ｑ軸の電流検出値とｑ軸インダクタンス推定値とを記録した関係テーブルからｑ軸インダクタンス推定値を取得するかを選択する選択スイッチＳＷ１３を有する。また、選択スイッチＳＷ１３を切り換える入力値である０または１の値は、マイクロ・コンピュータの内部メモリ内に設定してある。

　またデジタル・オペレータ２０ｂ、パーソナル・コンピュータ２７、タブレット２８、スマートフォン２９などの上位装置により、ソフトウェア２０ａの選択スイッチＳＷ１３の入力値を設定するか、もしくは変更することができる。

　本実施例では永久磁石モータの駆動の場合を例に示したが、永久磁石モータだけではなく同期シンクロナスモータ駆動システムに、本実施例を適用しても、位置センサレスベクトル制御において高効率な運転を実現することができる。

　また選択スイッチＳＷ１３への入力値は、プログラマブル・ロジック・コントローラ、コンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワーク、制御装置のフィールドバス上で設定するようにしてもよい。

　ここまでの実施例１から実施例４においては、d軸の電流指令値i_d ^*、ｑ軸の電流指令値i_q ^*と、d軸の電流検出値i_dc、ｑ軸の電流検出値i_qcからd軸の電圧補正値Δv_dc、ｑ軸の電圧補正値Δv_qcを作成し、この電圧修正値とベクトル制御の電圧基準値v_dc ^*、v_qc ^*を加算する（数４）に示す演算を行った。

　他の演算の手法としては、d軸の電流指令値i_d ^*、ｑ軸の電流指令値i_q ^*とd軸の電流検出値i_dc、ｑ軸の電流検出値i_qcからベクトル制御演算に使用する（数１５）に示す中間的なd軸の電流指令値i_d ^**、ｑ軸の電流指令値i_q ^**を作成し、周波数推定値ω_r^および永久磁石モータ1の電気回路定数を用いて（数１６）に示すベクトル制御演算を行い、ｄ軸の第２の電圧指令値v_dc ^***およびｑ軸の第２の電圧指令値v_qc ^***を算出するようにしてもよい。

ここで、K_pd1はd軸の電流制御の比例ゲイン、K_id1はd軸の電流制御の積分ゲイン、K_pq1はq軸の電流制御の比例ゲイン、K_iq1はq軸の電流制御の積分ゲイン、T_dはd軸の電気時定数（L_d ^*/R^*）、T_q：は軸の電気時定数（L_q ^*/R^*）である。

　あるいは、ｄ軸の電流指令値i_d ^*、ｑ軸の電流指令値i_q ^*とｄ軸の電流検出値i_dc、ｑ軸の電流検出値i_qcから、ベクトル制御演算に使用するｄ軸の比例演算成分の電圧修正値Δv_{d_p} ^*、ｄ軸の積分演算成分の電圧修正値Δv_{d_i} ^*、ｑ軸の比例演算成分の電圧修正値Δv_{q_p} ^*、ｑ軸の積分演算成分の電圧修正値Δv_{q_i} ^*を（数１７）により作成する。そして、周波数推定値ω_r ^{^}および永久磁石モータ1の電気回路定数を用いた（数１８）に示すベクトル制御演算を行い、ｄ軸の第３の電圧指令値v_dc ^****およびｑ軸の第３の電圧指令値v_qc ^****を算出するようにしてもよい。

ここで、K_pd2はｄ軸の電流制御の比例ゲイン、K_id2はｄ軸の電流制御の積分ゲイン、K_pq2はｑ軸の電流制御の比例ゲイン、K_iq2はｑ軸の電流制御の積分ゲインである。

　またｄ軸の電流指令値i_d ^*およびｑ軸の電流検出値i_qcの一次遅れ信号i_qctd、周波数指令値ω_r ^*と永久磁石モータ１の電気回路定数を用いて（数１９）に示すベクトル制御演算を行い、ｄ軸の第４の電圧指令値v_dc ^*****およびｑ軸の第４の電圧指令値v_qc ^*****を算出するようにしてもよい。

ここで、i_qctdはi_qcを一次遅れフィルタに通した信号である。

　なお第１から第３の実施例１から実施例３において、電力変換器２を構成するスイッチング素子としては、Si（シリコン）半導体素子であっても、SiC（シリコンカーバイト）やGaN（ガリュームナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。

１…永久磁石モータ、１ａ…同期リラクタンスモータ、２…電力変換器、３…電流検出器、４…座標変換部、５…位相誤差推定演算部、６…周波数推定演算部、７…位相推定演算部、８…ｑ軸インダクタンス推定演算部、９…速度制御演算部、１０…ベクトル制御演算部、
１１…座標変換部、１２…ｑ軸インダクタンステーブル参照部、１３…スイッチ、２０…直流電源、２１…電力変換装置

Claims

スイッチング素子を有する電力変換器と、
モータを駆動する前記電力変換器を制御する制御部を有し、
前記制御部は、
前記モータの回転位相値と回転位相推定値との偏差である位相誤差推定値を算出し、
前記位相誤差推定値に反比例する成分が、定めておいた値に追従するようにq軸インダクタンス推定値を算出する電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
周波数推定値から前記回転位相推定値を算出する位相推定演算部を有する電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
前記電力変換器の周波数と電圧を制御するベクトル制御演算部を有する電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
位相誤差を零とするように周波数推定値を制御する周波数推定演算部を有する電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
周波数推定値と、ｄ軸の電流検出値、前記モータの誘起電圧係数と、ｄ軸インダクタンスおよび、前記ｑ軸インダクタンス推定値から、前記定めておいた値を算出するｑ軸インダクタンス推定演算部を有する電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記モータは、永久磁石モータもしくは同期リラクタンスモータである電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
ｄ軸の電圧指令値、ｑ軸の電圧指令値、前記ｑ軸インダクタンス推定値、周波数推定値、ｄ軸の電流検出値、ｑ軸の電流検出値、および前記モータの電気回路定数から、前記位相誤差推定値を算出する位相誤差推定演算部を有する電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記位相誤差推定値に反比例する成分は、位相誤差推定の演算式の分母成分である電力変換装置。
請求項５に記載の電力変換装置において、
前記ｑ軸インダクタンス推定演算部は、
前記周波数推定値あるいはｄ軸の電流検出値に応じて比例制御と積分制御のゲインを変える電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
ｑ軸の電流検出値と前記ｑ軸インダクタンス推定値との関係テーブルを作成しておき、
ｑ軸の電流検出値と前記関係テーブルから前記ｑ軸インダクタンス推定値を取得するｑ軸インダクタンステ－ブル参照部を有する電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
ｑ軸の電流検出値と前記ｑ軸インダクタンス推定値との関係テーブルを作成した後に、
前記q軸インダクタンス推定値を算出することなく、前記関係テーブルから前記q軸インダクタンス推定値を取得する電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、
前記ｑ軸インダクタンス推定値を算出するか、
ｑ軸の電流検出値と前記ｑ軸インダクタンス推定値との関係テーブルから前記ｑ軸インダクタンス推定値を取得するかを選択するスイッチを有し、
前記スイッチを切り替える入力値は、メモリに設定され、
デジタル・オペレータ、パーソナル・コンピュータ、タブレットあるいは、スマートフォン機器を接続して、前記入力値を設定もしくは変更する電力変換装置。