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WO2018003297A1 - マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置 - Google Patents

マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置 Download PDF

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WO2018003297A1
WO2018003297A1 PCT/JP2017/017560 JP2017017560W WO2018003297A1 WO 2018003297 A1 WO2018003297 A1 WO 2018003297A1 JP 2017017560 W JP2017017560 W JP 2017017560W WO 2018003297 A1 WO2018003297 A1 WO 2018003297A1
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filter
resonators
resonator
frequency
band
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PCT/JP2017/017560
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English (en)
French (fr)
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高峰　裕一
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Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
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Publication date
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    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems

Definitions

  • the present invention relates to a multiplexer, a high frequency front end circuit, and a communication device.
  • a communication device such as a mobile phone terminal is separated (demultiplexed) into high frequency signals for each frequency band in order to support a plurality of frequency bands and a plurality of wireless systems, so-called multiband and multimode, in one terminal.
  • a duplexer is widely used.
  • a configuration in which a quadplexer is formed by combining two duplexers each including a transmission filter and a reception filter has been proposed (see, for example, Patent Document 1).
  • the paths passing through the filters are connected to each other, so that the characteristics of one filter can affect the characteristics of other filters. Therefore, a characteristic of one filter that does not cause a problem for the one filter itself can be a factor that degrades the characteristics of the other filter. Specifically, the stop band ripple (ripple generated in the stop band) of one filter does not affect the characteristics in the pass band of the one filter itself. However, when the frequency at which the stopband ripple is generated is located in the passband of another filter, it becomes a factor that causes an increase in ripple (passband ripple) in the passband of the other filter.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a multiplexer, a high-frequency front-end circuit, and a communication device that can suppress ripples in the passband.
  • a multiplexer is disposed on a first path connecting a common terminal, a first terminal and a second terminal, and the common terminal and the first terminal.
  • a first duplexer disposed on a second path connecting the common terminal and the second terminal, wherein the first duplexer includes a first filter included in the second duplexer.
  • the frequency of the pass band is lower than that of two filters, and the first filter is arranged on one or more series resonators arranged on the first path and a path connecting the first path and the ground.
  • the series resonator closest to the common terminal is connected without any of the one or more parallel resonators being connected to each other.
  • the plurality of split resonators are elastic wave resonators each having an IDT electrode and a reflector, and each of the impedance characteristics has different ripples in a predetermined frequency range.
  • the predetermined frequency range is higher than the anti-resonance frequency of the series resonator closest to the common terminal, and a plurality of electrode fingers constituting the reflector. Is a frequency range defined by the pitch of the second filter and included in the passband of the second filter.
  • the impedance characteristic of the acoustic wave resonator is such that the frequency, phase, and the like are determined by the pitch (electrode pitch) of a plurality of electrode fingers (hereinafter referred to as reflective electrode fingers) constituting the reflector on the high band side of the stop band of the reflector. Including ripples. Therefore, when the series resonator closest to the common terminal in the first filter is constituted by one surface acoustic wave resonator, and the ripple due to the surface acoustic wave resonator is located in the passband of the second filter, The influence of the ripple of the series resonator of the first filter appears in the pass band of the two filters.
  • the series resonator is configured by the first and second divided resonators having different impedance characteristics in the predetermined frequency range.
  • the effects of the ripples of the first and second split resonators appearing in the passband can be canceled out (smoothed) with each other. Therefore, since the ripple due to the first filter can be smoothed, the ripple in the pass band of the second filter can be suppressed.
  • the plurality of split resonators may include three or more split resonators having different ripples.
  • the first and second split resonators may have different design parameters such that the ripples are different from each other.
  • the design parameters of the first and second divided resonators may be different from each other so that the capacitances of the IDT electrodes are substantially equal.
  • the magnitude of the ripple of the impedance characteristic can be made substantially equal to each other for the first and second resonators. For this reason, since the ripple by a 1st filter can be further smoothed, the ripple of the pass band of a 2nd filter can further be suppressed. Moreover, since the capacity
  • the design parameter is at least one of a pitch, a crossing width, a logarithm and a duty of a plurality of electrode fingers constituting the IDT electrode, and a distance between the IDT electrode and the reflector. Also good.
  • the first and second resonators have different impedance characteristics such as the ripple size, phase and frequency, or the frequency at which the ripple is generated. For this reason, since the ripple by a 1st filter can be further smoothed, the ripple of the pass band of a 2nd filter can further be suppressed. Further, in the manufacturing process of the multiplexer, the design parameters can be easily varied by varying the width or length of the plurality of electrode fingers or the distance between the IDT electrode and the reflector.
  • a distance between the IDT electrode and the reflector is 0.44 ⁇ or more and 0.5 ⁇ . It may be less than.
  • the inventor of the present application has found that the ripple in the passband is greater than 0.44 ⁇ and less than 0.5 ⁇ for the first and second split resonators. It was found that can be suppressed. Specifically, if the distance between the IDT electrode and the reflector is too small, the ripple in the pass band of the first filter increases. Further, if the distance between the IDT electrode and the reflector is too large, the ripple in the pass band of the second filter increases. For this reason, the ripple in a pass band can be suppressed about both the 1st and 2nd filter by keeping the distance of an IDT electrode and a reflector in an appropriate range.
  • the first filter may have at least one ladder type filter structure including the one or more series resonators and the one or more parallel resonators.
  • the first filter may have a ladder-type filter structure having a plurality of stages.
  • the first filter may further have a vertically coupled filter structure arranged on the first path.
  • the piezoelectric film in which the IDT electrode and the reflector are disposed on the main surface, and a high-sonic speed support substrate having a bulk wave sound velocity propagating higher than an elastic wave sound velocity propagating through the piezoelectric film A low sound velocity film disposed between the high sound velocity supporting substrate and the piezoelectric film and having a propagating bulk wave sound velocity lower than a bulk wave sound velocity propagating through the piezoelectric film may be provided.
  • each resonator including the IDT electrode can be maintained at a high value.
  • the pass band of the first filter may be an upstream frequency band in Band 3
  • the pass band of the second filter may be an upstream frequency band in Band 1.
  • the ripple in the pass band of the second filter tends to increase. For this reason, the increase in the ripple can be effectively suppressed by configuring the series resonator closest to the common terminal of the first filter so as to satisfy the above-described conditions.
  • the high-frequency front-end circuit includes any of the multiplexers described above and an amplifier circuit connected to the multiplexer.
  • This can provide a high-frequency front-end circuit that can suppress ripples in the passband.
  • a communication device includes an RF signal processing circuit that processes a high-frequency signal transmitted and received by an antenna element, and the high-frequency signal transmitted between the antenna element and the RF signal processing circuit. And a high-frequency front-end circuit.
  • ripples in the passband can be suppressed.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a quadplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the frequency bands assigned to Band 1 and Band 3.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram of the filter according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a plan view and a cross-sectional view schematically showing the resonator of the filter according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a problem that occurs in the comparative example.
  • FIG. 6 is a graph showing the pass characteristics of the quadplexer according to the example as compared with the comparative example.
  • FIG. 7 is a diagram conceptually illustrating factors that cause ripples in the passband in the comparative example.
  • FIG. 8 is a circuit configuration diagram of a filter according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of the high-frequency front-end circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a quadplexer 1 according to the present embodiment. In the figure, the antenna element 2 connected to the common terminal Port1 of the quadplexer 1 is also shown.
  • the quadplexer 1 includes a plurality of filters (here, four filters 11, 12, 21, and 22) having different passbands, and a multiplexer (the antenna side terminals of the plurality of filters are bundled by a common terminal Port 1 ( Demultiplexer). That is, one terminal of each of the plurality of filters is connected to the common terminal Port1.
  • the quadplexer 1 corresponds to LTE (Long Term Evolution) and passes a high-frequency signal of Band (described later) defined by 3GPP (Third Generation Partnership Project).
  • the quadplexer 1 includes a common terminal Port1, four individual terminals Port11, Port12, Port21, and Port22, and four filters 11, 12, 21, and 22. .
  • the common terminal Port 1 is provided in common to the four filters 11, 12, 21 and 22, and is connected to the filters 11, 12, 21 and 22 inside the quadplexer 1.
  • the common terminal Port1 is connected to the antenna element 2 outside the quadplexer 1. That is, the common terminal Port1 is also an antenna terminal of the quadplexer 1.
  • the individual terminals Port11, Port12, Port21 and Port22 are provided corresponding to the four filters 11, 12, 21 and 22 individually in this order, and are connected to the corresponding filters inside the quadplexer 1. Further, the individual terminals Port11, Port12, Port21 and Port22 are connected to an RF signal processing circuit (RFIC: Radio Frequency Integrated Circuit, not shown) via an amplifier circuit or the like (not shown) outside the quadplexer 1. Is done.
  • RFIC Radio Frequency Integrated Circuit
  • the filter 11 is arranged on a path connecting the common terminal Port1 and the individual terminal Port11 (reception terminal), and in the present embodiment, is a reception filter having a downstream frequency band (reception band) in Band 3 as a pass band.
  • the filter 12 is arranged on a path connecting the common terminal Port1 and the individual terminal Port12 (transmission terminal), and in the present embodiment, is a transmission filter having an upstream frequency band (transmission band) in Band 3 as a pass band.
  • the filter 12 corresponds to a first filter arranged on a first path connecting the common terminal Port1 and the first terminal (here, the individual terminal Port12).
  • the filter 21 is arranged on a path connecting the common terminal Port1 and the individual terminal Port21 (reception terminal), and in the present embodiment, is a reception filter having a downstream frequency band (reception band) in Band1 as a pass band.
  • the filter 22 is arranged on a path connecting the common terminal Port1 and the individual terminal Port22 (transmission terminal), and in the present embodiment, is a transmission filter having an upstream frequency band (transmission band) in Band1 as a pass band.
  • the filter 22 corresponds to a second filter disposed on the second path connecting the common terminal Port1 and the second terminal (here, the individual terminal Port22).
  • These filters 11 and 12 constitute an unbalanced duplexer 10 (first duplexer) having a band 3 as a pass band. That is, the duplexer 10 is disposed on the first path connecting the common terminal Port1 and the first terminal (in this case, the individual terminal Port12).
  • the filter 21 and the filter 22 constitute an unbalanced duplexer 20 (second duplexer) having a band 1 as a pass band. That is, the duplexer 20 is arranged on the second path connecting the common terminal Port1 and the second terminal (in this case, the individual terminal Port22).
  • the quadplexer 1 has a configuration in which the common terminal of the duplexer 10 having the band 3 as the pass band and the common terminal of the duplexer 20 having the band 1 as the pass band are shared by the common terminal Port1. is there.
  • the signal path passing through the duplexer 10 and the signal path passing through the duplexer 20 are connected by the node N. That is, the node N is a point that bundles these two signal paths, and is a common connection point of the two signal paths.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the frequency bands assigned to Band 1 and Band 3.
  • the reception band (Rx) and transmission band (Tx) of each Band for example, “Band1Rx band” for the Band1 reception band (Rx), It may be described in a simplified manner with a term indicating a transmission band.
  • Band1 is assigned 1920-1980 MHz as the transmission band and 2110-2170 MHz as the reception band.
  • Band 3 1710 to 1785 MHz is assigned to the transmission band, and 1805 to 1880 MHz is assigned to the reception band. Therefore, the filter characteristics of the filters 11, 12, 21, and 22 are required to pass through the corresponding band transmission band or reception band and attenuate other bands as shown by the solid line in FIG. .
  • the quadplexer 1 includes the filter 12 (first filter) and the filter 22 (second filter) whose passband frequency is higher than that of the filter 12.
  • the quadplexer 1 includes a duplexer 10 (first duplexer) including two filters including the filter 12 (filters 11 and 12 in the present embodiment), and two filters including the filter 22 (the present embodiment). In the embodiment, it is constituted by a duplexer 20 (second duplexer) including filters 21 and 22).
  • the passbands of the two duplexers 10 and 20 are not limited to the combination of Band3 and Band1, but may be a combination of Band25 and Band66 or a combination of Band3 and Band7, for example.
  • impedance elements such as inductors for impedance matching are provided on the path connecting the filters 11, 12, 21, and 21 and the node N or on the path connecting the node N and the common terminal Port1. It does not matter if it is connected.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram of the filter 12.
  • the filter 12 includes series resonators 121s to 125s, parallel resonators 121p to 124p, and an inductor 121L.
  • the series resonator 121s closest to the common terminal Port1 that is, the antenna terminal shared by the duplexers 10 and 20
  • the basic configuration of the filter 12 will be described by treating the series resonator 121s as one element.
  • the series resonators 121s to 125s are connected in series in this order from the common terminal Port1 side on a path (series arm) connecting the common terminal Port1 and the individual terminal Port12.
  • the parallel resonators 121p to 124p are connected in parallel to each other on a path (parallel arm) connecting each connection point of the series resonators 121s to 125s and a reference terminal (ground).
  • the parallel resonators 121p to 123p are connected to the reference terminal via the inductor 121L, and the parallel resonator 124p is directly connected to the reference terminal.
  • the filter 12 constitutes a ladder type band pass filter.
  • the filter 12 (first filter) includes one or more series resonators (in this embodiment, five series resonators 121s to 125s) and one or more parallel resonators (in this embodiment, It has a ladder type filter structure composed of four parallel resonators 121p to 124p). Specifically, the filter 12 has a ladder-type filter structure having a plurality of stages (four stages in the present embodiment). Thereby, it is possible to finely adjust the pass characteristics of the entire filter 12.
  • the numbers of series resonators and parallel resonators of the filter 12 are not limited to 5 and 4, respectively, and may be one or more series resonators and one or more parallel resonators. That is, the filter 12 only needs to have one or more ladder type filter structures.
  • the parallel resonators 121p to 123p may be directly connected to the reference terminal without passing through the inductor 121L, and the parallel resonator 124p may be connected to the reference terminal via the inductor.
  • impedance elements such as an inductor and a capacitor may be inserted or connected on the series arm or the parallel arm.
  • the reference terminal (ground) to which the parallel resonators 121p to 123p are connected is shared and the reference terminal to which the parallel resonator 124p is connected is individualized.
  • the terminal and the individual reference terminal are not limited to this, and may be appropriately selected depending on, for example, restrictions on the mounting layout of the filter 12.
  • the node on the common terminal Port1 side of the series resonator 121s closest to the common terminal Port1 or the series resonator 125s closest to the individual terminal Port12 is provided.
  • a parallel resonator may be connected to the node on the individual terminal Port12 side.
  • the split resonators 121sa to 121sc are resonators obtained by dividing the series resonator 121s, and are connected in series without being connected to any of the parallel resonators 121p to 124p.
  • the divided resonators 121sa to 121sc are connected in series without a connection node with another circuit element or another circuit element interposed therebetween, thereby forming a series resonator 121s.
  • These divided resonators 121sa to 121sc include first and second divided resonators having different design parameters so that ripples of impedance characteristics in a predetermined frequency range are different from each other.
  • the design parameters of the split resonators 121sa to 121sc are different from each other so that the ripples of the impedance characteristics in a predetermined frequency range are different from each other. That is, in the present embodiment, one of the two divided resonators out of the divided resonators 121sa to 121sc corresponds to the first divided resonator, and the other corresponds to the second divided resonator.
  • the resonator 121sa corresponds to a first split resonator
  • the split resonator 121sb corresponds to a second split resonator.
  • the “predetermined frequency range” means a pitch higher than the antiresonance frequency of the series resonator 121s closest to the common terminal Port1 and the pitch of the plurality of reflective electrode fingers 322c constituting the reflector 32c. This is a frequency range defined by (electrode pitch, details will be described in FIG. 4) and included in the passband of the filter 22 (second filter).
  • the reflective electrode fingers 322c are a plurality of electrode fingers constituting the reflector 32c, and are so-called “reflector electrode fingers”.
  • the number of split resonators constituting the series resonator 121s is not limited to three, and may be any number, for example, two or four or more. That is, the number of split resonators can be appropriately selected according to the electrical characteristics or layout area required for the filter 12 or the quadplexer 1.
  • the plurality of split resonators (three split resonators 121sa to 121sc in the present embodiment) constituting the series resonator 121s include first and second split resonators having different design parameters. It suffices to include a third divided resonator having the same design parameter as that of the first or second divided resonator.
  • the split resonators 121sa to 121sc have different design parameters, but the split resonator 121sc (third split resonator) has one of the split resonators 121sa and 121sb. It may be the same as one.
  • the arrangement order of the first to third divided resonators is not particularly limited.
  • the first, second, and third divided resonators may be arranged in order from the side closest to the common terminal Port1 (that is, the antenna terminal shared by the duplexers 10 and 20).
  • the third and second divided resonators may be arranged in this order.
  • each resonator (a divided resonator, a series resonator, and a parallel resonator) constituting the filter 12 (first filter) will be described.
  • the resonator is a surface acoustic wave (SAW) resonator.
  • the other filters 11, 21 and 22 are not limited to the above-described configuration, and can be appropriately designed according to required filter characteristics and the like. Specifically, the filters 11, 21 and 22 do not have to have a ladder type filter structure, and may be, for example, a vertically coupled filter structure. Further, the resonators constituting the filters 11, 21, and 22 are not limited to SAW resonators, and may be BAW (Bulk (Acoustic Wave) resonators, for example. Furthermore, the filters 11, 21 and 22 may be configured without using a resonator, and may be, for example, an LC resonance filter or a dielectric filter.
  • FIG. 4 is a plan view and a cross-sectional view schematically showing the resonator of the filter 12 according to the present embodiment.
  • a schematic plan view and a schematic sectional view showing the structure of the split resonator 121sa among the plurality of resonators constituting the filter 12 are illustrated.
  • the split resonator 121sa shown in FIG. 4 is for explaining a typical structure of the plurality of resonators, and the number and length of electrode fingers constituting the electrode are the same. It is not limited.
  • the split resonator 121sa includes IDT electrode (InterDigitalInterTransducer) electrodes 32a and 32b that excite elastic waves, and a reflector 32c that reflects the elastic waves excited by the IDT electrodes 32a and 32b. And having.
  • the reflector 32c is arranged in the propagation direction of the elastic wave with respect to the IDT electrodes 32a and 32b. Therefore, since the elastic wave excited by the IDT electrodes 32a and 32b can be efficiently confined, leakage of the elastic wave to the outside can be suppressed. For this reason, the filter characteristic of the filter 12 can be improved.
  • the split resonator 121sa includes a pair of IDT electrodes 32a and 32b and a pair of reflectors 32c facing each other. Note that one of the pair of reflectors 32c may not be arranged due to restrictions on the mounting layout.
  • the IDT electrode 32a is arranged in a comb shape and includes a plurality of electrode fingers 322a parallel to each other and a bus bar electrode 321a connecting the plurality of electrode fingers 322a.
  • the IDT electrode 32b is arranged in a comb shape and includes a plurality of electrode fingers 322b parallel to each other and a bus bar electrode 321b connecting the plurality of electrode fingers 322b.
  • the plurality of electrode fingers 322a and 322b are formed along a direction orthogonal to the X-axis direction.
  • the first and second split resonators have different design parameters so that the capacitances of the IDT electrodes 32a and 32b are substantially equal. Yes.
  • capacitance of IDT electrode 32a and 32b becomes substantially equal in a 1st and 2nd division
  • the capacitances of the IDT electrodes 32a and 32b are proportional to the cross width and logarithm of the IDT electrodes 32a and 32b. Further, “substantially equal” includes not only completely equal but also substantially equal. That is, “substantially” includes an error of about several percent.
  • design parameters are different from each other so that the capacitances of the IDT electrodes 32a and 32b are substantially equal in all of the plurality of split resonators 121sa to 121sc. That is, the power durability performance of the entire series resonator 121s is restricted by the divided resonator having the lowest power durability performance among the plurality of split resonators 121sa to 121sc constituting the series resonator 121s. Therefore, the power resistance performance of the entire series resonator 121s can be improved by making the capacity of the IDT electrodes 32a and 32b substantially the same in all of the plurality of split resonators 121sa to 121sc and making the power resistance performance equivalent.
  • the plurality of split resonators 121sa to 121sc only need to include first and second split resonators whose IDT electrodes 32a and 32b have substantially the same capacitance, and the first or second split resonator and the IDT electrode 32a and A third split resonator having a different capacitance of 32b may be included.
  • the divided resonator 121sc (third divided resonator) may have a capacitance of the IDT electrodes 32a and 32b different from that of the divided resonators 121sa and 121sb.
  • the pair of reflectors 32c are arranged in the elastic wave propagation direction (X-axis direction) with respect to the IDT electrodes 32a and 32b. Specifically, the pair of reflectors 32c are arranged so as to sandwich the IDT electrodes 32a and 32b in the propagation direction of the elastic wave.
  • Each reflector 32c includes a plurality of reflective electrode fingers 322c that are parallel to each other, a bus bar electrode that connects one end of the plurality of reflective electrode fingers 322c, and a bus bar electrode that connects the other end of the plurality of reflective electrode fingers 322c. And a pair of bus bar electrodes 321c.
  • the plurality of reflective electrode fingers 322c are formed along a direction orthogonal to the X-axis direction, like the plurality of electrode fingers 322a and 322b.
  • the pair of reflectors 32c configured in this way can confine the propagating elastic wave without leaking outside the resonator (here, the split resonator 121sa). Accordingly, the resonator can propagate a high-frequency signal in the pass band defined by the electrode pitch, logarithm, crossover width, and the like of the IDT electrodes 32a and 32b with low loss, and can highly attenuate a high-frequency signal outside the pass band. It becomes possible.
  • the IDT electrodes 32a and 32b including the plurality of electrode fingers 322a and 322b and the bus bar electrodes 321a and 321b have a stacked structure of an adhesion layer 323 and a main electrode layer 324 as shown in the cross-sectional view of FIG. It has become.
  • the cross-sectional structure of the reflector 32c is the same as the cross-sectional structure of the IDT electrodes 32a and 32b, description thereof will be omitted below.
  • the adhesion layer 323 is a layer for improving the adhesion between the piezoelectric layer 327 and the main electrode layer 324, and for example, Ti is used as a material.
  • the film thickness of the adhesion layer 323 is, for example, 12 nm.
  • the main electrode layer 324 is made of, for example, Al containing 1% Cu.
  • the film thickness of the main electrode layer 324 is, for example, 162 nm.
  • the protective layer 325 is formed so as to cover the IDT electrodes 32a and 32b.
  • the protective layer 325 is a layer for the purpose of protecting the main electrode layer 324 from the external environment, adjusting frequency temperature characteristics, and improving moisture resistance, for example, a film mainly composed of silicon dioxide. .
  • the film thickness of the protective layer 325 is, for example, 25 nm.
  • the materials forming the adhesion layer 323, the main electrode layer 324, and the protective layer 325 are not limited to the materials described above. Furthermore, the IDT electrodes 32a and 32b do not have to have the above laminated structure.
  • the IDT electrodes 32a and 32b may be made of, for example, a metal or an alloy such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, Pd, or a plurality of laminates made of the above metals or alloys. It may be configured. Further, the protective layer 325 may not be formed.
  • Such IDT electrodes 32a and 32b and reflector 32c are arranged on the main surface of a substrate 320 to be described next.
  • the stacked structure of the substrate 320 will be described.
  • the substrate 320 includes a high sound speed support substrate 328, a low sound speed film 326, and a piezoelectric layer 327, and the high sound speed support substrate 328, the low sound speed film 326, and the piezoelectric layer 327 are provided. It has a laminated structure in this order.
  • the piezoelectric layer 327 is a piezoelectric film in which IDT electrodes 32a and 32b and a reflector 32c are disposed on the main surface.
  • the piezoelectric layer 327 is formed of, for example, a 50 ° Y-cut X-propagating LiTaO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic (single lithium tantalate cut along a plane whose normal is an axis rotated by 50 ° from the Y axis with the X axis as the central axis). A single crystal or ceramics in which a surface acoustic wave propagates in the X-axis direction).
  • the thickness of the piezoelectric layer 327 is 3.5 ⁇ or less when the wavelength of the elastic wave determined by the electrode pitch (electrode period) of the IDT electrodes 32a and 32b is ⁇ , for example, the thickness is 600 nm.
  • the high sound velocity support substrate 328 is a substrate that supports the low sound velocity film 326, the piezoelectric layer 327, and the IDT electrodes 32a and 32b.
  • the high acoustic velocity support substrate 328 is a substrate in which the acoustic velocity of the bulk wave in the high acoustic velocity support substrate 328 is higher than the acoustic wave of the surface wave and boundary wave propagating through the piezoelectric layer 327.
  • the piezoelectric layer 327 and the low acoustic velocity film 326 are confined in a laminated portion and function so as not to leak downward from the high acoustic velocity support substrate 328.
  • the high sound speed support substrate 328 is, for example, a silicon substrate and has a thickness of, for example, 125 ⁇ m.
  • the high-sonic support substrate 328 includes (1) a piezoelectric body such as aluminum nitride, aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon, sapphire, lithium tantalate, lithium niobate, or quartz, and (2) alumina, zirconia, Various ceramics such as cordierite, mullite, steatite, or forsterite, (3) magnesia diamond, (4) materials containing the above materials as main components, and (5) mixtures of the above materials as main components. You may be comprised with either of materials.
  • the low acoustic velocity film 326 is a membrane in which the acoustic velocity of the bulk wave in the low acoustic velocity film 326 is lower than the acoustic velocity of the elastic wave propagating through the piezoelectric layer 327, and the low acoustic velocity membrane 326 includes a piezoelectric layer 327 and a high acoustic velocity support substrate 328. Arranged between. Due to this structure and the property that energy is concentrated in a medium where acoustic waves are essentially low in sound velocity, leakage of surface acoustic wave energy to the outside of the IDT electrode is suppressed.
  • the low acoustic velocity film 326 is, for example, a film mainly composed of silicon dioxide.
  • the thickness of the low acoustic velocity film 326 is 2 ⁇ or less when the wavelength of the elastic wave determined by the electrode pitch of the IDT electrode 32 is ⁇ , and the thickness is, for example, 670 nm.
  • the Q value at the resonance frequency and the anti-resonance frequency can be significantly increased as compared with the conventional structure in which the piezoelectric substrate is used as a single layer. That is, since a surface acoustic wave resonator having a high Q value can be configured, a filter with a small insertion loss can be configured using the surface acoustic wave resonator.
  • the high sound velocity support substrate 328 has a structure in which a support substrate and a high sound velocity film in which the acoustic velocity of the propagating bulk wave is higher than the acoustic wave of the surface wave and boundary wave propagating in the piezoelectric layer 327 are stacked.
  • the support substrate is a piezoelectric material such as sapphire, lithium tantalate, lithium niobate, crystal, alumina, magnesia, silicon nitride, aluminum nitride, silicon carbide, zirconia, cordierite, mullite, steatite, forsterite, etc.
  • the high sound velocity film includes various materials such as aluminum nitride, aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon oxynitride, DLC film or diamond, a medium mainly composed of the above materials, and a medium mainly composed of a mixture of the above materials. High sound velocity material can be used.
  • the IDT electrodes 32a and 32b constituting the filter 12 are formed on the substrate 320 having the piezoelectric layer 327, but the substrate on which the IDT electrodes 32a and 32b are formed is shown.
  • a piezoelectric substrate composed of a single layer of the piezoelectric layer 327 may be used.
  • the piezoelectric substrate in this case is composed of, for example, a LiTaO 3 piezoelectric single crystal or another piezoelectric single crystal such as LiNbO 3 .
  • the substrate on which the IDT electrodes 32a and 32b are formed has a piezoelectric layer
  • a structure in which the piezoelectric layer is laminated on the supporting substrate may be used in addition to the piezoelectric layer as a whole.
  • the piezoelectric layer 327 uses a 50 ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 single crystal, but the cut angle of the single crystal material is not limited to this. That is, the laminated structure, material, and thickness may be appropriately changed according to the required pass characteristics of the acoustic wave filter device, etc., and a LiTaO 3 piezoelectric substrate or LiNbO 3 piezoelectric substrate having a cut angle other than the above is used. The same effect can be achieved even with the conventional surface acoustic wave filter.
  • the wavelength of the surface acoustic wave resonator is defined by a wavelength ⁇ IDT (hereinafter referred to as IDT wavelength ⁇ IDT ) which is a repetition period of the plurality of electrode fingers 322a or 322b constituting the IDT electrodes 32a and 32b shown in the middle of FIG.
  • the electrode pitch (electrode period) is 1 ⁇ 2 of the IDT wavelength ⁇ IDT
  • the line width of the electrode fingers 322a and 322b constituting the IDT electrodes 32a and 32b is W
  • the adjacent electrode fingers 322a and 322b When the space width between and is S, it is defined by (W + S).
  • the crossing width L of the IDT electrodes 32a and 32b is an overlapping electrode when viewed from the X-axis direction of the electrode finger 322a of the IDT electrode 32a and the electrode finger 322b of the IDT electrode 32b, as shown in the upper part of FIG.
  • the electrode duty of each resonator is the line width occupation ratio of the plurality of electrode fingers 322a and 322b, and is the ratio of the line width to the sum of the line width and the space width of the plurality of electrode fingers 322a and 322b. , W / (W + S).
  • the wavelength ⁇ REF (hereinafter referred to as REF wavelength ⁇ REF ) of the reflector 32c is twice the repetition period of the plurality of reflective electrode fingers 322c constituting the reflector 32c, and specifically, 2 adjacently arranged. This is twice the distance between the centers of the two reflective electrode fingers 322c.
  • IDT-reflector gap lambda ga The distance between the IDT electrode 32a and 32b and the reflector 32c (hereinafter, IDT-reflector gap lambda ga) is the ratio of the distance between the IDT electrodes 32a and 32b for the IDT wavelength lambda IDT and reflector 32c.
  • IDT-reflector gap lambda ga is constitute the most reflector 32c side of the electrode fingers (ii) the reflector 32c among the plurality of electrode fingers 322a and 322b constituting the (i) IDT electrodes 32a and 32b It is the distance between the centers of the reflective electrode fingers 322c closest to the IDT electrodes 32a and 32b among the plurality of reflective electrode fingers 322c. That, IDT-reflector gap lambda ga is the center distance between adjacent electrode fingers in the propagation direction of the elastic wave and the reflective electrode fingers 322c.
  • FIG. 5 is a diagram showing a problem that occurs in a comparative example described later. Specifically, the figure shows the pass characteristics of the path passing through the filter 22 (Band1Tx filter) when the series resonator 121s closest to the common terminal Port1 is configured as one resonator. More specifically, the insertion loss (Insertion Loss), which is the intensity ratio of the signal output from the other to the intensity of the signal input to one of the individual terminal Port22 and the common terminal Port1, is shown.
  • the insertion loss Insertition Loss
  • the inventor of the present application in such a multiplexer, in the filter 12 having a pass band lower than that of the filter 22, the series resonator 121s includes a plurality of divided resonators 121sa to 121sc, and at least one divided resonator 121sa. It has been found that the ripples generated in the above-described pass band can be suppressed by making the design parameters of ⁇ 121sc different from the design parameters of the other at least one split resonator 121sa ⁇ 121sc.
  • Table 1 shows design parameters (IDT wavelength ⁇ IDT (electrode pitch ⁇ 2), REF wavelength ⁇ REF (electrode pitch ⁇ 2) of the series resonators 121s to 125s and parallel resonators 121p to 124p that constitute the filter 12 according to the present embodiment. 2) Details of crossover width L, IDT logarithm number N IDT , number of reflection electrode fingers N REF , IDT-reflector interval ⁇ ga , electrode duty D) are shown.
  • Table 1 shows details of design parameters of the divided resonators 121sa to 121sc as design parameters of the series resonator 121s.
  • the divided resonators 121sa to 121sc have different crossing widths L and IDT logarithms N IDT . That is, the crossing width L and the IDT logarithm number N IDT are design parameters that are different from each other among the divided resonators 121sa to 121sc.
  • the design parameters that are different among the divided resonators 121sa to 121sc are not limited to the cross width L and the IDT logarithm N IDT , but the IDT wavelength ⁇ IDT , the cross width L (the cross width of the plurality of electrode fingers 322a and 322b). ), IDT log N IDT (plural electrode fingers 322a and 322b of the log) and electrodes duty D, and, IDT-distance between the reflector spacing lambda ga (IDT electrodes 32a and 32b and the reflector 32c), at least one of If it is.
  • the design parameters can be easily made by changing the width or length of the plurality of electrode fingers 322a and 322b or the distance between the IDT electrodes 32a and 32b and the reflector 32c. Can be different.
  • the design parameters made different between the split resonators 121sa to 121sc are not limited to the above-described example.
  • at least one member constituting the substrate 320 in this embodiment, the high-sonic velocity support substrate 328, The thickness and material of at least one of the low acoustic velocity film 326 and the piezoelectric layer 327 may be used.
  • the filter according to the comparative example has the same configuration as that of the filter 12 according to the embodiment, except that the series resonator 121s is configured by one resonator.
  • Table 2 shows design parameters (IDT wavelength ⁇ IDT , REF wavelength ⁇ REF , cross width L, IDT logarithm N IDT , number of reflection electrode fingers N REF , IDT-reflector spacing of the series resonator 121 s constituting the filter according to the comparative example. Details of ⁇ ga and electrode duty D) are shown. Since design parameters of the resonators other than the series resonator 121s are the same as those in the embodiment, the description is omitted.
  • FIG. 6 is a graph showing the pass characteristics of the quadplexer 1 according to the embodiment as compared with the comparative example. Specifically, the figure shows the pass characteristic of the path passing through the filter 22 (Band1Tx filter), and more specifically, the common terminal Port1 with respect to the intensity of the signal input to the individual terminal Port22. The insertion loss, which is the intensity ratio of the signal output from, is shown.
  • the ripple in the pass band (here, the Band 1 Tx band) is suppressed as compared with the comparative example 1 (the enclosed part in the figure by the broken line).
  • FIG. 7 is a diagram conceptually illustrating factors that cause ripples in the passband in the comparative example.
  • A of the figure is a graph schematically showing the reflection characteristic of the reflector 32c constituting the resonator, and specifically shows the frequency characteristic of the reflection coefficient.
  • FIG. 4B is a graph schematically showing the resonance characteristics of the resonator, and specifically shows the frequency characteristics (so-called impedance characteristics) of the impedance of the resonator.
  • (C) in the figure is a diagram for explaining the frequency relationship between Band1 and Band3 as in FIG. 2, and the filter characteristics required for the filters 11, 12, 21 and 22 are schematically shown by solid lines. Yes.
  • the reflector 32c is designed to have a high reflection coefficient in a predetermined band including the resonance frequency of the resonator in order to confine the propagated surface acoustic wave without leaking to the outside.
  • the reflection coefficient repetitively repeats the reflection coefficient increasing or decreasing (A in the figure). portion).
  • the reflection coefficient rebounds, as shown in FIG. 7B, on the side where the frequency is higher than the resonance characteristic (that is, on the higher side than both the resonance frequency fr and the antiresonance frequency fa). Ripple is generated in the impedance characteristic (B portion in the figure).
  • the resonance frequency frs of the series resonator and the anti-resonance frequency fap of the parallel resonator are substantially matched, so that frs and fap are the center frequencies of the passband.
  • a pass-through filter For this reason, when a SAW resonator is used as a series resonator in a ladder-type filter structure, a stopband ripple (ripple generated in the stopband) due to the above-described ripple occurs in the stopband on the high frequency side of the bandpass filter. appear.
  • stop band ripple is not a problem for a single filter.
  • this stopband ripple is different from that of another filter when the frequency at which the stopband ripple of one filter is generated is located in the passband of another filter. This is a factor causing an increase in ripple (passband ripple) in the passband.
  • the series resonator 121s of the Band 3 Tx band filter 12 is configured by one resonator as in the comparative example.
  • the ripple generated by the series resonator 121s is located in the Band1Tx band (see (b) and (c) of FIG. 7).
  • a ripple is generated in the passband in the path passing through the filter 22 (Band1Tx filter).
  • the series resonator 121s of the filter 12 includes a plurality of divided resonators 121sa to 121sc, and the plurality of divided resonators 121sa to 121sc have respective impedance characteristics in a predetermined frequency range.
  • the design parameters are different from each other so that the ripples are different from each other.
  • the ripple of the impedance characteristic can be made different among the plurality of divided resonators 121sa to 121sc in the predetermined frequency range. For this reason, the ripple in the pass band of the filter 22 bundled with the filter 12 can be suppressed.
  • the impedance characteristic of the SAW resonator includes a ripple whose frequency, phase, and the like are defined by the pitch ⁇ REF of the reflective electrode finger 322c on the high band side of the stop band of the reflector 32c. Therefore, the series resonator 121s closest to the common terminal Port1 in the filter 12 (first filter) is constituted by one SAW resonator, and the ripple caused by the SAW resonator is a pass band of the filter 22 (second filter). , The ripple effect of the series resonator 121s appears in the passband.
  • a series resonator 121s is configured by a plurality of divided resonators 121sa to 121sc whose design parameters are different from each other so that ripples of impedance characteristics in a predetermined frequency range are different from each other.
  • the ripples caused by the SAW resonators forming the split resonators 121sa to 121sc are different from each other. Therefore, even when the ripples due to these SAW resonators are located in the pass band of the filter 22, the frequency position, frequency component, phase, etc. of the ripples are different from each other, so that they are within the pass band of the filter 22 (second filter). Can be canceled (smoothed) with each other.
  • the ripple due to the series resonator 121s of the filter 12 is smoothed in the pass band of the filter 22, and therefore the ripple in the pass band can be suppressed.
  • the quadplexer 1 (multiplexer) capable of smoothing the ripple caused by the filter 12 is easily manufactured. Can do.
  • all the divided resonators 121sa to 121sc constituting the series resonator 121s have different design parameters so that the ripples in the predetermined frequency range are different from each other.
  • the filter 22 compared with the case where only one split resonator (for example, split resonator 121sa) has different design parameters from the other split resonators (for example, split resonators 121sb and 121sc), the filter 22 ( The ripples of the divided resonators 121sa to 121sc appearing in the pass band of the second filter) can be further suppressed.
  • the first divided resonator (for example, the divided resonator 121sa) and the second divided resonator (for example, the divided resonator 121sb) that constitute the series resonator 121s have the capacitances of the IDT electrodes 32a and 32b. Are different from each other so that they are substantially equal to each other.
  • size of the ripple of an impedance characteristic can be made substantially equal mutually about a 1st and 2nd division
  • the design parameters of all the divided resonators 121sa to 121sc constituting the series resonator 121s are different from each other so that the capacitances are substantially equal to each other.
  • the ripple characteristics of the impedance characteristics can be made substantially equal to each other for all the divided resonators 121sa to 121sc. For this reason, since further smoothing of the ripple is possible for the filter 12, it is possible to further suppress the ripple in the passband of the filter 22.
  • the first divided resonator (for example, the divided resonator 121sa) and the second divided resonator (for example, the divided resonator 121sb) that configure the series resonator 121s include a plurality of divided resonators.
  • the first and second resonators have different impedance characteristics such as the ripple size, phase and frequency, or the frequency at which the ripple is generated. For this reason, since the ripple by the filter 12 can be further smoothed, the ripple in the pass band of the filter 22 can be further suppressed.
  • the first filter (the filter 12 in the first embodiment) has been described by taking a configuration having only a ladder-type filter structure as an example.
  • the first filter may have a vertically coupled filter structure in addition to the ladder filter structure. Therefore, in this modification, a quadplexer including the first filter having such a filter structure will be described.
  • the filters other than the first filter have the same configuration as that of the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
  • FIG. 8 is a circuit configuration diagram of a filter 12A (first filter) according to a modification of the first embodiment.
  • the filter 12A includes series resonators 121s and 122s, parallel resonators 121p and 122p, and a longitudinally coupled resonator 150. That is, the filter 12A is a filter in which a longitudinally coupled resonator 150 is added to a ladder type filter structure.
  • the longitudinally coupled resonator 150 has a longitudinally coupled filter structure disposed between the common terminal Port1 and the individual terminal Port12.
  • the longitudinally coupled resonator 150 is disposed on the individual terminal Port12 side of the series resonator 122s, and includes nine IDTs and reflectors disposed at both ends thereof.
  • the position where the longitudinally coupled resonator 150 is disposed is not limited to this, and may be, for example, between the series resonator 121s and the series resonator 122s or on the common terminal Port1 side of the series resonator 121s. It doesn't matter.
  • the series resonator closest to the common terminal Port1 (this embodiment)
  • the series resonator 121s) is composed of the split resonators 121sa to 121sc, so that ripples in the passband can be suppressed.
  • the filter 12A it is possible to adapt to a required filter characteristic such as attenuation enhancement by having a vertically coupled filter structure.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of the high-frequency front-end circuit 30 according to the second embodiment.
  • the components (antenna element 2, RF signal processing circuit (RFIC) 3, and baseband signal processing circuit (BBIC) 4) connected to the high-frequency front end circuit 30 are also shown.
  • the high-frequency front end circuit 30, the RF signal processing circuit 3, and the baseband signal processing circuit 4 constitute a communication device 40.
  • the high-frequency front-end circuit 30 includes the quadplexer 1 according to the first embodiment, the reception-side switch 13 and the transmission-side switch 23, the low-noise amplifier circuit 14, and the power amplifier circuit 24.
  • the reception side switch 13 is a switch circuit having two selection terminals individually connected to the individual terminals Port11 and Port21 which are reception terminals of the quadplexer 1, and a common terminal connected to the low noise amplifier circuit 14.
  • the transmission-side switch 23 is a switch circuit having two selection terminals individually connected to the individual terminals Port12 and Port22 which are transmission terminals of the quadplexer 1, and a common terminal connected to the power amplifier circuit 24.
  • Each of the reception side switch 13 and the transmission side switch 23 connects a common terminal and a signal path corresponding to a predetermined band according to a control signal from a control unit (not shown), for example, SPDT (Single Pool). It is composed of a Double Throw) type switch. Note that the number of selection terminals connected to the common terminal is not limited to one and may be plural. That is, the high frequency front end circuit 30 may support carrier aggregation.
  • the low noise amplifier circuit 14 is a reception amplification circuit that amplifies a high frequency signal (here, a high frequency reception signal) that has passed through the antenna element 2, the quadplexer 1, and the reception side switch 13 and outputs the amplified signal to the RF signal processing circuit 3.
  • a high frequency signal here, a high frequency reception signal
  • the power amplifier circuit 24 amplifies the high-frequency signal (here, the high-frequency transmission signal) output from the RF signal processing circuit 3, and outputs the amplified signal to the antenna element 2 via the transmission-side switch 23 and the quadplexer 1. It is.
  • the RF signal processing circuit 3 performs signal processing on the high-frequency reception signal input from the antenna element 2 via the reception signal path by down-conversion or the like, and the received signal generated by the signal processing is a baseband signal processing circuit 4. Output to. Further, the RF signal processing circuit 3 performs signal processing on the transmission signal input from the baseband signal processing circuit 4 by up-conversion or the like, and outputs a high-frequency transmission signal generated by the signal processing to the power amplifier circuit 24.
  • the RF signal processing circuit 3 is, for example, an RFIC.
  • the signal processed by the baseband signal processing circuit 4 is used, for example, for displaying an image as an image signal or for a call as an audio signal.
  • the high-frequency front-end circuit 30 may include other circuit elements between the above-described components.
  • the ripple in the passband can be suppressed by including the quadplexer 1 according to the first embodiment.
  • the high-frequency front-end circuit 30 may include a quadplexer according to a modification of the first embodiment instead of the quadplexer 1 according to the first embodiment.
  • the communication device 40 may not include the baseband signal processing circuit (BBIC) 4 according to the high-frequency signal processing method.
  • BBIC baseband signal processing circuit
  • a quadplexer configured by two duplexers has been described as an example of the multiplexer, but the present invention can also be applied to a hexaplexer configured by, for example, three duplexers. That is, the multiplexer only needs to include two or more duplexers.
  • the filter 12 corresponds to the first filter
  • the filter 22 corresponds to the second filter. That is, both the first and second filters are transmission filters in the first embodiment.
  • the present invention is a multiplexer in which the stopband ripple of the first filter is located in the passband of the second filter when the series resonator closest to the common terminal of the first filter is configured as one resonator.
  • the present invention is not limited to the use of the first and second filters and can be applied. For this reason, at least one of the first and second filters may be a reception filter.
  • the series resonator closest to the common terminal of the first filter is not limited to the SAW resonator, and may be a BAW resonator, for example.
  • the technique for making the ripples of impedance characteristics different between the first divided resonator and the second divided resonator has been described as an example.
  • the method of changing the ripple of the impedance characteristic is not limited to the method of changing the design parameter, and may be realized by changing the external environments of the first and second divided resonators, for example.
  • the first and second split resonators (for example, split resonators 121sa and 121sb) have the wavelength of the elastic wave determined by the electrode period of the IDT electrodes 32a and 32b as ⁇ .
  • the distance between the IDT electrodes 32a and 32b and the reflector 32c is preferably 0.44 ⁇ or more and less than 0.5 ⁇ . That is, in the above description, it is preferable to satisfy 0.44 ⁇ ⁇ ga ⁇ 0.5. That is, as a result of intensive studies, the inventor has passed the first and second split resonators when the distance between the IDT electrodes 32a and 32b and the reflector 32c is 0.44 ⁇ or more and less than 0.5 ⁇ .
  • ripple in the band can be suppressed. Specifically, if the distance between the IDT electrodes 32a and 32b and the reflector 32c is too small, the ripple in the pass band of the first filter increases. Further, if the distance between the IDT electrodes 32a and 32b and the reflector 32c is excessively increased, the ripple in the pass band of the second filter increases. For this reason, ripples in the passband can be suppressed for both the first and second filters by keeping the distance between the IDT electrodes 32a and 32b and the reflector 32c within an appropriate range.
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as multiplexers, front-end circuits and communication devices applicable to multiband systems.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • BBIC Baseband signal processing circuit
  • 10 Duplexer 11, 12, 12A, 21, 22 Filter 13 Reception side switch 14
  • Low noise amplifier circuit 23
  • Power amplifier circuit 30
  • High frequency front end circuit 32a, 32b IDT electrode
  • 32c Reflector 40 Communication device 121s-125s Series Resonator 121sa to 121sc Split resonator 121p to 124p Parallel resonator 121L Inductor 150
  • Vertically coupled resonator 320 Substrate 321a, 321b, 321c Busbar electrode 322a, 322b
  • Electrode finger 322c Reflective electrode finger (electrode finger of reflector) 323
  • Adhesion layer 324 Main electrode layer 325
  • Protective layer 326 Low sound velocity film 327
  • Piezoelectric layer High sound velocity support substrate Port1 Common terminal Port11, Port12, Port21, Port22 Individual terminal

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Abstract

クワッドプレクサ（１）において、デュプレクサ（１０）のフィルタ（１２）はデュプレクサ（２０）のフィルタ（２２）より通過帯域の周波数が低く、フィルタ（１２）の共通端子（Ｐｏｒｔ１）に最も近い直列共振子（１２１ｓ）は、分割共振子（１２１ｓａ～１２１ｓｃ）によって構成され、分割共振子（１２１ｓａ～１２１ｓｃ）は、それぞれがＩＤＴ電極（３２ａ）及び反射器（３２ｃ）を有する弾性波共振子であって、所定の周波数範囲において、各々のインピーダンス特性のリップルが互いに異なる第１及び第２分割共振子（１２１ｓａ～１２１ｓｃ）を含み、当該所定の周波数範囲は、共通端子（Ｐｏｒｔ１）に最も近い直列共振子（１２１ｓ）の反共振周波数よりも高域側であり、かつ、反射器（３２ｃ）を構成する複数の電極指（３２２ｃ）のピッチによって規定され、かつ、フィルタ（２２）の通過帯域に含まれる周波数範囲である。

Description

マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置
　本発明は、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置に関する。
　近年、携帯電話端末等の通信装置について、１つの端末で複数の周波数帯域及び複数の無線方式、いわゆるマルチバンド化及びマルチモード化に対応するため、高周波信号を周波数帯域ごとに分離（分波）する分波器が広く用いられている。このような分波器として、送信フィルタ及び受信フィルタをそれぞれ含む２つのデュプレクサを組み合わせることによりクワッドプレクサ化した構成が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１２－０２８８９６号公報
　このように構成されたクワッドプレクサ等のマルチプレクサでは、各フィルタを経由する経路同士が互いに接続されるため、一のフィルタの特性が他のフィルタの特性に影響を与え得る。よって、一のフィルタの特性であって当該一のフィルタ自身には問題とならない特性が、他のフィルタの特性を劣化させる要因となり得る。具体的には、一のフィルタのストップバンドリップル（阻止域に生じるリップル）は、一のフィルタ自身の通過帯域内の特性には影響を及ぼさない。しかし、当該ストップバンドリップルの発生している周波数が他のフィルタの通過帯域内に位置している場合、他のフィルタの通過帯域におけるリップル（パスバンドリップル）の増大を招く要因となる。
　本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、通過帯域内のリップルを抑制できるマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子と、第１端子及び第２端子と、前記共通端子と前記第１端子とを結ぶ第１経路上に配置された第１デュプレクサと、前記共通端子と前記第２端子とを結ぶ第２経路上に配置された第２デュプレクサと、を備え、前記第１デュプレクサが備える第１フィルタは、前記第２デュプレクサが備える第２フィルタより通過帯域の周波数が低く、前記第１フィルタは、前記第１経路上に配置された１以上の直列共振子、及び、当該第１経路とグランドとを結ぶ経路上に配置された１以上の並列共振子を有し、前記１以上の直列共振子のうち前記共通端子に最も近い直列共振子は、互いの間に前記１以上の並列共振子のいずれも接続されることなく連なって直列接続された複数の分割共振子によって構成され、前記複数の分割共振子は、それぞれがＩＤＴ電極及び反射器を有する弾性波共振子であって、所定の周波数範囲において、各々のインピーダンス特性のリップルが互いに異なる第１及び第２分割共振子を含み、前記所定の周波数範囲は、前記共通端子に最も近い直列共振子の反共振周波数よりも高域側であり、かつ、前記反射器を構成する複数の電極指のピッチによって規定され、かつ、前記第２フィルタの通過帯域に含まれる周波数範囲である。
　ここで、弾性波共振子のインピーダンス特性は、反射器のストップバンドの高域側において、反射器を構成する複数の電極指（以降、反射電極指）のピッチ（電極ピッチ）によって周波数及び位相等が規定されるリップルを含む。よって、第１フィルタ内の共通端子に最も近い直列共振子が１つの弾性表面波共振子により構成され、かつ、当該弾性表面波共振子によるリップルが第２フィルタの通過帯域に位置する場合、第２フィルタの通過帯域内に第１フィルタの直列共振子のリップルの影響が現れることになる。これに対して、本態様によれば、当該直列共振子が上記所定の周波数範囲における各々のインピーダンス特性のリップルが互いに異なる第１及び第２分割共振子によって構成されることにより、第２フィルタの通過帯域内に現れる第１及び第２分割共振子のリップルの影響を互いに相殺する（スムージングする）ことができる。したがって、第１フィルタによるリップルをスムージングすることができるので、第２フィルタの通過帯域のリップルを抑制することができる。
　また、前記複数の分割共振子は、前記リップルが互いに異なる３以上の分割共振子を含むことにしてもよい。
　これにより、第１フィルタによるリップルをさらにスムージングすることができるので、第２フィルタの通過帯域のリップルをさらに抑制することができる。
　また、前記第１及び第２分割共振子は、前記リップルが互いに異なるように、設計パラメータが互いに異ならされていることにしてもよい。
　このように設計パラメータを異ならせることによりリップルが互いに異なるので、第１フィルタによるリップルをスムージングできるマルチプレクサを容易に製造することができる。
　また、前記第１及び前記第２分割共振子は、前記ＩＤＴ電極の容量が略等しくなるように前記設計パラメータが互いに異ならされていることにしてもよい。
　これにより、第１及び第２共振子について、インピーダンス特性のリップルの大きさを互いに略等しくすることができる。このため、第１フィルタによるリップルをさらにスムージングすることができるので、第２フィルタの通過帯域のリップルをさらに抑制することができる。また、第１及び第２分割共振子においてＩＤＴ電極の容量が略等しくなるため、第１及び第２分割共振子の耐電力性能を同等にすることができる。よって、複数の分割共振子で構成される直列共振子全体の耐電力性能を高めることが可能となる。
　また、前記設計パラメータは、前記ＩＤＴ電極を構成する複数の電極指のピッチ、交叉幅、対数及びデューティー、ならびに、前記ＩＤＴ電極と前記反射器との距離、のうち少なくとも１つであることにしてもよい。
　これにより、第１及び第２共振子について、インピーダンス特性のリップルの大きさ、位相及び周波数、あるいは、当該リップルの発生する周波数等が互いに異なることになる。このため、第１フィルタによるリップルをさらにスムージングすることができるので、第２フィルタの通過帯域のリップルをさらに抑制することができる。また、マルチプレクサの製造工程において、複数の電極指の幅または長さ、あるいは、ＩＤＴ電極と反射器との距離を異ならせることにより、設計パラメータを容易に異ならせることができる。
　また、前記第１及び前記第２分割共振子は、前記ＩＤＴ電極を構成する複数の電極指のピッチをλとすると、前記ＩＤＴ電極と前記反射器との距離が０．４４λ以上かつ０．５λ未満であることにしてもよい。
　すなわち、本願発明者は、鋭意検討の結果、第１及び第２分割共振子について、ＩＤＴ電極と反射器との距離を０．４４λ以上かつ０．５λ未満とした場合に、通過帯域内のリップルを抑制できることを見出した。具体的には、ＩＤＴ電極と反射器との距離を小さくし過ぎると、第１フィルタの通過帯域内におけるリップルが増大する。また、ＩＤＴ電極と反射器との距離を大きくし過ぎると、第２フィルタの通過帯域内におけるリップルが増大する。このため、ＩＤＴ電極と反射器との距離を適正範囲に収めることで、第１及び第２フィルタのいずれについても、通過帯域内のリップルを抑制することができる。
　また、前記第１フィルタは、前記１以上の直列共振子及び前記１以上の並列共振子で構成される少なくとも１段のラダー型のフィルタ構造を有することにしてもよい。
　また、前記第１フィルタは、複数段の前記ラダー型のフィルタ構造を有することにしてもよい。
　これにより、第１フィルタ全体の通過特性を細かく調整することが可能となる。
　また、前記第１フィルタは、さらに、前記第１経路上に配置された縦結合型のフィルタ構造を有することにしてもよい。
　これにより、減衰強化等の要求されるフィルタ特性に適応することが可能となる。
　また、さらに、前記ＩＤＴ電極及び前記反射器が主面上に配置された圧電膜と、前記圧電膜を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、前記高音速支持基板と前記圧電膜との間に配置され、前記圧電膜を伝搬するバルク波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜と、を備えることにしてもよい。
　これにより、ＩＤＴ電極を含む各共振子のＱ値を高い値に維持できる。
　また、前記第１フィルタの通過帯域は、Ｂａｎｄ３における上り周波数帯であり、前記第２フィルタの通過帯域は、Ｂａｎｄ１における上り周波数帯であることにしてもよい。
　第１フィルタの通過帯域がＢａｎｄ３における上り周波数帯であり、第２フィルタの通過帯域がＢａｎｄ１における上り周波数帯である場合、第２フィルタの通過帯域内のリップルが増大しやすい。このため、第１フィルタの共通端子に最も近い直列共振子を、上述した条件を満たすように構成することにより、当該リップルの増大を効果的に抑制することができる。
　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上述したいずれかのマルチプレクサと、前記マルチプレクサに接続された増幅回路と、を備える。
　これにより、通過帯域内のリップルを抑制することができる高周波フロントエンド回路を提供できる。
　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記の高周波フロントエンド回路と、を備える。
　これにより、通過帯域内のリップルを抑制することができる通信装置を提供できる。
　本発明に係るマルチプレクサ等によれば、通過帯域内のリップルを抑制することができる。
図１は、実施の形態１に係るクワッドプレクサの構成図である。 図２は、Ｂａｎｄ１及びＢａｎｄ３に割り当てられた周波数帯域を説明する図である。 図３は、実施の形態１に係るフィルタの回路構成図である。 図４は、実施の形態１に係るフィルタの共振子を模式的に表す平面図及び断面図である。 図５は、比較例において生じる問題を示す図である。 図６は、実施例に係るクワッドプレクサの通過特性を、比較例と比べて示すグラフである。 図７は、比較例において、通過帯域内にリップルが発生する要因を概念的に示す図である。 図８は、実施の形態１の変形例に係るフィルタの回路構成図である。 図９は、実施の形態２に係る高周波フロントエンド回路の構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、実施例及び図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。また、以下の実施の形態において、「接続される」とは、直接接続される場合だけでなく、他の素子等を介して電気的に接続される場合も含まれる。
　（実施の形態１）
　本実施の形態では、マルチプレクサとして、クワッドプレクサを例に説明する。
　［１．マルチプレクサの基本構成］
　図１は、本実施の形態に係るクワッドプレクサ１の構成図である。なお、同図には、クワッドプレクサ１の共通端子Ｐｏｒｔ１に接続されるアンテナ素子２も図示されている。
　クワッドプレクサ１は、通過帯域が互いに異なる複数のフィルタ（ここでは４つのフィルタ１１、１２、２１及び２２）を備え、これら複数のフィルタのアンテナ側の端子が共通端子Ｐｏｒｔ１で束ねられたマルチプレクサ（分波器）である。つまり、複数のフィルタ各々の一方の端子は、共通端子Ｐｏｒｔ１に接続されている。
　本実施の形態では、クワッドプレクサ１は、ＬＴＥ（Long Term Evolution）に対応し、３ＧＰＰ（Third Generation Partnership Project）にて規定された後述するＢａｎｄの高周波信号を通過させる。
　具体的には、図１に示すように、クワッドプレクサ１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と、４つの個別端子Ｐｏｒｔ１１、Ｐｏｒｔ１２、Ｐｏｒｔ２１及びＰｏｒｔ２２と、４つのフィルタ１１、１２、２１及び２２と、を有する。
　共通端子Ｐｏｒｔ１は、４つのフィルタ１１、１２、２１及び２２に共通に設けられ、クワッドプレクサ１の内部でこれらフィルタ１１、１２、２１及び２２に接続されている。また、共通端子Ｐｏｒｔ１は、クワッドプレクサ１の外部でアンテナ素子２に接続される。つまり、共通端子Ｐｏｒｔ１は、クワッドプレクサ１のアンテナ端子でもある。
　個別端子Ｐｏｒｔ１１、Ｐｏｒｔ１２、Ｐｏｒｔ２１及びＰｏｒｔ２２は、この順に、４つのフィルタ１１、１２、２１及び２２に個別に対応して設けられ、クワッドプレクサ１の内部で対応するフィルタに接続されている。また、個別端子Ｐｏｒｔ１１、Ｐｏｒｔ１２、Ｐｏｒｔ２１及びＰｏｒｔ２２は、クワッドプレクサ１の外部で、増幅回路等（図示せず）を介してＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Radio Frequency Integrated Circuit、図示せず）に接続される。
　フィルタ１１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ１１（受信端子）とを結ぶ経路上に配置され、本実施の形態では、Ｂａｎｄ３における下り周波数帯（受信帯域）を通過帯域とする受信フィルタである。
　フィルタ１２は、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ１２（送信端子）とを結ぶ経路上に配置され、本実施の形態では、Ｂａｎｄ３における上り周波数帯（送信帯域）を通過帯域とする送信フィルタである。本実施の形態において、フィルタ１２は、共通端子Ｐｏｒｔ１と第１端子（ここでは個別端子Ｐｏｒｔ１２）とを結ぶ第１経路上に配置された第１フィルタに相当する。
　フィルタ２１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ２１（受信端子）とを結ぶ経路上に配置され、本実施の形態では、Ｂａｎｄ１における下り周波数帯（受信帯域）を通過帯域とする受信フィルタである。
　フィルタ２２は、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ２２（送信端子）とを結ぶ経路上に配置され、本実施の形態では、Ｂａｎｄ１における上り周波数帯（送信帯域）を通過帯域とする送信フィルタである。本実施の形態において、フィルタ２２は、共通端子Ｐｏｒｔ１と第２端子（ここでは個別端子Ｐｏｒｔ２２）とを結ぶ第２経路上に配置された第２フィルタに相当する。
　これらフィルタ１１とフィルタ１２とは、Ｂａｎｄ３を通過帯域とするアンバランス型のデュプレクサ１０（第１デュプレクサ）を構成する。すなわち、デュプレクサ１０は、共通端子Ｐｏｒｔ１と第１端子（ここでは個別端子Ｐｏｒｔ１２）とを結ぶ第１経路上に配置されている。また、フィルタ２１とフィルタ２２とは、Ｂａｎｄ１を通過帯域とするアンバランス型のデュプレクサ２０（第２デュプレクサ）を構成する。すなわち、デュプレクサ２０は、共通端子Ｐｏｒｔ１と第２端子（ここでは個別端子Ｐｏｒｔ２２）とを結ぶ第２経路上に配置されている。つまり、本実施の形態に係るクワッドプレクサ１は、Ｂａｎｄ３を通過帯域とするデュプレクサ１０の共通端子とＢａｎｄ１を通過帯域とするデュプレクサ２０の共通端子とが、共通端子Ｐｏｒｔ１で共通化された構成である。本実施の形態では、デュプレクサ１０を通過する信号経路とデュプレクサ２０を通過する信号経路とは、ノードＮで接続されている。つまり、ノードＮは、これら２つの信号経路を束ねる点であり、当該２つの信号経路の共通接続点である。
　ここで、本実施の形態に係るクワッドプレクサ１の通過帯域であるＢａｎｄ１及びＢａｎｄ３に割り当てられた周波数帯域について、説明する。なお、以下では、周波数帯域の範囲について、Ａ以上Ｂ以下を示す数値範囲をＡ～Ｂのように簡略化して記載する。
　図２は、Ｂａｎｄ１及びＢａｎｄ３に割り当てられた周波数帯域を説明する図である。なお、以降、各Ｂａｎｄの受信帯域（Ｒｘ）及び送信帯域（Ｔｘ）を、例えばＢａｎｄ１の受信帯域（Ｒｘ）については「Ｂａｎｄ１Ｒｘ帯」のように、バンド名とその末尾に付加された受信帯域または送信帯域を示す文言とで簡略化して記載する場合がある。
　同図に示すように、Ｂａｎｄ１は、送信帯域に１９２０～１９８０ＭＨｚが割り当てられ、受信帯域に２１１０～２１７０ＭＨｚが割り当てられている。Ｂａｎｄ３は、送信帯域に１７１０～１７８５ＭＨｚが割り当てられ、受信帯域に１８０５～１８８０ＭＨｚが割り当てられている。したがって、フィルタ１１、１２、２１及び２２のフィルタ特性としては、同図の実線で示すような、対応するＢａｎｄの送信帯域または受信帯域を通過させ、他の帯域を減衰させるような特性が求められる。
　以上のように、クワッドプレクサ１は、フィルタ１２（第１フィルタ）と、通過帯域の周波数がフィルタ１２より高いフィルタ２２（第２フィルタ）と、を備える。また、クワッドプレクサ１は、フィルタ１２を含む２つのフィルタ（本実施の形態では、フィルタ１１及び１２）を備えるデュプレクサ１０（第１デュプレクサ）、及び、フィルタ２２を含む２つのフィルタ（本実施の形態では、フィルタ２１及び２２）を備えるデュプレクサ２０（第２デュプレクサ）によって構成されている。
　なお、２つのデュプレクサ１０及び２０の通過帯域は、Ｂａｎｄ３及びＢａｎｄ１の組み合わせに限らず、例えば、Ｂａｎｄ２５及びＢａｎｄ６６の組み合わせ、あるいは、Ｂａｎｄ３及びＢａｎｄ７の組み合わせであってもかまわない。また、クワッドプレクサ１において、各フィルタ１１、１２、２１及び２１とノードＮとを結ぶ経路上あるいはノードＮと共通端子Ｐｏｒｔ１とを結ぶ経路上等に、インピーダンス整合用のインダクタ等のインピーダンス素子が接続されていてもかまわない。
　［２．フィルタの基本構成］
　次に、各フィルタ１１、１２、２１及び２１の基本構成について、Ｂａｎｄ３Ｔｘを通過帯域とするフィルタ１２（第１フィルタ）の基本構成を例に説明する。
　図３は、フィルタ１２の回路構成図である。同図に示すように、フィルタ１２は、直列共振子１２１ｓ～１２５ｓと、並列共振子１２１ｐ～１２４ｐと、インダクタ１２１Ｌと、を備える。ここで、同図に示すように、共通端子Ｐｏｒｔ１（すなわち、デュプレクサ１０及び２０で共通化されたアンテナ端子）に最も近い直列共振子１２１ｓは、複数（本実施の形態では３つ）の分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃによって構成されている。ただし、簡明のため、まず、直列共振子１２１ｓを１つの素子として扱って、フィルタ１２の基本構成について説明する。
　直列共振子１２１ｓ～１２５ｓは、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ１２とを結ぶ経路（直列腕）上に、共通端子Ｐｏｒｔ１側からこの順に互いに直列に接続されている。また、並列共振子１２１ｐ～１２４ｐは、直列共振子１２１ｓ～１２５ｓの各接続点と、基準端子（グランド）とを結ぶ経路（並列腕）上に互いに並列に接続されている。具体的には、並列共振子１２１ｐ～１２３ｐは、インダクタ１２１Ｌを介して基準端子に接続され、並列共振子１２４ｐは基準端子に直接接続されている。直列共振子１２１ｓ～１２５ｓ及び並列共振子１２１ｐ～１２４ｐの上記接続構成により、フィルタ１２は、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。
　このように、フィルタ１２（第１フィルタ）は、１以上の直列共振子（本実施の形態では５つの直列共振子１２１ｓ～１２５ｓ）、及び、１以上の並列共振子（本実施の形態では、４つの並列共振子１２１ｐ～１２４ｐ）で構成されるラダー型のフィルタ構造を有する。具体的には、フィルタ１２は、複数段（本実施の形態では４段）のラダー型のフィルタ構造を有する。これにより、フィルタ１２全体の通過特性を細かく調整することが可能となる。
　なお、フィルタ１２の直列共振子及び並列共振子の数は、それぞれ、５個及び４個に限定されず、直列共振子が１個以上かつ並列共振子が１個以上あればよい。つまり、フィルタ１２は、１段以上のラダー型のフィルタ構造を有していればよい。
　また、並列共振子１２１ｐ～１２３ｐは、インダクタ１２１Ｌを介さずに、基準端子に直接接続されていてもよいし、並列共振子１２４ｐは、インダクタを介して基準端子に接続されていてもよい。また、直列腕上あるいは並列腕上に、インダクタ及びキャパシタ等のインピーダンス素子が挿入または接続されていてもよい。
　また、図３では、並列共振子１２１ｐ～１２３ｐが接続される基準端子（グランド）が共通化され、並列共振子１２４ｐが接続される基準端子が個別化されているが、共通化されている基準端子及び個別化されている基準端子は、これに限らず、例えば、フィルタ１２の実装レイアウトの制約等によって適宜選択され得る。
　また、ラダー型のフィルタ構造を構成する直列共振子１２１ｓ～１２５ｓのうち、最も共通端子Ｐｏｒｔ１に近い直列共振子１２１ｓの共通端子Ｐｏｒｔ１側のノード、あるいは、最も個別端子Ｐｏｒｔ１２に近い直列共振子１２５ｓの個別端子Ｐｏｒｔ１２側のノードに、並列共振子が接続されていてもよい。
　次に、直列共振子１２１ｓを構成する複数（本実施の形態では３つ）の分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃについて説明する。
　分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃは、直列共振子１２１ｓが分割された共振子であり、互いの間に並列共振子１２１ｐ～１２４ｐのいずれも接続されることなく連なって直列接続されている。つまり、分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃは、互いの間に他の回路素子との接続ノードまたは他の回路素子が介在することなく直列接続されることにより、直列共振子１２１ｓを構成している。
　これら分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃは、所定の周波数範囲における各々のインピーダンス特性のリップルが互いに異なるように、設計パラメータが互いに異なっている第１及び第２分割共振子を含む。具体的には、本実施の形態では、分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃは、所定の周波数範囲における各々のインピーダンス特性のリップルが互いに異なるように、設計パラメータが互いに異なっている。つまり、本実施の形態では、分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃのうち任意の２つの分割共振子について、一方が第１分割共振子に相当し、他方が第２分割共振子に相当し、例えば、分割共振子１２１ｓａが第１分割共振子に相当し、分割共振子１２１ｓｂが第２分割共振子に相当する。
　ここで、「所定の周波数範囲」とは、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子１２１ｓの反共振周波数よりも高域側であり、かつ、反射器３２ｃを構成する複数の反射電極指３２２ｃのピッチ（電極ピッチ、詳細については図４で説明する）によって規定され、かつ、フィルタ２２（第２フィルタ）の通過帯域に含まれる周波数範囲である。反射電極指３２２ｃは、反射器３２ｃを構成する複数の電極指であって、いわゆる「反射器の電極指」である。
　また、「インピーダンス特性のリップルが互いに異なる」とは、第１分割共振子のインピーダンス特性に現れる第１のリップルと第２分割共振子のインピーダンス特性に現れる第２のリップルとを比べると、リップルの周波数成分または位相、あるいはリップルが現れる周波数位置、等が異なることを指す。
　なお、直列共振子１２１ｓを構成する分割共振子の個数は、３つに限らず複数であればよく、例えば、２つあるいは４つ以上であってもかまわない。つまり、分割共振子の個数は、フィルタ１２またはクワッドプレクサ１に要求される電気的特性またはレイアウト面積等に応じて、適宜選択され得る。
　また、直列共振子１２１ｓを構成する複数の分割共振子（本実施の形態では、３つの分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃ）は、設計パラメータが互いに異なっている第１及び第２分割共振子を含んでいればよく、第１または第２分割共振子と設計パラメータが同一の第３分割共振子を含んでもかまわない。例えば、本実施の形態では、分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃは設計パラメータが互いに異なっているとしたが、分割共振子１２１ｓｃ（第３分割共振子）は設計パラメータが分割共振子１２１ｓａ及び１２１ｓｂのいずれか一方と同一であってもかまわない。
　また、このような第１～第３分割共振子を含む構成において、当該第１～第３分割共振子の並び順は特に限定されない。例えば、共通端子Ｐｏｒｔ１（すなわち、デュプレクサ１０及び２０で共通化されたアンテナ端子）に最も近い側から順に、第１、第２及び第３分割共振子の順に並んでいてもかまわないし、第１、第３及び第２分割共振子の順に並んでいてもかまわない。
　［３．共振子構造］
　次に、フィルタ１２（第１フィルタ）を構成する各共振子（分割共振子、直列共振子及び並列共振子）の構造について説明する。本実施の形態では、当該共振子は、弾性表面波（ＳＡＷ：Surface Acoustic Wave）共振子である。
　なお、他のフィルタ１１、２１及び２２は、上記の構成に限定されず、要求されるフィルタ特性等に応じて適宜設計され得る。具体的には、フィルタ１１、２１及び２２は、ラダー型のフィルタ構造を有さなくてもよく、例えば縦結合型のフィルタ構造であってもかまわない。また、フィルタ１１、２１及び２２を構成する各共振子は、ＳＡＷ共振子に限らず、例えば、ＢＡＷ（Bulk Acoustic Wave）共振子であってもかまわない。さらには、フィルタ１１、２１及び２２は、共振子を用いずに構成されていてもよく、例えば、ＬＣ共振フィルタあるいは誘電体フィルタであってもかまわない。
　図４は、本実施の形態に係るフィルタ１２の共振子を模式的に表す平面図及び断面図である。同図には、フィルタ１２を構成する複数の共振子のうち、分割共振子１２１ｓａの構造を表す平面摸式図及び断面模式図が例示されている。なお、図４に示された分割共振子１２１ｓａは、上記複数の共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。
　図４の平面図に示すように、分割共振子１２１ｓａは、弾性波を励振するＩＤＴ電極（InterDigital Transducer）電極３２ａ及び３２ｂと、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂで励振された弾性波を反射する反射器３２ｃと、を有する。反射器３２ｃは、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂに対して弾性波の伝搬方向に配置されている。よって、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂで励起された弾性波を効率良く閉じ込めることができるので、弾性波の外部への漏れを抑制することができる。このため、フィルタ１２のフィルタ特性を向上することができる。具体的には、分割共振子１２１ｓａは、互いに対向する一対のＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂと、一対の反射器３２ｃと、で構成されている。なお、実装レイアウトの制約等によって、一対の反射器３２ｃのうち一方が配置されていなくてもよい。
　ＩＤＴ電極３２ａは、櫛形形状に配置され、互いに平行な複数の電極指３２２ａと、複数の電極指３２２ａを接続するバスバー電極３２１ａとで構成されている。また、ＩＤＴ電極３２ｂは、櫛形形状に配置され、互いに平行な複数の電極指３２２ｂと、複数の電極指３２２ｂを接続するバスバー電極３２１ｂとで構成されている。複数の電極指３２２ａ及び３２２ｂは、Ｘ軸方向と直交する方向に沿って形成されている。
　ここで、直列共振子１２１ｓを構成する複数の分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃのうち第１及び第２分割共振子は、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂの容量が略等しくなるように、設計パラメータが互いに異なっている。これにより、第１及び第２分割共振子においてＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂの容量が略等しくなるため、第１及び第２分割共振子の耐電力性能を同等にすることができる。よって、複数の分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃで構成される直列共振子１２１ｓ全体の耐電力性能を高めることが可能となる。例えば、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂの容量は、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂの交叉幅及び対数等に比例する。また、「略等しい」とは、完全に等しいことだけでなく、実質的に等しいことも含む。すなわち、「略」とは数パーセント程度の誤差も含む。
　具体的には、本実施の形態では、複数の分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃの全てにおいて、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂの容量が略等しくなるように、設計パラメータが互いに異なっている。つまり、直列共振子１２１ｓ全体の耐電力性能は、当該直列共振子１２１ｓを構成する複数の分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃのうち最も耐電力性能の低い分割共振子によって制約される。そこで、複数の分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃの全てにおいてＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂの容量を略等しくして耐電力性能を同等にすることにより、直列共振子１２１ｓ全体の耐電力性能を高めることができる。
　なお、複数の分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃは、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂの容量が略等しい第１及び第２分割共振子を含んでいればよく、第１または第２分割共振子とＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂの容量が異なる第３分割共振子を含んでもかまわない。例えば、分割共振子１２１ｓｃ（第３分割共振子）はＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂの容量が分割共振子１２１ｓａ及び１２１ｓｂと異なっていてもかまわない。
　一対の反射器３２ｃは、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂに対して弾性波の伝搬方向（Ｘ軸方向）に配置されている。具体的には、一対の反射器３２ｃは、弾性波の伝搬方向において、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂを挟むように配置されている。各反射器３２ｃは、互いに平行な複数の反射電極指３２２ｃと、複数の反射電極指３２２ｃの一方の端部を接続するバスバー電極及び複数の反射電極指３２２ｃの他方の端部を接続するバスバー電極からなる一対のバスバー電極３２１ｃと、で構成されている。複数の反射電極指３２２ｃは、複数の電極指３２２ａ及び３２２ｂと同様に、Ｘ軸方向と直交する方向に沿って形成されている。
　このように構成された一対の反射器３２ｃは、伝搬される弾性波の定在波を、共振子（ここでは分割共振子１２１ｓａ）の外部に漏らすことなく閉じ込めることができる。これにより、当該共振子は、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂの電極ピッチ、対数及び交叉幅等で規定される通過帯域の高周波信号を低損失で伝搬し、通過帯域外の高周波信号を高減衰させることが可能となる。
　また、複数の電極指３２２ａ及び３２２ｂ、ならびに、バスバー電極３２１ａ及び３２１ｂで構成されるＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂは、図４の断面図に示すように、密着層３２３と主電極層３２４との積層構造となっている。また、反射器３２ｃの断面構造は、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂの断面構造と同様のため、以下ではその説明を省略する。
　密着層３２３は、圧電体層３２７と主電極層３２４との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層３２３の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。
　主電極層３２４は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層３２４の膜厚は、例えば１６２ｎｍである。
　保護層３２５は、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂを覆うように形成されている。保護層３２５は、主電極層３２４を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、及び、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。保護層３２５の膜厚は、例えば２５ｎｍである。
　なお、密着層３２３、主電極層３２４及び保護層３２５を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂは、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂは、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属又は合金から構成されてもよく、また、上記の金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層３２５は、形成されていなくてもよい。
　このようなＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂならびに反射器３２ｃは、次に説明する基板３２０の主面上に配置されている。以下、基板３２０の積層構造について説明する。
　図４の下段に示すように、基板３２０は、高音速支持基板３２８と、低音速膜３２６と、圧電体層３２７とを備え、高音速支持基板３２８、低音速膜３２６及び圧電体層３２７がこの順で積層された構造を有している。
　圧電体層３２７は、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂならびに反射器３２ｃが主面上に配置された圧電膜である。圧電体層３２７は、例えば、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。圧電体層３２７の厚みは、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂの電極ピッチ（電極周期）で定まる弾性波の波長をλとした場合、３．５λ以下であり、例えば、厚みが６００ｎｍである。
　高音速支持基板３２８は、低音速膜３２６、圧電体層３２７ならびにＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂを支持する基板である。高音速支持基板３２８は、さらに、圧電体層３２７を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、高音速支持基板３２８中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性表面波を圧電体層３２７及び低音速膜３２６が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板３２８より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板３２８は、例えば、シリコン基板であり、厚みは、例えば１２５μｍである。なお、高音速支持基板３２８は、（１）窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、シリコン、サファイア、リチウムタンタレート、リチウムニオベイト、または水晶等の圧電体、（２）アルミナ、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、またはフォルステライト等の各種セラミック、（３）マグネシアダイヤモンド、（４）上記各材料を主成分とする材料、ならびに、（５）上記各材料の混合物を主成分とする材料、のいずれかで構成されていてもよい。
　低音速膜３２６は、圧電体層３２７を伝搬する弾性波の音速よりも、低音速膜３２６中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電体層３２７と高音速支持基板３２８との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性表面波エネルギーのＩＤＴ電極外への漏れが抑制される。低音速膜３２６は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。低音速膜３２６の厚みは、ＩＤＴ電極３２の電極ピッチで定まる弾性波の波長をλとした場合、２λ以下であり、厚みは、例えば６７０ｎｍである。
　基板３２０の上記積層構造によれば、圧電基板を単層で使用している従来の構造と比較して、共振周波数及び反共振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性表面波共振子を構成し得るので、当該弾性表面波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタを構成することが可能となる。
　なお、高音速支持基板３２８は、支持基板と、圧電体層３２７を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。この場合、支持基板は、サファイア、リチウムタンタレート、リチウムニオベイト、水晶等の圧電体、アルミナ、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライト等の各種セラミック、ガラス等の誘電体またはシリコン、窒化ガリウム等の半導体及び樹脂基板等を用いることができる。また、高音速膜は、窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、ＤＬＣ膜またはダイヤモンド、上記材料を主成分とする媒質、上記材料の混合物を主成分とする媒質等、様々な高音速材料を用いることができる。
　なお、本実施の形態では、フィルタ１２を構成するＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂは、圧電体層３２７を有する基板３２０上に形成された例を示したが、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂが形成される基板は、圧電体層３２７の単層からなる圧電基板であってもよい。この場合の圧電基板は、例えば、ＬｉＴａＯ３の圧電単結晶、または、ＬｉＮｂＯ３などの他の圧電単結晶で構成される。
　また、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂが形成される基板は、圧電体層を有する限り、全体が圧電体層からなるものの他、支持基板上に圧電体層が積層されている構造を用いてもよい。
　また、上記本実施の形態に係る圧電体層３２７は、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３単結晶を使用したものであるが、単結晶材料のカット角はこれに限定されない。つまり、弾性波フィルタ装置の要求通過特性などに応じて、適宜、積層構造、材料、及び厚みを変更してもよく、上記以外のカット角を有するＬｉＴａＯ３圧電基板またはＬｉＮｂＯ３圧電基板などを用いた弾性表面波フィルタであっても、同様の効果を奏することが可能となる。
　ここで、共振子の設計パラメータについて説明する。
　まず、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂに関する設計パラメータについて述べる。
　弾性表面波共振子の波長とは、図４の中段に示すＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂを構成する複数の電極指３２２ａまたは３２２ｂの繰り返し周期である波長λＩＤＴ（以降、ＩＤＴ波長λＩＤＴ）で規定される。また、電極ピッチ（電極周期）は、ＩＤＴ波長λＩＤＴの１／２であり、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂを構成する電極指３２２ａ及び３２２ｂのライン幅をＷとし、隣り合う電極指３２２ａと電極指３２２ｂとの間のスペース幅をＳとした場合、（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂの交叉幅Ｌは、図４の上段に示すように、ＩＤＴ電極３２ａの電極指３２２ａとＩＤＴ電極３２ｂの電極指３２２ｂとのＸ軸方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、各共振子の電極デューティーは、複数の電極指３２２ａ及び３２２ｂのライン幅占有率であり、複数の電極指３２２ａ及び３２２ｂのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合であり、Ｗ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。
　次いで、反射器３２ｃに関する設計パラメータについて述べる。
　反射器３２ｃの波長λＲＥＦ（以降、ＲＥＦ波長λＲＥＦ）は、反射器３２ｃを構成する複数の反射電極指３２２ｃの繰り返し周期の２倍であり、具体的には、隣り合って配置された２つの反射電極指３２２ｃの中心間距離の２倍である。
　最後に、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂと反射器３２ｃとの相対的な配置に関するパラメータについて述べる。
　ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂと反射器３２ｃとの間の距離（以降、ＩＤＴ－リフレクタ間隔λｇａ）は、ＩＤＴ波長λＩＤＴに対するＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂと反射器３２ｃとの間の距離の比率である。具体的には、ＩＤＴ－リフレクタ間隔λｇａは、（i）ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂを構成する複数の電極指３２２ａ及び３２２ｂのうち最も反射器３２ｃ側の電極指と（ii）反射器３２ｃを構成する複数の反射電極指３２２ｃのうち最もＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂ側の反射電極指３２２ｃとの、中心間距離である。つまり、ＩＤＴ－リフレクタ間隔λｇａは、弾性波の伝搬方向において隣り合う電極指と反射電極指３２２ｃとの中心間距離である。
　［４．本発明に至った経緯］
　一般的に、複数のフィルタを束ねたマルチプレクサでは、各フィルタ内の構成はフィルタを単体で用いる場合と同等に設計される。しかしながら、本願発明者らは、このようなマルチプレクサ（本実施の形態ではクワッドプレクサ１）では、一のフィルタの構成が要因となって、図５に示すように、他のフィルタの通過帯域内にリップルが発生するという問題に気付いた。
　図５は、後述する比較例において生じる問題を示す図である。具体的には、同図には、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子１２１ｓを１つの共振子で構成した場合のフィルタ２２（Ｂａｎｄ１Ｔｘ用フィルタ）を経由する経路の通過特性が示されており、より具体的には、個別端子Ｐｏｒｔ２２及び共通端子Ｐｏｒｔ１の一方に入力された信号の強度に対する他方から出力された信号の強度比である挿入損失（Insertion Loss）が示されている。
　同図に示すように、直列共振子１２１ｓを１つの共振子で構成した場合、Ｂａｎｄ１Ｔｘ帯域内（つまり、フィルタ２２の通過帯域内）にリップルが生じている（図中の「通過帯域内リップル」部分）。
　これに対し、本願発明者は、このようなマルチプレクサにおいて、フィルタ２２よりも通過帯域が低いフィルタ１２において直列共振子１２１ｓを複数の分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃで構成し、少なくとも１つの分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃの設計パラメータを他の少なくとも１つの分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃの設計パラメータと異ならせることにより、上述した通過帯域内に発生するリップルを抑制できるという知見を見出した。
　［５．効果等］
　そこで、以下、通過帯域内に発生するリップルを抑制できるという効果について、実施例及び比較例に基づいて、詳細に説明する。
　＜実施例＞
　表１に、本実施例に係るフィルタ１２を構成する直列共振子１２１ｓ～１２５ｓ、並列共振子１２１ｐ～１２４ｐの設計パラメータ（ＩＤＴ波長λＩＤＴ（電極ピッチ×２）、ＲＥＦ波長λＲＥＦ（電極ピッチ×２）、交叉幅Ｌ、ＩＤＴ対数ＮＩＤＴ、反射電極指本数ＮＲＥＦ、ＩＤＴ－リフレクタ間隔λｇａ、電極デューティーＤ）の詳細を示す。ただし、直列共振子１２１ｓは、３つの分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃによって構成されるため、表１では、直列共振子１２１ｓの設計パラメータとして、分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃそれぞれの設計パラメータの詳細を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　上記表１に示すように、本実施例では、分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃは、交叉幅Ｌ及びＩＤＴ対数ＮＩＤＴが異なっている。つまり、交叉幅Ｌ及びＩＤＴ対数ＮＩＤＴは、分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃの間で互いに異ならされた設計パラメータである。
　なお、分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃの間で互いに異ならされた設計パラメータは、交叉幅Ｌ及びＩＤＴ対数ＮＩＤＴに限らず、ＩＤＴ波長λＩＤＴ、交叉幅Ｌ（複数の電極指３２２ａ及び３２２ｂの交叉幅）、ＩＤＴ対数ＮＩＤＴ（複数の電極指３２２ａ及び３２２ｂの対数）及び電極デューティーＤ、ならびに、ＩＤＴ－リフレクタ間隔λｇａ（ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂと反射器３２ｃとの距離）、のうち少なくとも１つであればよい。これにより、クワッドプレクサ１の製造工程において、複数の電極指３２２ａ及び３２２ｂの幅または長さ、あるいは、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂと反射器３２ｃとの距離を異ならせることにより、設計パラメータを容易に異ならせることができる。
　また、分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃの間で互いに異ならされた設計パラメータは、上述の例に限らず、例えば、基板３２０を構成する少なくとも１つの部材（本実施の形態では、高音速支持基板３２８、低音速膜３２６及び圧電体層３２７のうち少なくとも１つ）の厚み及び材質等であってもかまわない。
　＜比較例＞
　比較例に係るフィルタは、直列共振子１２１ｓが１つの共振子で構成されている点を除き、実施例に係るフィルタ１２と同様の構成を有する。表２に、比較例に係るフィルタを構成する直列共振子１２１ｓの設計パラメータ（ＩＤＴ波長λＩＤＴ、ＲＥＦ波長λＲＥＦ、交叉幅Ｌ、ＩＤＴ対数ＮＩＤＴ、反射電極指本数ＮＲＥＦ、ＩＤＴ－リフレクタ間隔λｇａ、電極デューティーＤ）の詳細を示す。なお、直列共振子１２１ｓ以外の共振子の設計パラメータは実施例と同様のため、記載を省略する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　＜実施例と比較例との比較＞
　図６は、実施例に係るクワッドプレクサ１の通過特性を、比較例と比べて示すグラフである。具体的には、同図には、フィルタ２２（Ｂａｎｄ１Ｔｘ用フィルタ）を経由する経路の通過特性が示されており、より具体的には、個別端子Ｐｏｒｔ２２に入力された信号の強度に対する共通端子Ｐｏｒｔ１から出力された信号の強度比である挿入損失が示されている。
　同図から分かるように、実施例では、比較例１に比べて、通過帯域内（ここではＢａｎｄ１Ｔｘ帯域内）のリップルが抑制されている（図中の破線による囲み部分）。
　このことは、次のような理由による。
　図７は、比較例において、通過帯域内にリップルが発生する要因を概念的に示す図である。同図の（ａ）は、共振子を構成する反射器３２ｃの反射特性を模式的に示すグラフであり、具体的には当該反射係数の周波数特性が示されている。同図の（ｂ）は、共振子の共振特性を模式的に示すグラフであり、具体的には共振子のインピーダンスの周波数特性（いわゆるインピーダンス特性）が示されている。同図の（ｃ）は、図２と同様にＢａｎｄ１及びＢａｎｄ３の周波数関係を説明する図であり、各フィルタ１１、１２、２１及び２２に要求されるフィルタ特性が実線で模式的に示されている。
　反射器３２ｃは、伝搬された弾性表面波を外部に漏らさずに閉じ込めるために、共振子の共振周波数を含む所定の帯域において高い反射係数を有するように設計されている。
　このとき、図７の（ａ）に示すように、反射係数が高い所定の帯域の周辺帯域には、反射係数が大きくなったり小さくなったりを繰り返す反射係数の跳ね返りが発生する（同図のＡ部分）。
　ＳＡＷ共振子では、この反射係数の跳ね返りにより、図７の（ｂ）に示すように、共振特性より周波数が高い側（すなわち、共振周波数ｆｒ及び反共振周波数ｆａのいずれよりも高域側）において、インピーダンス特性にリップルが生じる（同図のＢ部分）。
　一般的に、ラダー型のフィルタ構造を有するフィルタでは、直列共振子の共振周波数ｆｒｓと並列共振子の反共振周波数ｆａｐとを略一致させることで、ｆｒｓ及びｆａｐを通過帯域の中心周波数とする帯域通過型フィルタを構成する。このため、ラダー型のフィルタ構造においてＳＡＷ共振子を直列共振子として用いると、帯域通過型フィルタの高域側の阻止域において、上述したリップルに起因するストップバンドリップル（阻止域に生じるリップル）が発生する。
　このようなストップバンドリップルは、フィルタ単体においては、あまり問題にならない。しかしながら、このストップバンドリップルは、複数のフィルタを備えるマルチプレクサにおいては、一のフィルタのストップバンドリップルの発生している周波数が他のフィルタの通過帯域内に位置している場合に、他のフィルタの通過帯域におけるリップル（パスバンドリップル）の増大を招く要因となる。
　このとき、Ｂａｎｄ３のデュプレクサ１０とＢａｎｄ１のデュプレクサ２０とを組み合わせたマルチプレクサ（クワッドプレクサ）では、比較例のように、Ｂａｎｄ３Ｔｘ帯用のフィルタ１２の直列共振子１２１ｓが１つの共振子で構成されている場合、直列共振子１２１ｓにより生じるリップルがＢａｎｄ１Ｔｘ帯に位置する（図７の（ｂ）及び（ｃ）参照）。このため、比較例では、フィルタ２２（Ｂａｎｄ１Ｔｘ用フィルタ）を経由する経路において、通過帯域内にリップルが生じている。
　これに対して、実施例では、フィルタ１２の直列共振子１２１ｓが複数の分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃで構成され、これら複数の分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃは、所定の周波数範囲における各々のインピーダンス特性のリップルが互いに異なるように、設計パラメータが互いに異ならされている。
　これにより、フィルタ１２について、上記所定の周波数範囲において、複数の分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃの間でインピーダンス特性のリップルを異ならせることができる。このため、フィルタ１２と束ねられるフィルタ２２の通過帯域内のリップルを抑制することができる。
　すなわち、ＳＡＷ共振子のインピーダンス特性は、反射器３２ｃのストップバンドの高域側において、反射電極指３２２ｃのピッチλＲＥＦによって周波数及び位相等が規定されるリップルを含む。よって、フィルタ１２（第１フィルタ）内の共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子１２１ｓが１つのＳＡＷ共振子により構成され、かつ、当該ＳＡＷ共振子によるリップルがフィルタ２２（第２フィルタ）の通過帯域に位置する場合、当該通過帯域内に直列共振子１２１ｓのリップルの影響が現れることになる。
　これに対して、実施例のように、所定の周波数範囲における各々のインピーダンス特性のリップルが互いに異なるように設計パラメータが互いに異ならされた複数の分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃによって直列共振子１２１ｓが構成されることにより、分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃそれぞれを構成するＳＡＷ共振子によるリップルが互いに異なることになる。よって、これらＳＡＷ共振子によるリップルがフィルタ２２の通過帯域に位置する場合であっても、リップルの周波数位置、周波数成分、位相等が互いに異なることにより、フィルタ２２（第２フィルタ）の通過帯域内に現れる分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃのリップルの影響を互いに相殺する（スムージングする）ことができる。
　このように、実施例では、比較例に比べて、フィルタ２２の通過帯域において、フィルタ１２の直列共振子１２１ｓによるリップルがスムージングされるため、当該通過帯域のリップルを抑制することができる。
　具体的には、上記の実施例では、比較例に比べて、設計パラメータを異ならせることによりリップルが互いに異なるので、フィルタ１２によるリップルをスムージングできるクワッドプレクサ１（マルチプレクサ）を容易に製造することができる。
　特に、上記の実施例では、直列共振子１２１ｓを構成する全ての分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃは、上記の所定の周波数範囲におけるリップルが互いに異なるように設計パラメータが互いに異ならされている。このため、１つの分割共振子（例えば、分割共振子１２１ｓａ）のみが他の分割共振子（例えば、分割共振子１２１ｓｂ及び１２１ｓｃ）と設計パラメータが互いに異ならされている場合に比べて、フィルタ２２（第２フィルタ）の通過帯域内に現れる分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃのリップルをさらに抑制することができる。
　また、上記の実施例では、直列共振子１２１ｓを構成する１分割共振子（例えば、分割共振子１２１ｓａ）及び第２分割共振子（例えば、分割共振子１２１ｓｂ）は、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂの容量が互いに略等しくなるように設計パラメータが互いに異ならされている。これにより、第１及び第２分割共振子の容量が互いに異なる場合に比べ、第１及び第２分割共振子について、インピーダンス特性のリップルの大きさを互いに略等しくすることができる。このため、フィルタ１２（第１フィルタ）によるリップルをさらにスムージングすることができるので、フィルタ２２（第２フィルタ）の通過帯域のリップルをさらに抑制することができる。
　特に、上記の実施例では、直列共振子１２１ｓを構成する全ての分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃは、上記容量が互いに略等しくなるように設計パラメータが互いに異ならされている。これにより、全ての分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃについて、インピーダンス特性のリップルの大きさを互いに略等しくすることができる。このため、フィルタ１２について更なるリップルのスムージングが可能となるので、フィルタ２２について通過帯域における更なるリップルの抑制が可能となる。
　また、上記の実施例では、上記設計パラメータとして、直列共振子１２１ｓを構成する１分割共振子（例えば、分割共振子１２１ｓａ）及び第２分割共振子（例えば、分割共振子１２１ｓｂ）は、複数の電極指３２２ａまたは３２２ｂの電極ピッチ、交叉幅Ｌ、ＩＤＴ対数ＮＩＤＴ及び電極デューティーＤ、ならびに、ＩＤＴ－リフレクタ間隔λｇａ、のうち少なくとも１つ（ここでは交叉幅Ｌ及びＩＤＴ対数ＮＩＤＴ）が互いに異ならされている。
　これにより、第１及び第２共振子について、インピーダンス特性のリップルの大きさ、位相及び周波数、あるいは、当該リップルの発生する周波数等が互いに異なることになる。このため、フィルタ１２によるリップルをさらにスムージングすることができるので、フィルタ２２の通過帯域のリップルをさらに抑制することができる。
　（実施の形態１の変形例）
　上記実施の形態１では、第１フィルタ（実施の形態１ではフィルタ１２）について、ラダー型のフィルタ構造のみを有する構成を例に説明した。しかし、第１フィルタは、ラダー型のフィルタ構造に加え、さらに縦結合型のフィルタ構造を有してもかまわない。そこで、本変形例では、このようなフィルタ構造を有する第１フィルタを備えるクワッドプレクサについて説明する。なお、クワッドプレクサが備える複数のフィルタのうち、第１フィルタ以外のフィルタについては、実施の形態１と同様の構成を有するため、説明を省略する。
　図８は、実施の形態１の変形例に係るフィルタ１２Ａ（第１フィルタ）の回路構成図である。
　同図に示すように、フィルタ１２Ａは、直列共振子１２１ｓ及び１２２ｓと、並列共振子１２１ｐ及び１２２ｐと、縦結合共振器１５０と、を備える。つまり、フィルタ１２Ａは、ラダー型のフィルタ構造に縦結合共振器１５０が付加されたフィルタである。
　縦結合共振器１５０は、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ１２との間に配置された縦結合型のフィルタ構造を有する。本実施の形態では、縦結合共振器１５０は、直列共振子１２２ｓの個別端子Ｐｏｒｔ１２側に配置されており、９つのＩＤＴとその両端に配置された反射器とで構成されている。なお、縦結合共振器１５０が配置される位置は、これに限定されず、例えば、直列共振子１２１ｓと直列共振子１２２ｓとの間、あるいは、直列共振子１２１ｓの共通端子Ｐｏｒｔ１側であってもかまわない。
　以上のように構成された第１フィルタ（本変形例ではフィルタ１２Ａ）を備えるクワッドプレクサであっても、実施の形態１と同様に、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子（本実施の形態では直列共振子１２１ｓ）が分割共振子１２１ｓａ～１２１ｓｃで構成されることにより、通過帯域内のリップルを抑制することができる。
　また、本実施の形態に係るフィルタ１２Ａによれば、縦結合型のフィルタ構造を有することにより、減衰強化等の要求されるフィルタ特性に適応することが可能となる。
　（実施の形態２）
　上記実施の形態１及びその変形例に係るクワッドプレクサは、高周波フロントエンド回路、さらには当該高周波フロントエンド回路を備える通信装置に適用することもできる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路及び通信装置について説明する。
　図９は、実施の形態２に係る高周波フロントエンド回路３０の構成図である。なお、同図には、高周波フロントエンド回路３０と接続される各構成要素（アンテナ素子２、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３、及び、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）４）についても併せて図示されている。高周波フロントエンド回路３０とＲＦ信号処理回路３とベースバンド信号処理回路４とは、通信装置４０を構成している。
　高周波フロントエンド回路３０は、実施の形態１に係るクワッドプレクサ１と、受信側スイッチ１３及び送信側スイッチ２３と、ローノイズアンプ回路１４と、パワーアンプ回路２４と、を備える。
　受信側スイッチ１３は、クワッドプレクサ１の受信端子である個別端子Ｐｏｒｔ１１及びＰｏｒｔ２１に個別に接続された２つの選択端子、ならびに、ローノイズアンプ回路１４に接続された共通端子を有するスイッチ回路である。
　送信側スイッチ２３は、クワッドプレクサ１の送信端子である個別端子Ｐｏｒｔ１２及びＰｏｒｔ２２に個別に接続された２つの選択端子、ならびに、パワーアンプ回路２４に接続された共通端子を有するスイッチ回路である。
　これら受信側スイッチ１３及び送信側スイッチ２３は、それぞれ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、共通端子と所定のバンドに対応する信号経路とを接続し、例えば、ＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｄｏｕｂｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチによって構成される。なお、共通端子と接続される選択端子は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路３０は、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。
　ローノイズアンプ回路１４は、アンテナ素子２、クワッドプレクサ１及び受信側スイッチ１３を経由した高周波信号（ここでは高周波受信信号）を増幅し、ＲＦ信号処理回路３へ出力する受信増幅回路である。
　パワーアンプ回路２４は、ＲＦ信号処理回路３から出力された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を増幅し、送信側スイッチ２３及びクワッドプレクサ１を経由してアンテナ素子２に出力する送信増幅回路である。
　ＲＦ信号処理回路３は、アンテナ素子２から受信信号経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路４へ出力する。また、ＲＦ信号処理回路３は、ベースバンド信号処理回路４から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号をパワーアンプ回路２４へ出力する。ＲＦ信号処理回路３は、例えば、ＲＦＩＣである。
　ベースバンド信号処理回路４で処理された信号は、例えば、画像信号として画像表示のために、または、音声信号として通話のために使用される。
　なお、高周波フロントエンド回路３０は、上述した各構成要素の間に、他の回路素子を備えていてもよい。
　以上のように構成された高周波フロントエンド回路３０及び通信装置４０によれば、上記実施の形態１に係るクワッドプレクサ１を備えることにより、通過帯域内のリップルを抑制することができる。
　なお、高周波フロントエンド回路３０は、実施の形態１に係るクワッドプレクサ１に代わり、実施の形態１の変形例に係るクワッドプレクサを備えてもかまわない。
　また、通信装置４０は、高周波信号の処理方式に応じて、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）４を備えていなくてもよい。
　（その他の実施の形態）
　以上、本発明の実施の形態に係るマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置について、実施の形態及びその変形例を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態及び変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係るマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　例えば、上記説明では、マルチプレクサとして、２つのデュプレクサによって構成されるクワッドプレクサを例に説明したが、本発明は、例えば、３つのデュプレクサによって構成されるヘキサプレクサについても適用することができる。つまり、マルチプレクサは、２以上のデュプレクサを備えていればよい。
　また、上記実施の形態１では、フィルタ１２が第１フィルタに相当し、フィルタ２２が第２フィルタに相当するとして説明した。つまり、第１及び第２フィルタは、上記実施の形態１では双方が送信フィルタであった。しかし、本発明は、第１フィルタの共通端子に最も近い直列共振子を１つの共振子で構成した場合に、第１フィルタのストップバンドリップルが第２フィルタの通過帯域内に位置するマルチプレクサであれば、第１及び第２フィルタの用途等に限定されず、適用することができる。このため、第１及び第２フィルタは、少なくとも一方が受信フィルタであってもよい。
　また、第１フィルタの共通端子に最も近い直列共振子はＳＡＷ共振子に限らず、例えばＢＡＷ共振子であってもかまわない。
　また、上記実施の形態１では、第１分割共振子と第２分割共振子とのインピーダンス特性のリップルを異ならせる手法として、設計パラメータを異ならせる手法を例に説明した。しかし、当該インピーダンス特性のリップルを異ならせる手法は、設計パラメータを異ならせる手法に限定されず、例えば第１及び第２分割共振子の外部環境等を異ならせることにより実現されてもかまわない。
　また、通過帯域内のリップルを抑制する観点から、第１及び第２分割共振子（例えば、分割共振子１２１ｓａ及び１２１ｓｂ）は、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂの電極周期で定まる弾性波の波長をλとしたとき、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂと反射器３２ｃとの距離が０．４４λ以上かつ０．５λ未満であることが好ましい。つまり、上記説明において、０．４４≦λｇａ＜０．５を満たすことが好ましい。すなわち、本願発明者は、鋭意検討の結果、第１及び第２分割共振子について、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂと反射器３２ｃとの距離を０．４４λ以上かつ０．５λ未満とした場合に、通過帯域内のリップルを抑制できることを見出した。具体的には、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂと反射器３２ｃとの距離を小さくし過ぎると、第１フィルタの通過帯域内におけるリップルが増大する。また、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂと反射器３２ｃとの距離を大きくし過ぎると、第２フィルタの通過帯域内におけるリップルが増大する。このため、ＩＤＴ電極３２ａ及び３２ｂと反射器３２ｃとの距離を適正範囲に収めることで、第１及び第２フィルタのいずれについても、通過帯域内のリップルを抑制することができる。
　本発明は、マルチバンドシステムに適用できるマルチプレクサ、フロントエンド回路及び通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１　　クワッドプレクサ
　２　　アンテナ素子
　３　　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
　４　　ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）
　１０、２０　　デュプレクサ
　１１、１２、１２Ａ、２１、２２　　フィルタ
　１３　　受信側スイッチ
　１４　　ローノイズアンプ回路
　２３　　送信側スイッチ
　２４　　パワーアンプ回路
　３０　　高周波フロントエンド回路
　３２ａ、３２ｂ　　ＩＤＴ電極
　３２ｃ　　反射器
　４０　　通信装置
　１２１ｓ～１２５ｓ　　直列共振子
　１２１ｓａ～１２１ｓｃ　　分割共振子
　１２１ｐ～１２４ｐ　　並列共振子
　１２１Ｌ　　インダクタ
　１５０　　縦結合共振器
　３２０　　基板
　３２１ａ、３２１ｂ、３２１ｃ　　バスバー電極
　３２２ａ、３２２ｂ　　電極指
　３２２ｃ　　反射電極指（反射器の電極指）
　３２３　　密着層
　３２４　　主電極層
　３２５　　保護層
　３２６　　低音速膜
　３２７　　圧電体層
　３２８　　高音速支持基板
　Ｐｏｒｔ１　　共通端子
　Ｐｏｒｔ１１、Ｐｏｒｔ１２、Ｐｏｒｔ２１、Ｐｏｒｔ２２　　個別端子

Claims (13)

  1. 　共通端子と、
    　第１端子及び第２端子と、
    　前記共通端子と前記第１端子とを結ぶ第１経路上に配置された第１デュプレクサと、
    　前記共通端子と前記第２端子とを結ぶ第２経路上に配置された第２デュプレクサと、
    を備え、
    　前記第１デュプレクサが備える第１フィルタは、前記第２デュプレクサが備える第２フィルタより通過帯域の周波数が低く、
    　前記第１フィルタは、前記第１経路上に配置された１以上の直列共振子、及び、当該第１経路とグランドとを結ぶ経路上に配置された１以上の並列共振子を有し、
    　前記１以上の直列共振子のうち前記共通端子に最も近い直列共振子は、互いの間に前記１以上の並列共振子のいずれも接続されることなく連なって直列接続された複数の分割共振子によって構成され、
    　前記複数の分割共振子は、
    　　それぞれがＩＤＴ電極及び反射器を有する弾性波共振子であって、
    　　所定の周波数範囲において、各々のインピーダンス特性のリップルが互いに異なる第１及び第２分割共振子を含み、
    　前記所定の周波数範囲は、前記共通端子に最も近い直列共振子の反共振周波数よりも高域側であり、かつ、前記反射器を構成する複数の電極指のピッチによって規定され、かつ、前記第２フィルタの通過帯域に含まれる周波数範囲である、
    　マルチプレクサ。
  2. 　前記複数の分割共振子は、前記リップルが互いに異なる３以上の分割共振子を含む、
    　請求項１に記載のマルチプレクサ。
  3. 　前記第１及び第２分割共振子は、前記リップルが互いに異なるように、設計パラメータが互いに異ならされている、
    　請求項１または２に記載のマルチプレクサ。
  4. 　前記第１及び前記第２分割共振子は、前記ＩＤＴ電極の容量が略等しくなるように前記設計パラメータが互いに異ならされている、
    　請求項３に記載のマルチプレクサ。
  5. 　前記設計パラメータは、前記ＩＤＴ電極を構成する複数の電極指のピッチ、交叉幅、対数及びデューティー、ならびに、前記ＩＤＴ電極と前記反射器との距離、のうち少なくとも１つである、
    　請求項３または４に記載のマルチプレクサ。
  6. 　前記第１及び前記第２分割共振子は、前記ＩＤＴ電極を構成する複数の電極指のピッチをλとすると、前記ＩＤＴ電極と前記反射器との距離が０．４４λ以上かつ０．５λ未満である、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  7. 　前記第１フィルタは、前記１以上の直列共振子及び前記１以上の並列共振子で構成される少なくとも１段のラダー型のフィルタ構造を有する、
    　請求項１～６のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  8. 　前記第１フィルタは、複数段の前記ラダー型のフィルタ構造を有する、
    　請求項７に記載のマルチプレクサ。
  9. 　前記第１フィルタは、さらに、前記第１経路上に配置された縦結合型のフィルタ構造を有する、
    　請求項１～８のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  10. 　さらに、
    　前記ＩＤＴ電極及び前記反射器が主面上に配置された圧電膜と、
    　前記圧電膜を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、
    　前記高音速支持基板と前記圧電膜との間に配置され、前記圧電膜を伝搬するバルク波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜と、を備える、
    　請求項１～９のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  11. 　前記第１フィルタの通過帯域は、Ｂａｎｄ３における上り周波数帯であり、
    　前記第２フィルタの通過帯域は、Ｂａｎｄ１における上り周波数帯である、
    　請求項１～１０のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  12. 　請求項１～１１のいずれか１項に記載のマルチプレクサと、
    　前記マルチプレクサに接続された増幅回路と、を備える、
    　高周波フロントエンド回路。
  13. 　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１２に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    　通信装置。
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