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WO2021200700A1 - マルチプレクサ - Google Patents

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WO2021200700A1
WO2021200700A1 PCT/JP2021/013004 JP2021013004W WO2021200700A1 WO 2021200700 A1 WO2021200700 A1 WO 2021200700A1 JP 2021013004 W JP2021013004 W JP 2021013004W WO 2021200700 A1 WO2021200700 A1 WO 2021200700A1
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WO
WIPO (PCT)
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filter
transmission filter
common terminal
reception
transmission
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2021/013004
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
康政 谷口
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Murata Manufacturing Co Ltd filed Critical Murata Manufacturing Co Ltd
Priority to CN202180022772.3A priority Critical patent/CN115298960B/zh
Priority to JP2022512142A priority patent/JP7468627B2/ja
Publication of WO2021200700A1 publication Critical patent/WO2021200700A1/ja
Priority to US17/953,376 priority patent/US12375186B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B15/00—Suppression or limitation of noise or interference
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
    • H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves

Definitions

  • the present invention relates to a multiplexer in which a plurality of transmission filters and reception filters are connected to a common terminal.
  • the multiplexer described in Patent Document 1 a plurality of transmission filters and a plurality of reception filters having different pass bands are connected to a common terminal.
  • the pass band of the first reception filter is located between the pass bands of the first and second transmission filters.
  • the pass band of the second reception filter is located on the higher frequency side than the pass band of the first and second transmission filters and the pass band of the first reception filter.
  • the first and second transmission filters and the first and second reception filters are ladder type filters having parallel arm resonators and series arm resonators, respectively. Further, the parallel arm resonator and the series arm resonator are made of elastic wave resonators.
  • 2UP Link carrier aggregation may be performed to simultaneously transmit signals in two frequency bands.
  • IMD intermodulation distortion
  • the sensitivity of the first or second receiving filter may deteriorate.
  • An object of the present invention is to provide a multiplexer that can reduce the IMD and suppress the deterioration of the sensitivity of the receiving filter.
  • the multiplexer includes a common terminal, a first transmission filter, a second transmission filter, and a first reception filter, which are commonly connected to the common terminal and have a plurality of resonators, respectively.
  • the pass band of the transmission filter is Tx1
  • the pass band of the second transmission filter is Tx2
  • the pass band of the first reception filter is Rx1
  • the center frequencies of the pass bands are Tx1c, Tx2c, and Rx1c, respectively.
  • the resonator closest to the common terminal of the first reception filter is the series arm resonator
  • the electrode of the IDT electrode in the resonator closest to the common terminal in the second transmission filter is the series arm resonator
  • the IMD can be reduced and the deterioration of the reception sensitivity of the reception filter can be suppressed.
  • FIG. 1 is a schematic circuit diagram of a multiplexer according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a more detailed circuit diagram of the multiplexer according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is an attenuation-frequency characteristic diagram showing the relationship between the pass bands of the first and second reception filters and the first and second transmission filters in the multiplexer of the first embodiment.
  • 4 (a) and 4 (b) are schematic plan views showing a front sectional view of the elastic wave resonator and an electrode structure thereof.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the pitch ratio at 2110 MHz and the magnitude of IMD.
  • FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the pitch ratio at 2140 MHz and the magnitude of IMD.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the pitch ratio at 2110 MHz and the magnitude of IMD.
  • FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the pitch ratio at 2170 MHz and the magnitude of IMD.
  • FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the IMD level difference and the frequency in each multiplexer when the pitch ratio of the electrode finger pitch is 1.019 and 1.028.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the phase difference and the frequency in each multiplexer when the pitch ratio of the electrode finger pitch is 1.019 and 1.028.
  • 10 (a) and 10 (b) are diagrams showing the relationship between the current density and the frequency of the resonator on the antenna side in the first transmission filter and the second transmission filter, respectively.
  • 11 (a) and 11 (b) are diagrams showing the relationship between the current density and the frequency of the resonator on the antenna side in the first receiving filter and the second receiving filter, respectively.
  • FIG. 1 is a schematic circuit diagram of the multiplexer according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a more detailed circuit diagram thereof.
  • the multiplexer 1 has a common terminal 2.
  • the common terminal 2 is a terminal connected to the antenna ANT.
  • One ends of the first transmission filter 11, the first reception filter 12, the second transmission filter 13, and the second reception filter 14 are commonly connected to the common terminal 2.
  • the pass band of the first transmission filter 11 is Tx1
  • the pass band of the first reception filter 12 is Rx1
  • the pass band of the second transmission filter 13 is Tx2
  • the pass band of the second reception filter 14 is Rx2.
  • the center frequencies of each pass band are Tx1c, Rx1c, Tx2c, and Rx2c, respectively.
  • the first transmission filter 11 and the first reception filter 12 are the transmission filter and the reception filter of Band 3
  • the second transmission filter 13 and the second reception filter 14 are the transmission filter and the reception filter of Band 1. ..
  • FIG. 3 shows the positional relationship of the pass bands of the first transmission filter 11, the first reception filter 12, the second transmission filter 13, and the second reception filter 14.
  • the thin line is the attenuation frequency characteristic of the first transmission filter
  • the alternate long and short dash line is the attenuation frequency characteristic of the first reception filter
  • the broken line is the attenuation frequency characteristic of the second transmission filter
  • the solid line is the third. 2 This is the attenuation frequency characteristic of the reception filter.
  • Tx1 1710MHz ⁇ 1785MHz
  • Rx1 1805MHz-1880MHz
  • Tx2 1920MHz ⁇ 1980MHz
  • Rx2 2110MHz-2170MHz
  • center frequency of each pass band is as follows.
  • Tx1c 1747.5MHz
  • Rx1c 1842.5MHz
  • Tx2c 1950MHz
  • Rx2c 2140MHz
  • the first transmission filter 11, the first reception filter 12, the second transmission filter 13 and the second reception filter 14 are all ladder type filters having a series arm resonator and a parallel arm resonator. Is.
  • the series arm resonator and the parallel arm resonator are made of elastic wave resonators.
  • the elastic wave resonator 101 has a piezoelectric substrate 102.
  • the piezoelectric substrate 102 is made of a piezoelectric single crystal, piezoelectric ceramics, or a laminate of a piezoelectric film and a support substrate.
  • the IDT electrode 103 and the reflectors 104 and 105 are provided on the piezoelectric substrate 102.
  • the IDT electrode 103 has a plurality of first electrode fingers 103a and a plurality of second electrode fingers 103b. The plurality of first electrode fingers 103a and the plurality of second electrode fingers 103b are interleaved with each other.
  • the distance between adjacent electrode finger centers of the first electrode finger 103a and the second electrode finger 103b is defined as the electrode finger pitch p of the IDT electrode 103.
  • Electrode finger pitch p (1/2) ⁇ .
  • ⁇ is the wavelength of the elastic wave, and is a value determined by the electrode finger pitch p.
  • the first transmission filter 11 is connected between the common terminal 2 and the transmission terminal 11a.
  • Series arm resonators S1 to S5 are arranged on the series arm connecting the transmission terminal 11a and the common terminal 2. And four parallel arms are provided so as to connect the series arm and the ground potential.
  • Parallel arm resonators P1, P2, P3 or P4 are arranged on the four parallel arms, respectively.
  • the series arm resonator S5 closest to the antenna terminal has a structure in which one elastic wave resonator is divided into three elastic wave resonators in series.
  • the series arm resonators S2 to S4 are also composed of a split type series arm resonator in which one elastic wave resonator is divided into two.
  • the first reception filter 12 is connected between the common terminal 2 and the reception terminal 12a.
  • series arm resonators S11 to S15 are arranged on the series arm.
  • Parallel arm resonators P11, P12, P13 or P14 are arranged on a plurality of parallel arms connecting the series arm and the ground potential, respectively.
  • the series arm resonators S11, S12, S13, and S14 have a structure in which one elastic wave resonator is divided into a plurality of series arm resonators connected in series with each other.
  • the second transmission filter 13 is connected between the transmission terminal 13a and the common terminal 2.
  • the series arm resonators S21 to S23 are arranged from the transmission terminal 13a side.
  • a capacitor C is connected between the common terminal 2 and the series arm resonator S23.
  • parallel arm resonators P21, P22a, P22b, and P23 are connected to a plurality of parallel arms connecting the series arm and the ground potential, respectively, as shown in the figure.
  • the second reception filter 14 is connected between the common terminal 2 and the reception terminal 14a, and the circuit configuration is almost the same as that of the first transmission filter 11.
  • the series arm resonators S31 to S35 are arranged in order from the common terminal 2 side.
  • parallel arm resonators P31, P32, P33, and P34 are arranged on each parallel arm from the common terminal 2 side.
  • the resonator closest to the common terminal 2 of the first reception filter 12 is the series arm resonator S11, and the IDT electrode in the parallel arm resonator P23, which is the resonator closest to the common terminal 2 in the second transmission filter 13.
  • the electrode finger pitch of the IDT electrode in the series arm resonator S11 closest to the common terminal 2 in the first receiving filter 12 is p (Tx2) and the electrode finger pitch of the IDT electrode is pS1 (Rx1), pS1 (Rx1) / p.
  • the pitch ratio represented by (Tx2) is larger than 1 and 1.035 or less. Thereby, the generation of IMD can be suppressed, and the deterioration of the reception sensitivity in the second reception filter 14 can be suppressed. This will be described with reference to FIGS. 5 to 11.
  • the inventors of the present application examined the deterioration of the reception sensitivity in the second reception filter 14 in the above multiplexer. As a result, it has been found that when the signals of the first transmission filter 11 and the second transmission filter 13 are simultaneously transmitted, IMD is generated, and the reception sensitivity of the second reception filter 14 may be deteriorated by this IMD. Furthermore, it has been found that the size of such IMD can be suppressed by adjusting the pitch ratio of the electrode finger pitches.
  • 5 to 7 are diagrams showing the sizes of IMDs appearing on the common terminal 2 side at 2110 MHz, 2140 MHz, or 2170 MHz, respectively.
  • the electrode finger pitch of the IDT electrode of the parallel arm resonator P23 closest to the common terminal 2 of the second transmission filter 13 and the series arm resonator S11 closest to the common terminal 2 of the first reception filter 12 The pitch ratio of the IDT electrode to the electrode finger pitch was changed.
  • the input power is IMD when + 26 dBm of power is input to the pass band of the second transmission filter 13 and the transmission signal of Band 3 from the common terminal 2, that is, the transmission signal of the pass band of the first transmission filter 11 is input with + 10 dBm of power.
  • IMD generated in the pass band of Band 1 which is the second reception filter was evaluated.
  • the pitch ratio may be 1.035 or less.
  • the pitch ratio may be 1.035 or less.
  • the IMD at 2170 MHz becomes slightly larger.
  • the pitch ratio is 1.035 or less
  • IMD can be improved for the following reasons.
  • the size of the IMD is often dominated by the characteristics of the second transmission filter and the first reception filter.
  • the levels of both IMDs are the same and the phase difference is 180 ° ⁇ 90 °, the IMDs can be canceled.
  • the IMDs cancel each other out on the common terminal side, thereby reducing the size of the IMDs.
  • the pitch ratio becomes as small as 1.019
  • the IMD level difference on the low frequency side becomes 10 dB or less
  • the phase difference also becomes as small as 240 ° or less. That is, it can be seen that the canceling effect is large.
  • the second reception filter 14 is provided, but in the present invention, the above Tx1c ⁇ Rx1c ⁇ Tx2c is provided between the first transmission filter 11, the second transmission filter 13, and the first reception filter 12.
  • the pitch ratio may be larger than 1 and 1.035 or less. Therefore, when the IMD in the first reception filter 12 is a problem instead of the IMD in the second reception filter 14, the second reception filter 14 having a higher pass band than the pass band of the second transmission filter 13 is provided. It does not have to be.
  • the resonator closest to the common terminal 2 of the second transmission filter 13 may be a parallel arm resonator or a series arm resonator.
  • 10 (a) and 10 (b) are diagrams showing the relationship between the current density and the frequency in the resonator on the antenna side in the first transmission filter and the second transmission filter, respectively.
  • 11 (a) and 11 (b) are diagrams showing the relationship between the current density and the frequency of the resonator on the antenna side in the first receiving filter and the second receiving filter, respectively.
  • Each of the above figures shows the waveform of the IMD signal.
  • the waveforms of the IMD signals may be similar in the second transmission filter 13 and the first reception filter 12.
  • the IMD can be offset by adjusting the phase difference of the IMD signals in the second transmission filter 13 and the first reception filter 12 to 180 °.
  • the multiplexer 1 preferably has a phase shift circuit. Thereby, the phase difference of the IMD signal can be adjusted. It is more preferable that the phase shift circuit is connected between the second transmission filter 13 and the common terminal 2.
  • the second transmission filter 13 is a Band 1 transmission filter. Therefore, high power is input to the second transmission filter 13. Therefore, it is easy to adjust the phase of the IMD signal, and the IMD can be canceled out more reliably.
  • the relationship between the first transmission filter 11 and the second reception filter 14 is the same as the relationship between the second transmission filter 13 and the first reception filter 12.
  • a phase shift circuit may be connected between at least one of the first transmission filter 11, the first reception filter 12, the second transmission filter 13, and the second reception filter 14 and the common terminal 2.
  • the phase shift circuit for example, a capacitor or an inductor, a circuit combining these, or a transmission line can be used.

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Abstract

ＩＭＤを小さくすることができ、受信フィルタの感度の劣化を抑制し得る、マルチプレクサを提供する。　共通端子２に、複数の共振子をそれぞれ有する第１送信フィルタ１１、第２送信フィルタ１３及び第１受信フィルタ１２が共通接続されており、第１送信フィルタの通過帯域をＴｘ１、第２送信フィルタの通過帯域をＴｘ２、第１受信フィルタの通過帯域をＲｘ１、各通過帯域の中心周波数を、それぞれ、Ｔｘ１ｃ、Ｔｘ２ｃ、Ｒｘ１ｃとしたときに、Ｔｘ１ｃ＜Ｒｘ１ｃ＜Ｔｘ２ｃであり、第１受信フィルタ１２の共通端子２に最も近い共振子が直列腕共振子Ｓ１１であり、第２送信フィルタ１３における共通端子２に最も近い共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチをｐ（Ｔｘ２）とし、第１受信フィルタ１２における共通端子２に最も近い直列腕共振子Ｓ１１のＩＤＴ電極の電極指ピッチをｐＳ１（Ｒｘ１）とした場合、ｐＳ１（Ｒｘ１）／ｐ（Ｔｘ２）で表されるピッチ比が、１より大きく、１．０３５以下である、マルチプレクサ１。

Description

マルチプレクサ
　本発明は、共通端子に複数の送信フィルタ及び受信フィルタが接続されているマルチプレクサに関する。
　従来、スマートフォンなどにおいて、アンテナに接続されるマルチプレクサが広く用いられている。下記の特許文献１に記載のマルチプレクサでは、共通端子に、通過帯域が異なる複数の送信フィルタ及び複数の受信フィルタが接続されている。第１の受信フィルタの通過帯域は、第１，第２の送信フィルタの通過帯域の間に位置している。第２の受信フィルタの通過帯域は、第１，第２の送信フィルタの通過帯域及び第１の受信フィルタの通過帯域よりも高周波数側に位置している。特許文献１では、第１，第２の送信フィルタ及び第１，第２の受信フィルタは、それぞれ、並列腕共振子及び直列腕共振子を有するラダー型フィルタである。また、上記並列腕共振子及び直列腕共振子は、弾性波共振子からなる。
国際公開第２０１８／１２３５４５号
　上記マルチプレクサでは、２つの周波数帯域の信号を同時に送信する、２ＵＰ　Ｌｉｎｋキャリアアグリゲーションを行うことがある。この場合、ＩＭＤ（相互変調歪み）が発生し、第１又は第２の受信フィルタの感度が劣化することがあった。
　本発明の目的は、ＩＭＤを小さくすることができ、受信フィルタの感度の劣化を抑制し得るマルチプレクサを提供することにある。
　本発明に係るマルチプレクサは、共通端子と、前記共通端子に共通接続されており、複数の共振子をそれぞれ有する第１送信フィルタ、第２送信フィルタ及び第１受信フィルタと、を備え、前記第１送信フィルタの通過帯域をＴｘ１、前記第２送信フィルタの通過帯域をＴｘ２、前記第１受信フィルタの通過帯域をＲｘ１、各前記通過帯域の中心周波数を、それぞれ、Ｔｘ１ｃ、Ｔｘ２ｃ、Ｒｘ１ｃとしたときに、Ｔｘ１ｃ＜Ｒｘ１ｃ＜Ｔｘ２ｃであり、前記第１受信フィルタの前記共通端子に最も近い共振子が直列腕共振子であり、前記第２送信フィルタにおける前記共通端子に最も近い共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチをｐ（Ｔｘ２）とし、前記第１受信フィルタにおける前記共通端子に最も近い前記直列腕共振子のＩＤＴ電極の電極指ピッチをｐＳ１（Ｒｘ１）とした場合、ｐＳ１（Ｒｘ１）／ｐ（Ｔｘ２）で表されるピッチ比が、１より大きく、１．０３５以下である。
　本発明に係るマルチプレクサでは、ＩＭＤを小さくでき、受信フィルタの受信感度の劣化を抑制することができる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るマルチプレクサの略図的回路図である。 図２は、本発明の第１の実施形態に係るマルチプレクサのより詳細な回路図である。 図３は、第１の実施形態のマルチプレクサにおける第１，第２受信フィルタ及び第１，第２送信フィルタの通過帯域の関係を示す減衰量－周波数特性図である。 図４（ａ）及び図４（ｂ）は、弾性波共振子の正面断面図及びその電極構造を示す略図的平面図である。 図５は、２１１０ＭＨｚにおけるピッチ比と、ＩＭＤの大きさとの関係を示す図である。 図６は、２１４０ＭＨｚにおけるピッチ比と、ＩＭＤの大きさとの関係を示す図である。 図７は、２１７０ＭＨｚにおけるピッチ比と、ＩＭＤの大きさとの関係を示す図である。 図８は、電極指ピッチのピッチ比が１．０１９の場合及び１．０２８の場合の各マルチプレクサにおけるＩＭＤレベル差と周波数との関係を示す図である。 図９は、電極指ピッチのピッチ比が１．０１９の場合及び１．０２８の場合の各マルチプレクサにおける位相差と周波数との関係を示す図である。 図１０（ａ）及び図１０（ｂ）は、それぞれ、第１送信フィルタ及び第２送信フィルタにおけるアンテナ側の共振子における電流密度と周波数との関係を示す図である。 図１１（ａ）及び図１１（ｂ）は、それぞれ、第１受信フィルタ及び第２受信フィルタにおけるアンテナ側の共振子における電流密度と周波数との関係を示す図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　なお、本明細書に記載の各実施形態は、例示的なものであり、異なる実施形態間において、構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることを指摘しておく。
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るマルチプレクサの略図的回路図であり、図２は、そのより詳細な回路図である。
　図１に示すように、マルチプレクサ１は、共通端子２を有する。共通端子２はアンテナＡＮＴに接続される端子である。共通端子２に第１送信フィルタ１１、第１受信フィルタ１２、第２送信フィルタ１３及び第２受信フィルタ１４の一端が共通接続されている。第１送信フィルタ１１の通過帯域をＴｘ１、第１受信フィルタ１２の通過帯域をＲｘ１、第２送信フィルタ１３の通過帯域をＴｘ２、第２受信フィルタ１４の通過帯域をＲｘ２とする。そして、各通過帯域の中心周波数を、それぞれ、Ｔｘ１ｃ、Ｒｘ１ｃ、Ｔｘ２ｃ、Ｒｘ２ｃとする。
　本実施形態では、第１送信フィルタ１１及び第１受信フィルタ１２は、Ｂａｎｄ３の送信フィルタ及び受信フィルタであり、第２送信フィルタ１３及び第２受信フィルタ１４は、Ｂａｎｄ１の送信フィルタ及び受信フィルタである。
　第１送信フィルタ１１、第１受信フィルタ１２、第２送信フィルタ１３及び第２受信フィルタ１４の通過帯域の位置関係を図３に示す。図３において、細線が第１送信フィルタの減衰量周波数特性であり、一点鎖線が第１受信フィルタの減衰量周波数特性であり、破線が第２送信フィルタの減衰量周波数特性であり、実線が第２受信フィルタの減衰量周波数特性である。
　従って、上記通過帯域の周波数は以下の通りとなる。
　Ｔｘ１＝１７１０ＭＨｚ～１７８５ＭＨｚ
　Ｒｘ１＝１８０５ＭＨｚ～１８８０ＭＨｚ
　Ｔｘ２＝１９２０ＭＨｚ～１９８０ＭＨｚ
　Ｒｘ２＝２１１０ＭＨｚ～２１７０ＭＨｚ
　また、各通過帯域の中心周波数は以下の通りとなる。
　Ｔｘ１ｃ＝１７４７．５ＭＨｚ
　Ｒｘ１ｃ＝１８４２．５ＭＨｚ
　Ｔｘ２ｃ＝１９５０ＭＨｚ
　Ｒｘ２ｃ＝２１４０ＭＨｚ
　図２に示すように、第１送信フィルタ１１、第１受信フィルタ１２、第２送信フィルタ１３及び第２受信フィルタ１４は、いずれも、直列腕共振子と並列腕共振子とを有するラダー型フィルタである。そして、上記直列腕共振子及び並列腕共振子は、弾性波共振子からなる。
　図４（ａ）及び図４（ｂ）は、弾性波共振子の正面断面図及びその電極構造を示す略図的平面図である。弾性波共振子１０１は、圧電性基板１０２を有する。圧電性基板１０２は、圧電単結晶、圧電セラミックスまたは圧電膜と支持基板との積層体などからなる。圧電性基板１０２上に、ＩＤＴ電極１０３及び反射器１０４，１０５が設けられている。ＩＤＴ電極１０３は、複数本の第１の電極指１０３ａと、複数本の第２の電極指１０３ｂとを有する。複数本の第１の電極指１０３ａと、複数本の第２の電極指１０３ｂとは互いに間挿し合っている。そして、第１の電極指１０３ａと、第２の電極指１０３ｂとの間に交流電界が印加され、弾性波が励振される。ここで、第１の電極指１０３ａと第２の電極指１０３ｂとの隣り合う電極指中心間距離を、ＩＤＴ電極１０３の電極指ピッチｐとする。
　電極指ピッチｐ＝（１／２）λである。λは、弾性波の波長であり、上記電極指ピッチｐで定まる値となる。
　図２に戻り、第１送信フィルタ１１は、共通端子２と送信端子１１ａとの間に接続されている。送信端子１１ａと共通端子２とを結ぶ直列腕に、直列腕共振子Ｓ１～Ｓ５が配置されている。そして、直列腕とグラウンド電位とを結ぶように、４本の並列腕が設けられている。４本の並列腕に、それぞれ、並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３またはＰ４が配置されている。
　なお、特に限定されないが、アンテナ端子に最も近い直列腕共振子Ｓ５は、１つの弾性波共振子を３個の弾性波共振子に直列分割した構造を有する。
　直列腕共振子Ｓ２～Ｓ４も、１つの弾性波共振子を２分割した分割タイプの直列腕共振子により構成されている。
　第１受信フィルタ１２は、共通端子２と受信端子１２ａとの間に接続されている。図示のように、直列腕に直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１５が配置されている。直列腕とグラウンド電位とを結ぶ複数の並列腕に並列腕共振子Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ１３またはＰ１４がそれぞれ配置されている。ここでも、直列腕共振子Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４が、１つの弾性波共振子を複数の互いに直列に接続された直列腕共振子に分割した構造とされている。
　第２送信フィルタ１３は、送信端子１３ａと共通端子２との間に接続されている。第２送信フィルタ１３では、送信端子１３ａと共通端子２とを結ぶ直列腕において、送信端子１３ａ側から、直列腕共振子Ｓ２１～Ｓ２３が配置されている。そして、共通端子２と直列腕共振子Ｓ２３との間にコンデンサＣが接続されている。また直列腕とグラウンド電位とを結ぶ複数の並列腕に、図示のように並列腕共振子Ｐ２１，Ｐ２２ａ，Ｐ２２ｂ，Ｐ２３がそれぞれ接続されている。
　第２受信フィルタ１４は、共通端子２と受信端子１４ａとの間に接続されており、回路構成は、第１送信フィルタ１１とほぼ同様とされている。もっとも、共通端子２側から順に、直列腕共振子Ｓ３１～Ｓ３５が配置されている。そして、この共通端子２側から、並列腕共振子Ｐ３１，Ｐ３２，Ｐ３３，Ｐ３４が、各並列腕に配置されている。
　上記マルチプレクサ１では、第１送信フィルタ１１、第２送信フィルタ１３、第１受信フィルタ１２及び第２受信フィルタ１４において、Ｔｘ１ｃ＜Ｒｘ１ｃ＜Ｔｘ２ｃ＜Ｒｘ２ｃである。また、第１受信フィルタ１２の共通端子２に最も近い共振子は直列腕共振子Ｓ１１であり、第２送信フィルタ１３における共通端子２に最も近い共振子である、並列腕共振子Ｐ２３におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチをｐ（Ｔｘ２）とし、第１受信フィルタ１２における共通端子２に最も近い直列腕共振子Ｓ１１におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチをｐＳ１（Ｒｘ１）とした場合、ｐＳ１（Ｒｘ１）／ｐ（Ｔｘ２）で表されるピッチ比が、１より大きく、１．０３５以下とされている。それによって、ＩＭＤの発生を抑制し、第２受信フィルタ１４における受信感度の劣化を抑制することができる。これを、図５～図１１を参照して説明する。
　本願発明者らは上記マルチプレクサにおいて、第２受信フィルタ１４における受信感度の劣化について検討した。その結果、第１送信フィルタ１１及び第２送信フィルタ１３の信号を同時に送信した場合、ＩＭＤが発生し、このＩＭＤにより第２受信フィルタ１４の受信感度が劣化するおそれがあることを見出した。さらに、このようなＩＭＤの大きさを、上記電極指ピッチのピッチ比を調整することにより抑制し得ることを見出した。図５～図７は、それぞれ、２１１０ＭＨｚ、２１４０ＭＨｚまたは２１７０ＭＨｚにおける共通端子２側において表れるＩＭＤの大きさを示す図である。
　ＩＭＤの評価に際しては、第２送信フィルタ１３の共通端子２に最も近い並列腕共振子Ｐ２３のＩＤＴ電極の電極指ピッチと、第１受信フィルタ１２の共通端子２に最も近い直列腕共振子Ｓ１１のＩＤＴ電極における電極指ピッチとのピッチ比を変化させた。入力電力は第２送信フィルタ１３の通過帯域に＋２６ｄＢｍの電力を入力し、共通端子２からＢａｎｄ３の送信信号、すなわち第１送信フィルタ１１の通過帯域の送信信号を＋１０ｄＢｍの電力で入力した場合のＩＭＤを評価した。ＩＭＤ＝２×（Ｂａｎｄ１の通過帯域の中心周波数）－（Ｂａｎｄ３の送信帯域の中心周波数）＝（Ｂａｎｄ１の受信帯域の受信周波数）となる、Ｂａｎｄ１の送信周波数及びＢａｎｄ３の送信周波数で電力を投入し、第２受信フィルタであるＢａｎｄ１の通過帯域に発生するＩＭＤを評価した。
　図５に示すように、２１１０ＭＨｚでは、ピッチ比が１．０３５から１．０１の範囲内では、ピッチ比を小さくするほどＩＭＤが小さくなることがわかる。従って、ＩＭＤを改善するには、上記ピッチ比を１．０３５以下とすればよい。また、図６に示すように、２１４０ＭＨｚにおいても、ピッチ比を小さくするほどＩＭＤが小さくなることがわかる。もっとも、その場合、図７に示すように、２１７０ＭＨｚにおけるＩＭＤは若干大きくなる。
　上記のように、ピッチ比を１．０３５以下とすれば、ＩＭＤを改善することができるのは、以下の理由によると考えられる。上記Ｂａｎｄ１とＢａｎｄ３の送信フィルタ及び受信フィルタを有するマルチプレクサでは、ＩＭＤの大きさは、第２送信フィルタと、第１受信フィルタの特性が支配的となることが多い。もっとも、両者のＩＭＤのレベルが同等であり、かつ位相差が１８０°±９０°であれば、ＩＭＤ同士をキャンセルすることができる。本実施形態では、２１１０ＭＨｚの低域側では、共通端子側で、ＩＭＤ同士が相殺され、それによって、ＩＭＤの大きさが小さくなっているものと考えられる。
　図８及び図９は、上記ピッチ比が１．０２８の場合及び１．０１９の場合の第２送信フィルタ１３の共通端子２におけるＩＭＤと、第１受信フィルタ１２の共通端子２側におけるＩＭＤとのレベル差と周波数との関係及び位相差と周波数との関係を示す図である。ピッチ比が１．０２８の場合には、周波数が低い側におけるＩＭＤのレベル差は最大２０ｄＢと大きく、位相差も２４０°以上である。すなわち、上記キャンセル効果は小さくなっている。
　しかしながら、ピッチ比が１．０１９と小さくなると、周波数が低い側におけるＩＭＤのレベル差は１０ｄＢ以下となり、位相差も２４０°以下と小さくなる。すなわち、キャンセル効果が大きくなっていることがわかる。
　図７から明らかなように、上記ピッチ比が１．０１以上であれば、２１７０ＭＨｚ側におけるＩＭＤもさほど大きくならない。
　なお、上記実施形態では、第２受信フィルタ１４が設けられているが、本発明においては第１送信フィルタ１１、第２送信フィルタ１３及び第１受信フィルタ１２の間に、上記Ｔｘ１ｃ＜Ｒｘ１ｃ＜Ｔｘ２ｃの関係があり、上記ピッチ比が、１よりも大きく、１．０３５以下であればよい。従って、第２受信フィルタ１４におけるＩＭＤではなく、第１受信フィルタ１２におけるＩＭＤが問題となる場合には、第２送信フィルタ１３の通過帯域よりも通過帯域が高い、第２受信フィルタ１４は備えられていなくてもよい。また、本発明においては第２送信フィルタ１３の共通端子２に最も近い共振子は、並列腕共振子であってもよく、直列腕共振子であってもよい。
　図１０（ａ）及び図１０（ｂ）は、それぞれ、第１送信フィルタ及び第２送信フィルタにおけるアンテナ側の共振子における電流密度と周波数との関係を示す図である。図１１（ａ）及び図１１（ｂ）は、それぞれ、第１受信フィルタ及び第２受信フィルタにおけるアンテナ側の共振子における電流密度と周波数との関係を示す図である。なお、上記各図は、ＩＭＤ信号の波形を示す。図１０（ａ）及び図１１（ｂ）に示すように、第２送信フィルタ１３及び第１受信フィルタ１２においては、ＩＭＤ信号の波形が類似する場合がある。この場合には、第２送信フィルタ１３及び第１受信フィルタ１２におけるＩＭＤ信号の位相の差を１８０°に調整することにより、ＩＭＤを相殺することができる。ここで、マルチプレクサ１は、移相回路を有することが好ましい。それによって、ＩＭＤ信号の位相の差を調整することができる。移相回路が、第２送信フィルタ１３と共通端子２との間に接続されていることがより好ましい。第２送信フィルタ１３はＢａｎｄ１の送信フィルタである。そのため、第２送信フィルタ１３には高い電力が入力される。よって、ＩＭＤ信号の位相を調整し易く、ＩＭＤをより確実に相殺することができる。図１０（ｂ）及び図１１（ａ）に示すように、第１送信フィルタ１１及び第２受信フィルタ１４の関係も、第２送信フィルタ１３及び第１受信フィルタ１２の関係と同様である。第１送信フィルタ１１、第１受信フィルタ１２、第２送信フィルタ１３及び第２受信フィルタ１４のうち少なくとも１つと、共通端子２との間に、移相回路が接続されていてもよい。移相回路としては、例えば、コンデンサまたはインダクタ、あるいはこれらを組み合わせた回路や、伝送線路を用いることができる。
１…マルチプレクサ
２…共通端子
１１…第１送信フィルタ
１１ａ…送信端子
１２…第１受信フィルタ
１２ａ…受信端子
１３…第２送信フィルタ
１３ａ…送信端子
１４…第２受信フィルタ
１４ａ…受信端子
１０１…弾性波共振子
１０２…圧電性基板
１０３…ＩＤＴ電極
１０３ａ…第１の電極指
１０３ｂ…第２の電極指
１０４，１０５…反射器
Ｐ１～Ｐ４…並列腕共振子
Ｐ１１～Ｐ１４…並列腕共振子
Ｐ２１，Ｐ２２ａ，Ｐ２２ｂ，Ｐ２３…並列腕共振子
Ｐ３１～Ｐ３４…並列腕共振子
Ｓ１～Ｓ５…直列腕共振子
Ｓ１１～Ｓ１５…直列腕共振子
Ｓ２１～Ｓ２３…直列腕共振子
Ｓ３１～Ｓ３５…直列腕共振子

Claims (6)

  1. 　共通端子と、
    　前記共通端子に共通接続されており、複数の共振子をそれぞれ有する第１送信フィルタ、第２送信フィルタ及び第１受信フィルタと、
    　を備え、
    　前記第１送信フィルタの通過帯域をＴｘ１、前記第２送信フィルタの通過帯域をＴｘ２、前記第１受信フィルタの通過帯域をＲｘ１、各前記通過帯域の中心周波数を、それぞれ、Ｔｘ１ｃ、Ｔｘ２ｃ、Ｒｘ１ｃとしたときに、Ｔｘ１ｃ＜Ｒｘ１ｃ＜Ｔｘ２ｃであり、前記第１受信フィルタの前記共通端子に最も近い共振子が直列腕共振子であり、前記第２送信フィルタにおける前記共通端子に最も近い共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチをｐ（Ｔｘ２）とし、前記第１受信フィルタにおける前記共通端子に最も近い前記直列腕共振子のＩＤＴ電極の電極指ピッチをｐＳ１（Ｒｘ１）とした場合、ｐＳ１（Ｒｘ１）／ｐ（Ｔｘ２）で表されるピッチ比が、１より大きく、１．０３５以下である、マルチプレクサ。
  2. 　前記ｐＳ１（Ｒｘ１）／ｐ（Ｔｘ２）で表されるピッチ比が、１．０１以上である、請求項１に記載のマルチプレクサ。
  3. 　前記第２送信フィルタにおいて、前記共通端子に最も近い共振子が、並列腕共振子である、請求項１または２に記載のマルチプレクサ。
  4. 　前記第２送信フィルタにおいて、前記共通端子に最も近い共振子が、直列腕共振子である、請求項１または２に記載のマルチプレクサ。
  5. 　前記第２送信フィルタの通過帯域より通過帯域が高い第２受信フィルタをさらに備える、請求項１～４のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  6. 　前記第２送信フィルタと前記共通端子との間に接続された移相回路をさらに備える、請求項１～５のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
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