WO2017138539A1 - 高周波フロントエンド回路および通信装置 - Google Patents

Abstract

ＲＦフロントエンド回路（２）は、アンテナ素子（１）に接続されるアンテナ共通端子（２０）と、共通端子（２１ｃ）と選択端子（２１ｓ１および２１ｓ２）とを有するＳＰＤＴ型のスイッチ回路（２１）と、４つのフィルタ素子（２２Ａ～２２Ｄ）とを備え、共通端子（２１ｃ）、フィルタ素子（２２Ｃおよび２２Ｄ）は、アンテナ共通端子（２０）に接続されており、フィルタ素子（２２Ａおよび２２Ｂ）は、それぞれ、選択端子（２１ｓ１および２１ｓ２）に接続されており、フィルタ素子（２２Ａ、２２Ｃおよび２２Ｄ）の通過帯域は互いに重ならず、フィルタ素子（２２Ｂ、２２Ｃおよび２２Ｄ）の通過帯域は互いに重ならず、フィルタ素子（２２Ａおよび２２Ｂ）の通過帯域は一部が重なる。

Description

高周波フロントエンド回路および通信装置

　本発明は、３以上の周波数帯域の高周波信号を通過させる高周波フロントエンド回路および通信装置に関する。

　従来、移動体通信機のマルチモード／マルチバンドなどの複合化に対応すべく、複数の周波数帯域の高周波信号を選択通過させる高周波フロントエンド回路が実用化されている。

　特許文献１には、アンテナ（ＡＮＴ）から受信した８つの周波数帯域の高周波受信信号を選択通過させて、後段のＲＦ信号処理回路へ出力するフロントエンドモジュール６０１が開示されている。図１５は、特許文献１に記載されたフロントエンドモジュール６０１の回路ブロック図である。フロントエンドモジュール６０１は、ＳＰ８Ｔ(Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　８　Ｔｈｒｏｗ)型のスイッチ６１０と、８つのＳＡＷフィルタ６２１～６２８と、ＤＰ１６Ｔ(Ｄｕａｌ　Ｐｏｌｅ　１６　Ｔｈｒｏｗ)方のスイッチ６３０とを含む。ＳＡＷフィルタ６２１～６２８は、それぞれ、Ｂａｎｄ７、Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ３、Ｂａｎｄ１（４）、Ｂａｎｄ５、Ｂａｎｄ８、Ｂａｎｄ１２（１７）、およびＢａｎｄ２０の高周波受信信号を通過させる、非平衡入力－平衡出力型のフィルタ素子である。この構成により、フロントエンドモジュール６０１は、隣り合う周波数帯域の要求減衰値および要求アイソレーション要求値を満たしつつ、複数のＳＡＷフィルタの出力信号を統合して後段のＲＦ信号処理回路へ出力することが可能となる。

特開２０１４－５００９８号公報

　しかしながら、上述した従来のフロントエンドモジュールでは、アンテナ素子と複数のフィルタ素子との間に、バンド（周波数帯域の）数と同数の選択端子を有するスイッチが必要となる。特に、３以上の周波数帯域を処理する場合には、アンテナ素子と複数のフィルタ素子との間に、３つ以上の選択端子を有するＳＰｎＴ（ｎ≧３：Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　ｎ　Ｔｈｒｏｗ)型のスイッチが必要となり、回路サイズが大型化および高コスト化してしまう。

　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、３つ以上の周波数帯域の高周波信号を選択通過させる信号経路を有し、減衰特性およびアイソレーション特性を確保しつつ回路の小型化および低コスト化が可能な高周波フロントエンド回路および通信装置を提供することを目的とする。

　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、アンテナ素子に接続されるアンテナ共通端子と、１つの共通端子と２つの選択端子とを有する単極双投型の第１スイッチ回路と、それぞれ異なる周波数帯域の高周波信号を通過させる３以上のフィルタ素子とを備え、前記第１スイッチ回路の前記共通端子と、前記３以上のフィルタ素子のうちの１以上のフィルタ素子とは、前記アンテナ共通端子に接続されており、前記３以上のフィルタ素子のうち、前記１以上のフィルタ素子以外のフィルタである第１フィルタ素子および第２フィルタ素子は、それぞれ、前記２つの選択端子に接続されており、前記１以上のフィルタ素子および前記第１フィルタ素子の通過帯域は、互いに重ならず、前記１以上のフィルタ素子および前記第２フィルタ素子の通過帯域は、互いに重ならず、前記第１フィルタ素子の通過帯域である第１通過帯域および前記第２フィルタ素子の通過帯域である第２通過帯域は、少なくとも一部が重なる、または、前記第１通過帯域と前記第２通過帯域との周波数間隔が前記第１通過帯域と前記第２通過帯域との中心周波数の３％以下である。

　従来、３つ以上の周波数帯域の高周波信号を選択的に伝搬させる高周波フロントエンド回路において、各周波数帯域に対応した３つ以上の信号経路をアンテナ共通端子で束ねる場合、３つ以上の選択端子を有するＳＰｎＴ（ｎ≧３)型のスイッチ回路、または、高周波信号を３以上の周波数帯域に分波する分波器がアンテナ共通端子に接続される。

　これに対して、上記構成によれば、３以上のフィルタ素子のうち通過帯域が互いに離れている１以上のフィルタ素子はアンテナ共通端子に直接接続され、通過帯域が重複または近接している第１フィルタ素子および第２フィルタ素子とアンテナ共通端子との間には、ＳＰＤＴ（単極双投）型の第１スイッチ回路が配置されている。よって、各信号経路間のアイソレーションを確保しつつスイッチ素子の選択端子数を減らすことができ、回路の小型化および低コスト化が可能となる。

　また、前記３以上のフィルタ素子の少なくとも１つは、通過帯域が変化する周波数可変フィルタであってもよい。

　これにより、１つの周波数帯域内に割り当てられた複数のチャネルのうち使用するチャネルに応じて通過帯域を調整することが可能となる。また、周波数可変フィルタの前段または後段にスイッチ素子を設けずとも各チャネルの通過帯域が切り替わるため、回路の小型化および低コスト化が可能となる。

　また、前記周波数可変フィルタは、第１入出力端子および第２入出力端子と、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子との間に接続された直列腕共振子と、前記第１入出力端子、前記直列腕共振子、および前記第２入出力端子を結ぶ経路上のノードとグランド端子との間に接続された第１の並列腕共振子と、前記ノードとグランド端子との間に接続された第２の並列腕共振子と、前記ノードと前記グランド端子との間に配置され、前記ノード、前記第２の並列腕共振子、および前記グランド端子を結ぶ経路の導通および非導通を切り替えるスイッチ素子と、を備え、前記第１の並列腕共振子の共振周波数は、前記直列腕共振子の共振周波数よりも低く、前記第２の並列腕共振子の共振周波数は、前記第１の並列腕共振子の共振周波数よりも高くてもよい。

　上記構成によれば、直列腕共振子と並列腕共振子とで構成される帯域通過型の周波数可変フィルタにおいて、スイッチ素子が非導通状態である場合には、直列腕共振子と第１の並列腕共振子とにより、第１の帯域通過特性が形成される。また、スイッチ素子が導通状態である場合には、直列腕共振子と第１および第２の並列腕共振子の合成共振器とにより、第１の帯域通過特性と異なる第２の帯域通過特性が形成される。ここで、第１および第２の並列腕共振子の合成特性において、第２の並列腕共振子の共振点は、第１の並列腕共振子の共振点の高周波数側、かつ、直列腕共振子の反共振点の低周波数側に存在する。また、第１および第２の並列腕共振子の合成特性において、第１並列腕共振子を反映した第１の反共振点は、第１の並列腕共振子の反共振点よりも低周波数になることから、第１の帯域通過特性よりも第２の帯域通過特性のほうが、帯域幅を狭くすることが可能となる。つまり、スイッチ素子の切り替えにより、周波数可変フィルタの通過帯域を調整することが可能となる。従来では、２つのチャネルを排他的に選択するシステムに適用されるフィルタ回路には、２つのフィルタ回路および当該２つのフィルタを切り替えるＳＰＤＴ型のスイッチ回路を必要としていた。これに対して、本構成では、１つのフィルタ回路およびＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ素子で構成できる。よって、周波数可変フィルタを簡素化および小型化することがで、高周波フロントエンド回路の小型化および低コスト化が可能となる。

　また、前記第２の並列腕共振子の共振周波数は、前記直列腕共振子の共振周波数よりも高く、かつ、前記直列腕共振子の反共振周波数よりも低くてもよい。

　この構成によれば、第２の並列腕共振子の共振周波数が、通過帯域内の中心周波数近傍の挿入損失に影響する直列腕共振子の共振周波数よりも高く、かつ、通過帯域外の高周波側の減衰極に対応する直列腕共振子の反共振周波数よりも低い。これにより、スイッチ素子を導通させた場合に、通過帯域内の低損失性を維持したまま、通過帯域外の高周波側の減衰極を低周波側へとシフトさせることが可能となる。よって、スイッチ素子を導通させた場合には、通過帯域の高域端を低周波側へシフトできるので、通過特性の急峻性を損なうことなく通過帯域幅を狭くすることが可能となる。

　また、前記第２の並列腕共振子と前記スイッチ素子との直列接続で構成された共振回路が、前記ノードと前記グランド端子との間に、複数並列接続され、複数の前記共振回路が有する前記第２の並列腕共振子の共振周波数は、それぞれ異なってもよい。

　これにより、直列腕共振子と第１の並列腕共振子とで規定される第１の通過帯域特性において、第２の並列腕共振子とスイッチ素子とで構成された複数の共振回路のうち、導通させる共振回路のスイッチ素子を任意に選択することにより、細かな帯域幅の調整をすることが可能となる。

　また、前記周波数可変フィルタは、１つの前記直列腕共振子と１つの前記第１の並列腕共振子とで構成される１段のフィルタ構造を複数段有し、前記複数段のフィルタ構造のうち２以上のフィルタ構造が、前記第２の並列腕共振子と前記スイッチ素子とを有してもよい。

　これにより、複数段のラダー型のフィルタ構造で規定される通過帯域特性において、導通させるスイッチ素子および個数を任意に選択することにより、細かな帯域幅の調整をすることが可能となる。

　また、さらに、前記第２の並列腕共振子と前記スイッチ素子との間に直列接続された第１インダクタを備えてもよい。

　第２の並列腕共振子とスイッチ素子との間に第１インダクタを直列挿入することにより、第２の並列腕共振子を含む共振回路の共振周波数が低くなるため、この周波数低下を見越して第２の並列腕共振子の共振周波数を高く設計することができる。これにより、第２の並列腕共振子を小型化でき省スペース化が可能となる。

　また、さらに、前記第１スイッチ回路の一方の選択端子と前記第１フィルタ素子との接続ノードに接続された第１インピーダンス整合回路と、前記第１スイッチ回路の他方の選択端子と前記第２フィルタ素子との接続ノードに接続された第２インピーダンス整合回路とを備え、前記第１インピーダンス整合回路の複素インピーダンスと前記第２インピーダンス整合回路の複素インピーダンスとは異なってもよい。

　上記構成によれば、インピーダンス整合回路を、アンテナ共通端子と共通端子との接続ノードに接続するのではなく、選択端子とフィルタ素子との接続ノードに接続している。これにより、アンテナ共通端子に第１フィルタ素子と上記１以上のフィルタ素子とが接続された場合のアンテナ共通端子からフィルタ側を見た場合の第１複素インピーダンスと、アンテナ共通端子に第２フィルタ素子と上記１以上のフィルタ素子とが接続された場合のアンテナ共通端子からフィルタ側を見た場合の第２複素インピーダンスとを異ならせることが可能となる。よって、第１スイッチ素子の切り替えに応じて、第１フィルタ素子と第２フィルタ素子とを個別にインピーダンス整合させることが可能となる。

　また、前記第１インピーダンス整合回路は、前記第１スイッチ回路の一方の選択端子と前記第１フィルタ素子との接続ノードおよびグランド端子に接続された第２インダクタを含み、前記第２インピーダンス整合回路は、前記第１スイッチ回路の他方の選択端子と前記第２フィルタ素子との接続ノードおよびグランド端子に接続された第３インダクタを含み、前記第２インダクタのインダクタンス値と前記第３インダクタのインダクタンス値とは異なってもよい。

　上記構成によれば、上記第１複素インピーダンスと上記第２複素インピーダンスとを異ならせることが可能となる。よって、第１スイッチ素子の切り替えに応じて、第１フィルタ素子と第２フィルタ素子とを個別にインピーダンス整合させることが可能となる。

　また、さらに、共通端子および２以上の選択端子を有し、前記３以上のフィルタ素子のうち、少なくとも２以上のフィルタ素子の前記アンテナ共通端子と反対側の端子のそれぞれに、前記２以上の選択端子が接続された第２スイッチ回路を備えてもよい。

　これにより、複数のフィルタ素子が束ねられる前段または後段において、さらに第２スイッチ回路が挿入されているので、隣り合う周波数帯域間同士の減衰特性およびアイソレーション特性を向上させることが可能となる。また、第２スイッチ回路により、複数のフィルタ素子とＲＦ信号処理回路とを接続する端子が統合される。よって、ＲＦ信号処理回路の端子数を削減でき、ＲＦ信号処理回路を簡素化および低コスト化できる。

　また、前記３以上のフィルタ素子は、弾性表面波フィルタ、ＢＡＷを用いた弾性波フィルタ、ＬＣ共振フィルタ、および誘電体フィルタのいずれかであってもよい。

　これにより、フィルタ素子を小型化できるので、回路の小型化および低コスト化が可能となる。

　また、前記第１スイッチ回路は、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチで構成されていてもよい。

　これにより、ＳＰＤＴ型の第１スイッチ回路を構成する部品点数を、ＳＰ３Ｔ型のスイッチと比較して、大幅に低減できるので、回路の小型化および低コスト化が可能となる。

　また、さらに、高周波送信信号または高周波受信信号を増幅する増幅器を備え、前記３以上のフィルタ素子のそれぞれは、前記増幅器で増幅された高周波送信信号、または、前記高周波受信信号を、当該高周波送信信号または当該高周波受信信号の周波数に応じて通過または遮断してもよい。

　これにより、パワーアンプを有する送信系の高周波フロントエンド回路の小型化および低コスト化が可能となる。

　また、本発明の一態様に係る通信装置は、ベースバンド信号または高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、上記記載の高周波フロントエンド回路と、を備える。

　これにより、通信装置を小型化および低コスト化することが可能となる。

　本発明に係る高周波フロントエンド回路によれば、従来と比較してアンテナ共通端子に接続されるスイッチ回路の選択端子数を削減できるので、減衰特性およびアイソレーション特性を確保しつつ回路の小型化および低コスト化が可能となる。

図１は、実施の形態１に係る通信装置の回路構成図である。 図２は、実施の形態１に係る４つのフィルタ素子の通過特性と周波数割り当てとの関係を説明する図である。 図３は、実施の形態１の変形例１に係る通信装置の回路構成図である。 図４は、実施の形態１の変形例２に係るＲＦフロントエンド回路の回路構成図である。 図５は、実施の形態１の変形例３に係るＲＦフロントエンド回路の回路構成図である。 図６は、実施の形態２に係るＲＦフロントエンド回路の回路構成図である。 図７は、実施の形態２の変形例１に係るＲＦフロントエンド回路の回路構成図である。 図８は、実施の形態２に係る周波数可変フィルタの通過特性と周波数割り当てとの関係を説明する図である。 図９は、実施の形態２に係る周波数可変フィルタの一例を示す回路構成図である。 図１０は、実施の形態２に係る周波数可変フィルタの共振子を模式的に表す平面図および断面図の一例である。 図１１Ａは、実施の形態２に係る周波数可変フィルタのスイッチオフ時のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。 図１１Ｂは、実施の形態２に係る周波数可変フィルタのスイッチオン時のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。 図１１Ｃは、実施の形態２に係る周波数可変フィルタのスイッチオフ時およびスイッチオン時のインピーダンス特性および通過特性の比較を表すグラフである。 図１２は、比較例に係る高周波フィルタ回路の回路構成図である。 図１３Ａは、実施の形態２の変形例２に係る周波数可変フィルタの回路構成図である。 図１３Ｂは、実施の形態２の変形例３に係る周波数可変フィルタの回路構成図である。 図１４Ａは、実施の形態２の変形例４に係る周波数可変フィルタの回路構成図である。 図１４Ｂは、実施の形態２の変形例４に係る周波数可変フィルタの通過特性を表すグラフである。 図１５は、特許文献１に記載されたフロントエンドモジュールの回路ブロック図である。

　以下、本発明の実施の形態について、実施例および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。

　（実施の形態１）
　［１．１　ＲＦフロントエンド回路の構成］
　図１は、実施の形態１に係る通信装置６の回路構成図である。同図には、アンテナ素子１と、通信装置６とが示されている。通信装置６は、ＲＦフロントエンド回路２と、電力増幅回路３と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）４と、を備える。アンテナ素子１、ＲＦフロントエンド回路２、電力増幅回路３およびＲＦＩＣ４は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される。

　ＲＦＩＣ４は、例えば、ベースバンド信号処理回路（図示せず）から入力されたベースバンド送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号を電力増幅回路３へ出力する。また、ＲＦＩＣ４は、使用される周波数帯域に基づいて、電力増幅回路３およびＲＦフロントエンド回路２が有するスイッチ回路の接続状態を制御する制御部として機能する。

　電力増幅回路３は、ＲＦＩＣ４から出力された高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプであり、ＲＦＩＣ４からの制御信号Ｓ１に基づいて、ＲＦフロントエンド回路２が有する複数の信号経路のうちの１つの信号経路に対して増幅された高周波送信信号を出力する。

　ＲＦフロントエンド回路２は、アンテナ共通端子２０と、スイッチ回路２１と、フィルタ素子２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃおよび２２Ｄとを備えた高周波フロントエンド回路である。これにより、ＲＦフロントエンド回路２は、所定の周波数帯域の高周波信号を選択的に通過させる４つの信号経路を有する。具体的には、周波数帯域（バンド）Ａの高周波送信信号は、ＲＦＩＣ４、電力増幅回路３、フィルタ素子２２Ａ、スイッチ回路２１、およびアンテナ共通端子２０を経由する信号経路によりアンテナ素子１へ出力される。また、バンドＢの高周波送信信号は、ＲＦＩＣ４、電力増幅回路３、フィルタ素子２２Ｂ、スイッチ回路２１、およびアンテナ共通端子２０を経由する信号経路によりアンテナ素子１へ出力される。また、バンドＣの高周波送信信号は、ＲＦＩＣ４、電力増幅回路３、フィルタ素子２２Ｃ、およびアンテナ共通端子２０を経由する信号経路によりアンテナ素子１へ出力される。また、バンドＤの高周波送信信号は、ＲＦＩＣ４、電力増幅回路３、フィルタ素子２２Ｄ、およびアンテナ共通端子２０を経由する信号経路によりアンテナ素子１へ出力される。

　なお、ＲＦフロントエンド回路２が電力増幅回路３を備えてもよい。

　図２は、実施の形態１に係る４つのフィルタ素子の通過特性と周波数割り当てとの関係を説明する図である。３以上の周波数帯域が使用されるマルチモード／マルチバンド対応のシステムにおいて、バンドＡ／Ｂと、バンドＣと、バンドＤとは、周波数帯域が離散的に配置されている。一方、バンドＡとバンドＢとは、周波数帯域が一部重複しており、排他的に選択使用される。この周波数割り当てを有するバンドＡ～Ｄの高周波信号を選択通過させる各信号経路に、フィルタ素子２２Ａ～２２Ｄが配置される。バンドＡは、例えば、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）規格のＢａｎｄ２８Ａ（送信通過帯域：７０３－７３３ＭＨｚ）である。バンドＢは、例えば、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ２８Ｂ（送信通過帯域：７１８－７４８ＭＨｚ）である。バンドＣは、例えば、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ２６（送信通過帯域：８１４－８４９ＭＨｚ）である。バンドＤは、例えば、ＬＴＥ規格のＢａｎｄ８（送信通過帯域：８８０－９１５ＭＨｚ）である。

　フィルタ素子２２Ａは、バンドＡの周波数帯域を選択通過させる帯域通過型の第１フィルタ素子であり、フィルタ素子２２Ｂは、バンドＢの周波数帯域を選択通過させる帯域通過型の第２フィルタ素子である。フィルタ素子２２Ｃは、バンドＣの周波数帯域を選択通過させる帯域通過型のフィルタ素子であり、フィルタ素子２２Ｄは、バンドＤの周波数帯域を選択通過させる帯域通過型のフィルタ素子である。図２に示された周波数帯域の割り当てに対応すべく、フィルタ素子２２Ａ、２２Ｃおよび２２Ｄの通過帯域は互いに重ならず、フィルタ素子２２Ｂ、２２Ｃおよび２２Ｄの通過帯域は互いに重ならない。また、フィルタ素子２２Ａの通過帯域およびフィルタ素子２２Ｂの通過帯域は、少なくとも一部が重なっている。

　スイッチ回路２１は、共通端子２１ｃと選択端子２１ｓ１および２１ｓ２とを有する第１スイッチ回路であり、共通端子２１ｃがアンテナ共通端子２０に接続され、選択端子２１ｓ１がフィルタ素子２２Ａに接続され、選択端子２１ｓ２がフィルタ素子２２Ｂに接続されている。スイッチ回路２１は、ＲＦＩＣ４からの制御信号Ｓ２に基づいて、共通端子２１ｃと選択端子２１ｓ１との接続、または、共通端子２１ｃと選択端子２１ｓ２との接続を切り替える。

　従来の高周波フロントエンド回路では、３つ以上の周波数帯域の高周波信号を選択的に伝搬させるマルチモード／マルチバンド対応のシステムにおいて、各周波数帯域に対応した３つ以上の信号経路をアンテナ共通端子で束ねる場合、３つ以上の選択端子を有するＳＰｎＴ（ｎ≧３)型のスイッチ回路、または、高周波信号を３以上の周波数帯域に分波する分波器がアンテナ共通端子に接続される。

　これに対して、本実施の形態に係るＲＦフロントエンド回路２では、上述した４つの周波数帯域を有するマルチモード／マルチバンド対応のシステムに対応すべく、通過帯域が重複しているフィルタ素子２２Ａおよび２２Ｂとアンテナ共通端子との間には、ＳＰＤＴ（単極双投）型のスイッチ回路２１が配置されている。また、バンドＣとバンドＤとは、周波数帯域が離れていることから、フィルタ素子２２Ｃおよび２２Ｄとアンテナ共通端子２０との間には、信号経路を択一的に選択するためのスイッチ素子および分波器は不要である。よって、通過帯域が互いに離れているフィルタ素子２２Ｃおよび２２Ｄは、アンテナ共通端子２０に直接接続される。この構成により、他の周波数帯域の減衰量および各信号経路間のアイソレーションを確保しつつ、アンテナ共通端子２０の接続されるスイッチ回路の選択端子数を減らすことができ、回路の小型化および低コスト化が可能となる。

　ここで、フィルタ素子２２Ａ～２２Ｄは、弾性表面波フィルタ、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタ、ＬＣ共振フィルタ、および誘電体フィルタのいずれかであることが好ましい。これにより、フィルタ素子を、小型化できるので、回路の小型化および低コスト化が可能となる。

　また、スイッチ回路２１は、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチで構成されていることが好ましい。これにより、ＳＰＤＴ型のスイッチ回路２１を構成する部品点数を、ＳＰ４Ｔ型のスイッチと比較して大幅に低減できるので、回路の小型化および低コスト化が可能となる。

　また、上記実施の形態では、バンドＡとバンドＢとは周波数帯域が一部重なっている関係を例示したが、バンドＡとバンドＢとの周波数帯域が重なっていない場合であってもよい。具体的には、フィルタ素子２２Ａの通過帯域である第１通過帯域とフィルタ素子２２Ｂの通過帯域である第２通過帯域との周波数間隔が第１通過帯域と第２通過帯域との中心周波数の３％以下である場合にも、本実施の形態に係るＲＦフロントエンド回路２の構成が適用される。ここで、第１通過帯域と第２通過帯域との周波数間隔とは、第１通過帯域が第２通過帯域よりも低周波側に存在するとして、第１通過帯域の高周波端と第２通過帯域の低周波端との周波数差と定義される。

　また、上記実施の形態に係るＲＦフロントエンド回路２は、周波数帯域が４つである場合を例示したが、これに限られない。本発明に係るＲＦフロントエンド回路は、３以上の周波数帯域に対応した３以上の信号経路を有する場合に適用可能である。つまり、本発明に係るＲＦフロントエンド回路は、アンテナ素子に接続されるアンテナ共通端子２０と、共通端子２１ｃ、選択端子２１ｓ１および２１ｓ２を有するＳＰＤＴ型のスイッチ回路２１と、それぞれ異なる周波数帯域の高周波信号を通過させる３以上のフィルタ素子とを備える。ここで、共通端子２１ｃと３以上のフィルタ素子のうちの１以上のフィルタ素子とは、アンテナ共通端子２０に接続されており、上記３以上のフィルタ素子のうち、当該１以上のフィルタ素子以外のフィルタである第１フィルタ素子および第２フィルタ素子は、それぞれ、選択端子２１ｓ１および２１ｓ２に接続されている。また、上記１以上のフィルタ素子および第１フィルタ素子の通過帯域は互いに重ならず、上記１以上のフィルタ素子および第２フィルタ素子の通過帯域は互いに重ならない。さらに、第１フィルタ素子の通過帯域である第１通過帯域および第２フィルタ素子の通過帯域である第２通過帯域は、少なくとも一部が重なる、または、第１通過帯域と第２通過帯域との周波数間隔が第１通過帯域と第２通過帯域との中心周波数の３％以下である。この構成により、他の周波数帯域の減衰量および各信号経路間のアイソレーションを確保しつつ、アンテナ共通端子２０の接続されるスイッチ回路の選択端子数を減らすことができ、回路の小型化および低コスト化が可能となる。例えば、周波数帯域が３つである構成としては、図１に示されたＲＦフロントエンド回路２において、ＢａｎｄＣまたはＢａｎｄＤがなく、ＢａｎｄＡ、ＢａｎｄＢ、およびＢａｎｄＣ（またはＢａｎｄＤ）で構成されたＲＦフロントエンド回路が例示される。

　なお、本実施の形態に係るＲＦフロントエンド回路２において、アンテナ共通端子２０と、スイッチ回路２１、フィルタ素子２２Ｃおよび２２Ｄとは、それぞれ、直接接続されているとした。しかしながら、上記の「直接接続」とは、アンテナ共通端子２０と、スイッチ回路２１、フィルタ素子２２Ｃおよび２２Ｄとの間に、スイッチ回路や分波器のような信号経路を制御する回路が配置されていないという意味であって、アンテナ共通端子２０と、スイッチ回路２１、フィルタ素子２２Ｃおよび２２Ｄとの間に、インダクタンス素子やキャパシタンス素子などのインピーダンス整合素子が配置されている場合を含む。

　［１．２　変形例１に係るＲＦフロントエンド回路の構成］
　図３は、実施の形態１の変形例１に係る通信装置６Ａの回路構成図である。同図には、アンテナ素子１と、通信装置６Ａとが示されている。通信装置６Ａは、ＲＦフロントエンド回路２Ａと、電力増幅回路３および５と、ＲＦＩＣ４と、を備える。同図に示されたＲＦフロントエンド回路２Ａは、実施の形態１に係るＲＦフロントエンド回路２と比較して、送信信号経路だけではなく受信信号経路を有し、送信用のフィルタ素子２２Ａ～２２Ｄの代わりに、デュプレクサ２４Ａ～２４Ｄを備える点が構成として異なる。以下、実施の形態１に係るＲＦフロントエンド回路２と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　ＲＦＩＣ４は、例えば、ベースバンド信号処理回路（図示せず）から入力されたベースバンド送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号を電力増幅回路３へ出力する。また、アンテナ素子１で受信しＲＦフロントエンド回路２および電力増幅回路５を経由した高周波受信信号をダウンコンバートなどにより信号処理しベースバンド信号処理回路へ出力する。また、ＲＦＩＣ４は、使用される周波数帯域に基づいて、電力増幅回路３および５、ならびに、ＲＦフロントエンド回路２Ａが有するスイッチ回路の接続状態を制御する制御部として機能する。

　電力増幅回路３は、ＲＦＩＣ４から出力された高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプであり、ＲＦＩＣ４からの制御信号Ｓ１に基づいて、ＲＦフロントエンド回路２Ａが有する複数の信号経路のうちの１つの信号経路に、増幅された高周波送信信号を出力する。

　電力増幅回路５は、ＲＦＩＣ４からの制御信号Ｓ３に基づいてＲＦフロントエンド回路２Ａが有する複数の信号経路のうちの１つの信号経路から出力された高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプであり、増幅された高周波受信信号をＲＦＩＣ４へ出力する。

　ＲＦフロントエンド回路２Ａは、アンテナ共通端子２０と、スイッチ回路２１と、デュプレクサ２４Ａ、２４Ｂ、２４Ｃおよび２４Ｄとを備えた高周波フロントエンド回路である。これにより、ＲＦフロントエンド回路２Ａは、所定の周波数帯域の高周波送信信号および高周波受信信号を選択的に通過させる４つの信号経路を有する。１つの信号経路は、高周波送信信号を通過させる送信信号経路と高周波受信信号を通過させる受信信号経路とで構成される。具体的には、バンドＡの高周波送信信号は、ＲＦＩＣ４、電力増幅回路３、デュプレクサ２４Ａの送信側フィルタ、スイッチ回路２１、およびアンテナ共通端子２０を経由する信号経路によりアンテナ素子１へ出力される。また、バンドＡの高周波受信信号は、アンテナ素子１から、アンテナ共通端子２０、スイッチ回路２１、およびデュプレクサ２４Ａの受信側フィルタを経由する信号経路により、電力増幅回路５およびＲＦＩＣ４へ出力される。バンドＢ～Ｄについても、バンドＡの上記信号経路と同様に、それぞれの信号経路を経由して高周波送信信号および高周波受信信号が双方向に伝達される。

　なお、ＲＦフロントエンド回路２Ａが電力増幅回路３および５を備えてもよい。

　デュプレクサ２４Ａは、バンドＡの周波数帯域の送信信号および受信信号を選択通過させる帯域通過型の送信フィルタおよび受信フィルタを備える第１フィルタ素子である。また、デュプレクサ２４Ｂは、バンドＢの周波数帯域の送信信号および受信信号を選択通過させる帯域通過型の送信フィルタおよび受信フィルタを備える第２フィルタ素子である。また、デュプレクサ２４Ｃは、バンドＣの周波数帯域の送信信号および受信信号を選択通過させる帯域通過型の送信フィルタおよび受信フィルタを備えるフィルタ素子である。また、デュプレクサ２４Ｄは、バンドＤの周波数帯域の送信信号および受信信号を選択通過させる帯域通過型の送信フィルタおよび受信フィルタを備えるフィルタ素子である。図２に示された周波数帯域の割り当てに対応すべく、デュプレクサ２４Ａ、２４Ｃおよび２４Ｄの送信通過帯域は互いに重ならず、デュプレクサ２４Ｂ、２４Ｃおよび２４Ｄの送信通過帯域は互いに重ならない。また、デュプレクサ２４Ａの送信通過帯域およびデュプレクサ２４Ｂの送信通過帯域は、少なくとも一部が重なっている。また、デュプレクサ２４Ａ、２４Ｃおよび２４Ｄの受信通過帯域は互いに重ならず、デュプレクサ２４Ｂ、２４Ｃおよび２４Ｄの受信通過帯域は互いに重ならない。また、デュプレクサ２４Ａの受信通過帯域およびデュプレクサ２４Ｂの受信通過帯域は、少なくとも一部が重なっている。

　スイッチ回路２１は、共通端子２１ｃと選択端子２１ｓ１および２１ｓ２とを有する第１スイッチ回路であり、共通端子２１ｃがアンテナ共通端子２０に接続され、選択端子２１ｓ１がデュプレクサ２４Ａに接続され、選択端子２１ｓ２がデュプレクサ２４Ｂに接続されている。スイッチ回路２１は、ＲＦＩＣ４からの制御信号Ｓ２に基づいて、共通端子２１ｃと選択端子２１ｓ１との接続、または、共通端子２１ｃと選択端子２１ｓ２との接続を切り替える。

　変形例１に係るＲＦフロントエンド回路２Ａによれば、上述した４つの周波数帯域を有するマルチモード／マルチバンド対応のシステムに対応すべく、通過帯域が重複しているデュプレクサ２４Ａおよび２４Ｂとアンテナ共通端子２０との間には、ＳＰＤＴ（単極双投）型のスイッチ回路２１が配置されている。また、バンドＣとバンドＤとは、周波数帯域が離散的に配置されていることから、デュプレクサ２４Ｃおよび２４Ｄとアンテナ共通端子２０との間には、信号経路を択一的に選択するためのスイッチ素子および分波器は不要である。よって、通過帯域が互いに離れているデュプレクサ２４Ｃおよび２４Ｄは、アンテナ共通端子２０に直接接続される。この構成により、他の周波数帯域の減衰量および各信号経路間のアイソレーションを確保しつつ、アンテナ共通端子２０に接続されるスイッチ回路の選択端子数を減らすことができ、回路の小型化および低コスト化が可能となる。

　［１．３　変形例２に係るＲＦフロントエンド回路の構成］
　図４は、実施の形態１の変形例２に係るＲＦフロントエンド回路２Ｂの回路構成図である。同図に示されたＲＦフロントエンド回路２Ｂは、実施の形態１に係るＲＦフロントエンド回路２と比較して、スイッチ回路２１とフィルタ素子２２Ａおよび２２Ｂとの間に整合素子が配置されている点が構成として異なる。以下、実施の形態１に係るＲＦフロントエンド回路２と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　ＲＦフロントエンド回路２Ｂは、アンテナ共通端子２０と、スイッチ回路２１と、フィルタ素子２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃおよび２２Ｄと、インダクタＬ_ＡおよびＬ_Ｂとを備える。

　インダクタＬ_Ａは、スイッチ回路２１の選択端子２１ｓ１とフィルタ素子２２Ａとの接続ノードに接続された第１インピーダンス整合回路である。また、インダクタＬ_Ｂは、スイッチ回路２１の選択端子２１ｓ２とフィルタ素子２２Ｂとの接続ノードに接続された第２インピーダンス整合回路である。ここで、インダクタＬ_Ａのインダクタンス値とインダクタＬ_Ｂのインダクタンス値とは異なっている。

　変形例２に係るＲＦフロントエンド回路２Ｂの構成によれば、インピーダンス整合回路であるインダクタを、アンテナ共通端子２０と共通端子２１ｃとの間に配置するのではなく、選択端子とフィルタ素子との間に配置している。これにより、アンテナ共通端子２０にフィルタ素子２２Ａ、２２Ｃおよび２２Ｄが接続された場合のアンテナ共通端子２０からフィルタ素子側を見た場合の第１複素インピーダンスと、アンテナ共通端子２０にフィルタ素子２２Ｂ、２２Ｃおよび２２Ｄが接続された場合のアンテナ共通端子２０からフィルタ素子側を見た場合の第２複素インピーダンスとを異ならせることが可能となる。よって、スイッチ回路２１の切り替えに応じて、フィルタ素子２２Ａとフィルタ素子２２Ｂとを個別にインピーダンス整合させることが可能となる。

　なお、スイッチ回路２１とフィルタ素子２２Ａおよび２２Ｂとの間に配置されるインピーダンス整合回路は、本実施例のように、シャント接続されたインダクタに限定されず、スイッチ回路２１とフィルタ素子２２Ａおよび２２Ｂとに直列接続されたインダクタでもよい。また、インダクタンス素子でなくてもよく、例えば、キャパシタンス素子であってもよい。さらには、インダクタンス素子およびキャパシタンス素子の複合回路であってもよい。

　［１．４　変形例３に係るＲＦフロントエンド回路の構成］
　図５は、実施の形態１の変形例３に係るＲＦフロントエンド回路２Ｃの回路構成図である。同図に示されたＲＦフロントエンド回路２Ｃは、実施の形態１に係るＲＦフロントエンド回路２と比較して、バンドＣ用のフィルタが高域通過型のフィルタ素子２２ＣＨで構成され、バンドＤ用のフィルタが低域通過型のフィルタ素子２２ＤＬで構成されている点が構成として異なる。以下、実施の形態１に係るＲＦフロントエンド回路２と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　ＲＦフロントエンド回路２Ｃは、アンテナ共通端子２０と、スイッチ回路２１と、フィルタ素子２２Ａ、２２Ｂ、２２ＣＨ、および２２ＤＬとを備える。これにより、ＲＦフロントエンド回路２は、所定の周波数帯域の高周波信号を選択的に通過させる４つの信号経路を有する。フィルタ素子２２ＣＨは、バンドＣの周波数帯域を選択通過させる高域通過型のハイパスフィルタであり、フィルタ素子２２ＤＬは、バンドＤの周波数帯域を選択通過させる低域通過型のローパスフィルタである。

　なお、バンドＤは、バンドＡおよびバンドＢよりも低周波側に位置し、バンドＣは、バンドＡおよびバンドＢよりも高周波側に位置する。この周波数割り当てにより、フィルタ素子２２Ａ、２２ＣＨおよび２２ＤＬの通過帯域は互いに重ならず、フィルタ素子２２Ｂ、２２ＣＨおよび２２ＤＬの通過帯域は互いに重ならない。また、フィルタ素子２２Ａの通過帯域およびフィルタ素子２２Ｂの通過帯域は、少なくとも一部が重なっている。

　変形例３に係るＲＦフロントエンド回路２Ｃによれば、通過帯域が重複しているフィルタ素子２２Ａおよび２２Ｂとアンテナ共通端子２０との間には、ＳＰＤＴ型のスイッチ回路２１が配置されている。また、バンドＣとバンドＤとは、バンドＡおよびバンドＢを挟んで離れていることから、フィルタ素子２２ＣＨおよびフィルタ素子２２ＤＬとアンテナ共通端子２０との間には、信号経路を択一的に選択するためのスイッチ素子および分波器は不要である。よって、通過帯域が互いに離れているフィルタ素子２２ＣＨおよび２２ＤＬは、アンテナ共通端子２０に直接接続してもよい。この構成により、他の周波数帯域の減衰量および各信号経路間のアイソレーションを確保しつつ、アンテナ共通端子２０に接続されるスイッチ回路の選択端子数を減らすことができ、回路の小型化および低コスト化が可能となる。

　（実施の形態２）
　本実施の形態に係るＲＦフロントエンド回路は、実施の形態１に係るＲＦフロントエンド回路と比較して、３以上のフィルタ素子のアンテナ側と反対側の端子が、スイッチ回路で束ねられている点、および、３以上のフィルタ素子の少なくとも１つが周波数可変フィルタで構成されている点が異なる。

　［２．１　ＲＦフロントエンド回路の構成］
　図６は、実施の形態２に係るＲＦフロントエンド回路２Ｄの回路構成図である。同図に示されたＲＦフロントエンド回路２Ｄは、実施の形態１の変形例２に係るＲＦフロントエンド回路２Ｂと比較して、バンドＡのフィルタ素子が周波数可変フィルタであること、および、４つのフィルタ素子のアンテナ側と反対側にＳＰ４Ｔ型のスイッチ回路が付加されている点が異なる。以下、本実施の形態に係るＲＦフロントエンド回路２Ｄについて、実施の形態１の変形例２に係るＲＦフロントエンド回路２Ｂと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　ＲＦフロントエンド回路２Ｄは、アンテナ共通端子２０と、スイッチ回路２１および２３と、フィルタ素子２２ＡＶ、２２Ｂ、２２Ｃおよび２２Ｄと、インダクタＬ_ＡおよびＬ_Ｂとを備える。

　ここで、バンドＡは、さらにバンドＡ１とＡ２とに細分化され、バンドＡ１とバンドＡ２とは排他的に選択される。なお、バンドＡ１およびＡ２は、それぞれ、バンドＡが細分化された周波数帯域であってもよいし、また、バンドＡ内に設定されるチャネルの１つまたは隣接する複数のチャネルであってもよい。

　フィルタ素子２２ＡＶは、バンドＡ１に対応する通過帯域およびバンドＡ２に対応する通過帯域を変化させることが可能な、周波数可変フィルタである。なお、周波数可変フィルタの構成については、後述する。

　スイッチ回路２３は、共通端子２３ｃおよび選択端子２３ｓ１～２３ｓ４を有し、４つのフィルタ素子のアンテナ共通端子２０と反対側の端子（入力端子）のそれぞれに、選択端子２３ｓ１～２３ｓ４が接続された第２スイッチ回路である。スイッチ回路２３が配置されることにより、他の周波数帯域の減衰量および隣り合う周波数帯域間同士のアイソレーション特性を向上させることが可能となる。また、スイッチ回路２３により、４つのフィルタ素子とＲＦＩＣ４とが接続される端子が統合される。よって、ＲＦＩＣ４の端子数を削減でき、ＲＦＩＣ４を簡素化および低コスト化できる。

　［２．２　変形例１に係るＲＦフロントエンド回路の構成］
　図７は、実施の形態２の変形例１に係るＲＦフロントエンド回路２Ｅの回路構成図である。同図に示されたＲＦフロントエンド回路２Ｅは、実施の形態２に係るＲＦフロントエンド回路２Ｄと比較して、バンドＣのフィルタ素子が周波数可変フィルタであること、および、４つのフィルタ素子のアンテナ側と反対側に、ＳＰ４Ｔ型に替わってＳＰＤＴ型のスイッチ回路が２つ付加されている点が異なる。以下、本実施の形態に係るＲＦフロントエンド回路２Ｅについて、実施の形態２に係るＲＦフロントエンド回路２Ｄと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　ＲＦフロントエンド回路２Ｅは、アンテナ共通端子２０と、スイッチ回路２１、２３ａおよび２３ｂと、フィルタ素子２２ＡＶ、２２Ｂ、２２ＣＶおよび２２Ｄと、インダクタＬ_ＡおよびＬ_Ｂとを備える。

　ここで、バンドＣは、さらにバンドＣ１とＣ２とに細分化され、バンドＣ１とバンドＣ２とは排他的に選択される。なお、バンドＣ１およびＣ２は、それぞれ、バンドＣが細分化された周波数帯域であってもよいし、また、バンドＣ内に設定されるチャネルの１つまたは隣接する複数のチャネルであってもよい。

　フィルタ素子２２ＣＶは、バンドＣ１に対応する通過帯域およびバンドＣ２に対応する通過帯域を変化させることが可能な、周波数可変フィルタである。なお、周波数可変フィルタの構成については、後述する。

　スイッチ回路２３ａは、共通端子２３ａｃ、選択端子２３ａｓ１および２３ａｓ２を有し、２つのフィルタ素子２２ＡＶおよび２２Ｂのアンテナ共通端子２０と反対側の端子（入力端子）のそれぞれに、選択端子２３ａｓ１および２３ａｓ２が接続された第２スイッチ回路である。また、スイッチ回路２３ｂは、共通端子２３ｂｃ、選択端子２３ｂｓ１および２３ｂｓ２を有し、２つのフィルタ素子２２ＣＶおよび２２Ｄのアンテナ共通端子２０と反対側の端子（入力端子）のそれぞれに、選択端子２３ｂｓ１および２３ｂｓ２が接続された第２スイッチ回路である。スイッチ回路２３ａおよび２３ｂが配置されることにより、他の周波数帯域の減衰量および隣り合う周波数帯域間同士のアイソレーション特性を向上させることが可能となる。また、スイッチ回路２３により、２つのフィルタ素子とＲＦＩＣ４とが接続される端子が統合される。よって、ＲＦＩＣ４の端子数を削減でき、ＲＦＩＣ４を簡素化および低コスト化できる。さらに、バンドＡおよびバンドＢから１つのバンドを選択し、同時に、バンドＣおよびバンドＤから１つのバンドを選択することで、２つのバンドを同時に使用する、いわゆるキャリアアグリゲーションに適用することが可能となる。

　［２．３　周波数可変フィルタの構成］
　ここで、ＲＦフロントエンド回路２Ｄのフィルタ素子２２ＡＶ、および、ＲＦフロントエンド回路２Ｅのフィルタ素子２２ＡＶおよび２２ＣＶに適用される周波数可変フィルタの構成について詳細に説明する。なお、以下では、フィルタ素子２２ＡＶについて説明するが、フィルタ素子２２ＣＶについても同様の構成である。

　図８は、実施の形態２に係るフィルタ素子２２ＡＶの通過特性と周波数割り当てとの関係を説明する図である。同図に示すように、バンドＡ１の送信帯域は、ｆ_Ｔ１Ｌ～ｆ_Ｔ１Ｈであり、バンドＡ２の送信帯域は、ｆ_Ｔ２Ｌ～ｆ_Ｔ２Ｈである。ここで、バンドＡ１の送信帯域とバンドＡ２の送信帯域とは、ｆ_Ｔ２Ｌ～ｆ_Ｔ１Ｈにおいて重複している。また、バンドＡ２の送信帯域の高周波端ｆ_Ｔ２Ｈは、バンドＡ１の送信帯域の高周波端ｆ_Ｔ１Ｈよりも高い。一方、バンドＡ１の受信帯域は、ｆ_Ｒ１Ｌ～ｆ_Ｒ１Ｈであり、バンドＡ２の受信帯域は、ｆ_Ｒ２Ｌ～ｆ_Ｒ２Ｈである。ここで、バンドＡ１の受信帯域とバンドＡ２の受信帯域とは、ｆ_Ｒ２Ｌ～ｆ_Ｒ１Ｈにおいて重複している。さらに、バンドＡ２の送信帯域の高周波端ｆ_Ｔ２Ｈと、バンドＡ１の受信帯域の低周波端ｆ_Ｒ１Ｌとの周波数間隔は非常に小さい、もしくは重なっている。上記周波数割り当てにおいて、バンドＡ１とバンドＡ２とは、排他的に選択使用される。

　以上のようなバンドＡ１およびバンドＡ２の周波数仕様において送信側フィルタを構成する場合、各送信帯域の低損失性および各受信帯域の減衰量を確保するには、図８で示されたような通過特性が要求される。つまり、バンドＡ１の送信側フィルタの通過特性としては、図８の実線の特性が要求され、バンドＡ２の送信側フィルタの通過特性としては、図８の破線の特性が要求される。具体的には、バンドＡ２の送信側フィルタの帯域内通過特性に対して、バンドＡ１の送信側フィルタの帯域内通過特性の高周波側を低周波側へシフトさせて帯域幅を狭くする必要がある。

　上記のようなフィルタ要求特性の観点から、周波数可変型のフィルタ素子２２ＡＶは、バンドＡ１に要求される通過特性２２Ａ１とバンドＡ２に要求される通過特性２２Ａ２とを、チューナブルに切り替えることで、簡素かつ小型な構成で実現したものである。

　ここで、２つのバンドにおいて「周波数帯域が近接または一部重複する」とは、図８に示されたバンドＡ１およびバンドＡ２のように、通過帯域が一部重複する場合に限られない。２つのバンドが離れている場合であっても、例えば、２つのバンドの周波数間隔が、２つのバンドの中心周波数（各中心周波数の平均周波数）の数パーセント以内であるような周波数関係を有する場合も含まれる。

　図９は、実施の形態２に係るフィルタ素子２２ＡＶの回路構成図である。同図に示されたフィルタ素子２２ＡＶは、直列腕共振子２２ｓと、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２と、スイッチ２２ＳＷと、入力端子２２ｍ（第１入出力端子）と、出力端子２２ｎ（第２入出力端子）とを備えた周波数可変フィルタである。

　直列腕共振子２２ｓは、入力端子２２ｍと出力端子２２ｎとの間に接続されている。

　並列腕共振子２２ｐ１は、入力端子２２ｍ、直列腕共振子２２ｓ、および出力端子２２ｎを結ぶ経路上のノードｘ１とグランド（基準）端子との間に接続された第１の並列腕共振子である。

　並列腕共振子２２ｐ２は、ノードｘ１とグランド端子との間に接続された第２の並列腕共振子である。

　スイッチ２２ＳＷは、ノードｘ１とグランド端子との間に配置され、ノードｘ１、並列腕共振子２２ｐ２、およびグランド端子を結ぶ経路の導通および非導通を切り替えるスイッチ素子である。本実施の形態では、スイッチ２２ＳＷは、並列腕共振子２２ｐ２およびグランド端子に接続されている。なお、スイッチ２２ＳＷは、並列腕共振子２２ｐ１と２２ｐ２との接続ノードｘ２および並列腕共振子２２ｐ２に接続されていてもよい。

　ここで、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数は、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数よりも高い。また、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数は、直列腕共振子２２ｓの共振周波数よりも高く、かつ、直列腕共振子２２ｓの反共振周波数よりも低い。

　つまり、本実施の形態に係るフィルタ素子２２ＡＶは、ラダー型フィルタを構成する直列腕共振子２２ｓおよび並列腕共振子２２ｐ１のうち、並列腕共振子２２ｐ１に対して、周波数可変用の並列腕共振子２２ｐ２およびスイッチ２２ＳＷを直列接続した回路が並列に接続されている。

　また、スイッチ２２ＳＷは、例えば、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチが挙げられる。これにより、スイッチ２２ＳＷを、１つのＦＥＴスイッチまたはダイオードスイッチにより構成できるので、小型のフィルタ素子２２ＡＶを実現できる。

　本実施の形態では、直列腕共振子２２ｓ、ならびに並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２は、弾性表面波を用いた共振子である。これにより、フィルタ素子２２ＡＶを、圧電基板上に形成されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極により構成できるので、急峻度の高い通過特性を有する小型かつ低背のフィルタ素子２２ＡＶを実現できる。ここで、弾性表面波共振子の構造を説明する。

　図１０は、実施の形態２に係るフィルタ素子２２ＡＶの共振子を模式的に表す平面図および断面図の一例である。同図には、フィルタ素子２２ＡＶを構成する直列腕共振子２２ｓ、ならびに並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２のうち、直列腕共振子２２ｓの構造を表す平面摸式図および断面模式図が例示されている。なお、図１０に示された直列腕共振子は、上記複数の共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。

　フィルタ素子２２ＡＶの各共振子は、圧電基板５０と、櫛形形状を有するＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂとで構成されている。

　図１０の平面図に示すように、圧電基板５０の上には、互いに対向する一対のＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂが形成されている。ＩＤＴ電極１１ａは、互いに平行な複数の電極指１１０ａと、複数の電極指１１０ａを接続するバスバー電極１１１ａとで構成されている。また、ＩＤＴ電極１１ｂは、互いに平行な複数の電極指１１０ｂと、複数の電極指１１０ｂを接続するバスバー電極１１１ｂとで構成されている。複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂは、Ｘ軸方向と直交する方向に沿って形成されている。

　また、複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂ、ならびに、バスバー電極１１１ａおよび１１１ｂで構成されるＩＤＴ電極５４は、図１０の断面図に示すように、密着層５４１と主電極層５４２との積層構造となっている。

　密着層５４１は、圧電基板５０と主電極層５４２との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層５４１の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。

　主電極層５４２は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層５４２の膜厚は、例えば１６２ｎｍである。

　保護層５５は、ＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂを覆うように形成されている。保護層５５は、主電極層５４２を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、および、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。

　なお、密着層５４１、主電極層５４２および保護層５５を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極５４は、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極５４は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属又は合金から構成されてもよく、また、上記の金属又は合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層５５は、形成されていなくてもよい。

　圧電基板５０は、例えば、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ_３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶、またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。なお、本実施の形態では、圧電基板５０として５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ_３単結晶を例示したが、圧電基板５０を構成する単結晶材料はＬｉＴａＯ_３に限定されないし、単結晶材料のカット角もこれに限定されない。

　なお、圧電基板５０は、少なくとも一部に圧電性を有する基板であってもよい。例えば、表面に圧電薄膜を備え、当該圧電薄膜と音速の異なる膜、および支持基板などの積層体で構成されていてもよい。あるいは、上記の圧電性を有する基板は、本実施の形態のように、基板全体に圧電性を有している圧電基板であってもよい。

　ここで、ＩＤＴ電極の設計パラメータについて説明する。弾性表面波共振子の波長とは、図１０の中段に示すＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂを構成する複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂの繰り返しピッチλで規定される。また、ＩＤＴ電極の交叉幅Ｌは、図１０の上段に示すように、ＩＤＴ電極１１ａの電極指１１０ａとＩＤＴ電極１１ｂの電極指１１０ｂとのＸ軸方向から見た場合の重複する電極指長さである。また、対数は、複数の電極指１１０ａまたは１１０ｂの本数である。バンドＡ１およびバンドＡ２における通過帯域の要求仕様に応じて、直列腕共振子２２ｓ、ならびに並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２の繰り返しピッチλ、交叉幅Ｌ、および対数が決定される。

　なお、本発明に係るフィルタ素子２２ＡＶが有する各共振子の構造は、図１０に記載された構造に限定されない。例えば、ＩＤＴ電極５４は、金属膜の積層構造でなく、金属膜の単層であってもよい。

　なお、直列腕共振子２２ｓ、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２は、フィルタ素子２２ＡＶの小型化の観点から、同じ圧電基板５０上に形成されていることが好ましいが、それぞれ別の基板上に形成されていてもよい。

　また、直列腕共振子２２ｓ、ならびに並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２は、弾性表面波共振子でなくてもよく、ＢＡＷを用いた共振子であってもよい。これにより、フィルタ素子２２ＡＶを、弾性波を用いた圧電素子により構成できるので、急峻度の高い通過特性を有する小型の周波数可変フィルタを実現できる。よって、この周波数可変フィルタを含む高周波フロントエンド回路の小型化、低コスト化が可能となる。

　［２．４　周波数可変フィルタの通過特性］
　図１１Ａは、実施の形態２に係るフィルタ素子２２ＡＶのスイッチ２２ＳＷオフ時のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。また、図１１Ｂは、実施の形態２に係るフィルタ素子２２ＡＶのスイッチ２２ＳＷオン時のインピーダンス特性および通過特性を表すグラフである。また、図１１Ｃは、実施の形態２に係るフィルタ素子２２ＡＶのスイッチ２２ＳＷオフ時およびスイッチ２２ＳＷオン時のインピーダンス特性および通過特性の比較を表すグラフである。

　本実施の形態に係るフィルタ素子２２ＡＶは、直列腕共振子２２ｓおよび並列腕共振子２２ｐ１により構成されたラダー型の１段のフィルタ構造を有している。図１１Ａには、スイッチ２２ＳＷがオフ状態である場合のラダー型弾性表面波フィルタのインピーダンス特性および通過特性が示されている。

　まず、図１１Ａを用いて、直列腕共振子２２ｓおよび並列腕共振子２２ｐ１で構成されるラダー型弾性表面波フィルタの動作原理を説明しておく。

　図１１Ａに示された並列腕共振子２２ｐ１は、共振周波数ｆｒｐ１および反共振周波数ｆａｐ１（＞ｆｒｐ１）を有している。また、直列腕共振子２２ｓは、それぞれ、共振周波数ｆｒｓおよび反共振周波数ｆａｓ（＞ｆｒｓ＞ｆｒｐ１）を有している。ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１と直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、並列腕共振子２２ｐ１のインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒｐ１近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が増加すると、反共振周波数ｆａｐ１近傍で並列腕共振子２２ｐ１のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａｐ１～共振周波数ｆｒｓの近傍では、入力端子２２ｍから出力端子２２ｎへの信号経路において信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子２２ｓのインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域となる。

　図１１Ａのフィルタ素子２２ＡＶにおいて、入力端子２２ｍから高周波信号が入力されると、入力端子２２ｍとグランド端子との間で電位差が生じ、これにより、圧電基板５０が歪むことでＸ方向に伝搬する弾性表面波が発生する。ここで、ＩＤＴ電極１１ａおよび１１ｂのピッチλと、通過帯域の波長とを略一致させておくことにより、通過させたい周波数成分を有する高周波信号のみがフィルタ素子２２ＡＶを通過する。

　一方、図１１Ｂには、スイッチ２２ＳＷがオン状態である場合のラダー型弾性表面波フィルタのインピーダンス特性および通過特性が示されている。スイッチ２２ＳＷがオン状態となることで、ラダー型弾性表面波フィルタの並列共振回路は、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２が並列接続されたものとなる。これにより、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２が並列接続された並列共振回路の共振点は、低周波側から、共振周波数ｆｒｐ３およびｆｒｐ４の２点（図１１Ｂの上段グラフ）となる。なお、共振周波数ｆｒｐ３は、並列腕共振子２２ｐ１の共振特性を反映した共振点であり、直列腕共振子２２ｓと並列腕共振子２２ｐ１で構成される１段のラダー型フィルタにおける通過帯域の低周波側に形成される減衰極に対応する。また、共振周波数ｆｒｐ３は、並列腕共振子２２ｐ２の共振特性を反映した共振点であり、上記ラダー型フィルタ構造における通過帯域の高周波側に形成される減衰極に対応する。ここで、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２（並列共振回路の共振周波数ｆｒｐ４に反映されている）は、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１（並列共振回路の共振周波数ｆｒｐ３に反映されている）よりも高く設定されている。また、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２は、直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓよりも高く、かつ、直列腕共振子２２ｓの反共振周波数ｆａｓよりも低く設定されている。

　図１１Ｃを参照して、フィルタ素子２２ＡＶのスイッチ２２ＳＷオフ時およびスイッチ２２ＳＷオン時のインピーダンス特性および通過特性を詳細に比較する。

　スイッチ２２ＳＷオフ時の場合には、並列腕共振子２２ｐ２のインピーダンスは概ね無限大であるため、フィルタ素子２２ＡＶのインピーダンス特性は、直列腕共振子２２ｓのインピーダンス特性（図１１Ｃ上段グラフの実線）と並列腕共振子２２ｐ１のインピーダンス特性（図１１Ｃ上段グラフの細破線）とが合成されたインピーダンス特性となる。このため、スイッチ２２ＳＷオフ時の場合のフィルタ素子２２ＡＶは、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐを低周波側の減衰極とし、直列腕共振子２２ｓの反共振周波数ｆａｓを高周波側の減衰極とするバンドパスフィルタ（図１１Ｃ下段グラフの破線）となる。

　一方、スイッチ２２ＳＷオン時の場合には、フィルタ素子２２ＡＶのインピーダンス特性は、直列腕共振子２２ｓのインピーダンス特性（図１１Ｃ上段グラフの実線）と並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２が並列接続された並列共振回路のインピーダンス特性（図１１Ｃ上段グラフの太破線）とが合成されたインピーダンス特性となる。なお、並列共振回路のインピーダンス特性（図１１Ｃ上段グラフの太破線）は、並列腕共振子２２ｐ１のインピーダンス特性（図１１Ｃ上段グラフの細破線）と並列腕共振子２２ｐ２のインピーダンス特性（図１１Ｃ上段グラフの一点鎖線）との合成特性となる。このため、スイッチ２２ＳＷオン時の場合のフィルタ素子２２ＡＶは、並列共振回路の共振周波数ｆｒｐ３（並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１を反映）を低周波側の減衰極とし、並列共振回路の共振周波数ｆｒｐ４（並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２を反映）を高周波側の減衰極とするバンドパスフィルタ（図１１Ｃ下段グラフの実線）となる。

　ここで、スイッチ２２ＳＷオン時には、並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１よりも高周波側に、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２が存在する。このため、並列共振回路の反共振周波数ｆａｐ３が並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１よりも低周波側へシフトするとともに、並列共振回路の反共振周波数ｆａｐ４が並列腕共振子２２ｐ２の反共振周波数ｆａｐ２よりも低周波数側へシフトする。つまり、並列共振回路の反共振周波数ｆａｐ３は並列腕共振子２２ｐ１の反共振周波数ｆａｐ１よりも低周波数側となり、かつ、並列共振回路の共振周波数ｆｒｐ４は直列腕共振子２２ｓの反共振周波数ｆａｓよりも低周波数側となる。よって、スイッチ２２ＳＷオン時には、スイッチ２２ＳＷオフ時よりも通過帯域幅が低周波数側に狭くなると共に、減衰帯域も低周波数側にシフトする。

　つまり、上記構成によれば、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２が、通過帯域内の中心周波数近傍の挿入損失に影響する直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓよりも高く、かつ、通過帯域外の高周波側の減衰極に対応する直列腕共振子の反共振周波数ｆａｓよりも低い。これにより、スイッチ２２ＳＷオン時に、通過帯域内の低損失性を維持したまま、通過帯域外の高周波側の減衰極を低周波側へとシフトさせることが可能となる。よって、スイッチ２２ＳＷオン時には、通過帯域の高域端を低周波側へシフトできるので、通過帯域の高周波端の急峻性を損なうことなく通過帯域幅を狭くすることが可能となる。

　なお、本発明に係る周波数可変フィルタは、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２が直列腕共振子２２ｓの共振周波数ｆｒｓよりも高く、かつ、直列腕共振子２２ｓの反共振周波数ｆａｓよりも低いことに限定されない。つまり、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２は、直列腕共振子２２ｓの反共振周波数ｆａｓより高くてもよい。この場合であっても、上述したように、並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数ｆｒｐ２が並列腕共振子２２ｐ１の共振周波数ｆｒｐ１よりも高く設定されることにより、並列共振回路の通過帯域高域端でのインピーダンスが並列腕共振子２２ｐ１の通過帯域の高域端でのインピーダンスよりも低くなる。よって、スイッチ２２ＳＷオン時のフィルタ素子２２ＡＶの帯域幅を、スイッチ２２ＳＷオフ時のフィルタ素子２２ＡＶの帯域幅よりもが狭くすることが可能となる。

　［２．５　従来との比較］
　ここで、本実施の形態に係るフィルタ素子２２ＡＶと従来の周波数可変フィルタとを比較する。

　図１２は、比較例に係るフィルタ素子５２２ＡＶの回路構成図である。同図に記載されたフィルタ素子５２２ＡＶは、従来のフィルタ素子であり、バンドＡ１用の送信側フィルタ５２２Ａ１と、バンドＡ２用の送信側フィルタ５２２Ａ２と、ＳＰＤＴ型のスイッチ回路５２３および５２４とを備える。図１２に示すように、比較例に係るフィルタ素子５２２ＡＶでは、近接するバンドＡ１およびバンドＡ２の２つの周波数帯域を排他的に選択する回路は、２つの独立したフィルタ回路および２つのＳＰＤＴ型のスイッチを要する。１つのＳＰＤＴ型のスイッチを構成するには、例えば４つのＦＥＴスイッチが必要となる。つまり、比較例に係るフィルタ素子５２２ＡＶの回路構成では、２つの独立したフィルタ回路および８つのＦＥＴスイッチが必要となる。このため、回路構成が煩雑となり、また、回路サイズが大型化してしまう。

　これに対して、本実施の形態に係るフィルタ素子２２ＡＶは、図９に示すように、直列腕共振子２２ｓ、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２で構成される１つのフィルタ回路と１つのＳＰＳＴ型のスイッチ２２ＳＷとで構成できる。よって、高周波フロントエンド回路を簡素化および小型化することが可能となる。

　［２．６　変形例２および３に係る周波数可変フィルタの構成］
　図１３Ａは、実施の形態２の変形例２に係るフィルタ素子２２ＤＶの回路構成図である。また、図１３Ｂは、実施の形態２の変形例３に係るフィルタ素子２２ＥＶの回路構成図である。図１３Ａおよび図１３Ｂに示すように、変形例２および変形例３に係るフィルタ素子２２ＤＶおよび２２ＥＶは、実施の形態２に係るフィルタ素子２２ＡＶと比較して、並列腕共振子とグランド端子との間に、インダクタが直列付加挿入されている点が回路構成として異なる。以下、実施の形態２に係るフィルタ素子２２ＡＶと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　図１３Ａに示すように、実施の形態２の変形例２に係るフィルタ素子２２ＤＶは、直列腕共振子２２ｓと、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２と、スイッチ２２ＳＷと、インダクタ２２Ｌと、入力端子２２ｍ（第１入出力端子）と、出力端子２２ｎ（第２入出力端子）とを備える。変形例２では、インダクタ２２Ｌは、並列腕共振子２２ｐ１およびグランド端子に接続されている。

　また、図１３Ｂに示すように、実施の形態２の変形例３に係るフィルタ素子２２ＥＶは、直列腕共振子２２ｓと、並列腕共振子２２ｐ１および２２ｐ２と、スイッチ２２ＳＷと、インダクタ２２Ｌと、入力端子２２ｍと、出力端子２２ｎとを備える。変形例３では、インダクタ２２Ｌは、並列腕共振子２２ｐ２およびスイッチ２２ＳＷに接続されている。なお、変形例３において、インダクタ２２Ｌは、スイッチ２２ＳＷおよびグランド端子に接続されていてもよい。

　変形例２の構成によれば、インダクタ２２Ｌが、並列腕共振子２２ｐ１と直列接続されることにより、帯域幅を広帯域化することが可能となる。また、変形例３の構成によれば、インダクタ２２Ｌを直列挿入することにより、インダクタ２２Ｌと並列腕共振子２２ｐ２との合成による共振周波数が低くなるため、この周波数低下を見越して並列腕共振子２２ｐ２の共振周波数を高く設計することができる。これにより、ラダー型フィルタ回路に付加される並列腕共振子２２ｐ２を小型化でき省スペース化が可能となる。

　なお、本実施の形態に係るフィルタ素子２２ＡＶ、２２ＤＶおよび２２ＥＶは、並列腕共振子２２ｐ２とスイッチ２２ＳＷとの直列接続で構成された共振子回路が、ノードｘ２とグランド端子との間に複数、並列接続されていてもよい。さらに、複数の並列共振回路が有する並列腕共振子の共振周波数は、それぞれ異なっていてもよい。これにより、直列腕共振子２２ｓと並列腕共振子２２ｐ１とで規定される通過帯域特性において、導通させるスイッチ２２ＳＷを任意に選択することにより、細かな帯域幅の調整をすることが可能となる。

　なお、共振子回路が有する各並列腕共振子の共振周波数は、全て同じでもよい。この場合には、スイッチ２２ＳＷを一斉にオン状態またはオフ状態にすることで、実施の形態２に係るフィルタ素子２２ＡＶ、２２ＤＶおよび２２ＥＶと比較して、スイッチオン時の帯域幅をより狭くすることが可能となる。

　［２．７　変形例４に係る周波数可変フィルタの構成］
　実施の形態２では、１つの直列腕共振子２２ｓおよび１つの並列腕共振子２２ｐ１に対して、通過特性を可変するための並列腕共振子およびスイッチ２２ＳＷを付加した構成について説明した。これに対して、本変形例では、１つの直列腕共振子と１つの並列腕共振子との組み合わせである１段のフィルタ構造を複数段有する周波数可変フィルタについて説明する。

　図１４Ａは、実施の形態２の変形例４に係るフィルタ素子２２ＨＶの回路構成図である。以下、実施の形態２に係るフィルタ素子２２ＡＶと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。

　図１４Ａに示すように、フィルタ素子２２ＨＶは、直列腕共振子２２１ｓ、２２２ｓ、２２３ｓおよび２２２４ｓと、並列腕共振子（第１の並列腕共振子）２２１ｐ、２２５ｐ１、２２６ｐ１および２２７ｐ１とを備えたラダー型の周波数可変フィルタである。直列腕共振子２２１ｓおよび並列腕共振子２２１ｐは１段のフィルタ構造を構成し、直列腕共振子２２２ｓおよび並列腕共振子２２５ｐ１は１段のフィルタ構造を構成し、直列腕共振子２２３ｓおよび並列腕共振子２２６ｐ１は１段のフィルタ構造を構成し、直列腕共振子２２４ｓおよび並列腕共振子２２７ｐ１は１段のフィルタ構造を構成している。つまり、フィルタ素子２２ＨＶは、４段のフィルタ構造を有している。

　フィルタ素子２２ＨＶは、さらに、通過特性を可変させるための並列腕共振子（第２の並列腕共振子）２２５ｐ２、２２６ｐ２および２２７ｐ２と、スイッチ（スイッチ素子）２２５ＳＷ、２２６ＳＷおよび２２７ＳＷとを備える。並列腕共振子２２５ｐ２とスイッチ２２５ＳＷとが直列接続された回路が、並列腕共振子２２５ｐ１と並列接続されている。また、並列腕共振子２２６ｐ２とスイッチ２２６ＳＷとが直列接続された回路が、並列腕共振子２２６ｐ１と並列接続されている。また、並列腕共振子２２７ｐ２とスイッチ２２７ＳＷとが直列接続された回路が、並列腕共振子２２７ｐ１と並列接続されている。つまり、複数段のフィルタ構造のうち３段のフィルタ構造が、第２の並列腕共振子とスイッチ素子とを有している。

　ここで、並列腕共振子２２５ｐ２の共振周波数は、並列腕共振子２２５ｐ１の共振周波数よりも高く、並列腕共振子２２６ｐ２の共振周波数は、並列腕共振子２２６ｐ１の共振周波数よりも高く、並列腕共振子２２７ｐ２の共振周波数は、並列腕共振子２２７ｐ１の共振周波数よりも高い。

　また、並列腕共振子２２５ｐ２の共振周波数は並列腕共振子２２６ｐ２の共振周波数よりも低く、並列腕共振子２２６ｐ２の共振周波数は並列腕共振子２２７ｐ２の共振周波数よりも低い（並列腕共振子２２５ｐ２の共振周波数＜並列腕共振子２２６ｐ２の共振周波数＜並列腕共振子２２７ｐ２の共振周波数）。なお、図１４Ａでは、共振周波数が低い並列腕共振子を、出力端子２２ｎ側に配置しているが、各共振子の配置順はこれに限られない。

　図１４Ｂは、実施の形態２の変形例４に係るフィルタ素子２２ＨＶの通過特性を表すグラフである。同図のグラフには、スイッチ２２５ＳＷ～２２７ＳＷの全てをオフした場合の通過特性（破線）と、スイッチ２２５ＳＷのみをオンした場合の通過特性（二点鎖線）と、スイッチ２２５ＳＷおよび２２６ＳＷをオンした場合の通過特性（一点鎖線）と、スイッチ２２５ＳＷ～２２７ＳＷの全てをオンした場合の通過特性（実線）とが示されている。

　これにより、スイッチ２２５ＳＷ～２２７ＳＷのうち、オン状態とするスイッチが増えるほど、通過帯域の高周波側の減衰が大きくなる。よって、スイッチ２２５ＳＷ～２２７ＳＷのうちオンするスイッチが増えるほど、フィルタ素子２２ＨＶの通過帯域の高周波端は、低周波側へシフトし、帯域幅が狭くなる。

　本変形例の構成によれば、スイッチ素子の選択により、より細かな帯域幅の調整をすることが可能となる。

　なお、実施の形態２およびその変形例において、フィルタ素子２２ＨＶの段数は４段に限定されない。

　また、並列腕共振子２２５ｐ２、並列腕共振子２２６ｐ２、および並列腕共振子２２７ｐ２の共振周波数は、同じであってもよい。この場合であっても、例えば、スイッチ２２５ＳＷ～２２７ＳＷを一斉にオンオフすることにより、帯域幅の調整をすることが可能となる。

　また、本実施の形態に係る周波数可変フィルタは、縦結合型のフィルタ構造を有していてもよい。縦結合共振器が付加されることにより、広帯域化および減衰強化など要求されるフィルタ特性に適応することが可能となる。

　また、本実施の形態に係る周波数可変フィルタは、送信側フィルタおよび受信側フィルタを備えたデュプレクサであってもよい。

　（その他の実施の形態など）
　以上、本発明の実施の形態に係る高周波フロントエンド回路について、実施の形態１～２および変形例を挙げて説明したが、本発明の高周波フロントエンド回路は、上記実施の形態および変形例に限定されるものではない。上記実施の形態および変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本開示の高周波フロントエンド回路を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。

　例えば、ベースバンド信号または高周波信号を処理するＲＦＩＣ４と上記高周波フロントエンド回路とを備える通信装置も、本発明に含まれる。これにより、通信装置を小型化および低コスト化することが可能となる。

　また、上記実施の形態１～２およびその変形例に係る高周波フロントエンド回路が有するフィルタ素子において、弾性表面波フィルタを構成する圧電基板５０は、高音速支持基板と、低音速膜と、圧電膜とがこの順で積層された積層構造であってもよい。圧電膜は、例えば、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ_３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶、またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。圧電膜は、例えば、厚みが６００ｎｍである。高音速支持基板は、低音速膜、圧電膜ならびにＩＤＴ電極５４を支持する基板である。高音速支持基板は、さらに、圧電膜を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、高音速支持基板中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性表面波を圧電膜および低音速膜が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板は、例えば、シリコン基板であり、厚みは、例えば２００μｍである。低音速膜は、圧電膜を伝搬するバルク波よりも、低音速膜中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電膜と高音速支持基板との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性表面波エネルギーのＩＤＴ電極外への漏れが抑制される。低音速膜は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜であり、厚みは、例えば６７０ｎｍである。この積層構造によれば、圧電基板５０を単層で使用している構造と比較して、共振周波数および反共振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性表面波共振子を構成し得るので、当該弾性表面波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタを構成することが可能となる。

　なお、高音速支持基板は、支持基板と、圧電膜を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。この場合、支持基板は、サファイア、リチウムタンタレート、リチュウムニオベイト、水晶等の圧電体、アルミナ、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライト等の各種セラミック、ガラス等の誘電体またはシリコン、窒化ガリウム等の半導体及び樹脂基板等を用いることができる。また、高音速膜は、窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、ＤＬＣ膜またはダイヤモンド、上記材料を主成分とする媒質、上記材料の混合物を主成分とする媒質等、様々な高音速材料を用いることができる。

　本発明は、３以上のバンドを選択使用するマルチバンドおよびマルチモードシステムに適用できる小型かつ低コストの高周波フロントエンド回路および通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。

　１　　アンテナ素子
　２、２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２Ｄ、２Ｅ　　ＲＦフロントエンド回路
　３、５　　電力増幅回路
　４　　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
　６、６Ａ　　通信装置
　１１ａ、１１ｂ、５４　　ＩＤＴ電極
　２０　　アンテナ共通端子
　２１、２３、２３ａ、２３ｂ、５２３、５２４　　スイッチ回路
　２１ｃ、２３ａｃ、２３ｂｃ、２３ｃ　　共通端子
　２１ｓ１、２１ｓ２、２３ａｓ１、２３ａｓ２、２３ｂｓ１、２３ｂｓ２、２３ｓ１、２３ｓ２、２３ｓ３、２３ｓ４　　選択端子
　２２Ａ、２２ＡＶ、２２Ｂ、２２Ｃ、２２ＣＶ、２２ＣＨ、２２Ｄ、２２ＤＬ、２２ＤＶ、２２ＥＶ、２２ＨＶ、５２２ＡＶ　　フィルタ素子
　２２Ａ１、２２Ａ２　　通過特性
　２２ｍ　　入力端子
　２２ｎ　　出力端子
　２２ｐ１、２２ｐ２、２２１ｐ、２２５ｐ１、２２５ｐ２、２２６ｐ１、２２６ｐ２、２２７ｐ１、２２７ｐ２　　並列腕共振子
　２２ｓ、２２１ｓ、２２２ｓ、２２３ｓ、２２４ｓ　　直列腕共振子
　２２ＳＷ、２２５ＳＷ、２２６ＳＷ、２２７ＳＷ、６１０、６３０　　スイッチ
　２４Ａ、２４Ｂ、２４Ｃ、２４Ｄ　　デュプレクサ
　５０　　圧電基板
　５５　　保護層
　１１０ａ、１１０ｂ　　電極指
　１１１ａ、１１１ｂ　　バスバー電極
　５２２Ａ１、５２２Ａ２　　送信側フィルタ
　５４１　　密着層
　５４２　　主電極層
　６０１　　フロントエンドモジュール
　６２１、６２２、６２３、６２４、６２５、６２６、６２７、６２８　　ＳＡＷフィルタ

Claims (14)

1. 　アンテナ素子に接続されるアンテナ共通端子と、
   　１つの共通端子と２つの選択端子とを有する単極双投型の第１スイッチ回路と、
   　それぞれ異なる周波数帯域の高周波信号を通過させる３以上のフィルタ素子とを備え、
   　前記第１スイッチ回路の前記共通端子と、前記３以上のフィルタ素子のうちの１以上のフィルタ素子とは、前記アンテナ共通端子に接続されており、
   　前記３以上のフィルタ素子のうち、前記１以上のフィルタ素子以外のフィルタである第１フィルタ素子および第２フィルタ素子は、それぞれ、前記２つの選択端子に接続されており、
   　前記１以上のフィルタ素子および前記第１フィルタ素子の通過帯域は、互いに重ならず、
   　前記１以上のフィルタ素子および前記第２フィルタ素子の通過帯域は、互いに重ならず、
   　前記第１フィルタ素子の通過帯域である第１通過帯域および前記第２フィルタ素子の通過帯域である第２通過帯域は、少なくとも一部が重なる、または、前記第１通過帯域と前記第２通過帯域との周波数間隔が前記第１通過帯域と前記第２通過帯域との中心周波数の３％以下である、
   　高周波フロントエンド回路。
2. 　前記３以上のフィルタ素子の少なくとも１つは、通過帯域が変化する周波数可変フィルタである、
   　請求項１に記載の高周波フロントエンド回路。
3. 　前記周波数可変フィルタは、
   　第１入出力端子および第２入出力端子と、
   　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子との間に接続された直列腕共振子と、
   　前記第１入出力端子、前記直列腕共振子、および前記第２入出力端子を結ぶ経路上のノードとグランド端子との間に接続された第１の並列腕共振子と、
   　前記ノードとグランド端子との間に接続された第２の並列腕共振子と、
   　前記ノードと前記グランド端子との間に配置され、前記ノード、前記第２の並列腕共振子、および前記グランド端子を結ぶ経路の導通および非導通を切り替えるスイッチ素子と、を備え、
   　前記第１の並列腕共振子の共振周波数は、前記直列腕共振子の共振周波数よりも低く、
   　前記第２の並列腕共振子の共振周波数は、前記第１の並列腕共振子の共振周波数よりも高い、
   　請求項２に記載の高周波フロントエンド回路。
4. 　前記第２の並列腕共振子の共振周波数は、前記直列腕共振子の共振周波数よりも高く、かつ、前記直列腕共振子の反共振周波数よりも低い、
   　請求項３に記載の高周波フロントエンド回路。
5. 　前記第２の並列腕共振子と前記スイッチ素子との直列接続で構成された共振回路が、前記ノードと前記グランド端子との間に、複数並列接続され、
   　複数の前記共振回路が有する前記第２の並列腕共振子の共振周波数は、それぞれ異なる、
   　請求項３または４に記載の高周波フロントエンド回路。
6. 　前記周波数可変フィルタは、１つの前記直列腕共振子と１つの前記第１の並列腕共振子とで構成される１段のフィルタ構造を複数段有し、
   　前記複数段のフィルタ構造のうち２以上のフィルタ構造が、前記第２の並列腕共振子と前記スイッチ素子とを有する、
   　請求項３～５のいずれか１項に記載の高周波フロントエンド回路。
7. 　さらに、
   　前記第２の並列腕共振子と前記スイッチ素子との間に直列接続された第１インダクタを備える、
   　請求項３～６のいずれか１項に記載の高周波フロントエンド回路。
8. 　さらに、
   　前記第１スイッチ回路の一方の選択端子と前記第１フィルタ素子との接続ノードに接続された第１インピーダンス整合回路と、
   　前記第１スイッチ回路の他方の選択端子と前記第２フィルタ素子との接続ノードに接続された第２インピーダンス整合回路とを備え、
   　前記第１インピーダンス整合回路の複素インピーダンスと前記第２インピーダンス整合回路の複素インピーダンスとは異なる、
   　請求項１～７のいずれか１項に記載の高周波フロントエンド回路。
9. 　前記第１インピーダンス整合回路は、前記第１スイッチ回路の一方の選択端子と前記第１フィルタ素子との接続ノードおよびグランド端子に接続された第２インダクタを含み、
   　前記第２インピーダンス整合回路は、前記第１スイッチ回路の他方の選択端子と前記第２フィルタ素子との接続ノードおよびグランド端子に接続された第３インダクタを含み、
   　前記第２インダクタのインダクタンス値と前記第３インダクタのインダクタンス値とは異なる、
   　請求項８に記載の高周波フロントエンド回路。
10. 　さらに、
    　共通端子および２以上の選択端子を有し、前記３以上のフィルタ素子のうち、少なくとも２以上のフィルタ素子の前記アンテナ共通端子と反対側の端子のそれぞれに、前記２以上の選択端子が接続された第２スイッチ回路を備える、
    　請求項１～９のいずれか１項に記載の高周波フロントエンド回路。
11. 　前記３以上のフィルタ素子は、弾性表面波フィルタ、ＢＡＷを用いた弾性波フィルタ、ＬＣ共振フィルタ、および誘電体フィルタのいずれかである、
    　請求項１～１０のいずれか１項に記載の高周波フロントエンド回路。
12. 　前記第１スイッチ回路は、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチで構成されている、
    　請求項１～１１のいずれか１項に記載の高周波フロントエンド回路。
13. 　さらに、
    　高周波送信信号または高周波受信信号を増幅する増幅器を備え、
    　前記３以上のフィルタ素子のそれぞれは、前記増幅器で増幅された高周波送信信号、または、前記高周波受信信号を、当該高周波送信信号または当該高周波受信信号の周波数に応じて通過または遮断する、
    　請求項１～１２のいずれか１項に記載の高周波フロントエンド回路。
14. 　ベースバンド信号または高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　請求項１～１３のいずれか１項に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    　通信装置。

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