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WO2012105337A1 - 分波器および通信用モジュール部品 - Google Patents

分波器および通信用モジュール部品 Download PDF

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WO2012105337A1
WO2012105337A1 PCT/JP2012/051211 JP2012051211W WO2012105337A1 WO 2012105337 A1 WO2012105337 A1 WO 2012105337A1 JP 2012051211 W JP2012051211 W JP 2012051211W WO 2012105337 A1 WO2012105337 A1 WO 2012105337A1
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WO
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filter
terminal
connection wiring
connection
resonator
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PCT/JP2012/051211
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French (fr)
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裕二 森
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Kyocera Corp
Original Assignee
Kyocera Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
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    • H03H9/54—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material
    • H—ELECTRICITY
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    • H03H9/0538—Constructional combinations of supports or holders with electromechanical or other electronic elements
    • H03H9/0566—Constructional combinations of supports or holders with electromechanical or other electronic elements for duplexers
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    • H—ELECTRICITY
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    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03H9/0023—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns, or networks having balanced input and output
    • H03H9/0028—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns, or networks having balanced input and output using surface acoustic wave devices
    • H03H9/0047—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns, or networks having balanced input and output using surface acoustic wave devices having two acoustic tracks
    • H03H9/0052—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns, or networks having balanced input and output using surface acoustic wave devices having two acoustic tracks being electrically cascaded
    • H03H9/0057—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns, or networks having balanced input and output using surface acoustic wave devices having two acoustic tracks being electrically cascaded the balanced terminals being on the same side of the tracks

Definitions

  • the present invention relates to a duplexer and a communication module component.
  • a demultiplexer that demultiplexes transmission and reception frequencies is used in the front end of communication terminals such as mobile phones.
  • the duplexer has an antenna terminal, a transmission terminal, and a reception terminal, a transmission filter is disposed between the antenna terminal and the transmission terminal, and a reception filter is disposed between the antenna terminal and the reception terminal.
  • a transmission circuit and a reception circuit are arranged after the duplexer.
  • the duplexer demultiplexes the transmission signal from the transmission circuit to the antenna terminal and the reception signal received at the antenna terminal to the reception circuit. It has a function to do.
  • the transmission filter and the reception filter should be matched so that the transmission signal does not flow into the reception circuit or the reception signal does not flow into the transmission circuit. Yes.
  • the impedance to the reception filter is slightly lower than the impedance from the transmission filter to the antenna, or the impedance from the antenna to the reception filter
  • the impedance to the transmission filter may be slightly lower.
  • the isolation characteristic deteriorates due to a signal originally flowing from the transmission filter to the antenna flowing to the reception filter or a signal that should have been input from the antenna to the reception filter flowing to the transmission filter. It will be.
  • a transmission filter and a reception filter used in a duplexer are constituted by a surface acoustic wave filter in which an IDT electrode is formed on a piezoelectric substrate.
  • the isolation characteristic has been improved by adjusting the impedance of each filter by changing the number of electrode fingers or the like (for example, see Patent Document 1).
  • attenuation characteristics are also important as required specifications required for the duplexer. This is because if either the isolation characteristic or the attenuation characteristic is poor, there arises a problem such as deterioration of the call quality of the mobile phone.
  • the adjustable range is limited, and it is difficult to satisfy both the required specifications of the isolation characteristic and the attenuation characteristic.
  • the present invention has been devised to solve the above problems, and provides a duplexer capable of improving isolation characteristics while suppressing deterioration of attenuation characteristics, and a communication module component using the same. Is.
  • a duplexer includes a terminal group including an antenna terminal, a first terminal, a second terminal, and a ground terminal, and a resonator connection wiring positioned between the antenna terminal and the first terminal. And a first filter having a series resonator and a parallel resonator connected in a ladder shape via the resonator connection wiring, and the passage of the first filter located between the antenna terminal and the second terminal.
  • a second filter having a pass frequency band different from the frequency band, a first connection wiring connecting the parallel resonator and the ground terminal, and a second connection wiring connecting the second filter and the ground terminal.
  • a third connection line that connects the first connection line and the second connection line and is electromagnetically coupled to at least one of the resonator connection line, the series resonator, and the parallel resonator. Is shall.
  • a communication module component includes a module substrate and the duplexer described above.
  • the isolation characteristic can be improved while suppressing the deterioration of the attenuation characteristic of the duplexer.
  • FIG. 1 is an external perspective view of a duplexer according to an embodiment of the present invention. It is a plane perspective view of the piezoelectric substrate used for the duplexer of the embodiment. It is an equivalent circuit diagram of the duplexer of the embodiment. It is a top view of each layer of the circuit board used for the duplexer of the embodiment.
  • FIG. 5A to FIG. 5C are plan views of the first layer of the circuit board for explaining the operation of the duplexer of the embodiment. 6 is a graph showing the isolation characteristics of the duplexer shown in FIG. 5.
  • FIGS. 7A to 7C are plan views of the first layer of the circuit board for explaining the operation of the duplexer according to the embodiment. It is a graph which shows the isolation characteristic of the duplexer shown in FIG. FIGS.
  • FIGS. 9A to 9C are plan views of the first layer of the circuit board for explaining the operation of the duplexer of the embodiment.
  • 10 is a graph showing isolation characteristics of the duplexer shown in FIG. 9.
  • FIGS. 11A and 11B are plan views of the first layer of the circuit board for explaining the operation of the duplexer according to the embodiment.
  • 12 is a graph showing isolation characteristics of the duplexer shown in FIG. 11. It is a graph which shows the insertion loss characteristic of the duplexer of a comparative example, and the duplexer of embodiment. It is a graph which shows the isolation characteristic of the duplexer of a comparative example, and the duplexer of embodiment.
  • FIG. 1 is a block circuit diagram of a communication device using a duplexer according to an embodiment of the present invention.
  • a perspective view of a duplexer 200 according to an embodiment of the present invention is shown in FIG.
  • a duplexer 200 shown in FIG. 1 mainly includes a circuit board 100 formed by laminating a plurality of dielectric layers and a piezoelectric substrate 101 mounted on the circuit board 100.
  • the piezoelectric substrate 101 is mounted on the second main surface 100 ⁇ / b> B of the circuit substrate 100.
  • the transmission filter 5 as the first filter and the reception filter 6 as the second filter are formed on the surface (the third main surface 101A) facing the second main surface 100B of the circuit substrate 100 of the piezoelectric substrate 101. Has been.
  • the piezoelectric substrate 101 is set to a size slightly smaller than the circuit substrate 100, and is entirely covered and protected by a sealing resin 103 (indicated by a dotted line in the figure).
  • the circuit board 100 has a thickness of 350 ⁇ m to 400 ⁇ m, for example, and the piezoelectric substrate 101 has a thickness of 230 ⁇ m to 280 ⁇ m, for example.
  • FIG. 2 is a plan perspective view of the piezoelectric substrate 101 used in the duplexer according to the present embodiment when viewed from the fourth main surface 101B side opposite to the third main surface 101A.
  • the transmission filter 5 and the reception filter 6 in the present embodiment are composed of surface acoustic wave filters.
  • approximate regions corresponding to the transmission filter 5 and the reception filter 6 are indicated by alternate long and short dash lines.
  • the transmission filter 5 forms a ladder filter circuit by connecting a plurality of surface acoustic wave resonators in series or in parallel as shown in FIG. Specifically, in the path from the antenna pad 4 ′ to the transmission signal pad 1 ′, the series resonators 61, 62, 63, 64 are connected in series via the resonator connection wiring 80, and the series resonator 61 , 62, 63, 64 are arranged between the resonator connection wiring 80 and the ground pads GP1, GP2, GP3, and parallel resonators 65, 66, 67, 68 are arranged.
  • the reception filter 6 constitutes a longitudinal multimode filter circuit, and as shown in FIG. 2, two dual-mode surface acoustic wave elements 71 and 72 and three surface acoustic wave resonators.
  • the surface acoustic wave filter includes 73, 74, and 75.
  • the wiring 81 that connects the surface acoustic wave element 72 and the surface acoustic wave resonator 74 and the wiring 81 that connects the surface acoustic wave element 72 and the ground pad GP 5 include the insulator 90. Crossing three-dimensionally by sandwiching between both wires. Even in other parts, the wirings having different potentials intersect with each other through a three-dimensional insulator 90.
  • a first annular wiring 83 is formed on the third main surface 101 A of the piezoelectric substrate 101 so as to surround the transmission filter 5 and the reception filter 6.
  • the first annular wiring 83 is joined to the second annular wiring 19 provided on the second main surface 100B of the circuit board 100 via a joining material such as solder.
  • the transmission filter 5 and the reception filter 6 are joined to the first annular wiring 83 and the second annular wiring 19, the second main surface 100B of the circuit board 100, and the third main surface 101A of the piezoelectric substrate 101. It will be hermetically sealed in the space surrounded by.
  • the transmission signal pad 1 ′ is electrically connected to the transmission signal terminal 1 of the circuit board 100, and the reception signal pads 2 ′ and 3 ′ are electrically connected to the reception signal terminals 2 and 3 of the circuit board 100, respectively.
  • the antenna pad 4 ′ is electrically connected to the antenna terminal 4 of the circuit board 100.
  • the transmission filter 5 and the reception filter 6 may be manufactured on the same piezoelectric substrate or may be manufactured on separate piezoelectric substrates.
  • the transmission filter 5 and the reception filter 6 are arranged on the same piezoelectric substrate as shown in FIG. Due to the manufacture of the duplexer, manufacturing variations may occur in each of the transmission filter 5 and the reception filter 6, but when each filter is manufactured on a separate substrate, there is a manufacturing variation in the manufacturing variations. Since the filter and the reception filter are combined, the optimum inductance value of the line pattern of the matching circuit may be different depending on the combination. On the other hand, when two filters are fabricated on the same piezoelectric substrate, the filters are fabricated at substantially the same location on the wafer. In this case, the optimum inductance value is almost the same for any substrate cut out from the wafer, and variations due to combinations can be reduced.
  • the transmission filter 5 and the reception filter 6 shown in the equivalent circuit diagram of FIG. 3 are formed.
  • the transmission filter 5 is disposed between the antenna terminal 4 and the transmission signal terminal 1
  • the reception filter 6 is disposed between the antenna terminal 4 and the reception signal terminals 2 and 3.
  • the transmission filter 5 and the reception filter 6 are set to have different passband frequencies.
  • the pass frequency band of the reception filter 6 is set to be higher than the pass frequency band of the transmission filter 5.
  • the pass frequency band of the reception filter 6 is 869 to 894 MHz.
  • the pass frequency band of the transmission filter 5 is 824 to 849 MHz.
  • the transmission filter 5 is an unbalanced signal filter for both input and output signals
  • the reception filter 6 is an unbalanced signal input signal and a balanced signal output signal. That is, in FIG. 3, an unbalanced signal is input to the transmission signal terminal 1, and a balanced signal is output from the reception signal terminals 2 and 3.
  • the parallel resonators 65 to 68 of the transmission filter 5 are each connected to the ground terminal via the first connection wiring 51.
  • the first connection wiring 51 has an inductance of a predetermined size, and the inductance and the capacitance of the parallel resonator resonate at a predetermined frequency, thereby forming an attenuation pole outside the band, and attenuation outside the band. The amount is increased.
  • the surface acoustic wave elements 71 and 72 of the reception filter 6 are connected to the ground terminal via the second connection wiring 52.
  • the first connection wiring 51 and the second connection wiring 52 are connected by a third connection wiring 53.
  • the third connection wiring 53 is electromagnetically coupled to at least one of the series resonators 61 to 64 and the parallel resonators 65 to 68 constituting the transmission filter 5 and the resonator connection wiring 80 that connects these resonators. ing.
  • FIG. 3 shows a mode in which the third connection wiring 53 is capacitively coupled to the series resonator 63 and the parallel resonators 66 and 67.
  • the electromagnetic field coupling is a coupling including at least one of capacitive coupling and inductive coupling.
  • the first connection wiring 51 and the second connection wiring 52 are connected by the third connection wiring 53, and the third connection wiring 53 is connected to the series resonators 61 to 64, the parallel resonators 65 to 68, and their resonances.
  • the isolation characteristics can be improved with almost no deterioration in insertion loss.
  • connection portion between the first connection wiring 51 and the third connection wiring 53 is connected to the parallel resonators 67 and 68 in the first connection wiring 51. It is located in a portion closer to the other end E2 that is a connection portion with the ground terminal than the one end E1 that is a portion.
  • FIG. 4 shows each dielectric layer constituting the circuit board 100.
  • the circuit board 100 used in the duplexer 200 is formed by laminating two dielectric layers.
  • 4A is a plan view of the first layer, assuming that the layer on the second main surface 100B side of the circuit board 100 is the first layer and the layer on the first main surface 100A side is the second layer.
  • C is a plan view of the second layer, and (d) of FIG. 4 corresponds to a plan perspective view of the second layer.
  • 4B is a diagram showing the positions of vias formed in the first layer connecting the first-layer wiring pattern and the second-layer wiring pattern, and FIG.
  • the main surface of the first layer corresponds to the second main surface 100B of the circuit board, and the back surface of the second layer corresponds to the first main surface 100A of the circuit board.
  • the region T indicated by the alternate long and short dash line generally corresponds to the region where the transmission filter 5 is disposed oppositely, and the region R illustrated by the alternate long and short dashed line is disposed opposite to the reception filter 6. Generally corresponds to the area.
  • a terminal group including a transmission signal terminal 1, reception signal terminals 2, 3, an antenna terminal 4, and a plurality of ground terminals G is formed on the first main surface 100A of the circuit board. ing. These terminal groups are connected to the transmission filter 5 and the reception filter 6 through wiring patterns and vias provided in each layer of the circuit board 100.
  • the transmission signal input from the transmission signal terminal 1 is input to the transmission filter 5 via the via 40, the wiring pattern 30, the via 20, and the wiring pattern 10.
  • the transmission signal output from the transmission filter 5 is output from the antenna terminal 4 via the wiring pattern 11, the via 21, the wiring pattern 31, and the via 41.
  • the reception signal input from the antenna terminal 4 is input to the reception filter 6 via the via 41, the wiring pattern 31, the via 21, and the wiring pattern 11.
  • the reception signal input to the reception filter 6 is output from the reception signal terminals 2 and 3 through the wiring patterns 12 and 13, the vias 22 and 23, the wiring patterns 32 and 33, and the vias 42 and 43.
  • the first connection wiring 51 that connects the parallel resonators 67 and 68 of the transmission filter 5 and the ground terminal G includes a first wiring pattern 15, a first via 24, a second wiring pattern 34, and It consists of a second-layer via 44.
  • the wiring pattern 34 in the second layer is formed in a spiral shape, thereby giving an inductance having a predetermined size to the first connection wiring 51.
  • the second connection wiring 52 that connects the reception filter 6 and the ground terminal G is from the first layer wiring pattern 18, the first layer via 25, the second layer wiring pattern 35, and the second layer via 45. Become.
  • the third connection wiring 53 that connects the first connection wiring 51 and the second connection wiring 52 includes the first-layer wiring pattern 16 and the first-layer vias 26 and 27, and the via 26 is the first connection wiring 51.
  • the via 27 is connected to the second-layer wiring pattern 35 constituting a part of the second connection wiring 52.
  • the wiring pattern 16 that constitutes a part of the third connection wiring 53 is located on the second main surface 100B of the circuit board 100, and the series resonators 61 to 64 and the parallel resonator that constitute the transmission filter 5. 65 to 68 are opposed to at least one of the resonator connection wirings 80 for connecting these resonators. As a result, the third connection wiring 53 and the resonators and wirings constituting the transmission filter 5 can be electromagnetically coupled.
  • the dielectric material constituting the circuit board 100 for example, ceramics mainly composed of alumina, glass ceramics that can be sintered at a low temperature, or glass epoxy resins mainly composed of organic materials are used.
  • a green sheet was produced by forming a slurry in which a metal oxide such as ceramics and an organic binder were homogeneously kneaded with an organic solvent into a sheet, and a desired conductor pattern or via was formed. Thereafter, these green sheets are laminated and pressure-bonded to form an integrated body, and then fired.
  • Each wiring pattern is made of a conductor on the surface of each dielectric layer, and the dielectric layers are connected by vias filled with the conductor.
  • silver, an alloy obtained by adding palladium to silver, tungsten, copper, gold, or the like can be used as the conductor.
  • These wiring patterns are formed by forming a metal conductor by screen printing or a combination of a film forming method such as vapor deposition or sputtering and etching.
  • Ni or Au is further formed on the surface if necessary for good bonding with the connection terminal of the filter. You may perform plating, such as.
  • FIGS. 5A to 5C are plan views of the first layer of the circuit board 100 used in each of the duplexers of Comparative Examples 1 and 2 and the duplexer 200 of the embodiment. The position of the first-layer via is superimposed on this wiring pattern. Note that the second-layer wiring pattern, vias, and terminal group are the same as those shown in FIG. 4 in FIGS.
  • FIG. 5A shows the first layer plane of the duplexer of the first comparative example in which the third connection wiring 53 is connected to the second connection wiring 52 but is not connected to the first connection wiring 51.
  • the via 26 connected to one end of the wiring pattern 16 provided in FIG. 4 is not provided.
  • FIG. 5B shows the first layer plane of the duplexer of the comparative example 2 in which the third connection wiring 53 is connected to the first connection wiring 51 but is not connected to the second connection wiring 52. It is a figure and the via
  • FIG. 5C is a plan view of the first layer of the duplexer 200 shown in FIG. 4, in which the first connection wiring 51 and the second connection wiring 52 are connected via the third connection wiring 53. Has been.
  • the horizontal axis represents frequency (MHz) and the vertical axis represents isolation (dB).
  • the duplexer 200 of the embodiment has improved isolation characteristics in the reception band as compared with the duplexers of Comparative Examples 1 and 2. From this result, it was confirmed that it is effective to connect the first connection wiring 51 and the second connection wiring 52 to improve the isolation characteristics of the duplexer.
  • FIG. 7 is a plan view of the first layer of the circuit board 100, and shows the via positions superimposed on the wiring pattern of the first layer.
  • the shape of the wiring pattern 16 constituting the third connection wiring 53 is changed.
  • the shaded area is an area corresponding to the transmission filter 5. Note that the wiring patterns, vias, and terminal groups in the second layer are the same as those shown in FIG. 4 in FIGS.
  • FIG. 7A is a plan view of the first layer of the duplexer 201 when the area of the wiring pattern 16 facing the transmission filter 5 is smaller than the area of the wiring pattern 16 facing the reception filter 6. It is.
  • FIG. 7B is a plan view of the first layer of the duplexer 202 when the area of the wiring pattern 16 facing the transmission filter 5 is equal to the area of the wiring pattern 16 facing the reception filter 6. is there.
  • FIG. 7C is a plan view of the first layer of the duplexer 203 when the area of the wiring pattern 16 facing the transmission filter 5 is larger than the area of the wiring pattern 16 facing the reception filter 6. It is.
  • the horizontal axis represents frequency (MHz) and the vertical axis represents isolation (dB).
  • the duplexer 201 having a small facing area between the wiring pattern 16 and the transmitting filter 5 does not have a large attenuation pole, whereas the facing area facing the transmitting filter 5 is not formed. It can be seen that in the duplexers 202 and 203 having a large value, a relatively large attenuation pole is formed in the reception band, and the isolation characteristics are improved.
  • FIG. 9 is a plan view of the first layer of the circuit board 100, and shows the positions of vias superimposed on the wiring pattern of the first layer.
  • the shape of the wiring pattern 16 constituting the third connection wiring 53 is changed.
  • the hatched area is an area corresponding to the transmission filter 5. Note that the wiring patterns, vias, and terminal groups in the second layer are the same as those shown in FIG. 4 in FIGS. 9A to 9C.
  • FIG. 9A shows a duplexer 204 in which the area of the wiring pattern 16 facing the transmission filter 5 is relatively large.
  • FIG. 9B shows the area of the wiring pattern 16 facing the transmission filter 5.
  • 9C is a demultiplexer 206 in which the area of the wiring pattern 16 facing the transmission filter 5 is smaller than that of the demultiplexer 205.
  • FIG. That is, the facing area of the wiring pattern 16 to the transmission filter 5 is gradually reduced in the order of the duplexer 204, the duplexer 205, and the duplexer 206.
  • the horizontal axis represents frequency (MHz) and the vertical axis represents isolation characteristics (dB).
  • MHz frequency
  • dB isolation characteristics
  • FIG. 11 is a plan view of the first layer of the circuit board 100, and shows via positions superimposed on the first-layer wiring pattern.
  • the shape of the wiring pattern 16 constituting the third connection wiring 53 is changed. Note that the wiring patterns, vias, and terminal groups in the second layer are the same as those shown in FIG. 4 in both (a) and (b) of FIG.
  • FIG. 11A and 11B are duplexers in which the inductance of the wiring pattern 16 is changed with the facing area of the wiring pattern 16 facing the transmission filter 5 being equal
  • FIG. 11B shows a duplexer 207 in which the portion of the wiring pattern 16 facing the transmission filter 5 is a solid pattern and the inductance of the wiring pattern 16 is reduced
  • FIG. 11B is a diagram of the wiring pattern 16 facing the transmission filter 5. This is a duplexer 208 in which the part to be spiraled is formed and the inductance of the wiring pattern 16 is increased.
  • duplexer 207 and duplexer 208 were examined by simulation calculation. The result is shown in FIG.
  • the horizontal axis represents frequency (MHz) and the vertical axis represents isolation (dB).
  • the branching filter 208 has improved isolation characteristics than the branching filter 207. From this result, it was confirmed that the isolation characteristics were improved by increasing the inductance of the third connection wiring 53 that is electromagnetically coupled to the transmission filter 5.
  • FIG. 13 is a graph showing insertion loss characteristics of the duplexer 200 of the embodiment having the wiring pattern 16 shown in FIG. 4 and the duplexer of Comparative Example 3 in which only the wiring pattern 16 is deleted from the duplexer of the embodiment 200. is there. 13A shows the insertion loss in the transmission band, and FIG. 13B shows the insertion loss in the reception band.
  • the duplexer 200 showed almost no difference in insertion loss characteristics from the duplexer of Comparative Example 3.
  • FIG. 14 is a graph showing the isolation characteristics of the duplexer 200 and the duplexer of Comparative Example 3. As can be seen from this graph, the duplexer 200 is more isolated than the duplexer of Comparative Example 3. The characteristics have improved.
  • the insertion loss characteristic is obtained by connecting the first connection wiring 51 and the second connection wiring 52 by the third connection wiring 53 and electromagnetically coupling the third connection wiring 53 to the transmission filter 5. It was confirmed that the isolation characteristics of the duplexer can be improved while suppressing deterioration of the duplexer.
  • FIG. 15 is a perspective view of the communication module component 400 according to the present embodiment.
  • the communication module component 400 includes, in addition to the duplexer 200, a power amplifier PA, a bandpass filter BPF, and the like, and is used as a transmission module such as a mobile phone.
  • the communication module component 400 is obtained by mounting the duplexer 200, the power amplifier PA, and the bandpass filter BPF on the upper surface of the module substrate 300, and coating these components with a resin 301.
  • the communication module of the present embodiment is excellent in electrical characteristics by mounting the duplexer 200 described above. It is also possible to form the internal pattern of the circuit board 100 of the duplexer 200 inside the module substrate 300 and mount the piezoelectric substrate 101 directly on the module substrate 300.
  • FIG. 16 is a block diagram of a communication apparatus according to the present embodiment. 16 includes an antenna ANT, an RF circuit 600 connected to the antenna ANT, an IF circuit 700 connected to the RF circuit 600, a signal processing circuit DSP connected to the IF circuit, and a signal processing circuit. And an interface unit 800 connected to the DSP.
  • the RF circuit 600 includes a duplexer 200, a power amplifier PA, a transmission bandpass filter BPF1, a low noise amplifier LNA, a reception bandpass filter BPF2, and a local oscillator LO.
  • the IF circuit 700 includes a modulator MOD, a low-pass filter LPS, and a demodulator De-MOD.
  • the user interface unit 800 includes a control unit CONT, an operation unit KB, a microphone MIC, and a speaker SP.
  • the audio signal input from the microphone MIC is A / D converted by a DSP (Digital Signal Processor), then modulated by the modulator MOD, and further, the frequency is output by the mixer using the oscillation signal of the local oscillator LO. Converted.
  • the output of the mixer passes through the transmission bandpass filter BPF1 and the power amplifier PA, passes through the duplexer 200, and is output to the antenna ANT.
  • a reception signal from the antenna ANT passes through the duplexer 200, and is input to the mixer through the low noise amplifier LNA and the reception band pass filter BPF2.
  • the mixer converts the frequency of the received signal using the oscillation signal of the local oscillator LO, and the converted signal passes through the low-pass filter LPF, is demodulated by the demodulator De-MOD, and further D / A converted by the DSP, and the speaker An audio signal is output from. Since the communication device illustrated in FIG. 10 includes the duplexer 200, a call with less noise is possible.
  • the transmission signal terminal 1 is an example of a “first terminal”
  • the reception signal terminals 2 and 3 are examples of a “second terminal”.
  • the present invention is not limited to the above embodiment, and may be implemented in various modes.
  • the configuration of the filter is not limited to this, and a thin film acoustic resonator may be used.
  • the duplexer in which the pass frequency band of the transmission filter 5 is lower than the pass frequency band of the reception filter 6 has been described.
  • the pass frequency band of the transmission filter 5 is higher than the pass frequency band of the reception filter 6.
  • the present invention is also applicable to a duplexer.
  • Second connection wiring 53 Third connection wiring 61-64: Series resonator 65-68: Parallel resonator 80: Resonator connection wiring

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Abstract

　【課題】　減衰特性の劣化を抑制しつつアイソレーション特性を向上させることができる分波器を提供する。　【解決手段】　アンテナ端子４、送信信号端子１、受信信号端子２，３およびグランド端子Ｇを含む端子群と、アンテナ端子４と送信信号端子１との間に位置した送信用フィルタ５と、アンテナ端子４と受信信号端子２，３との間に位置した第２フィルタ６と、並列共振子６７，６８とグランド端子Ｇとを接続する第１接続配線５１と、受信用フィルタ６とグランド端子Ｇとを接続する第２接続配線５２と、第１接続配線５１と第２接続配線５２とを接続し、送信用フィルタ５を構成する共振子および配線の少なくとも１つと電磁界結合している第３接続配線５３とを備えた分波器である。

Description

分波器および通信用モジュール部品
　本発明は、分波器および通信用モジュール部品に関するものである。
　携帯電話機などの通信端末のフロントエンド部では、送受信周波数を分波する分波器が使用されている。
　分波器は、アンテナ端子、送信端子、および受信端子を有し、アンテナ端子と送信端子との間には送信用フィルタが配置され、アンテナ端子と受信端子との間には受信用フィルタが配置されている。通信端末において、分波器の後段には送信回路と受信回路が配置されており、分波器は送信回路からの送信信号をアンテナ端子へ、アンテナ端子で受信した受信信号を受信回路へ分波する機能を有している。
　このような分波器では、送信信号が受信回路へ流れ込まないようにするため、または受信信号が送信回路へ流れ込まないようにするために送信用フィルタと受信用フィルタとの整合をとるようにしている。
　しかしながら、各フィルタの設計によっては、最も整合が取れた状態でも、例えば送信用フィルタからアンテナへのインピーダンスより受信用フィルタへのインピーダンスがわずかに低くなる場合や、アンテナから受信用フィルタへのインピーダンスより送信用フィルタへのインピーダンスがわずかに低くなる場合がある。そうすると、本来、送信用フィルタからアンテナへ抜ける信号が受信用フィルタへ流れたり、アンテナから受信用フィルタへ入力されるはずだった信号が送信用フィルタへと流れるなどして、アイソレーション特性が劣化することになる。
　分波器に使用される送信用フィルタ、受信用フィルタは圧電基板上にＩＤＴ電極を形成した弾性表面波フィルタにより構成されることが多いが、従来の分波器ではＩＤＴ電極の電極指間距離や電極指の本数などを変えるなどして各フィルタのインピーダンスを調整することによりアイソレーション特性の改善を図っていた（例えば、特許文献１参照）。
ところで分波器に求められる要求スペックとしては、アイソレーション特性以外に減衰特性も重要となってくる。アイソレーション特性、減衰特性のいずれかの特性が悪いと、携帯電話器の通話品質が劣化するなどの問題が生じるためである。
　しかしながら従来の調整方法では、調整可能な範囲は限られており、アイソレーション特性と減衰特性の要求スペックをともに満たすことが困難であった。
　本発明は、上記課題を解決するべく案出されたものであり、減衰特性の劣化を抑制しつつアイソレーション特性を改善することができる分波器およびそれを用いた通信用モジュール部品を提供するものである。
特開平５－１８３３８０号公報
　本発明の一態様に係る分波器は、アンテナ端子、第１端子、第２端子およびグランド端子を含む端子群と、前記アンテナ端子と前記第１端子との間に位置した、共振子接続配線ならびに該共振子接続配線を介してラダー型に接続された直列共振子および並列共振子を有する第１フィルタと、前記アンテナ端子と前記第２端子との間に位置した、前記第１フィルタの通過周波数帯域とは異なる通過周波数帯域を有する第２フィルタと、前記並列共振子と前記グランド端子とを接続する第１接続配線と、前記第２フィルタと前記グランド端子とを接続する第２接続配線と、前記第１接続配線と前記第２接続配線とを接続し、前記共振子接続配線、前記直列共振子および前記並列共振子の少なくとも１つと電磁界結合している第３接続配線とを備えるものである。
　また本発明の一態様に係る通信用モジュール部品は、モジュール基板と、上記の分波器とを備えたものである。
　上記の構成によれば、分波器の減衰特性の劣化を抑制しつつアイソレーション特性を改善することができる。
本発明の実施形態に係る分波器の外観斜視図である。 実施形態の分波器に使用される圧電基板の平面透視図である。 実施形態の分波器の等価回路図である。 実施形態の分波器に使用される回路基板の各層の平面図である。 図５（ａ）～図５（ｃ）は実施形態の分波器の作用を説明するための回路基板の１層目の平面図である。 図５に示す分波器のアイソレーション特性を示すグラフである。 図７（ａ）～（ｃ）は実施形態の分波器の作用を説明するための回路基板の１層目の平面図である。 図７に示す分波器のアイソレーション特性を示すグラフである。 図９（ａ）～（ｃ）は実施形態の分波器の作用を説明するための回路基板の１層目の平面図である。 図９に示す分波器のアイソレーション特性を示すグラフである。 図１１（ａ）および（ｂ）は実施形態の分波器の作用を説明するための回路基板の１層目の平面図である。 図１１に示す分波器のアイソレーション特性を示すグラフである。 比較例の分波器および実施形態の分波器の挿入損失特性を示すグラフである。 比較例の分波器および実施形態の分波器のアイソレーション特性を示すグラフである。 本発明の実施形態に係る通信用モジュール部品を示す図であり、（ａ）は通信用モジュール部品の外観斜視図、（ｂ）は通信用モジュール部品のブロック回路図である。 本発明の実施形態に係る分波器を使用した通信装置のブロック回路図である。
　以下、本発明にかかる分波器の実施形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、以下に説明する図面において同様の箇所には同じ符号を付すものとする。また、各パターンの大きさやパターン間の距離、あるいはビアの本数や直径や形状等については、説明のために模式的に図示したものであるので、これらに限定されるものではない。
　＜分波器＞
　本発明の実施形態にかかる分波器２００の斜視図を図１に示す。図１に示す分波器２００は、複数の誘電体層を積層することにより形成された回路基板１００と、回路基板１００に実装された圧電基板１０１とから主に構成されている。圧電基板１０１は、回路基板１００の第２主面１００Ｂに実装されている。また、圧電基板１０１の回路基板１００の第２主面１００Ｂと向い合う面（第３主面１０１Ａ）には、第１フィルタとしての送信用フィルタ５および第２フィルタとしての受信用フィルタ６が形成されている。
　圧電基板１０１は、回路基板１００より一回り小さいサイズに設定され、全体が封止樹脂１０３（図では点線で示す）により覆われて保護されている。なお、回路基板１００の厚みは、例えば、３５０μｍ～４００μｍ、圧電基板１０１の厚みは、例えば、２３０μｍ～２８０μｍである。
　図２は、本実施形態にかかる分波器に使用される圧電基板１０１を第３主面１０１Ａとは反対側の第４主面１０１Ｂ側から見たときの平面透視図である。本実施形態における送信用フィルタ５および受信用フィルタ６は弾性表面波フィルタからなる。なお、図では送信用フィルタ５および受信用フィルタ６に該当するおおよその領域をそれぞれ一点鎖線で示している。
　送信用フィルタ５は、図２に示されるように複数の弾性表面波共振子を直列接続あるいは並列接続することによりラダー型フィルタ回路を構成している。具体的には、アンテナ用パッド４’から送信信号用パッド１’に至る経路において、直列共振子６１，６２，６３，６４が共振子接続配線８０を介して直列に接続され、直列共振子６１，６２，６３，６４同士を接続している共振子接続配線８０とグランドパッドＧＰ１，ＧＰ２，ＧＰ３との間に並列共振子６５，６６，６７，６８が配置されている。
　一方、受信用フィルタ６は、縦多重モード型フィルタ回路を構成するものであり、図２に示されるように２つの二重モード型の弾性表面波素子７１，７２と３つの弾性表面波共振子７３，７４，７５を備えた弾性表面波フィルタである。受信用フィルタ６において、例えば、弾性表面波素子７２と弾性表面波共振子７４とを接続する配線８１と、弾性表面波素子７２とグランドパッドＧＰ５とを接続する配線８１とは、絶縁体９０を両配線の間に挟むことにより立体的に交差している。その他の部分でも、異なる電位となる配線同士が交差する部分では絶縁体９０を介して立体的な交差となっている。
　圧電基板１０１の第３主面１０１Ａには、送信用フィルタ５および受信用フィルタ６を囲むようにして第１環状配線８３が形成されている。この第１環状配線８３は、回路基板１００の第２主面１００Ｂに設けられた第２環状配線１９と半田などの接合材を介して接合される。これにより送信用フィルタ５および受信用フィルタ６が、接合された第１環状配線８３および第２環状配線１９と、回路基板１００の第２主面１００Ｂと、圧電基板１０１の第３主面１０１Ａとで囲まれた空間に気密に封止されることとなる。
　なお、送信信号用パッド１’は回路基板１００の送信信号端子１と電気的に接続され、受信信号用パッド２’，３’は回路基板１００の受信信号端子２、３とそれぞれ電気的に接続され、アンテナ用パッド４’は回路基板１００のアンテナ端子４と電気的に接続される。
　送信用フィルタ５と受信用フィルタ６は、同一の圧電基板上に作製されていてもよいし、個別の圧電基板に作製されていてもよい。
　本実施形態では、送信用フィルタ５と受信用フィルタ６は、図２に示したように同一の圧電基板上に配置されている。分波器の製造上、送信用フィルタ５と受信用フィルタ６のそれぞれに製造ばらつきが発生することがあるが、それぞれのフィルタが個別の基板上に作製されている場合、製造ばらつきのある送信用フィルタと受信用フィルタとを組み合わせることになり、整合回路の線路パターンの最適なインダクタンス値が組み合わせによって異なってしまう可能性がある。これに対し、２つのフィルタが同一の圧電基板上に作製されている場合は、ウェハーのほぼ同じ場所に作製されたフィルタ同士であるため、同一基板上の送信側フィルタと受信側フィルタとで見た場合に、ウェハーから切り出したどの基板でも最適なインダクタンス値はほぼ同じになり、組み合わせによるばらつきを小さくすることができる。
　図２に示す構成により、図３の等価回路図に示した送信用フィルタ５および受信用フィルタ６が形成される。送信用フィルタ５は、アンテナ端子４と送信信号端子１との間に配置され、受信用フィルタ６は、アンテナ端子４と受信信号端子２，３との間に配置されている。送信用フィルタ５と受信用フィルタ６は通過帯域周波数が互いに異なるように設定されている。本実施形態では、受信用フィルタ６の通過周波数帯域が、送信用フィルタ５の通過周波数帯域よりも高くなるように設定されており、例えば、受信用フィルタ６の通過周波数帯域は８６９～８９４ＭＨｚであるのに対し、送信用フィルタ５の通過周波数帯域は８２４～８４９ＭＨｚである。
　また、送信用フィルタ５は、入力信号、出力信号がともに不平衡信号のフィルタであり、受信用フィルタ６は入力信号が不平衡信号、出力信号が平衡信号のフィルタとなっている。すなわち図３において送信信号端子１には不平衡信号が入力され、受信信号端子２，３からは平衡信号が出力される。
　送信用フィルタ５の並列共振子６５～６８は、それぞれ第１接続配線５１を介してグランド端子に接続されている。第１接続配線５１は、所定の大きさのインダクタンスを有しており、このインダクタンスと並列共振子の容量とが所定の周波数で共振することにより帯域外に減衰極を形成し、帯域外の減衰量を大きくしている。
　一方、受信用フィルタ６の弾性表面波素子７１，７２は、第２接続配線５２を介してグランド端子に接続されている。
　第１接続配線５１と第２接続配線５２は、第３接続配線５３によって接続されている。この第３接続配線５３は、送信用フィルタ５を構成する直列共振子６１～６４、並列共振子６５～６８、これらの共振子同士を接続する共振子接続配線８０の少なくとも１つと電磁界結合している。図３では、第３接続配線５３が直列共振子６３、並列共振子６６，６７と容量結合している態様を示している。なお、電磁界結合は容量結合および誘導結合の少なくとも一方を含む結合である。
　このように第１接続配線５１と第２接続配線５２とを第３接続配線５３によって接続し、かつ、第３接続配線５３を直列共振子６１～６４、並列共振子６５～６８、これらの共振子同士を接続する共振子接続配線８０の少なくとも１つと電磁界結合させることによって、挿入損失を殆ど劣化させることなくアイソレーション特性を向上させることができる。
　また、第１接続配線５１のインダクタンスを有効に活用するために、第１接続配線５１と第３接続配線５３との接続部は、第１接続配線５１のうち並列共振子６７，６８との接続部である一方端Ｅ１よりもグランド端子との接続部である他方端Ｅ２に近い部分に位置している。
　次に、回路基板１００について説明する。図４は、回路基板１００を構成する各誘電体層を示すものである。
　本実施形態にかかる分波器２００に使用される回路基板１００は、２層の誘電体層を積層して形成されている。回路基板１００の第２主面１００Ｂ側の層を１層目、第１主面１００Ａ側の層を２層目とすると、図４の（ａ）が１層目の平面図であり、図４の（ｃ）が２層目の平面図であり、図４の（ｄ）が２層目の平面透視図に該当する。また、図４の（ｂ）は１層目の配線パターンと２層目の配線パターンとを接続する１層目に形成されたビアの位置を示す図であり、図４の（ｄ）は２層目の配線パターンと２層目の裏面に形成された端子とを接続する２層目に形成されたビアの位置を示す平面図である。なお、１層目の主面が回路基板の第２主面１００Ｂに相当し、２層目の裏面が回路基板の第１主面１００Ａに相当する。
　図４の（ａ）において、一点鎖線で示した領域Ｔは、送信用フィルタ５が対向配置される領域に概ね対応し、一点鎖線で示した領域Ｒは、受信用フィルタ６が対向配置される領域に概ね対応している。
　図４（ｅ）に示すように、回路基板の第１主面１００Ａには、送信信号端子１、受信信号端子２、３、アンテナ端子４、および複数のグランド端子Ｇを含む端子群が形成されている。これらの端子群と送信用フィルタ５および受信用フィルタ６とが回路基板１００の各層に設けられた配線パターンやビアを介して接続されることとなる。
　送信信号端子１から入力された送信信号はビア４０、配線パターン３０，ビア２０，配線パターン１０を介して送信用フィルタ５に入力される。送信用フィルタ５から出力された送信信号は配線パターン１１，ビア２１，配線パターン３１，ビア４１を介してアンテナ端子４から出力される。
　アンテナ端子４から入力された受信信号は、ビア４１，配線パターン３１，ビア２１，配線パターン１１を介して受信用フィルタ６に入力される。受信用フィルタ６に入力された受信信号は、配線パターン１２，１３，ビア２２，２３，配線パターン３２，３３，ビア４２，４３を介して受信信号端子２，３から出力される。
　送信用フィルタ５の並列共振子６７，６８とグランド端子Ｇとを接続する第１接続配線５１は、１層目の配線パターン１５、１層目のビア２４、２層目の配線パターン３４、および２層目のビア４４からなる。２層目の配線パターン３４は渦巻状に形成されており、これによって第１接続配線５１に所定の大きさのインダクタンスを付与している。
　受信用フィルタ６とグランド端子Ｇとを接続する第２接続配線５２は、１層目の配線パターン１８、１層目のビア２５、２層目の配線パターン３５、および２層目のビア４５からなる。
　第１接続配線５１と第２接続配線５２とを接続する第３接続配線５３は、１層目の配線パターン１６と１層目のビア２６，２７とからなり、ビア２６が第１接続配線５１の一部を構成する２層目の配線パターン３４と接続され、ビア２７が第２接続配線５２の一部を構成する２層目の配線パターン３５と接続されている。
　第３接続配線５３の一部を構成する配線パターン１６は、回路基板１００の第２主面１００Ｂに位置しており、かつ、送信用フィルタ５を構成する直列共振子６１～６４、並列共振子６５～６８、これらの共振子同士を接続する共振子接続配線８０の少なくとも１つと対向している。これにより、第３接続配線５３と送信用フィルタ５を構成する共振子や配線とを電磁界結合させることができる。
　図４において符号を付していない配線パターンおよびビアは、いずれもグランド端子Ｇに接続されるものである。
　回路基板１００を構成する誘電体の材料としては例えばアルミナを主成分とするセラミックスや、低温で焼結可能なガラスセラミックス、または有機材料を主成分とするガラスエポキシ樹脂等が用いられる。セラミックスやガラスセラミックスを用いる場合には、セラミックス等の金属酸化物と有機バインダとを有機溶剤等で均質混練したスラリーをシート状に成型したグリーンシートを作製し、所望の導体パターンやビアを形成した後、これらグリーンシートを積層し圧着することにより一体形成して、しかる後焼成することによって作製される。
　各配線パターンは各誘電体層の表面に導体によって作製され、誘電体層間は導体を充填したビアで接続される。ここで導体としては、銀、銀にパラジウムを添加した合金、タングステン、銅および金などを用いることができる。これらの配線パターンは、金属導体をスクリーン印刷、あるいは蒸着やスパッタリング等の成膜法とエッチングとの組合せ等により形成されて作製される。フィルタと直接接続されるパターンや、ＰＣＢ等の外部回路に分波器を搭載する際に接続する端子には、さらにフィルタの接続端子との良好な接合に必要であれば、表面にＮｉあるいはＡｕ等のめっきを施してもよい。
　次に、第３接続配線５３について考察した結果を図５～図１４を用いて説明する。
　まず、第１接続配線５１と第２接続配線５２とを接続した場合の特性への影響を調べた結果について図５および図６を用いて説明する。図５（ａ）～（ｃ）は、比較例１，２の分波器と実施形態の分波器２００のそれぞれに使用される回路基板１００の１層目の平面図であり、１層目の配線パターンに１層目のビアの位置を重ねて示したものである。なお、２層目の配線パターン、ビア、および端子群は図５（ａ）～（ｃ）のいずれも図４に示すものと同じである。
　図５（ａ）は、第３接続配線５３が第２接続配線５２とは接続されているが、第１接続配線５１とは接続されていない比較例１の分波器の１層目の平面図であり、図４では設けられていた配線パターン１６の一方端に接続されるビア２６が設けられていない。図５（ｂ）は、第３接続配線５３が第１接続配線５１とは接続されているが、第２接続配線５２とは接続されていない比較例２の分波器の１層目の平面図であり、図４では設けられていた配線パターン１６の他方端に接続されるビア２７が設けられていない。したがって、図５（ａ）および（ｂ）の比較例の分波器は、第１接続配線５１と第２接続配線５２とが接続されていない。
　一方、図５（ｃ）は、図４において示した分波器２００の１層目の平面図であり、第１接続配線５１と第２接続配線５２とが第３接続配線５３を介して接続されている。
　これらの比較例１，２の分波器と実施形態の分波器２００について、アイソレーション特性をシミュレーション計算により調べた。その結果を図６のグラフと表１に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
 　
　図６において、横軸は周波数（ＭＨｚ）、縦軸はアイソレーション（ｄＢ）を示している。図６および表１に示されるように、実施形態の分波器２００は、比較例１、２の分波器に比べて受信帯域におけるアイソレーション特性が改善されていることがわかる。この結果から、分波器のアイソレーション特性の改善には、第１接続配線５１と第２接続配線５２とを接続することが効果的であることが確認できた。
　次に、送信用フィルタ５と第３接続配線５３との電磁界結合が特性に与える影響を調べた結果について図７および図８を用いて説明する。
　図７は、回路基板１００の１層目の平面図であり、１層目の配線パターンにビアの位置を重ねて示したものである。図７（ａ）～（ｃ）に示す分波器は、第３接続配線５３を構成する配線パターン１６の形状をそれぞれ変えている。また、図７（ａ）～（ｃ）において、斜線で示した領域は送信用フィルタ５に対応する領域である。なお、２層目の配線パターン、ビア、および端子群は、図７（ａ）～（ｃ）のいずれも図４に示すものと同じである。
　図７（ａ）は、配線パターン１６の送信用フィルタ５との対向面積を、配線パターン１６の受信用フィルタ６との対向面積よりも小さくした場合の分波器２０１の１層目の平面図である。図７（ｂ）は、配線パターン１６の送信用フィルタ５との対向面積を、配線パターン１６の受信用フィルタ６との対向面積と等しくした場合の分波器２０２の１層目の平面図である。図７（ｃ）は、配線パターン１６の送信用フィルタ５との対向面積を、配線パターン１６の受信用フィルタ６との対向面積よりも大きくした場合の分波器２０３の１層目の平面図である。
　これらの分波器２０１～２０３について、アイソレーション特性をシミュレーション計算により調べた。その結果を図８のグラフと表２に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　図８において、横軸は周波数（ＭＨｚ）、縦軸はアイソレーション（ｄＢ）を示している。図８および表２に示されるように、配線パターン１６と送信用フィルタ５との対向面積が小さい分波器２０１では大きな減衰極が形成されていないのに対し、送信用フィルタ５との対向面積が大きい分波器２０２，２０３では、比較的大きな減衰極が受信帯域に形成され、アイソレーション特性が改善されていることがわかる。
　この結果から、分波器のアイソレーション特性には、第３接続配線５３と送信用フィルタ５との電磁界結合が大きな影響を及ぼすことが確認できた。
　次に、送信用フィルタ５と第３接続配線５３との電磁界結合の大きさが特性に与える影響を調べた結果について、図９および図１０を用いて説明する。
　図９は、回路基板１００の１層目の平面図であり、１層目の配線パターンにビアの位置を重ねて示したものである。図９（ａ）～（ｃ）に示す分波器は、第３接続配線５３を構成する配線パターン１６の形状をそれぞれ変えている。また、図９（ａ）～（ｃ）において、斜線で示した領域は送信用フィルタ５に対応する領域である。なお、２層目の配線パターン、ビア、および端子群は、図９（ａ）～（ｃ）のいずれも図４に示すものと同じである。
　図９（ａ）は、配線パターン１６の送信用フィルタ５との対向面積を比較的大きくした分波器２０４であり、図９（ｂ）は、配線パターン１６の送信用フィルタ５との対向面積を分波器２０４よりも小さくした分波器２０５であり、図９（ｃ）は、配線パターン１６の送信用フィルタ５との対向面積を分波器２０５よりも小さくした分波器２０６である。すなわち、分波器２０４、分波器２０５、分波器２０６の順に配線パターン１６の送信用フィルタ５との対向面積が段階的に小さくなっている。
　これらの分波器２０４～２０６について、アイソレーション特性をシミュレーション計算により調べた。その結果を図１０のグラフと表３に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
　図１０において、横軸は周波数（ＭＨｚ）、縦軸はアイソレーション特性（ｄＢ）を示している。図１０および表３に示されるように、配線パターン１６と送信用フィルタ５との対向面積を大きくするほど減衰極が低域側へシフトすることがわかる。この結果から、配線パターン１６と送信用フィルタ５との対向面積、すなわち、第３接続配線５３と送信用フィルタ５との電磁界結合の大きさを変えることによって、減衰極の位置を制御することが確認できた。
　次に、送信用フィルタ５と電磁界結合している第３接続配線５３のインダクタンスが特性に与える影響を調べた結果について、図１１および図１２を用いて説明する。
　図１１は、回路基板１００の１層目の平面図であり、１層目の配線パターンにビアの位置を重ねて示したものである。ただし、図１１の（ａ）および（ｂ）に示す分波器は、第３接続配線５３を構成する配線パターン１６の形状をそれぞれ変えている。なお、２層目の配線パターン、ビア、および端子群は、図１１の（ａ）および（ｂ）のいずれも図４に示すものと同じである。
　図１１の（ａ）と（ｂ）は、配線パターン１６の送信用フィルタ５との対向面積を等しくした状態で、配線パターン１６のインダクタンスを変えた分波器であり、図１１（ａ）は、配線パターン１６の送信用フィルタ５と対向する部分をべたパターンとし、配線パターン１６のインダクタンスを小さくした分波器２０７であり、図１１（ｂ）は、配線パターン１６の送信用フィルタ５と対向する部分を渦巻状とし、配線パターン１６のインダクタンスを大きくした分波器２０８である。
　これらの分波器２０７および分波器２０８について、アイソレーション特性をシミュレーション計算により調べた。その結果を図１２に示す。
　図１２において、横軸は周波数（ＭＨｚ）、縦軸はアイソレーション（ｄＢ）を示している。図１２に示されるように分波器２０８の方が分波器２０７よりもアイソレーション特性が改善されていることがわかる。この結果から、送信用フィルタ５と電磁界結合する第３接続配線５３のインダクタンスを大きくすることによってアイソレーション特性が改善されることが確認できた。
　次に、送信用フィルタ５と電磁界結合する第３接続配線５３が挿入損失特性に与える影響について調べた結果について、図１３および図１４を用いて説明する。
　図１３は、図４に示す配線パターン１６を有する実施形態の分波器２００と実施形態２００の分波器から配線パターン１６のみ削除した比較例３の分波器の挿入損失特性を示すグラフである。なお、図１３（ａ）は送信帯域における挿入損失であり、図１３（ｂ）は受信帯域における挿入損失である。
　図１３からわかるように、分波器２００は、比較例３の分波器とでは挿入損失特性に殆ど差が現れなかった。
　一方、図１４は分波器２００と比較例３の分波器のアイソレーション特性を示すグラフであり、このグラフからわかるように、分波器２００は比較例３の分波器よりもアイソレーション特性が改善している。
　図１３，図１４に示される結果から、第３接続配線５３を設けることによって、挿入損失特性の劣化を抑えつつアイソレーション特性が改善されることが確認できた。
　以上の考察から、第１接続配線５１と第２接続配線５２とを第３接続配線５３により接続し、かつ、第３接続配線５３を送信用フィルタ５と電磁界結合させることによって、挿入損失特性の劣化を抑えつつ分波器のアイソレーション特性を改善できることが確認された。
　＜通信用モジュール部品＞
　次に、本発明の通信用モジュール部品の実施形態について説明する。図１５は、本実施形態にかかる通信用モジュール部品４００の斜視図である。通信用モジュール部品４００は、分波器２００の他にパワーアンプＰＡ、バンドパスフィルタＢＰＦなどを含み、例えば、携帯電話機などの送信用モジュールとして使用される。
　通信用モジュール部品４００は、モジュール用基板３００の上面に分波器２００、パワーアンプＰＡ、バンドパスフィルタＢＰＦを実装させた上、これらの部品を樹脂３０１により被覆したものである。本実施形態の通信用モジュールは、上述した分波器２００を搭載していることにより電気特性に優れている。なお、分波器２００の回路基板１００の内部パターンをモジュール用基板３００の内部に形成し、モジュール用基板３００に圧電基板１０１を直接実装することも可能である。
　＜通信装置＞
　次に、上述した分波器２００を使用した通信装置の実施形態について説明する。図１６は、本実施形態にかかる通信装置のブロック図である。図１６に示す通信装置は、アンテナＡＮＴと、アンテナＡＮＴに接続されるＲＦ回路６００と、ＲＦ回路６００に接続されるＩＦ回路７００と、ＩＦ回路に接続される信号処理回路ＤＳＰと、信号処理回路ＤＳＰに接続されるインターフェース部８００とを備えたものである。
　ＲＦ回路６００は、分波器２００、パワーアンプＰＡ、送信用バンドパスフィルタＢＰＦ１、ローノイズアンプＬＮＡ、受信用バンドパスフィルタＢＰＦ２、および局部発振器ＬＯを備えている。ＩＦ回路７００は、変調器ＭＯＤ、ローパスフィルタＬＰＳ、および復調器Ｄｅ－ＭＯＤを備えている。ユーザーインターフェース部８００は、制御部ＣＯＮＴ，操作部ＫＢ、マイクロフォンＭＩＣ、およびスピーカーＳＰを備えている。
　同図に示すようにマイクロフォンＭＩＣより入力された音声信号はＤＳＰ（Digital Signal Processor）でＡ／Ｄ変換された後、変調器ＭＯＤで変調され、さらに局部発振器ＬＯの発振信号を用いてミキサで周波数変換される。ミキサの出力は、送信用バンドパスフィルタＢＰＦ１およびパワーアンプＰＡを通り、分波器２００を通って、アンテナＡＮＴに出力される。アンテナＡＮＴからの受信信号は、分波器２００を通って、ローノイズアンプＬＮＡ、受信用バンドパスフィルタＢＰＦ２を経て、ミキサへ入力される。ミキサは局部発振器ＬＯの発振信号を用いて受信信号の周波数を変換し、変換された信号は、ローパスフィルタＬＰＦを通って復調器Ｄｅ－ＭＯＤで復調され、さらにＤＳＰでＤ／Ａ変換され、スピーカーから音声信号が出力される。図１０に示す通信装置は、分波器２００を具備しているため、ノイズの少ない通話が可能である。
　なお、以上の実施形態において、送信信号端子１は「第１端子」の一例であり、受信信号端子２，３は「第２端子」の一例である。
　本発明は、以上の実施形態に限定されず、種々の態様で実施されてよい。
　送信用フィルタ５および受信用フィルタ６が弾性表面波フィルタからなる分波器について示したが、フィルタの構成はこれに限らず、薄膜音響共振器により構成してもよい。
　また、送信用フィルタ５の通過周波数帯域が受信用フィルタ６の通過周波数帯域よりも低い分波器について説明したが、送信用フィルタ５の通過周波数帯域が受信用フィルタ６の通過周波数帯域よりも高い分波器にも本発明は適用可能である。
　１・・・送信信号端子（第１端子）
　２、３・・・受信信号端子（第２端子）
　４・・・アンテナ端子
　５・・・送信用フィルタ（第１フィルタ）
　６・・・受信用フィルタ（第２フィルタ）
　５１・・・第１接続配線
　５２・・・第２接続配線
　５３・・・第３接続配線
　６１～６４・・・直列共振子
　６５～６８・・・並列共振子
　８０・・・共振子接続配線

Claims (9)

  1. 　アンテナ端子、第１端子、第２端子およびグランド端子を含む端子群と、
    前記アンテナ端子と前記第１端子との間に位置した、共振子接続配線ならびに該共振子接続配線を介してラダー型に接続された直列共振子および並列共振子を有する第１フィルタと、
    前記アンテナ端子と前記第２端子との間に位置した、前記第１フィルタの通過周波数帯域とは異なる通過周波数帯域を有する第２フィルタと、
    前記並列共振子と前記グランド端子とを接続する第１接続配線と、
    前記第２フィルタと前記グランド端子とを接続する第２接続配線と、
    前記第１接続配線と前記第２接続配線とを接続し、前記共振子接続配線、前記直列共振子および前記並列共振子の少なくとも１つと電磁界結合している第３接続配線と
    を備える分波器。
  2. 　前記第１接続配線と前記第３接続配線との接続部は、前記第１接続配線のうち前記並列共振子との接続部である一方端よりも前記グランド端子との接続部である他方端に近い部分に位置している請求項１に記載の分波器。
  3. 　前記第２フィルタの通過周波数帯域は、前記第１フィルタの通過周波数帯域よりも高い請求項１または２に記載の分波器。
  4. 　前記第１端子には不平衡信号が入力され、前記第２端子からは平衡信号が出力される請求項１乃至３のいずれか１項に記載の分波器。
  5. 　回路基板と、
    該回路基板の第１主面に位置する、アンテナ端子、第１端子、第２端子およびグランド端子を含む端子群と、
    前記回路基板の前記第１主面とは反対側の面である第２主面に実装された、該第２主面に向い合う面である第３主面を有する圧電基板とを備えた分波器であって、
    前記圧電基板は、前記第３主面に位置した、共振子接続配線ならびに該共振子接続配線を介してラダー型に接続された直列共振子および並列共振子を有する第１フィルタと、前記第３主面に位置した、前記第１フィルタの通過周波数帯域とは異なる通過周波数帯域を有する第２フィルタとを有し、
    前記回路基板は、前記並列共振子と前記グランド端子とを接続する第１接続配線と、前記第２フィルタと前記グランド端子とを接続する第２接続配線と、前記第２主面に位置した、前記第１接続配線と前記第２接続配線とを接続するとともに一部が前記共振子接続配線、前記直列共振子および前記並列共振子の少なくとも１つと対向している第３接続配線とを有する分波器。
  6. 　前記第１接続配線と前記第３接続配線との接続部は、前記第１接続配線のうち前記並列共振子との接続部である一方端よりも前記グランド端子との接続部である他方端に近い部分に位置している請求項５に記載の分波器。
  7. 　前記第３接続配線は、渦巻状に形成された部分および蛇行状に形成された部分の少なくとも一方を有する請求項５または６に記載の分波器。
  8. 　前記第１接続配線は、渦巻状に形成された部分および蛇行状に形成された部分の少なくとも一方を有する請求項５乃至７のいずれか１項に記載の分波器。
  9. 　モジュール基板と、該モジュール基板に実装された請求項１乃至８のいずれか１項に記載の分波器と
    を備えた通信用モジュール部品。
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