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WO2015040922A1 - デュプレクサ - Google Patents

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WO2015040922A1
WO2015040922A1 PCT/JP2014/067180 JP2014067180W WO2015040922A1 WO 2015040922 A1 WO2015040922 A1 WO 2015040922A1 JP 2014067180 W JP2014067180 W JP 2014067180W WO 2015040922 A1 WO2015040922 A1 WO 2015040922A1
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filter
resonator
duplexer
parallel arm
terminal
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PCT/JP2014/067180
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高峰　裕一
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Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
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    • H03H9/0028—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns, or networks having balanced input and output using surface acoustic wave devices
    • H03H9/0085—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns, or networks having balanced input and output using surface acoustic wave devices having four acoustic tracks
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    • H03H9/46—Filters

Definitions

  • the present invention relates to a duplexer used for, for example, a portable communication terminal, and more particularly to a duplexer including a transmission filter having a ladder circuit configuration having a plurality of elastic wave resonators.
  • Patent Document 1 discloses a surface acoustic wave filter having a ladder circuit configuration as a duplexer transmission filter.
  • an antenna terminal, a transmission terminal, and a ground terminal are provided on a piezoelectric substrate.
  • a transmission filter having a ladder circuit configuration is formed between the antenna terminal, the transmission terminal, and the ground terminal.
  • the routing wiring connected to the ground terminal is arranged close to the antenna terminal.
  • a coupling capacitance Cg is formed. It is said that the amount of attenuation near the high side of the passband can be increased by this coupling capacitance Cg.
  • a filter device in which a longitudinally coupled resonator type acoustic wave filter is connected to an antenna terminal via a one-port type acoustic wave resonator is widely used.
  • a coupling capacitor as described in Patent Document 1 is provided in a transmission filter, there is a problem that the isolation characteristic in the pass band of such a transmission filter deteriorates. There is also a problem that the attenuation amount outside the pass band of the reception filter does not become sufficiently large.
  • An object of the present invention is to provide a duplexer that can improve the isolation characteristics in the pass band of the transmission filter and can sufficiently increase the out-of-band attenuation in the vicinity of the pass band of the reception filter.
  • the present invention is a duplexer having an antenna terminal, a transmission terminal, and a reception terminal.
  • the duplexer according to the present invention includes a transmission filter and a reception filter.
  • the transmission filter is connected between the antenna terminal and the transmission terminal.
  • the transmission filter has a ladder circuit configuration including a plurality of acoustic wave resonators.
  • the reception filter includes the antenna terminal, a longitudinally coupled resonator type filter unit connected between the reception terminal, and a ladder connected between the longitudinally coupled resonator type filter unit and the antenna terminal.
  • a mold filter unit is
  • the transmission filter includes a first series arm resonator, a first parallel arm resonator, and an inductor connected between the first parallel arm resonator and a ground potential.
  • the ladder filter unit includes at least two second series arm resonators and a second parallel arm resonator.
  • a coupling capacitor or an acoustic wave resonator is further provided.
  • the coupling capacitance or the acoustic wave resonator includes: a wiring connecting the second series arm resonators of the ladder filter unit; and an end of the inductor on the first parallel arm resonator side; Connected between.
  • a piezoelectric substrate is further provided on the piezoelectric substrate, the transmission filter having the ladder circuit configuration, the reception filter, the coupling capacitance, or the An elastic wave resonator is configured.
  • the transmission filter includes a plurality of the parallel arm resonators and a plurality of the inductors
  • the coupling capacitor is the antenna terminal most of the plurality of inductors. It is connected between the inductor near the side and the wiring.
  • the second series arm resonator and the second parallel arm resonator are elastic wave resonators.
  • the coupling capacitance is a capacitor element provided on the piezoelectric substrate.
  • the capacitor element includes a pair of comb electrodes provided on the piezoelectric substrate.
  • the duplexer of the present invention since the coupling capacitance or the acoustic wave resonator is connected as described above, not only can the attenuation near the high pass band side of the transmission filter be increased, but also the transmission filter It is possible to improve the isolation characteristics in the pass band and increase the attenuation outside the pass band of the reception filter.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a duplexer according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic plan view of the duplexer according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the isolation characteristics of the example and the comparative example 1.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating attenuation frequency characteristics of the reception filters of the example and the comparative example 1.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating attenuation frequency characteristics of the reception filters of the example and the comparative example 1.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the duplexer of the second comparative example.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating the isolation characteristics of the duplexers of Comparative Example 1 and Comparative Example 2.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a duplexer according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic plan view of the duplexer according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the isolation characteristics of the example and
  • FIG. 8 is a diagram illustrating the filter characteristics of the transmission filter in the duplexers of Comparative Example 1 and Comparative Example 2.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the filter characteristics of the transmission filter in the duplexers of the first and second comparative examples.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a duplexer according to the second embodiment.
  • FIG. 11 is a schematic plan view of a first modification of the duplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of a second modification of the duplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of a third modification of the duplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a duplexer according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic plan view of the duplexer of the present embodiment.
  • the duplexer 1 has an antenna terminal 2, a transmission terminal 3, and a reception terminal 4.
  • a transmission filter 5 is connected between the antenna terminal 2 and the transmission terminal 3.
  • the transmission filter 5 is a ladder type filter. That is, the transmission filter 5 has a plurality of series arm resonators S1a, S1b, S1c to S5a, S5b arranged in order from the transmission terminal 3 side. That is, in the series arm connecting the antenna terminal 2 and the transmission terminal 3, the plurality of first series arm resonators S1a, S1b, S1c to S5a, 5b are connected to each other in series. First to fourth parallel arms are connected between the series arm and the ground potential.
  • the first to fourth parallel arms are the first parallel arm on the side closer to the transmission terminal 3 and the fourth parallel arm on the far side.
  • Parallel arm resonators P1a and P1b are connected in series to the first parallel arm.
  • One end of the parallel arm resonator P1a is connected to a connection point between the series arm resonator S1c and the series arm resonator S2.
  • the parallel arm resonator P1b is connected to the ground potential via the inductance L2.
  • the second parallel arm is connected between the connection point between the series arm resonator S2 and the series arm resonator S3a and the inductance L1.
  • the parallel arm resonator P2a and the parallel arm resonator P2b are connected in series with each other.
  • the third parallel arm is connected between the connection point between the series arm resonator S3c and the series arm resonator S4a and the ground potential.
  • a parallel arm resonator P3 is provided in the third parallel arm.
  • the parallel arm resonator P3 is connected to the ground potential via the inductance L1.
  • the fourth parallel arm is connected between the connection point between the series arm resonator S4b and the series arm resonator S5a and the ground potential.
  • the fourth parallel arm is provided with a parallel arm resonator P4.
  • the ground potential side end of the parallel arm resonator P4 is commonly connected to the parallel arm resonator P2b and the parallel arm resonator P3, and is connected to the inductance L1.
  • the parallel arm resonators P1a to P4 are the first parallel arm resonators in the present invention.
  • a reception filter 6 is connected between the antenna terminal 2 and the reception terminal 4.
  • the reception filter 6 includes a ladder type filter unit 7 and a longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 8.
  • the ladder type filter unit 7 has one end connected to the antenna terminal 2 and the other end connected to the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 8.
  • the ladder filter unit 7 includes series arm resonators S11a to S11c and S12 as second series arm resonators and parallel arm resonators P11a and P11b as second parallel arm resonators.
  • the ladder filter unit 7 may include five or more second series arm resonators. Also, three or more second parallel arm resonators may be provided. Further, a plurality of parallel arms having parallel arm resonators may be provided.
  • the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 8 constitutes a bandpass filter unit of the present invention.
  • the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 8 is an unbalanced filter device.
  • a longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter having a balanced-unbalanced conversion function may be used.
  • One end of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 8 is connected to the ladder type filter unit 7 and the other end is connected to the receiving terminal 4.
  • the acoustic wave resonators 9a and 9b are connected between a connection point between the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 8 and the receiving terminal 4 and the ground potential.
  • a feature of the duplexer 1 of the present embodiment is that a coupling capacitor 11 shown in FIG. 1 is formed.
  • the coupling capacitor 11 includes a wiring 12 connecting the second series arm resonator S11c and the second series arm resonator S12, and a parallel arm resonator P2b having an inductance L1. It is connected between the P3 and P4 side ends.
  • the duplexer 1 is specifically configured using a piezoelectric substrate 13.
  • a piezoelectric substrate 13 a piezoelectric single crystal substrate such as LiNbO 3 or LiTaO 3 can be used. Of course, piezoelectric ceramics may be used.
  • a high acoustic velocity film having a higher bulk wave acoustic velocity propagating than the acoustic acoustic velocity propagating through the piezoelectric film is laminated on the support substrate, and the piezoelectric membrane is propagated on the high acoustic velocity film.
  • a substrate in which a low acoustic velocity film having a lower bulk acoustic velocity than the bulk acoustic velocity is laminated, and a piezoelectric film is laminated on the low acoustic velocity film may be used.
  • an antenna terminal 2, a transmission terminal 3, and a reception terminal 4 are configured by electrode lands provided in the vicinity of the outer peripheral edge.
  • a plurality of ground terminals 14 a and 14 b are provided in the vicinity of the outer peripheral edge of the piezoelectric substrate 13.
  • the series arm resonators S1a to S5b and the parallel arm resonators P1a to P4 shown in FIG. 1 are composed of 1-port surface acoustic wave resonators.
  • a 1-port surface acoustic wave resonator includes an IDT electrode and reflectors arranged on both sides of the IDT electrode in the surface wave propagation direction.
  • FIG. 2 a symbol in which X is surrounded by a rectangular frame schematically indicates an IDT electrode and a reflector.
  • series arm resonators S1a to S5b and parallel arm resonators P1a to P4 are connected between the antenna terminal 2, the transmission terminal 3, and the ground terminals 14a and 14b.
  • the inductance L1 is connected between the ground terminal 14b and the ground potential. That is, the inductance L1 is externally connected to the structure shown in FIG. Similarly, the inductance L2 is externally attached so that one end is connected to the ground terminal 14a.
  • the inductances L1 and L2 can be configured by connecting an inductance element to the ground terminals 14a and 14b, or by connecting a bonding wire having an inductance component.
  • the portion where the IDT electrode and the reflector are configured is schematically shown by a figure surrounded by a rectangular frame.
  • a coupling capacitor 11 is provided between the wiring 12 connecting the series arm resonator S11c and the series arm resonator S12 and the ground terminal 14b.
  • the coupling capacitor 11 of the present embodiment is constituted by a capacitor element composed of a pair of comb electrodes.
  • a pair of comb electrodes can be easily formed by a thin film forming method as with other wirings. Therefore, in the present embodiment, the coupling capacitor 11 can be easily formed.
  • the capacitance of the coupling capacitance can be easily adjusted by varying the number of comb electrodes and the width of the electrode fingers.
  • the coupling capacitor 11 is not limited to a pair of comb electrodes, and may be constituted by other capacitor elements. Furthermore, the coupling capacitor 11 can be configured by various structures that can form a capacitance, not limited to the capacitor element.
  • the ground terminal 14b corresponds to a portion connected to the parallel arm resonator P4 and the inductance L1 as described above. Accordingly, the coupling capacitor 11 is connected between the end of the inductance L1 on the side of the parallel arm resonators P2b, P3, and P4 and the wiring 12.
  • the extending direction of the electrode fingers is parallel to the propagation direction of the surface acoustic wave on the piezoelectric substrate 13.
  • the extending direction of the electrode fingers of each IDT electrode in the series arm resonators S1a to S5b, the parallel arm resonators P1a to P4, the ladder type filter unit 7, and the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 8 is made parallel.
  • the direction in which the electrode fingers extend in the pair of comb electrodes is orthogonal to the direction in which the electrode fingers extend in the IDT electrode.
  • the extending direction of the electrode finger of the comb electrode is different from the extending direction of the electrode finger of the IDT electrode, and it is even more preferable that the extending direction is 90 degrees as in the present embodiment. . Thereby, it is difficult to be influenced by the surface acoustic wave excited by the pair of comb electrodes.
  • the coupling capacitor 11 is configured as described above, it is possible to improve the isolation characteristics in the transmission band and sufficiently increase the attenuation near the pass band of the reception filter. This will be described with reference to specific examples.
  • Example of duplexer 1 was manufactured with the following specifications.
  • Piezoelectric substrate 13 LiTaO 3 substrate
  • the specifications of the series arm resonators S1a, S1b, S1c to S5a, S5b and the specifications of the parallel arm resonators P1a to P4 are shown in Table 1 below.
  • inductance elements L1 and L2 inductance elements of 0.2 nH and 0.4 nH were connected, respectively.
  • Ladder Type Filter 7 The specifications of the series arm resonators S11a to S11c, S12 and the parallel arm resonators P11a, P11b are shown in Table 2 below.
  • the specifications of the acoustic wave resonators 9a and 9b are shown in Table 3 below.
  • Tables 4 and 5 show the specifications of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 8.
  • the duty of the reflector and IDT was all 0.5.
  • the intersection width was 40 ⁇ m.
  • the number of electrode fingers of the reflector was 75.
  • the coupling capacitance 11 As the coupling capacitance 11, a pair of comb electrodes having a capacitance of 0.25 pF was formed.
  • the electrode film As the electrode film, an Al film containing Cu was used.
  • a duplexer of Comparative Example 1 was formed which was configured in the same manner as in the above Example, except that the above-described coupling capacitance 11 was not provided.
  • FIG. 3 shows the isolation characteristics of the duplexers of the example and comparative example 1 prepared as described above.
  • 4 and 5 show the attenuation frequency characteristics of the reception filter in the duplexers of the example and the comparative example 1, respectively.
  • a Band 25 duplexer is configured. Therefore, the pass band of the transmission filter is 1850 to 1915 MHz, and the pass band of the reception filter is 1930 to 1995 MHz.
  • a duplexer 101 having a circuit configuration shown in FIG.
  • the coupling capacitor 11 is connected between the antenna terminal 2 and the parallel arm resonator P1, P2 side end of the inductance L1.
  • FIG. 7 is a diagram showing the isolation characteristics of Comparative Example 2 prepared as described above and Comparative Example 1 that does not have the above-described coupling capacitance 11.
  • 8 and 9 are diagrams illustrating attenuation frequency characteristics of the transmission filters of Comparative Example 1 and Comparative Example 2.
  • FIG. 7 is a diagram showing the isolation characteristics of Comparative Example 2 prepared as described above and Comparative Example 1 that does not have the above-described coupling capacitance 11.
  • 8 and 9 are diagrams illustrating attenuation frequency characteristics of the transmission filters of Comparative Example 1 and Comparative Example 2.
  • the capacitance of the coupling capacitor 11 in Comparative Example 2 was 0.5 pF.
  • the isolation in the pass band of the reception filter is improved, the loss in the pass band of the transmission filter is deteriorated.
  • the frequency position of the attenuation pole outside the pass band of the transmission filter is shifted, and as a result, the attenuation characteristic is deteriorated.
  • the ladder type filter unit 7 is provided between the antenna terminal and the longitudinally coupled resonator type filter unit, and the series arm resonators S11c of the ladder type filter unit 7 are provided.
  • a coupling capacitor 11 is provided between the wiring 12 connecting S12 and the inductance L1. Therefore, since the coupling capacitor 11 is provided between the reception filter and the transmission filter, a current flows to the reception filter side. For this reason, the coupling capacitor 11 hardly affects the transmission filter. Therefore, the impedance matching shift in the transmission filter hardly occurs. In addition, the shift of the frequency position of the attenuation pole outside the passband in the transmission filter can be effectively suppressed.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of the duplexer 31 according to the second embodiment of the present invention.
  • an acoustic wave resonator 32 is used instead of the coupling capacitor 11.
  • the acoustic wave resonator 32 is configured by a 1-port surface acoustic wave resonator, but may be configured by a boundary acoustic wave resonator.
  • Other configurations are slightly different in the configuration of the ladder-type filter unit 7 and the like, but the second embodiment is substantially the same as the first embodiment.
  • the series arm resonators S1a, S1b to S4 are connected in this order from the antenna terminal 2 side.
  • the description is abbreviate
  • the elastic wave resonator 32 may be connected between the end of the inductance L 1 on the parallel arm resonator P 1, P 2 side and the wiring 12. Even in this case, if the acoustic wave resonator 22 is connected so as to act as a capacitive element, the isolation of the reception band can be improved as in the first embodiment. In addition, the expansion of the loss in the pass band in the transmission filter can be suppressed, and further the shift of the frequency position of the attenuation pole outside the pass band of the transmission filter can be suppressed.
  • FIG. 11 is a schematic plan view of a duplexer according to a first modification of the first embodiment of the present invention.
  • the coupling capacitor 11 is not a pair of comb electrodes, but a capacitor forming electrode portion 12a connected to the wiring 12, and a capacitor forming electrode portion facing the capacitor forming electrode portion 12a with a gap therebetween. 23.
  • the capacitance forming electrode portion 23 is connected to the wiring 17 connected to the ground terminal 14b.
  • the coupling capacitor 11 may be configured by an electrode pattern opposed to each other with a gap instead of a pair of comb electrodes. When the capacitance is small, the coupling capacitor 11 may be formed by the capacitor forming electrode portions 12a and 23.
  • FIG. 12 is a circuit diagram showing a second modification of the first embodiment.
  • the coupling capacitor 11 is connected between the wiring 12 and the end of the inductance L2 on the parallel arm resonator P3 side instead of the inductance L1.
  • the coupling capacitor 11 may be connected to the end of the inductance L2 on the parallel arm resonator P3 side instead of the inductance L1. That is, the inductance of the end to which the coupling capacitor is connected is not particularly limited as long as it is connected between the parallel arm resonator and the ground potential.
  • the coupling capacitor 11 is more preferably connected to the inductance L1 closest to the antenna terminal. Thereby, the isolation characteristic can be further enhanced.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a third modification of the duplexer of the first embodiment.
  • the duplexer 51 of the present modification instead of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter 8, longitudinally coupled resonator type surface acoustic waves having first to fourth longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter portions 52a to 52d.
  • a wave filter 52 is used.
  • Each of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter units 52a to 52d is a 3IDT type longitudinally coupled resonator type elastic filter unit.
  • the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter unit is not particularly limited as long as it has a structure in which two or more IDTs sandwiched between two reflectors are arranged in the propagation direction of the surface acoustic wave. .
  • it may be a longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter unit including five IDTs.
  • the configuration of the longitudinally coupled resonator type surface acoustic wave filter portion constituting the reception filter is not particularly limited.
  • the reception filter may be configured using a longitudinally coupled resonator type elastic wave filter having a balanced-unbalanced conversion function. In that case, the first and second balanced terminals constitute the receiving terminal.
  • the configuration of the ladder type filter constituting the transmission filter in the duplexer of the present invention is not limited to the configuration of the above-described embodiment and modification. That is, an arbitrary number of ladder filters can be used. However, it is necessary to use a ladder filter having a configuration in which an inductance is connected between the parallel arm resonator and the ground potential. Then, a coupling capacitor or an acoustic wave resonator may be connected between one end of the inductance and the wiring 12.

Landscapes

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Abstract

　送信フィルタの通過帯域におけるアイソレーション特性の改善と、受信フィルタの通過帯域近傍における帯域外減衰量の拡大を図り得るデュプレクサを提供する。　ラダー型回路構成を有する送信フィルタ５と、受信フィルタ６とを備え、受信フィルタ６が、アンテナ端子２に接続されているラダー型フィルタ部７と、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ８とを有し、送信フィルタ５において、インダクタンスＬ１の並列腕共振子Ｐ１ｂ，Ｐ２ｂ側の端部と、受信フィルタ６においてラダー型フィルタ部７と縦結合共振子型弾性表面波フィルタ８とを接続している配線１２との間に結合容量１１が接続されている、デュプレクサ１。

Description

デュプレクサ
　本発明は、例えば携帯通信端末等に用いられるデュプレクサに関し、より詳細には、複数の弾性波共振子を有するラダー型回路構成の送信フィルタを備えるデュプレクサに関する。
　従来携帯通信端末等において、弾性表面波フィルタを用いたデュプレクサが広く用いられている。例えば下記の特許文献１には、デュプレクサの送信フィルタとして、ラダー型回路構成の弾性表面波フィルタが開示されている。特許文献１では、圧電基板上に、アンテナ端子と送信端子と、グラウンド端子とが設けられている。このアンテナ端子と送信端子とアース端子との間に、ラダー型回路構成の送信フィルタが構成されている。ここでは、アース端子と、アンテナ端子との間において、アース端子に接続されている引き回し配線がアンテナ端子に近付けて配置されている。それによって、結合容量Ｃｇが形成されている。この結合容量Ｃｇにより、通過帯域高域側近傍における減衰量を大きくすることができるとされている。
特開２００４－９６２５０号公報
　特許文献１に記載のように結合容量を設けることにより、送信フィルタの通過帯域の高域側近傍における減衰量を大きくすることができる。
　ところで、デュプレクサの受信フィルタとしては、アンテナ端子に１ポート型弾性波共振子を介して縦結合共振子型弾性波フィルタを接続したフィルタ装置が広く用いられている。特許文献１に記載のような結合容量を送信フィルタに設けると、このような送信フィルタの通過帯域におけるアイソレーション特性が劣化するという問題があった。また、受信フィルタの通過帯域外における減衰量が十分に大きくならないという問題もあった。
　本発明の目的は、送信フィルタの通過帯域におけるアイソレーション特性を改善することができ、かつ受信フィルタの通過帯域近傍の帯域外減衰量を十分大きくすることができる、デュプレクサを提供することにある。
　本発明は、アンテナ端子と、送信端子と、受信端子とを有するデュプレクサである。本発明に係るデュプレクサは、送信フィルタと受信フィルタとを備える。送信フィルタは、上記アンテナ端子と、上記送信端子との間に接続されている。また、送信フィルタは、複数の弾性波共振子を含むラダー型回路構成を有する。
　受信フィルタは、上記アンテナ端子と、上記受信端子との間に接続されている縦結合共振子型フィルタ部と、上記縦結合共振子型フィルタ部と上記アンテナ端子との間に接続されているラダー型フィルタ部とを有する。
　本発明では、上記送信フィルタが、第１の直列腕共振子と、第１の並列腕共振子と、上記第１の並列腕共振子とグラウンド電位との間に接続されているインダクタとを有する。上記ラダー型フィルタ部は、少なくとも２個の第２の直列腕共振子と、第２の並列腕共振子とを有する。また、本発明では、結合容量または弾性波共振子がさらに備えられている。上記結合容量または上記弾性波共振子は、上記ラダー型フィルタ部の上記第２の直列腕共振子同士を接続している配線と、上記インダクタの上記第１の並列腕共振子側の端部との間に接続されている。
　本発明に係るデュプレクサの他の特定の局面では、圧電基板がさらに備えられており、上記圧電基板上に、上記ラダー型回路構成を有する上記送信フィルタと、上記受信フィルタと、上記結合容量または上記弾性波共振子とが構成されている。
　本発明に係るデュプレクサのさらに別の特定の局面では、上記送信フィルタが、複数の上記並列腕共振子及び複数の上記インダクタを有し、上記結合容量が、上記複数のインダクタのうち、最もアンテナ端子側に近いインダクタと、上記配線との間に接続されている。
　本発明に係るデュプレクサのさらに他の特定の局面では、上記第２の直列腕共振子及び第２の並列腕共振子が弾性波共振子からなる。
　本発明に係るデュプレクサのさらに別の特定の局面では、上記結合容量が、上記圧電基板上に設けられたコンデンサ素子からなる。
　本発明に係るデュプレクサのさらに別の特定の局面では、上記コンデンサ素子が、上記圧電基板上に設けられた一対のくし歯電極を有する。
　本発明に係るデュプレクサによれば、結合容量または弾性波共振子が上記のように接続されているため、送信フィルタの通過帯域高域側近傍の減衰量を大きくし得るだけでなく、送信フィルタの通過帯域におけるアイソレーション特性の向上と、受信フィルタの通過帯域外減衰量の拡大とを図ることが可能となる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るデュプレクサの回路図である。 図２は、本発明の第１の実施形態のデュプレクサの略図的平面図である。 図３は、実施例及び比較例１のアイソレーション特性を示す図である。 図４は、実施例及び比較例１の受信フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。 図５は、実施例及び比較例１の受信フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。 図６は、比較例２のデュプレクサの回路図である。 図７は、比較例１，比較例２のデュプレクサのアイソレーション特性を示す図である。 図８は、比較例１，比較例２のデュプレクサにおける送信フィルタのフィルタ特性を示す図である。 図９は、比較例１，比較例２のデュプレクサにおける送信フィルタのフィルタ特性を示す図である。 図１０は、第２の実施形態に係るデュプレクサの回路図である。 図１１は、第１の実施形態に係るデュプレクサの第１の変形例の略図的平面図である。 図１２は、第１の実施形態に係るデュプレクサの第２の変形例の回路図である。 図１３は、第１の実施形態に係るデュプレクサの第３の変形例の回路図である。
　以下、図面を参照しつつ本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るデュプレクサの回路図である。図２は、本実施形態のデュプレクサの略図的平面図である。
　デュプレクサ１は、アンテナ端子２と、送信端子３と、受信端子４とを有する。アンテナ端子２と送信端子３との間に送信フィルタ５が接続されている。送信フィルタ５は、ラダー型フィルタからなる。すなわち、送信フィルタ５は、送信端子３側から順に配置された複数の直列腕共振子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ１ｃ～Ｓ５ａ，Ｓ５ｂを有する。すなわち、アンテナ端子２と送信端子３とを結ぶ直列腕において、複数の第１の直列腕共振子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ１ｃ～Ｓ５ａ，５ｂが互いに直列に接続されている。この直列腕とアース電位との間に、第１～第４の並列腕が接続されている。
　第１～第４の並列腕は、送信端子３に近い側が第１の並列腕、遠い側が第４の並列腕である。第１の並列腕には、並列腕共振子Ｐ１ａ，Ｐ１ｂが互いに直列に接続されている。並列腕共振子Ｐ１ａの一端が、直列腕共振子Ｓ１ｃと直列腕共振子Ｓ２との間の接続点に接続されている。並列腕共振子Ｐ１ｂが、インダクタンスＬ２を介してアース電位に接続されている。
　第２の並列腕は、直列腕共振子Ｓ２と直列腕共振子Ｓ３ａとの間の接続点と、インダクタンスＬ１との間に接続されている。第２の並列腕においては、並列腕共振子Ｐ２ａと並列腕共振子Ｐ２ｂとが互いに直列に接続されている。
　第３の並列腕は、直列腕共振子Ｓ３ｃと直列腕共振子Ｓ４ａとの間の接続点とアース電位との間に接続されている。第３の並列腕においては、並列腕共振子Ｐ３が設けられている。並列腕共振子Ｐ３は、インダクタンスＬ１を介してアース電位に接続されている。
　第４の並列腕は、直列腕共振子Ｓ４ｂと直列腕共振子Ｓ５ａとの間の接続点とアース電位との間に接続されている。第４の並列腕には、並列腕共振子Ｐ４が設けられている。並列腕共振子Ｐ４のアース電位側端部は、並列腕共振子Ｐ２ｂ及び並列腕共振子Ｐ３と共通接続されてインダクタンスＬ１に接続されている。
　並列腕共振子Ｐ１ａ～Ｐ４が、本発明における第１の並列腕共振子である。
　アンテナ端子２と受信端子４との間には、受信フィルタ６が接続されている。受信フィルタ６は、ラダー型フィルタ部７と、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ８とを有する。このラダー型フィルタ部７は、その一端がアンテナ端子２に接続されており、その他端が縦結合共振子型弾性表面波フィルタ８に接続されている。
　ラダー型フィルタ部７は、第２の直列腕共振子としての直列腕共振子Ｓ１１ａ～Ｓ１１ｃ，Ｓ１２と、第２の並列腕共振子としての並列腕共振子Ｐ１１ａ，Ｐ１１ｂとを有する。本発明において、ラダー型フィルタ部７は、５個以上の第２の直列腕共振子を有していてもよい。また、第２の並列腕共振子についても、３個以上設けられていてもよい。さらに、並列腕共振子を有する並列腕は複数設けられていてもよい。
　縦結合共振子型弾性表面波フィルタ８は、本発明の帯域フィルタ部を構成している。縦結合共振子型弾性表面波フィルタ８は、不平衡型のフィルタ装置であるが、本発明においては、平衡－不平衡変換機能を有する縦結合共振子型の弾性波フィルタを用いてもよい。
　縦結合共振子型弾性表面波フィルタ８の一端が上記ラダー型フィルタ部７に、他端が受信端子４に接続されている。
　なお、上記縦結合共振子型弾性表面波フィルタ８と、受信端子４との間の接続点とアース電位との間に弾性波共振子９ａ，９ｂが接続されている。
　本実施形態のデュプレクサ１の特徴は、図１に示す結合容量１１が形成されていることにある。この結合容量１１は、ラダー型フィルタ部７において、第２の直列腕共振子Ｓ１１ｃと、第２の直列腕共振子Ｓ１２とを接続している配線１２と、インダクタンスＬ１の並列腕共振子Ｐ２ｂ，Ｐ３，Ｐ４側の端部との間に接続されている。
　図２に示すように、デュプレクサ１は、具体的には、圧電基板１３を用いて構成されている。圧電基板１３としては、ＬｉＮｂＯ３やＬｉＴａＯ３などの圧電単結晶基板を用いることができる。もっとも圧電セラミックス等を用いてもよい。あるいは、圧電基板１３として、支持基板上に圧電膜を伝搬する弾性波音速よりも伝搬するバルク波音速が高速である高音速膜が積層されており、この高音速膜上に圧電膜を伝搬するバルク波音速よりも伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜が積層されており、この低音速膜上に圧電膜が積層されてなる基板を用いてもよい。圧電基板１３上には、外周縁近傍に設けられた電極ランドにより、アンテナ端子２、送信端子３及び受信端子４が構成されている。さらに、圧電基板１３の外周縁近傍に、複数のアース端子１４ａ，１４ｂが設けられている。
　図１に示した直列腕共振子Ｓ１ａ～Ｓ５ｂ及び並列腕共振子Ｐ１ａ～Ｐ４は１ポート型の弾性表面波共振子からなる。１ポート型の弾性表面波共振子は、周知のように、ＩＤＴ電極と、ＩＤＴ電極の表面波伝搬方向両側に配置された反射器とを有する。図２では、Ｘを矩形の枠で囲んだ記号がＩＤＴ電極及び反射器を模式的に示すこととする。
　図示のように、直列腕共振子Ｓ１ａ～Ｓ５ｂ及び並列腕共振子Ｐ１ａ～Ｐ４がアンテナ端子２と、送信端子３とアース端子１４ａ，１４ｂ間に接続されている。
　インダクタンスＬ１は、アース端子１４ｂとアース電位との間に接続される。すなわち、図２に示した構造に外付けでインダクタンスＬ１が接続される。同様に、インダクタンスＬ２についても、アース端子１４ａに一端が接続されるように、外付けされる。このインダクタンスＬ１，Ｌ２は、アース端子１４ａ，１４ｂにインダクタンス素子を接続することにより、あるいはインダクタンス分を有するボンディングワイヤを接続することにより構成することができる。
　他方、受信フィルタ６においても、ＩＤＴ電極及び反射器が構成されている部分を、同様に、Ｘを矩形の枠で囲んだ図形で模式的に示すこととする。
　図２に示すように、ラダー型フィルタ部において、直列腕共振子Ｓ１１ｃと直列腕共振子Ｓ１２とを接続している配線１２と、アース端子１４ｂとの間に結合容量１１が設けられている。
　より具体的には、本実施形態の結合容量１１は、一対のくし歯電極からなるコンデンサ素子により構成されている。
　一対のくし歯電極は、他の配線と同様に薄膜形成法により容易に形成することができる。従って、本実施形態では、上記結合容量１１を容易に形成することができる。また、一対のくし歯電極からなるコンデンサ素子では、くし歯電極の数や電極指の幅を異ならせることにより、結合容量の静電容量を容易に調整することができる。
　もっとも、本発明において、結合容量１１は一対のくし歯電極に限らず、他のコンデンサ素子により構成されてもよい。さらにコンデンサ素子に限らず静電容量を形成し得る様々な構造により結合容量１１を構成することができる。
　アース端子１４ｂは、前述したように並列腕共振子Ｐ４とインダクタンスＬ１とに接続される部分に相当する。従って、上記結合容量１１は、インダクタンスＬ１の並列腕共振子Ｐ２ｂ，Ｐ３，Ｐ４側の端部と、上記配線１２との間に接続されていることになる。
　上記結合容量１１を構成している一対のくし歯電極では、電極指の延びる方向が、圧電基板１３上における弾性表面波の伝搬方向に対して平行とされている。言い換えれば、直列腕共振子Ｓ１ａ～Ｓ５ｂ及び並列腕共振子Ｐ１ａ～Ｐ４及びラダー型フィルタ部７及び縦結合共振子型弾性表面波フィルタ８における各ＩＤＴ電極の電極指の延びる方向は平行とされている。一対のくし歯電極における電極指の延びる方向は、上記ＩＤＴ電極における電極指の延びる方向と直交している。
　特に限定されないが、このように、くし歯電極の電極指の延びる方向を、ＩＤＴ電極の電極指の延びる方向と異ならせることが好ましく、本実施形態のように９０度異ならせることがより一層好ましい。それによって、一対のくし歯電極による励振された弾性表面波の影響を受け難い。
　本実施形態のデュプレクサ１では、結合容量１１が上記のように構成されているため、送信帯域におけるアイソレーション特性の向上及び受信フィルタの通過帯域近傍の減衰量を十分大きくすることができる。これを、具体的な実施例により説明する。
　デュプレクサ１の実施例を、以下の仕様で製作した。
　圧電基板１３：ＬｉＴａＯ３基板
　直列腕共振子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ１ｃ～Ｓ５ａ，Ｓ５ｂの仕様及び並列腕共振子Ｐ１ａ～Ｐ４の仕様を下記の表１に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　インダクタンスＬ１，Ｌ２としては、それぞれ０．２ｎＨ及び０．４ｎＨのインダクタンス素子を接続した。
　ラダー型フィルタ部７の仕様
　直列腕共振子Ｓ１１ａ～Ｓ１１ｃ，Ｓ１２及び並列腕共振子Ｐ１１ａ，Ｐ１１ｂの仕様を下記の表２に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　弾性波共振子９ａ，９ｂの仕様を下記の表３に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
　縦結合共振子型弾性表面波フィルタ８の詳細：
　縦結合共振子型弾性表面波フィルタ８の仕様を表４及び表５に示す。なお、反射器及びＩＤＴのデューティは全て０．５とした。交差幅は４０μｍとした。また、反射器の電極指の本数は７５本とした。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000005
　結合容量１１として、０．２５ｐＦの静電容量を有する一対のくし歯電極を形成した。電極膜としては、Ｃｕを含有したＡｌ膜を用いた。
　比較のために、上記結合容量１１を有しないことを除いては、上記実施例と同様にして構成された比較例１のデュプレクサを形成した。
　上記のようにして用意した実施例及び比較例１のデュプレクサのアイソレーション特性を図３に示す。また、図４及び図５に、実施例及び比較例１のデュプレクサにおける受信フィルタの減衰量周波数特性をそれぞれ示す。
　なお、本実施例では、Ｂａｎｄ２５のデュプレクサを構成している。従って、送信フィルタの通過帯域は１８５０～１９１５ＭＨｚであり、受信フィルタの通過帯域は、１９３０～１９９５ＭＨｚである。
　図３から明らかなように、上記実施例のアイソレーション特性と比較例１のアイソレーション特性を比べると、受信フィルタの通過帯域におけるアイソレーションが実施例によれば比較例１に比べて大きく改善されている。他方、図４及び図５に示すように、実施例において、送信フィルタの通過帯域内における損失は比較例１とさほど変わらないことがわかる。また、通過帯域外における減衰極の周波数位置もほとんど変化していないことがわかる。
　次に、比較例２として、図６に示す回路構成のデュプレクサ１０１を用意した。デュプレクサ１０１では、結合容量１１が、アンテナ端子２と、インダクタンスＬ１の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２側端部との間に接続されている。
　図７は、上記のように用意した比較例２と、前述した結合容量１１を有しない比較例１のアイソレーション特性を示す図である。図８及び図９は、比較例１及び比較例２の送信フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。
　なお、比較例２における結合容量１１の静電容量は０．５ｐＦとした。図７～図９から明らかなように、比較例２では、受信フィルタの通過帯域におけるアイソレーションは改善されているものの、送信フィルタの通過帯域内における損失が悪化していることがわかる。さらに、送信フィルタの通過帯域外における減衰極の周波数位置がシフトし、その結果、減衰特性が悪化していることがわかる。
　上記実施例において、比較例１及び比較例２に比べて、アイソレーション特性を改善でき、さらに送信フィルタの通過帯域外の減衰特性の悪化を抑制し得るのは、以下の理由によると考えられる。
　送信フィルタにおいて、結合容量を付加すると、受信フィルタの通過帯域におけるアイソレーションが改善する。しかしながら、送信フィルタ内に上記結合容量を設けると、送信フィルタにおける通過帯域の損失が大きくなり、悪化するおそれがある。加えて、通過帯域外の減衰極が低周波数側にシフトし、帯域外の減衰特性が悪化する。このような損失の悪化は、送信フィルタ内におけるインピーダンスマッチングがずれるためである。また、減衰極の周波数位置がシフトするのは、並列腕共振子と並列腕共振子に直列に接続されているインダクタンスとで生じる共振が、結合容量をさらに加えることになるためであると考えられる。
　上記実施形態及び実施例では、受信フィルタにおいて、アンテナ端子と縦結合共振子型フィルタ部との間にラダー型フィルタ部７が設けられており、このラダー型フィルタ部７の直列腕共振子Ｓ１１ｃ，Ｓ１２を接続している配線１２と、上記インダクタンスＬ１との間に結合容量１１が設けられている。従って、上記結合容量１１が、受信フィルタと送信フィルタとの間に設けられているため、電流が受信フィルタ側に流れることになる。このため、結合容量１１は送信フィルタには影響し難い。よって、送信フィルタにおけるインピーダンスマッチングのずれが生じ難い。また、送信フィルタにおける通過帯域外の減衰極の周波数位置のシフトも効果的に抑制することができる。
　図１０は、本発明の第２の実施形態に係るデュプレクサ３１の回路図である。
　第２の実施形態のデュプレクサ３１は、上記結合容量１１に代えて、弾性波共振子３２が用いられている。弾性波共振子３２は、１ポート型弾性表面波共振子により構成されているが、弾性境界波共振子により構成されてもよい。その他の構成は、ラダー型フィルタ部７の構成等において若干異なるものの、第２の実施形態は第１の実施形態とほぼ同様である。直列腕共振子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ～Ｓ４がアンテナ端子２側からこの順で接続されている。なお、同一の部分については、同一の参照番号を付することにより、その説明を省略する。
　本実施形態のように、結合容量１１に代えて、弾性波共振子３２をインダクタンスＬ１の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２側の端部と、配線１２との間に接続してもよい。その場合においても、弾性波共振子２２が容量性として作用するように接続されておれば、上記第１の実施形態と同様に、受信帯域のアイソレーションを改善することができる。加えて、送信フィルタにおける通過帯域内の損失の拡大を抑制でき、さらに送信フィルタの通過帯域外における減衰極の周波数位置のシフトを抑制することもできる。
　図１１は本発明の第１の実施形態の第１の変形例に係るデュプレクサの略図的平面図である。本変形例では、結合容量１１が、一対のくし歯電極ではなく、配線１２に接続されている容量形成電極部１２ａと、容量形成電極部１２ａとギャップを隔てて対向している容量形成電極部２３とにより構成されている。容量形成電極部２３はアース端子１４ｂに連ねられている配線１７に連ねられている。このように、一対のくし歯電極ではなく、ギャップを隔てて対向している電極パターンによって結合容量１１が構成されてもよい。静電容量が小さい場合には、このような容量形成電極部１２ａ，２３により結合容量１１を形成してもよい。
　図１２は、第１の実施形態の第２の変形例を示す回路図である。本変形例のデュプレクサ４１では、結合容量１１が、インダクタンスＬ１ではなく、インダクタンスＬ２の並列腕共振子Ｐ３側の端部と配線１２との間に接続されている。このように、結合容量１１は、インダクタンスＬ１ではなく、インダクタンスＬ２の並列腕共振子Ｐ３側の端部に接続してもよい。すなわち、結合容量が接続される端部のインダクタンスは、並列腕共振子とアース電位と間に接続されている限り、特に限定されない。
　もっとも、結合容量１１は、アンテナ端子に最も近いインダクタンスＬ１に接続されていることがより好ましい。それによって、アイソレーション特性をより一層高め得る。
　図１３は、第１の実施形態のデュプレクサの第３の変形例を示す回路図である。本変形例のデュプレクサ５１では、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ８に代えて、第１～第４の縦結合共振子型弾性表面波フィルタ部５２ａ～５２ｄを有する縦結合共振子型弾性表面波フィルタ５２が用いられている。縦結合共振子型弾性表面波フィルタ部５２ａ～５２ｄは、いずれも３ＩＤＴ型の縦結合共振子型弾性フィルタ部である。なお、縦結合共振子型弾性表面波フィルタ部の実施形態としては、２つの反射器に挟まれた２つ以上のＩＤＴが弾性表面波の伝搬方向に並んでいる構造を有する限り、特に限定されない。例えば５つのＩＤＴを含む縦結合共振子型弾性表面波フィルタ部であってもよい。
　このように、受信フィルタを構成する縦結合共振子型弾性表面波フィルタ部の構成は特に限定されない。また、前述したように、受信フィルタは平衡－不平衡変換機能を有する縦結合共振子型弾性波フィルタを用いて構成されてもよい。その場合には、第１，第２の平衡端子が受信端子を構成することとなる。
　また、本発明のデュプレクサにおける送信フィルタを構成しているラダー型フィルタの構成についても上述した実施形態及び変形例の構成に限定されるものではない。すなわち、任意の段数のラダー型フィルタを用いることができる。もっとも、並列腕共振子とアース電位との間にインダクタンスが接続されている構成を有するラダー型フィルタを用いることが必要である。そして、このインダクタンスの一端と上記配線１２との間に結合容量や弾性波共振子を接続すればよい。
１…デュプレクサ
２…アンテナ端子
３…送信端子
４…受信端子
５…送信フィルタ
６…受信フィルタ
７…ラダー型フィルタ部
８…縦結合共振子型弾性表面波フィルタ
９ａ，９ｂ…弾性波共振子
１１…結合容量
１２…配線
１２ａ…容量形成電極部
１３…圧電基板
１４ａ，１４ｂ…アース端子
１７…配線
２１…デュプレクサ
２３…容量形成電極部
３１，４１，５１…デュプレクサ
３２…弾性波共振子
５２…縦結合共振子型弾性表面波フィルタ
５２ａ～５２ｄ…第１～第４の縦結合共振子型弾性表面波フィルタ部
Ｌ１，Ｌ２…インダクタンス
Ｐ１ａ，Ｐ１ｂ～Ｐ４…第１の並列腕共振子
Ｐ１１ａ，Ｐ１１ｂ…第２の並列腕共振子
Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ１ｃ～Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ…第１の直列腕共振子
Ｓ１１ａ～Ｓ１１ｃ，Ｓ１２…第２の直列腕共振子

Claims (6)

  1. 　アンテナ端子と、送信端子と、受信端子とを有するデュプレクサであって、
    　前記アンテナ端子と、前記送信端子との間に接続されており、複数の弾性波共振子を含むラダー型回路構成を有する送信フィルタと、
    　前記アンテナ端子と、前記受信端子との間に接続されている縦結合共振子型フィルタ部と、前記縦結合共振子型フィルタ部と前記アンテナ端子との間に接続されているラダー型フィルタ部とを有する受信フィルタとを備え、
    　前記送信フィルタが、第１の直列腕共振子と、第１の並列腕共振子と、前記第１の並列腕共振子とグラウンド電位との間で接続されているインダクタとを有し、
    　前記ラダー型フィルタ部が、少なくとも２個の第２の直列腕共振子と、第２の並列腕共振子とを有し、
    　前記ラダー型フィルタ部の前記第２の直列腕共振子同士を接続している配線と、前記インダクタの前記第１の並列腕共振子側の端部との間に接続されている結合容量または弾性波共振子をさらに備える、デュプレクサ。
  2. 　圧電基板をさらに備え、
    　前記圧電基板上に、前記ラダー型回路構成を有する前記送信フィルタと、前記受信フィルタと、前記結合容量または前記弾性波共振子とが構成されている、請求項１に記載のデュプレクサ。
  3. 　前記送信フィルタが、複数の前記並列腕共振子及び複数の前記インダクタを有し、前記結合容量が、前記複数のインダクタのうち、最もアンテナ端子側に近いインダクタと、前記配線との間に接続されている、請求項１または２に記載のデュプレクサ。
  4. 　前記第２の直列腕共振子及び前記第２の並列腕共振子が弾性波共振子からなる、請求項１～３のいずれか１項に記載のデュプレクサ。
  5. 　前記結合容量が、前記圧電基板上に設けられたコンデンサ素子からなる、請求項１～４のいずれか１項に記載のデュプレクサ。
  6. 　前記コンデンサ素子が、前記圧電基板上に設けられた一対のくし歯電極を有する、請求項５に記載のデュプレクサ。
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