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WO2008145659A1 - Multiband-filter - Google Patents

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Publication number
WO2008145659A1
WO2008145659A1 PCT/EP2008/056510 EP2008056510W WO2008145659A1 WO 2008145659 A1 WO2008145659 A1 WO 2008145659A1 EP 2008056510 W EP2008056510 W EP 2008056510W WO 2008145659 A1 WO2008145659 A1 WO 2008145659A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
filter
branch
passband
band
resonator
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/EP2008/056510
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Thomas Bauer
Andreas Przadka
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
TDK Electronics AG
Original Assignee
Epcos AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Epcos AG filed Critical Epcos AG
Priority to JP2010509807A priority Critical patent/JP5679812B2/ja
Publication of WO2008145659A1 publication Critical patent/WO2008145659A1/de
Priority to US12/625,007 priority patent/US8384496B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/54—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material
    • H03H9/542—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material including passive elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/0123—Frequency selective two-port networks comprising distributed impedance elements together with lumped impedance elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
    • H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
    • H03H7/175—Series LC in series path
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
    • H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
    • H03H7/1758—Series LC in shunt or branch path
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H2250/00—Indexing scheme relating to dual- or multi-band filters

Definitions

  • the invention relates to a multi-band filter, which has a
  • Passband has at least two mobile bands in which transmission and reception is possible. In addition, it has a deadband for a third wireless transmission system.
  • Multiband filters for several mobile radio bands with different frequency ranges require either one or more narrow passband ranges in order to be able to pass the different frequency ranges assigned to the bands.
  • US Pat. Nos. 5,815,052, 6,043,725 and 6,115,592 disclose multi-band filters which consist of a parallel connection of two bandpass filters. From US 5,184,096 a broadband passband filter is known which comprises a parallel connection of three bandpass filters. Further multiband filters are obtained by special design of the corresponding filter circuits.
  • a multiplexer which comprises high, low and bandpass filters and distributes input signals in four different frequency ranges correspondingly to four separate outputs.
  • a problem with known multiband filters is that a wide passband can only be obtained at a sufficient distance from a stopband, or in other words, known multiband filters have only one NEN passage area with flattened towards the stop area flank, so that these filters have too large transition width between stop band and first pass band.
  • a band-stop filter which has a first and a second filter branch connected in parallel to one another.
  • a first sub-filter is arranged, which comprises a bandpass with a first passband.
  • a second sub-filter is arranged, which comprises a high pass with a second passband, which is arranged in frequency over the first passband.
  • First and second filter branches are electrically connected in parallel between an input gate and an output gate and are each electrically connected to a common signal input and a common signal output.
  • Each of the gates may comprise two electrical connections, one of which may be connected to ground.
  • a transverse branch is connected across the ground from the first filter branch, in which an impedance element and in particular a resonator is arranged.
  • a band-stop Receive filter having a formed below the first passband blocking region, which merges with a steep edge in a first passband. O- beyond the first passband, a second passband is formed.
  • the bandstop filter is constructed on a multilayer substrate having at least two patterned metallization levels.
  • Bandpass and high pass are made up of LC elements that are at least partially integrated in the multilayer substrate. With suitable dimensioning of the LC elements and with a corresponding placement of the resonant frequency of the resonator, it is possible to obtain multiple passbands with extremely high relative bandwidths of more than 5% with simultaneously low insertion loss, the nearby stopband having a high damping and a low damping Transition width to the first passband has.
  • the at least partially integrated in the substrate band-stop filter is also compact and inexpensive to produce.
  • an electroacoustic resonator with a quality of at least 500 is used as the impedance element.
  • the resonator is specified so that its resonant frequency is approximately equal to the upper edge of the stopband.
  • a particularly wide first passband is obtained when the resonator has a high pole-zero spacing.
  • a highly coupling material For example, lithium niobate and potassium niobate can all be used for electroacoustic resonators.
  • the resonator is connected in series with an inductance in the shunt arm to ground.
  • lithium tantalate is also suitable as a piezoelectric material.
  • the electroacoustic resonator can be a SAW (Surface Acoustic Wave) resonator, a BAW (Buick Acoustic Wave) resonator or a ceramic microwave resonator, each of which can be realized with high quality.
  • SAW Surface Acoustic Wave
  • BAW Buick Acoustic Wave
  • LC elements that make up the bandpass and high pass, at least one part is realized cost-effectively as integrated elements in the substrate.
  • Their grades are, for example, below 50.
  • Parts of the LC elements are therefore realized as discrete elements in the form of capacitors and / or coils and in particular mounted on the surface of the substrate having the integrated LC elements. It is advantageous, for example, to realize the capacitances which can be produced with relatively low manufacturing tolerances in the form of elements integrated in the substrate, but to realize at least some of the inductances as a discrete coil.
  • the stopband corresponds to the band reserved for DVB-H (digital video broadcast - handheld) between 470 and 750 MHz, while the first and second pass bands for the transmit and receive bands are those in the 1 and 2 GHz -Area associated with working common mobile radio systems.
  • a band-stop filter dimensioned in this way therefore has at least a first passband between 824 and 960 MHz and a second passband between 1710 and 2170 MHz.
  • a suitable bandpass filter in the first filter branch comprises at least a first and a second series inductance, a first and a second series capacitance and connected across ground, a first parallel inductor.
  • the bandpass may also include a third series inductance and, optionally, a second parallel inductance.
  • First and second parallel inductance are each arranged in a separate transverse branch to the second filter branch and can be connected in series with a capacitance also arranged in the respective transverse branch.
  • a suitable high-pass filter in the second filter branch may comprise a first and a second series capacitance and an inductance arranged between the two series capacitors in a shunt branch to ground.
  • the inductance in the shunt branch of the high-pass filter can also be connected in series with a capacitance also arranged in the transverse branch.
  • the resonator should have a special power stability and be able to withstand signals of more than 30 dBm without damage, with an applied power of more than 1 watt equivalent.
  • the power of a z. B. designed as a one-port SAW resonator resonator can be increased by cascading.
  • a quadrupling of the power capability is obtained, for example, with a two-way cascade of two series-connected resonators.
  • the impedance of such a cascaded resonator can remain unchanged by a corresponding quadrupling of the resonator surface with respect to the unkaskad convinced resonator.
  • the resonator also experiences a lower power input if it is arranged in the first filter branch in the vicinity of the signal output, or if the shunt branch with the resonator is arranged terminally in the first filter branch and the notch filter is connected with a corresponding polarity.
  • a SAW resonator is used in the transverse branch to the first filter branch, it can be designed as a 1-port resonator without reflectors. This saves additional chip area and thus also reduces the substrate area for the entire band-stop filter.
  • DVB-H reception branch Digital Video Broadcast Handheld
  • the band-stop filter is therefore in one or more transmission branches between a power amplifier and the antenna arranged.
  • the branching to further transmitting and receiving branches can be carried out by at least one of the elements antenna switch, duplexer or diplexer or by a combination of said elements.
  • a bridging circuit for the band-stop filter is used, which removes and bypasses the band-stop filter from the mobile radio path - in this case the transmission path - if DVB-H is not activated.
  • the bypass circuit may include an additional switch that opens or closes a bypass path.
  • FIG. 2 shows a second embodiment
  • FIG. 3 shows a third exemplary embodiment
  • FIG. 7 shows, in schematic cross-section, a band-stop filter realized on a multilayer substrate.
  • FIG. 1 shows a first exemplary embodiment of a proposed band-stop filter.
  • a first filter branch FZ1 and a second filter branch FZ2 are connected in parallel.
  • a bandpass BP is arranged in the first filter branch FZl. This comprises, connected in series, a first inductance L1, a first capacitance C1, a third capacitance C3 and a fifth inductance L5.
  • a second inductance L2 is arranged in a shunt branch to ground.
  • a resonator R is arranged in a further shunt branch to ground and, to this end, a fourth inductance L4 is arranged in series.
  • the numbering does not mean that a corresponding number of the respective circuit element type is present. Rather, the numbering counts over all, i. also different elements or circuit points high.
  • Both filter branches FZ1 and FZ2 are realized on a multilayer substrate.
  • all the capacitances can be realized as integrated capacitances within the multilayered substrate in the form of metallization areas, which are structured in mutually adjacent metallization levels of the substrate.
  • part of the inductance L should be realized as integrated elements in the multilayer substrate.
  • at least some of the inductors are each realized as a discrete component and are preferably mounted on the surface of the multilayer substrate.
  • the resonator R is preferably an electro-acoustic resonator, for example a SAW resonator, which as a bare chip (bare die) is likewise arranged on the surface of the multilayer substrate by means of flip-chip technology and is electrically connected to the interconnection integrated in the substrate.
  • the high-pass filter HP realized in the second filter branch comprises a sixth capacitance C6 and an eighth capacitance C8, between which a seventh inductance L7 is arranged in a shunt branch to ground.
  • FIG. 2 shows another embodiment of a proposed bandstop filter, in which, in contrast to the first embodiment, a seventh capacitor C7 is connected to ground within the high pass in the shunt branch and in series with the seventh inductor L7. Due to the additional circuit element (7th capacity), the discrete values of the remaining circuit elements are re-optimized. As a result, not only the circuit elements of the high pass HP but also those of the circuit elements within the bandpass BP can assume other discrete values. In this way it can be achieved that each of the two filters is adjusted by means of correspondingly dimensioned circuit elements of the second filter and vice versa. On account of this fact alone, the discrete values of the circuit elements may also result in greater differences compared to the values which in the first exemplary embodiment are given for the there from
  • FIG. 3 shows a further (third) exemplary embodiment of a band-stop filter which, starting from the second exemplary embodiment, has a further capacitance which is connected as a second capacitance C2 in series with the second inductance L2 in the corresponding transverse branch to ground.
  • the highpass HP remains unchanged with respect to the circuit arrangement with respect to the second exemplary embodiment, as does the arrangement of the circuit elements of the bandpass filter BP with respect to the second exemplary embodiment, but not their discrete values.
  • Figure 4 shows a fourth embodiment of a band-stop filter, in which the arrangement of the circuit elements with respect to the third embodiment in the high-pass HP remains unchanged.
  • the bandpass filter BP now comprises in series in the first filter branch FZ1 a first inductance L1, a first capacitance C1, a fourth inductance L4, a seventh capacitance C7 and a seventh capacitance L7.
  • a second capacitance C2 and a second inductance L2 are connected in series between the first capacitance Cl and the fourth inductance L4.
  • a first transverse branch to ground between the fourth inductance L4 and the seventh capacitance C7 comprises a fifth inductance L5 arranged there.
  • a resonator R and a sixth inductance L6 are arranged in series.
  • FIG. 5 shows the simulated transfer functions of the four exemplary embodiments in the form of their scattering parameters S21.
  • the stopband SP the first passband Dl and the second passband D2, which are selected here so that the stopband SP coincides with the frequency range of the DVB-H system, while Dl covers all frequencies of the 1 GHz mobile phone bands and D2 includes all frequencies of the 2 GHz mobile bands. It turns out that all the passage curves 1 to 4 of the embodiments 1 to 4 meet the specifications for this intended application. A slight dip in the transfer function between the first passband Dl and the second passband D2 is harmless for the desired application since there are no mobile phone bands.
  • FIG. 6 once again shows the transfer function BS of the bandstop filter according to the first exemplary embodiment, which in a simulation is compared with the part transfer functions of highpass HP and bandpass BP considered in isolation. It can be seen from the partial transfer functions that the high pass lets through HP in the second passband D2 with minimum insertion loss. However, even in the first passband D 1, a lot of energy can still be transmitted because the cutoff frequency of the high pass HP is at the upper edge of the first passband D 1. The cut-off frequency is the frequency at which the corresponding high-pass filter HP 3 dB Has damping against the point with the lowest insertion loss within the second passband D2.
  • the isolated bandpass BP shows a strong mismatch.
  • the partial transfer function essentially generates the left edge of the overall transfer function towards the stopband. Nevertheless, the transfer curve BS for the band-stop filter shown in FIG. 6 is obtained by connecting these two filters in parallel (bandpass, high-pass filter). This shows that the two filter branches adapt to each other and therefore no longer need any external matching elements.
  • FIG. 7 shows a partial and schematic cross-section of a possible implementation of circuit components for the proposed band-stop filter.
  • This is constructed here on a multilayer substrate SU, which in the illustrated embodiment has two internal metallization levels Ml and M2.
  • the substrate is preferably made of ceramic and in particular of LTCC (low temperature cofired ceramics) ceramics.
  • LTCC low temperature cofired ceramics
  • Mehr fürsubstra- te from other ceramics or from an optionally filled dielectric plastic printed circuit board material.
  • M2 conductor tracks and metallized surfaces are arranged, which can be connected to each other via fürkon- taktmaschineen.
  • a resonator R On the surface of the substrate SU as a discrete component in any case, a resonator R, for example, as here in flip-chip construction by means of arranged on the surface of the substrate bondable contacts.
  • the resonator is shown here as a SAW resonator. However, it is also possible to design the resonator as a BAW or microwave ceramic resonator.
  • a capacitance C is realized, for example, by two metallization areas arranged in adjacent metallization levels M1, M2, as shown in FIG.
  • inductances can be realized in the form of inductance-related metallizations and plated-through holes. Particularly high inductance values can be achieved by longer printed conductors and in particular by z.
  • the substrate SU and the circuitry of the band-stop filter implemented therein and thereon are contacted via external contacts AK, AK 'which are arranged on the underside of the substrate.
  • the resonant frequency of the resonator R is chosen so that it comes to rest in the region of the upper edge of the stopband SP. It is considered that the fourth inductor L4, which is connected in series with the resonator R, shifts the resonant frequency to lower frequencies. Without this inductance, a correspondingly lower resonance frequency of the resonator would have to be selected.
  • the example uses a lithium tantalate SAW resonator with a resonant frequency of 773 MHz, an anti-resonant frequency of 801 MHz and a static capacitance of 4.44 pF.
  • the discrete values for the circuit elements of the exemplary embodiments illustrated in FIGS. 2 to 4 can be determined by suitable optimization methods.
  • the presented band-stop filters have the desired properties. Specifically, these are the large widths of the entire passband where the bandstop filter has low attenuation. This entire passband is suitable for receiving several different mobile bands or other wireless applications.
  • the featured are the large widths of the entire passband where the bandstop filter has low attenuation. This entire passband is suitable for receiving several different mobile bands or other wireless applications. Furthermore, the featured
  • Band-stop filter a steep slope to a stopband, whereby a transition bandwidth of about 10% relative bandwidth can be achieved.
  • the blocking area in turn is also characterized by a high width.
  • the relative bandwidth of the stopband according to the specifications of the DVB-H system is, for example, about 55% relative bandwidth, based on the center frequency at 510 MHz.
  • a band-stop filter is specified, which is not yet achieved properties achieved by the new combination bandpass and high pass, which is realized at least partially in the form of integrated LC elements.
  • the invention is not limited to the individual circuits shown in the embodiments. It is clear that the individual filters can be varied by adding and omitting individual circuit components. In principle, further LC circuits for bandpass and high pass filters are known and can be used in the proposed bandstop filter. Different combinations of known and newly designed bandpass and highpass filters are also possible.

Landscapes

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Abstract

Es wird ein Bandsperr-Filter vorgeschlagen, welches auf einem mehrschichtigen Substrat aufgebaut ist und aus einer Parallelschaltung eines Bandpasses (BP) und eines Hochpasses (HP) besteht. Die beiden Filter sind zumindest teilweise in Form von in das Substrat integrierten LC-Elementen realisiert. Weitere Schaltungskomponenten können als diskrete Komponenten auf dem Substrat angeordnet sein. Im Filterzweig mit dem Bandpass ist in einem Querzweig gegen Masse ein elektroakustischer Resonator (R) angeordnet. Mit dem Filter wird ein breiter Sperr-Bereich erhalten, während der oder die Durchlassbereiche mehrere Funkbänder umfassen können.

Description

Beschreibung
Multiband-Filter
Die Erfindung betrifft ein Multiband-Filter, welches einen
Durchlassbereich für zumindest zwei Mobilfunkbänder aufweist, in denen Senden und Empfangen möglich ist. Darüber hinaus weist es einen Sperrbereich für ein drittes drahtloses Übertragungssystem auf.
Multiband-Filter für mehrere Mobilfunkbänder mit unterschiedlichen Frequenzbereichen benötigten entweder einen breiten oder mehrere schmalere Passbandbereiche, um die verschiedenen, den Bändern zugeordneten Frequenzbereiche passieren las- sen zu können.
Aus den Patentschriften US 5 815 052, US 6 043 725 und US 6 115 592 sind Multiband-Filter bekannt, die aus einer Parallelschaltung zweier Bandpassfilter bestehen. Aus der US 5 184 096 ist ein breitbandiges Passbandfilter bekannt, welches eine Parallelschaltung von drei Bandpassfiltern umfasst. Weitere Multiband-Filter werden durch spezielle Auslegung der entsprechenden Filterschaltungen erhalten.
Aus der Druckschrift EP 1 347 573 Al ist ein Multiplexer bekannt, der Hoch-, Tief- und Bandpassfilter umfasst und Eingangssignale in vier verschiedenen Frequenzbereichen entsprechend auf vier getrennte Ausgänge verteilt.
Ein Problem bei bekannten Multiband-Filtern besteht darin, dass ein breiter Durchlassbereich nur in ausreichender Entfernung von einem Sperrbereich erhalten werden kann, oder, anders ausgedrückt, weisen bekannte Multiband-Filter nur ei- nen Durchgangsbereich mit hin zum Sperrbereich abgeflachter Flanke auf, so dass diese Filter eine zu große Übergangsbreite zwischen Sperrband und erstem Durchlassband aufweisen.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, ein Multiband-Filter anzugeben, welches zumindest zwei oberhalb eines Sperrbereichs liegende Durchlassbereiche für unterschiedliche Mobilfunkbänder aufweist und welches insbesondere mit einer kleinen und daher verbesserten Übergangsbreite zwi- sehen Sperrbereich und Durchlassbereich ausgestattet ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Bandsperr-Filter mit den Merkmalen von Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind weiteren Ansprüchen zu entneh- men.
Es wird ein Bandsperr-Filter vorgeschlagen, welches einen ersten und einen zweiten zueinander parallel geschalteten Filterzweig aufweist. Im ersten Filterzweig ist ein erstes Teilfilter angeordnet, das einen Bandpass mit einem ersten Durchlassbereich umfasst. Im zweiten Filterzweig ist ein zweites Teilfilter angeordnet, das einen Hochpass mit einem zweitem Durchlassbereich umfasst, welcher frequenzmäßig über dem ersten Durchlassbereich angeordnet ist. Erster und zwei- ter Filterzweig sind elektrisch parallel zwischen einem Eingangstor und einem Ausgangstor verschaltet und dazu jeweils elektrisch an einen gemeinsamen Signaleingang und einen gemeinsamen Signalausgang angeschlossen. Jedes beider Tore kann zwei elektrische Anschlüsse umfassen, von denen einer mit Masse verbunden sein kann. Darüber hinaus ist vom ersten Filterzweig aus ein Querzweig quer gegen Masse geschaltet, in dem ein Impedanzelement und insbesondere ein Resonator angeordnet ist. Mit einem solchen Aufbau wird ein Bandsperr- Filter erhalten, welches einen unterhalb des ersten Durchlassbereichs ausgebildeten Sperrbereich aufweist, der mit steiler Flanke in einen ersten Durchlassbereich übergeht. O- berhalb des ersten Durchlassbereichs bildet sich ein zweiter Durchlassbereich aus.
Das Bandsperr-Filter ist auf einem mehrschichtigen Substrat aufgebaut, welches zumindest zwei strukturierte Metallisierungsebenen aufweist. Bandpass und Hochpass sind dabei aus LC-Elementen aufgebaut, die zumindest teilweise in dem mehrschichtigen Substrat integriert sind. Bei geeigneter Dimensionierung der LC-Elemente und bei einer entsprechenden Platzierung der Resonanzfrequenz des Resonators gelingt es, mehrere Durchlassbereiche mit extrem hoher relativer Bandbreite von jeweils mehr als 5% bei gleichzeitig geringer Einfügedämpfung zu erhalten, wobei der nahe gelegene Sperrbereich eine hohe Dämpfung und eine geringe Übergangsbreite zum ersten Durchlassbereich aufweist. Das zumindest teilweise in das Substrat integrierte Bandsperr-Filter ist außerdem kompakt und kostengünstig herstellbar.
Vorteilhaft für eine steile Flanke zwischen dem Sperrbereich und dem ersten Durchlassbereich ist es, wenn als Impedanzelement ein elektroakustischer Resonator mit einer Güte von zu- mindest 500 eingesetzt ist. Vorzugsweise ist der Resonator so spezifiziert, dass seine Resonanzfrequenz ungefähr der oberen Kante des Sperrbereichs entspricht.
Ein besonders breiter erster Durchlassbereich wird erhalten, wenn der Resonator einen hohen Pol-Nullstellen-Abstand aufweist. Bei einem elektroakustischen Resonator wird dieser Abstand umso größer, je höher die Kopplung des piezoelektrischen Materials des Resonators ist. Als hochkoppelnde Materi- alien für elektroakustische Resonatoren können beispielsweise Lithium-Niobat und Kalium-Niobat eingesetzt werden.
Möglich ist es jedoch auch, den Pol-Nullstellen-Abstand eines elektroakustischen Resonators durch eine dazu in Serie geschaltete Induktivität zu vergrößern. In einer Ausgestaltung ist im Querzweig zur Masse daher der Resonator in Serie mit einer Induktivität verschaltet. In diesem Fall ist auch Li- thiumtantalat als piezoelektrisches Material geeignet.
Der elektroakustische Resonator kann ein SAW (Surface A- coustic Wave) -Resonator, ein BAW (BuIk Acoustic Wave) - Resonator oder ein keramischer Mikrowellenresonator sein, die jeweils mit hohen Güten zu verwirklichen sind.
Von den LC-Elementen, aus denen Bandpass und Hochpass aufgebaut sind, ist zumindest ein Teil kostengünstig als integrierte Elemente im Substrat realisiert. Deren Güten liegen beispielsweise unter 50. Teile der LC-Elemente sind daher als diskrete Elemente in Form von Kondensatoren und/oder Spulen realisiert und insbesondere auf der Oberfläche des Substrats montiert das die integrierten LC-Elemente aufweist. Vorteilhaft ist es beispielsweise, die mit relativ geringen Fertigungstoleranzen herstellbaren Kapazitäten in Form von in das Substrat integrierten Elementen zu realisieren, zumindest einen Teil der Induktivitäten jedoch als diskrete Spule zu realisieren .
In einer möglichen Anwendung des vorgeschlagenen Multiband- Filters entspricht der Sperrbereich dem für DVB-H System (digital video broadcast - handheld) reservierten Band zwischen 470 und 750 MHz, während erster und zweiter Durchlassbereich für die Sende- und Empfangsbänder den im 1 und 2 GHz-Bereich arbeitenden gängigen Mobilfunksystemen zugeordnet sind. Ein derart dimensioniertes Bandsperr-Filter weist also zumindest einen ersten Durchlassbereich zwischen 824 und 960 MHz und einen zweiten Durchlassbereich zwischen 1710 und 2170 MHz auf. Mit Hilfe von Serienkapazitäten, die ein- und ausgangs- seitig des zweiten Filterzweigs mit dem Hochpass angeordnet sind, und von Serieninduktivitäten am Ein- und Ausgang des ersten Filterzweigs kann erreicht werden, dass immer nur einer der beiden Filterzweige transmittiert, während der je- weils andere Zweig einen Leerlauf darstellt.
Es ist jedoch auch möglich, die Grenzfrequenz des Hochpass (zweites Teilfilter) in den Bereich des ersten Durchlassbereichs zu verlegen. Dies führt dazu, dass bei Beaufschlagung des Bandsperr-Filters mit Frequenzen im 1 GHz-Bereich sowohl der erste als auch der zweite Filterzweig Leistung übertragen kann. Signale im 2 GHz-Bereich werden jedoch ausschließlich im zweiten Filterzweig übertragen, während das erste Teilfilter einen Leerlauf darstellt. Durch eine derartige Wahl der Grenzfrequenz des Hochpass ist es möglich, ein sehr breites Übertragungsband zu realisieren, welches oberhalb des ersten Durchlassbereichs einen nur geringen Einbruch mit leicht erhöhter Dämpfung aufweist und bereits bei ca. 1300 MHz wieder optimal, d. h. mit geringer Einfügedämpfung transmittiert.
Während die Durchlassbereiche praktisch ausschließlich von entsprechend dimensionierten LC-Elementen von Bandpass und Hochpass geschaffen werden, wird mit Hilfe des in einen Querzweig zum ersten Filterzweig angeordneten Impedanzelements ein steiler Übergang vom ersten Durchlassbereich in den Sperrbereich realisiert, der in einer Ausführung bis ca. 750 MHz mit einer Dämpfung von mindestens -13 dB und unterhalb von 700 MHz mit einer Dämpfung von mehr als -25 dB sperrt. Ein geeigneter Bandpass im ersten Filterzweig umfasst zumindest eine erste und eine zweite Serieninduktivität, eine erste und eine zweite Serienkapazität und quer dazu gegen Masse geschaltet, eine erste Parallelinduktivität. Der Bandpass kann außerdem eine dritte Serieninduktivität und wahlweise eine zweite Parallelinduktivität umfassen. Erste und zweite Parallelinduktivität sind jeweils in einem eigenen Querzweig zum zweiten Filterzweig angeordnet und können mit einer ebenfalls im jeweiligen Querzweig angeordneten Kapazität in Serie geschaltet sein.
Ein geeigneter Hochpass im zweiten Filterzweig kann eine erste und eine zweite Serienkapazität und eine zwischen den beiden Serienkapazitäten in einem Querzweig gegen Masse angeordnete Induktivität umfassen. Die Induktivität im Querzweig des Hochpasses kann außerdem mit einer ebenfalls im Querzweig angeordneten Kapazität in Serie geschaltet sein.
Wird das Bandsperr-Filter mit hoher Leistung beaufschlagt, wie es beispielsweise im Sendezweig eines Mobilfunksystems der Fall ist, so sollte der Resonator eine besondere Leistungsfestigkeit aufweisen und Signale von mehr als 30 dBm ohne Schaden aushalten können, was einer anliegenden Leistung von mehr als 1 Watt entspricht.
Die Leistungsfestigkeit eines z. B. als Eintor-SAW-Resonator ausgebildeten Resonators kann durch Kaskadierung erhöht werden. Eine Vervierfachung der Leistungsfestigkeit wird beispielsweise mit einer zweifach Kaskade zweier in Serie geschalteter Resonatoren erhalten. Die Impedanz eines solchen kaskadierten Resonators kann dabei durch entsprechende Vervierfachung der Resonatorfläche gegenüber dem unkaskadierten Resonator unverändert bleiben. Eine geringere Leistungsbeaufschlagung erfährt der Resonator auch dann, wenn er im ersten Filterzweig in der Nähe des Signalausgangs angeordnet ist, bzw. wenn der Querzweig mit dem Resonator endständig im ersten Filterzweig angeordnet ist und das Bandsperrfilter mit einer entsprechenden Polarität verschaltet ist.
Wird ein SAW-Resonator im Querzweig zum ersten Filterzweig eingesetzt, so kann dieser als 1-Tor-Resonator ohne Reflekto- ren ausgebildet sein. Dabei wird zusätzliche Chipfläche eingespart und damit auch die Substratfläche für das gesamte Bandsperr-Filter reduziert.
Das vorgeschlagene Bandsperr-Filter kann insbesondere in Mo- biltelefonen eingesetzt werden, die Sende- und Empfangspfade im ersten und im zweiten Durchlassbereich aufweisen. Wird das Filter dann im Sendepfad zwischen Antenne und Sendeverstärker eingesetzt, so können mit dem Bandsperr-Filter im Sperrbereich liegende Störsignale ausgefiltert werden, die infolge eines Rauschens des Sendeverstärkers auftreten können. Durch die hohe Unterdrückung von Signalen im Sperrbereich ist es möglich, einen ebenfalls im Mobilfunkgerät realisierten DVB-H Empfangszweig (= Digital Video Broadcast-Handheld) ohne Störung durch den gleichzeitigen Telefonbetrieb im ersten oder zweiten Durchlassbereich zu betreiben.
Ohne ein solches Bandsperr-Filter wäre es möglich, dass das Rauschen des Sendeverstärkers im Bereich der DVB-H-Frequenzen zur zweiten für das DBV-H-System benötigten Antenne übertra- gen wird und dort für eine verminderte Empfangsqualität beziehungsweise eine Störung DBV-H-Empfangs sorgt. Vorzugsweise ist das Bandsperr-Filter daher in einem oder mehreren Sendezweigen zwischen einem Leistungsverstärker und der Antenne angeordnet. Zwischen Bandsperr-Filter und Antenne kann die Verzweigung zu weiteren Sende- und Empfangszweigen durch zumindest eines der Elemente Antennenschalter, Duplexer oder Diplexer oder durch Kombination der genannten Elemente vorge- nommen sein.
In einer vorteilhaften Weiterbildung ist eine Überbrückungs- schaltung für das Bandsperrfilter vorgehen, die das Bandsperrfilter aus dem Mobilfunkpfad - hier dem Sendepfad - he- rausnimmt und überbrückt, wenn DVB-H nicht aktiviert ist. Dadurch können die elektrische Verluste, die durch die zusätzlichen Filterelemente des Bandsperrfilters möglicherweise entstehen können, auf den Zeitraum beschränkt werden, in dem DVB-H aktiviert ist. Die Überbrückungsschaltung kann einen zusätzlichen Schalter umfassen, der einen Überbrückungspfad öffnet oder schließt.
Im Folgenden wird das vorgeschlagene Bandsperr-Filter anhand von Ausführungsbeispielen und der dazugehörigen Figuren näher erläutert. Die Figuren sind rein schematisch und nicht maßstabsgetreu dargestellt und dienen allein der Erläuterung der Erfindung.
Es zeigen:
Figur 1 ein erstes Ausführungsbeispiel eines Bandsperr- Filters,
Figur 2 ein zweites Ausführungsbeispiel,
Figur 3 ein drittes Ausführungsbeispiel,
Figur 4 ein viertes Ausführungsbeispiel, Figur 5 das Übertragungsverhalten der in den Figuren 1 bis 4 dargestellten Bandsperr-Filter,
Figur 6 das Durchlassverhalten der isoliert betrachteten ersten und zweiten Filterzweige, und
Figur 7 im schematischen Querschnitt ein auf einem mehrschichtigen Substrat realisiertes Bandsperr-Filter.
Figur 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines vorgeschlagenen Bandsperr-Filters . Zwischen einem ersten Anschluss Tl und einem zweiten Anschluss T2 sind ein erster Filterzweig FZl und ein zweiter Filterzweig FZ2 parallel geschaltet. Im ersten Filterzweig FZl ist ein Bandpass BP angeordnet. Dieser umfasst in Serie geschaltet eine erste Induktivität Ll, eine erste Kapazität Cl, eine dritte Kapazität C3 und eine fünfte Induktivität L5. Zwischen der ersten und dritten Kapazität Cl, C3 ist in einem Querzweig gegen Masse eine zweite Induktivität L2 angeordnet. Zwischen der dritten Kapazität C3 und der fünften Induktivität L5 ist in einem weiteren Querzweig gegen Masse ein Resonator R und dazu in Serie eine vierte Induktivität L4 angeordnet. Die Nummerierung bedeutet dabei nicht, dass eine entsprechende Anzahl des jeweiligen Schaltungselementtyps vorhanden ist. Vielmehr zählt die Nummerie- rung über alle, d.h. auch unterschiedliche Elemente oder Schaltungspunkte hoch.
Beide Filterzweige FZl und FZ2 sind auf einem mehrschichtigen Substrat realisiert. Dabei können sämtliche Kapazitäten als integrierte Kapazitäten innerhalb des mehrschichtigen Substrats in Form von Metallisierungsflächen realisiert sein, die in einander benachbarten Metallisierungsebenen des Substrats strukturiert sind. Ebenso kann ein Teil der Induktivi- täten L als integrierte Elemente im Mehrschichtsubstrat realisiert sein. Zumindest ein Teil der Induktivitäten ist jedoch jeweils als diskretes Bauelement realisiert und vorzugsweise auf der Oberfläche des Mehrschichtsubstrats montiert. Der Resonator R ist vorzugsweise ein elektro-akustischer Resonator, beispielsweise ein SAW-Resonator, der als bloßer Chip (Bare Die) mittels Flip-Chip-Technik ebenfalls auf der Oberfläche des Mehrschichtsubstrats angeordnet und mit der im Substrat integrierten Verschaltung elektrisch verbunden ist. Der im zweiten Filterzweig realisierte Hochpass HP umfasst eine sechste Kapazität C6 und eine achte Kapazität C8, zwischen denen in einem Querzweig gegen Masse eine siebte Induktivität L7 angeordnet ist.
Figur 2 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines vorgeschlagenen Bandsperr-Filters, bei dem im Unterschied zum ersten Ausführungsbeispiel innerhalb des Hochpasses im Querzweig und in Serie zur siebten Induktivität L7 eine siebte Kapazität C7 gegen Masse geschaltet ist. Aufgrund des zusätzlichen Schaltungselements (7. Kapazität) sind die diskreten Werte der übrigen Schaltungselemente neu optimiert. Dies führt dazu, dass nicht nur die Schaltungselemente des Hochpasses HP, sondern auch die der Schaltungselemente innerhalb des Bandpasses BP andere diskrete Werte annehmen können. Auf diese Weise kann erreicht werden, dass jedes der beiden Filter mit Hilfe entsprechend dimensionierter Schaltungselemente des zweiten Filters angepasst wird und umgekehrt. Allein aufgrund dieser Tatsache können sich bei den diskreten Werten der Schaltungselemente auch größere Unterschiede zu den Werten ergeben, die im ersten Ausführungsbeispiel für den dort vom
Ersatzschaltbild her identischen Bandpass gewählt werden können . Figur 3 zeigt ein weiteres (drittes) Ausführungsbeispiel eines Bandsperr-Filters, welches ausgehend vom zweiten Ausführungsbeispiel eine weitere Kapazität aufweist, die als zweite Kapazität C2 in Serie zur zweiten Induktivität L2 in den ent- sprechenden Querzweig gegen Masse geschaltet ist. Der Hoch- pass HP bleibt gegenüber dem zweiten Ausführungsbeispiel bezüglich der Schaltungsanordnung unverändert, ebenso die Anordnung der Schaltungselemente des Bandpasses BP gegenüber dem zweiten Ausführungsbeispiel, nicht aber deren diskrete Werte.
Figur 4 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel einer Bandsperre, bei dem die Anordnung der Schaltungselemente gegenüber dem dritten Ausführungsbeispiel im Hochpass HP unverändert bleibt. Der Bandpass BP dagegen umfasst nun im ersten Filterzweig FZl in Serie geschaltet eine erste Induktivität Ll, eine erste Kapazität Cl, eine vierte Induktivität L4, eine siebte Kapazität C7 und eine siebte Kapazität L7. In einem Querzweig gegen Masse ist zwischen der ersten Kapazität Cl und der vierten Induktivität L4 eine zweite Kapazität C2 und eine zweite Induktivität L2 in Serie geschaltet. Ein erster Querzweig gegen Masse zwischen der vierten Induktivität L4 und der siebten Kapazität C7 umfasst eine dort angeordnete fünfte Induktivität L5. In einem dritten Querzweig gegen Mas- se, direkt benachbart zum zweiten Querzweig, ist in Serie ein Resonator R und eine sechste Induktivität L6 angeordnet. Auch hier gilt, dass bei einer Optimierung des Bandsperrfilters nicht nur die diskreten Werte der Querschaltungselemente verändert werden, die unterschiedlich gegenüber den anderen Aus- führungsbeispielen sind, sondern sämtliche Komponenten eines Filters ebenso wie die Schaltungselemente des zweiten Filters angepasst bzw. neu optimiert sind. Figur 5 zeigt die simulierten Übertragungsfunktionen der vier Ausführungsbeispiele in Form ihrer Streuparameter S21. In das Diagramm eingezeichnet sind der Sperrbereich SP, der erste Durchlassbereich Dl und der zweite Durchlassbereich D2, die hier so gewählt sind, dass der Sperrbereich SP mit dem Frequenzbereich des DVB-H Systems zusammenfällt, während Dl sämtliche Frequenzen der 1 GHz-Mobilfunkbänder und D2 sämtliche Frequenzen der 2 GHz-Mobilfunkbänder umfasst. Es zeigt sich, dass sämtliche Durchlasskurven 1 bis 4 der Ausführungsbeispiele 1 bis 4 die Spezifikationen für diese gedachte Anwendung erfüllen. Ein leichter Einbruch der Übertragungsfunktion zwischen erstem Durchlassbereich Dl und zweitem Durchlassbereich D2 ist für die gewünschte Anwendung unschädlich, da dort keine Mobilfunkbänder vorhanden sind.
Durch geeignete Dimensionierung der Schaltungselemente L und C sowie durch geeignete Resonanzfrequenz des Resonators R ist es jedoch auch möglich, die Spezifikationen des Bandsperr- Filters und insbesondere Sperrbereiche SP sowie ersten und zweiten Durchlassbereich Dl, D2 individuell auf ein anderes Problem hin zu optimieren.
Figur 6 zeigt nochmals die Übertragungsfunktion BS des Bandsperrfilters nach dem ersten Ausführungsbeispiel, die in ei- ner Simulation den isoliert betrachteten Teilübertragungsfunktionen von Hochpass HP und Bandpass BP gegenüber gestellt wird. Aus den Teilübertragungsfunktionen zeigt sich, dass der Hochpass HP im zweiten Durchlassbereich D2 mit minimaler Einfügedämpfung durchlässt. Jedoch auch im ersten Durchlassbe- reich Dl kann noch viel Energie übertragen werden, da die Grenzfrequenz des Hochpasses HP am oberen Rand des ersten Durchlassbereichs Dl liegt. Die Grenzfrequenz ist die Frequenz, bei der das entsprechende Hochpassfilter HP 3 dB- Dämpfung gegenüber dem Punkt mit der geringsten Einfügedämpfung innerhalb des zweiten Durchlassbereichs D2 aufweist. Der isolierte Bandpass BP zeigt eine starke Fehlanpassung. Die Teilübertragungsfunktion erzeugt im Wesentlichen die linke Flanke der Gesamtübertragungsfunktion hin zum Sperrbereich. Dennoch wird durch Parallelschaltung dieser beiden Filter (Bandpass, Hochpass) die in der Figur 6 dargestellte Übertragungskurve BS für die Bandsperre erhalten. Dies zeigt, dass sich die beiden Filterzweige gegenseitig anpassen und daher keine äußeren Anpasselemente mehr benötigen.
Figur 7 zeigt ausschnittsweise und im schematischen Querschnitt eine mögliche Realisierung von Schaltungskomponenten für das vorgeschlagene Bandsperr-Filter . Dieses ist hier auf einem mehrschichtigen Substrat SU aufgebaut, welches in der dargestellten Ausführung zwei innen liegende Metallisierungsebenen Ml und M2 aufweist. Das Substrat ist vorzugsweise aus Keramik und insbesondere aus LTCC-Keramik (low temperature cofired ceramics) . Möglich sind aber auch Mehrschichtsubstra- te aus anderen Keramiken oder aus einem gegebenenfalls gefüllten dielektrischen Kunststoffleiterplattenmaterial . In den Metallisierungsebenen Ml, M2 sind Leiterbahnen und metallisierte Flächen angeordnet, die miteinander über Durchkon- taktierungen verschaltet sein können.
Auf der Oberfläche des Substrats SU ist als diskrete Komponente auf jeden Fall ein Resonator R z.B. wie hier in Flipchip-Bauweise mit Hilfe von auf der Oberfläche des Substrats angeordneten bondbaren Kontakten verbunden. Der Resonator ist hier als SAW-Resonator dargestellt. Möglich ist es jedoch auch, den Resonator als BAW- oder Mikrowellenkeramikresonator auszubilden . Als weitere diskrete Schaltungskomponente ist hier eine Induktivität L ebenfalls auf der Oberfläche des Substrats SU angeordnet und elektrisch beispielsweise als SMD Bauelement (= surface mounted device) mit der Schaltung innerhalb des Substrats verbunden. Eine Kapazität C ist beispielhaft durch zwei in einander benachbarten Metallisierungsebenen Ml, M2 angeordnete Metallisierungsflächen realisiert, wie in der Figur 7 dargestellt. Weitere Induktivitäten können in Form von Induktivitätsbehafteten Metallisierungen und Durchkontaktie- rungen realisiert sein. Besonders hohe Induktivitätswerte können durch längere Leiterbahnen und insbesondere durch z. B. mäandrierende Leiterbahnen mit einer geeigneten, proportional zur Induktivität ausgebildeten elektrischen Länge oder als Spiralen oder über mehrere Metallisierungsebenen reali- sierte Spulen ausgeführt werden. Vorzugsweise wird das Substrat SU und die darin und darauf realisierte Schaltung des Bandsperr-Filters über Außenkontakte AK, AK' kontaktiert, die auf der Unterseite des Substrats angeordnet sind.
Im folgenden werden konkrete Werte angegeben, wie die Schaltungselemente des ersten Ausführungsbeispiels entsprechend einer Optimierung dimensioniert werden können, um das gewünschte Durchlassverhalten des Bandsperr-Filters zu erhalten. Die Induktivitätswerte sind dabei in nH angegeben, die Kapazitätswerte in pF: Ll=28, 62 Cl=I, 65 L2=0,80 C3=12,42 L4=6,21
L5=7,34 C6=3,05 L7=4, 12 C8=3 , 12 .
Für das erste Ausführungsbeispiel wird die Resonanzfrequenz des Resonators R so gewählt, dass sie im Bereich der oberen Flanke des Sperrbereichs SP zu Liegen kommt. Dabei wird berücksichtigt, dass die vierte Induktivität L4, die in Serie zum Resonator R geschaltet ist, die Resonanzfrequenz hin zu niedrigeren Frequenzen verschiebt. Ohne diese Induktivität wäre eine entsprechend niedrigere Resonanzfrequenz des Reso- nators zu wählen.
Im Beispiel wird ein Lithium-Tantalat SAW Resonator mit einer Resonanzfrequenz von 773 MHz, einer Antiresonanzfrequenz von 801 MHz und einer statischen Kapazität von 4,44 pF verwendet. In entsprechender Weise können durch geeignete Optimierungsverfahren die diskreten Werte für die Schaltungselemente der in den Figuren 2 bis 4 dargestellten Ausführungsbeispiele ermittelt werden. Mit den dargestellten Simulationsergebnissen wird jedoch nachgewiesen, dass die vorgestellten Bandsperr- Filter die gewünschten Eigenschaften aufweisen. Im Einzelnen sind dies die große Breite des gesamten Durchlassbereichs, in dem das Bandsperr-Filter eine niedrige Dämpfung aufweist. Dieser gesamte Durchlassbereich ist zur Aufnahme mehrerer unterschiedlicher Mobilfunkbänder oder anderer drahtloser An- Wendungen geeignet. Weiterhin zeigen die vorgestellten
Bandsperr-Filter eine steile Flanke hin zu einem Sperrbereich, wobei eine Übergangsbandbreite von ca. 10% relativer Bandbreite erreicht werden kann. Der Sperrbereich wiederum zeichnet sich ebenfalls durch eine hohe Breite aus. Die rela- tive Bandbreite des Sperrbereichs gemäß den Spezifikationen des DVB-H-Systems beträgt beispielsweise ca. 55% relativer Bandbreite, bezogen auf die Mittenfrequenz bei 510 MHz. Mithin wird ein Bandsperr-Filter angegeben, welches bisher nicht erreichte Eigenschaften durch die neue Kombination Bandpass und Hochpass erzielt, die zumindest zum Teil in Form von integrierten LC-Elementen realisiert ist.
Die Erfindung ist nicht auf die in den Ausführungsbeispielen dargestellten Einzelschaltungen beschränkt. Es ist klar, dass die Einzelfilter durch Hinzufügen und Weglassen einzelner Schaltungskomponenten variiert werden können. Prinzipiell sind weitere LC-Schaltungen für Bandpass- und Hochpassfilter bekannt und können im vorgeschlagenen Bandsperr-Filter eingesetzt werden. Dabei sind auch unterschiedliche Kombinationen bekannter und neu konstruierter Bandpass- und Hochpassfilter möglich .
Bezugszeichenliste
BP Bandpass
BS Bandsperre
Cl, C2, . . . Kapazitäten
FZl, FZ2 erster und zweiter Filterzweig
HP Hochpass
Ll, L2, . . . Induktivitäten
R Resonator
1-4 Durchlasskurven von Beispiel 1-4
Tl, T2 Anschlüsse
Dl, D2 erster und zweiter Durchlassbereich
SP Sperrbereich
AK Außenkontakt
M Metallisierungsebene
SU Substrat

Claims

Patentansprüche
1. Bandsperrfilter
- aufgebaut auf einem mehrschichtigen Substrat (SU) mit integrierten strukturierten Metallisierungsebenen (M)
- mit einem Eingangstor und einem Ausgangsantor
- mit zwei zwischen dem Eingangstor und dem Ausgangstor parallel geschalteten Filterzweigen (FZ)
- mit einem im ersten Filterzweig (FZl) angeordneten ers- ten Teilfilter, das einen Bandpass (BP) für einen ersten Durchlassbereich (Dl) umfasst
- mit einem im zweiten Filterzweig (FZ2) angeordneten zweiten Teilfilter, das einen Hochpass (HP) mit einem zweiten Durchlassbereich (D2) umfasst, der über dem ersten Durchlassbereich angesiedelt ist
- bei dem im ersten Filterzweig ein gegen Masse geschalteter Querzweig vorgesehen ist, in dem ein Resonator (R) angeordnet ist
- bei dem unterhalb des ersten Durchlassbereichs ein Sperrbereich (SP) ausgebildet ist
- bei dem Bandpass und Hochpass aus LC-Elementen (L, C) aufgebaut sind, die zumindest teilweise in dem mehrschichtigen Substrat integriert sind.
2. Bandsperrfilter nach Anspruch 1, bei dem der Resonator (R) ein elektroakustischer Resonator ist und eine Güte von zumindest 500 aufweist.
3. Bandsperrfilter nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Resonator (R) im Querzweig in Serie mit einer Induktivität (L) geschaltet ist.
4. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 1-3,
- bei dem alle C-Elemente von Bandpass (BP) und Hochpass
(HP) in das Substrat (SU) integriert sind und
- bei dem die L-Elemente zumindest zum Teil aus diskreten Induktivitäten oder Spulen realisiert sind, die auf dem
Substrat angeordnet sind.
5. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 1-4, bei dem die Resonanzfrequenz des Resonators (R) im Be- reich der oberen Flanke des Sperrbereichs (SP) liegt.
6. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 1-5, bei dem im zweiten Filterzweig (FZ2) ein- und ausgangs- seitig des Filterzweigs je eine Serienkapazität (C) ange- ordnet ist.
7. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 1-6, bei dem der Bandpass (BP) im ersten Filterzweig (FZl) zumindest eine erste und eine zweite Serieninduktivität (L) , eine erste und eine zweite Serienkapazität (C) und quer dazu gegen Masse geschaltet eine erste Parallelinduktivität umfasst.
8. Bandsperrfilter nach Anspruch 7, bei dem der Bandpass (BP) außerdem eine dritte Serieninduktivität und eine zweite Parallelinduktivität umfasst.
9. Bandsperrfilter nach Anspruch 7 oder 8, bei dem die erste oder zweite Parallelinduktivität in ei- nem Querzweig zum ersten Filterzweig (FZl) angeordnet und dort in Serie zu einer Kapazität geschaltet ist.
10. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 1-9, bei dem die Grenzfrequenz des Hochpasses (HP) in der Nähe des ersten Durchlassbereiches (Dl) gewählt ist und zum ersten Durchlassbereich einen relativen Abstand von +/- 20% aufweist.
11. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 1-10, bei dem die Grenzfrequenz des Hochpasses (HP) im Bereich des ersten Durchlassbereiches (Dl) gewählt ist.
12. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 1-11, bei dem der Hochpass im zweiten Filterzweig zumindest eine erste und eine zweite Serienkapazität und eine in einem dazwischen gegen Masse geschalteten Querzweig ange- ordnete Induktivität umfasst.
13. Bandsperrfilter nach Anspruch 12, bei dem die Induktivität im Querzweig des Hochpasses mit einer Kapazität in Serie geschaltet ist.
14. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 1-13, mit einem Sperrbereich zumindest zwischen 470 und 750 MHz, mit einem ersten Durchlassbereich, der zumindest den Be- reich zwischen 824 und 960 MHz umfasst mit einem zweiten Durchlassbereich, der zumindest den Bereich zwischen 1710 und 2170 MHz umfasst.
15. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 1-14, bei dem der Resonator als zumindest zweifach kaskadierter SAW Resonator ausgebildet und auf dem Substrat angeordnet ist .
16. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 1-15, bei dem der Resonator als SAW Resonator in einem Chip aus einem Substratmaterial ausgebildet ist, welches eine höhere Kopplung als Lithiumtantalat aufweist.
17. Verwendung eines Bandsperrfilters nach einem der Ansprüche 1-16 in einer Filterschaltung eines Mobiltelefons, welches im ersten und zweiten Durchlassbereich arbeitende Sende- und Empfangpfade von je zumindest einem Mobilfunksystem aufweist, und zum Empfang eines weiteren Signals im Sperrbereich ausgelegt ist, um im Sendepfad erzeugte und im Sperrbereich liegende Störgeräusche zwischen einem Sendepfad und einer Antenne auszufiltern .
18. Verwendung eines Bandsperrfilters nach einem der
Ansprüche 1-16 in einem im 1 und 2 Gigahertzbereich arbeitenden Mobiltelefon mit entsprechend ausgelegten mit einer Antenne verbundenen Sende- und Empfangspfaden, welches außerdem zum Empfang von DVB-H Signalen ausgelegt ist, zum Ausfiltern von im DVB-H Frequenzbereich liegenden Störsignalen aus einem der Sendepfade.
19. Verwendung eines Bandsperrfilters nach einem der
Ansprüche 1-16 in einem im 1 und 2 Gigahertzbereich ar- beitenden Mobiltelefon mit entsprechend ausgelegten mit einer Antenne verbundenen Sende- und Empfangspfaden, welches außerdem zum Empfang von DVB-H Signalen ausgelegt ist, zum Ausfiltern von im DVB-H Frequenzbereich liegenden Störsignalen aus einem der Sendepfade, in Verbindung mit einer Brückungsschaltung, die das Bandsperrfilter ü- berbrückt, wenn DVB-H im Mobiltelefon nicht aktiviert ist .
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