WO2008016051A1

WO2008016051A1 - Receiving apparatus, receiving method and integrated circuit

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Publication number: WO2008016051A1
Application number: PCT/JP2007/064994
Authority: WO
Inventors: Ippei Kanno
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2006-08-03
Filing date: 2007-07-31
Publication date: 2008-02-07
Anticipated expiration: 2009-02-03
Also published as: JPWO2008016051A1; US8355454B2; US20090279647A1; JP4961427B2; EP2031783A1; CN101485127A

Description

明細書

受信装置、受信方法及び集積回路

技術分野

[0001] 本発明は、増幅器の利得をステップ状に変化させるステップ AGC (Automatic G ain Control)を用レヽ 7こ OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex ing)変調デジタル放送受信装置に関する。

背景技術

[0002] 増幅器の増幅利得を自動的に調節する機能を AGCと!/、う。そして、増幅利得をステツプ状（不連続）に変化させて利得調節を行うタイプの AGCを、ステップ AGCといつ。ここで、 Ι ΰΒ—Τ (Integrated Services Digital Broadcasting Terrestri al)及び DVB— T (Digital Video Broadcasting Terrestrial)等の規格に基づいてデジタル放送を受信する OFDM変調デジタル放送受信装置にステップ AGCが適用される場合が考えられる。

[0003] 図 8は、ステップ AGCを行う従来の OFDM変調デジタル放送受信装置 300 (以下、受信装置 300という）の構成例を示す図である。図 8に示す通り、受信装置 300は、アンテナ 301と、チューナ 302と、アナログデジタルコンバータ（以下、 ADCという） 303と、直交復調部 304と、レべノレ検出部 305と、タイミング制卸部 306と、同期部 30 7と、 FFT部 308と、等化部 309と、誤り訂正部 310と、データ復号部 311と、表示装置 312とを備える。

[0004] 以下では、受信装置 300の動作について説明する。アンテナ 301は、 OFDM変調信号を受信し、チューナ 302に出力する。チューナ 302は、入力された OFDM変調信号から所望のチャネルの信号を選択し、当該信号を所定の中間周波信号 (例えば、中心周波数 57MHz)に変換し、当該中間周波信号を増幅し、 ADC303に出力する。ここで、チューナ 302は、中間周波信号を増幅する利得可変増幅器を含む。図 9 は、チューナ 302に含まれる利得可変増幅器の制御信号と利得との関係を示す図である。図 9に示す通り、利得可変増幅器の利得は、デジタル信号処理によって生成された離散値の制御信号 (AGC制御信号)が入力されるので、離散的に変化する。また、利得可変増幅器の利得は、制御信号の最小単位の増加に対応して、例えば Id B単位で増加する。 ADC303は、入力された中間周波信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、直交復調部 304に出力する。直交復調部 304は、入力された中間周波信号を直交検波して I/Q信号に変換し、レベル検出部 305と同期部 307と F FT部 308とに出力する。

[0005] レベル検出部 305は、入力された I/Q信号の電力レベルと所望の電力レベルとの差を検出し、チューナ 302の利得可変増幅器に入力される制御信号である AGC制御信号を生成する。同期部 307は、入力された I/Q信号のガード期間の相関関係を用いて、 FFT (Fast Fourier Transform)が施される I/Q信号の位置である F FT窓位置を検出し、 FFT部 308とタイミング制御部 306とに通知する。 FFT部 308 は、 I/Q信号における通知された FFT窓位置に FFTを施して I/Q信号を周波数領域に変換し、等化部 309に出力する。タイミング制御部 306は、通知された FFT窓位置の情報を用いてステップ AGC制御信号をチューナ 302に出力するタイミングを算出し、算出したタイミングでレベル検出部 305から入力されたステップ AGC制御信号をチューナ 302に出力する。チューナ 302の利得可変増幅器は、入力されるステップ AGC制御信号に従って、増幅利得を変化させる。

[0006] 等化部 309は、入力された周波数領域の I/Q信号に対して、後に詳細に説明する時間軸補間及び周波数軸補間を施すことによって等化処理を行い、誤り訂正部 310 に出力する。このことによって、等化部 309は、送信装置（図示せず）と受信装置 300 との間の伝送路 (空間）を OFDM変調信号が伝搬することによって生じる時間的及び周波数的誤差 (以下、伝送路変動という）を推定して修正することができる。誤り訂正部 310は、修正された I/Q信号に対して、誤り訂正処理である、ディンターリーブ、ビタビ復号及び RS (Reed— Solomon)復号を施し、 TS (Transport Stream)信号をデータ復号部 311に出力する。データ復号部 311は、入力された TS信号に対して、 MPEG2規格等に従った映像処理及び音声のデータ伸長処理を施し、表示装置 312に出力する。表示装置 312は、入力された信号を用いてユーザに映像等のサ一ビスを提供する。

[0007] 以下では、レベル検出部 305、同期部 307及びタイミング制御部 306について、より詳細に説明する。

[0008] 図 10は、レベル検出部 305の構成例を示す図である。図 10に示す通り、レベル検出部 305は、電力算出部 330と、対数変換部 331と、減算部 332と、基準値発生部 3 33と、ノレープフィノレタ部 334と、量子化部 335とを含む。電力算出部 330は、直交復調部 304から入力された I/Q信号に対して、 I² + Q²を算出する演算を行い受信電力を算出し、対数変換部 331に出力する。なお、電力算出部 330は、受信電力の時間軸での平均値を基準として AGCを行う場合は算出電力を更に時間軸で平均化する。また、電力算出部 330は、受信電力のピークを基準として AGCを行う場合はピーク検出を行う。対数変換部 331は、電力算出部 330の出力（算出電力）を対数化し、減算部 332に出力する。これは、図 9を用いて説明した通り、チューナ 302に含まれる可変利得増幅器の利得は、入力される AGC制御信号に対して、 dB値 (対数値)で変化するからである。基準値発生部 333は、チューナ 302の可変利得増幅器の出力電力を目標値に収束させる基準電力を発生させ、減算部 332に出力する。減算部 3 32は、対数変換部 331の出力電力と基準値発生部 333の基準電力との差を検出し、ループフィルタ部 334に出力する。ループフィルタ部 334は、入力された差を積分し、得られた積分値を量子化部 335に出力する。量子化部 335は、入力された積分値を量子化して、 AGC制御信号としてタイミング制御部 306に出力する。ここで、 AG C制御信号の最小単位の変化は、チューナ 302の可変利得増幅器の利得の例えば ldBの変化に対応する。

[0009] 図 11は、同期部 307の動作を説明するための図である。同期部 307は、直交復調部 304から出力された i/Q信号 (復調対象信号)を入力される（ ωを参照）。 ωにぉレ、て、斜線で示した部分はガード期間であり、他の部分は有効シンボル期間であり、ガード期間と有効シンボル期間とのペアによってシンボル期間が構成される。ガード期間は、ペアである有効シンボル期間の終端部分に存在する信号の複製信号によつて構成される。次に、同期部 307は、 ω復調対象信号を有効シンボル期間だけ遅延させた遅延信号を生成する（(b)を参照）。次に、同期部 307は、（a)復調対象信号と (b)遅延信号との相関信号を生成する（ (c)を参照)。（c)相関信号にぉレ、て、 (a)復調対象信号の有効シンボル期間の終端部分に対応する期間に相関が現れる。次に、同期部 307は、（c)相関信号に対して、ガード期間長を用いた移動積分を行つて、移動積分信号を生成する（(d)を参照)。（d)移動積分信号は、（a)復調対象信号の各シンボル期間の境界（矢印を参照）でピークとなる。次に、同期部 307は、 (d) 移動積分信号のピークを用いて、（a)復調対象信号の各シンボル期間の境界 (OFD Μシンボルの境界）を検出する。次に、遅延波及び先行波が存在しない基本環境（マルチパスではない環境）では、同期部 307は、検出した各シンボル期間の境界を中心とするガード期間長の期間 Αを除!/、た期間 Bを、 FFTを施す位置である FFT窓位置に設定する（（e)を参照）。なお、ガード期間長の遅延波が存在する受信環境（遅延波環境)では、同期部 307は、 FFT窓位置を、基本波環境の場合よりもガード期間長の半分遅延させた位置に設定する（(f)を参照）。また、ガード期間長の先行波が存在する受信環境 (先行波環境）では、同期部 307は、 FFT窓位置を、基本波環境の場合よりもガード期間長の半分先行させた位置に設定する（ (g)を参照）。そして、同期部 307は、設定した FFT窓位置を、 FFT部 308及びタイミング制御部 306に通知する。 FFT部 308は、通知された FFT窓位置（B期間）に、入力された I/Q信号に対して FFT処理を施す。

[0010] タイミング制御部 306は、通知された FFT窓位置（B期間）を基に、 FFT処理を施されない A期間を算出する。次に、タイミング制御部 306は、算出した A期間中に、レべル検出部 305から入力された AGC制御信号を、チューナ 302の可変利得増幅器に出力する。このことによって、チューナ 302の可変利得増幅器は、 OFDM信号につ V、て FFTを施さな!/、A期間（図 11の（e)〜（g)を参照）に、 OFDM信号の利得をステップ状（不連続）に切替えることができる。

[0011] 以上に説明した通り、通信装置 300は、ステップ AGCを行うに際して、 OFDM信号について FFTを施す期間（FFT窓位置）を除いた期間を検出して、当該期間に OF DM信号の利得をステップ状（不連続）に切替える。このことによって、通信装置 300 は、ステップ AGCによって生じる不連続な利得変動による影響を回避することができ

[0012] しかし、通信装置 300には、等化部 309が行う等化処理において、以下に説明する補間誤差が生じるという問題がある。図 12は、等化部 309が行う等化処理を説明するための図である。図 12の（b)は、受信した OFDM信号の N— 6番目〜 N番目までのシンボルを時系列的に表現した図である。なお、 OFDM信号の伝送はシンボル毎に行われる。そして、丸印は、各シンボルに含まれるサブキャリアを表し、一例として、 M番目〜M+ 15番目のサブキャリアを図示して!/、る。 M番目〜M+ 15番目のサブキャリアは、変調周波数順に整列している。ここで、白丸は、送信データを含むサブキヤリャであるデータキヤリャを示す。また、黒丸は、送信時の振幅及び位相が受信側で既知のサブキヤリャである SP (Scattered Pilot)キヤリャ（基準サブキャリアとも呼ばれる）を示す。 SPキヤリャは、各シンボルにおいて 12キヤリャ間隔に配置され、また、 1つ前のシンボルの SPキヤリャ配置位置力も変調周波数の増加方向に 3キヤリァずらした位置に配置される。図 12の（a)は、一例として、 N— 3番目のシンボルと N —2番目のシンボルとの間に存在する FFTが施されない期間（図 11の A期間）にステップ AGC制御が行われることによって、チューナ 302の可変利得増幅器の利得が X 倍に変化したことを示して!/、る。

[0013] 以下では、等化部 309が N— 3番目のシンボルに対して等化処理を行う場合を例に挙げて説明を行う。ここで、 N— 3番目のシンボルを等化処理する時点で、 N— 2番目〜 N番目のシンボルは、既に受信されて等化部 309に入力されている。等化部 30 9は、実際に受信した SPキャリア（以下、受信 SPキャリアという）の振幅及び位相と、受信 SPキャリアに対応する送信時の SPキヤリャ（以下、送信 SPキャリアという）の振幅及び位相とを比較する。すなわち、受信 SPキャリアの歪みを検出する。なお、送信 SPキャリアの振幅及び位相は、等化部 309において既知である。この比較は、 N- 6 番目〜N番目のシンボルに含まれる各受信 SPキャリアにつ!/、て行われる。このことによって、等化部 309は、 N— 6番目〜 N番目のシンボルの受信 SPキャリア位置の伝送路係数を求める。ここで、伝送路係数とは、送信 SPキャリアの振幅及び位相に対する、受信 SPキャリアの振幅及び位相の変化量を示す値である。すなわち、伝送路係数は、伝送による OFDM信号の歪みを示す値である。

[0014] 次に、等化部 309は、 N— 3番目のシンボルに含まれる太線白丸で示されるデータキャリアの位置の伝送路係数を、直線補間によって算出する。ここで、 N番目のシンボルの M番目のサブキヤリャ位置の伝送路係数を H (N, M)と定義する。 [0015] まず、ステップ AGC制御が行われない場合、即ち、利得変化が無い場合について考える。この場合、等化部 309は、例えば、 N— 3番目のシンボルの M + 3番目のサブキャリア (太線白丸)位置の伝送路係数 H(N— 3, M + 3)を、黒丸位置の伝送路係数 H(N— 6, M + 3)及び黒丸位置の伝送路係数 H(N— 2, M + 3)を用いた直線補間（時間軸補間）を表す式 1を用いて算出する。なお、伝送路係数 H(N— 6, M + 3)及び伝送路係数 H(N— 2, M + 3)は、既に説明した通り、既に算出されている。國

Κ ί N «■ 3 , Μ+ S) - ( 1 /4? - Η (1Γ-~6, Μ+3) + (S/4) ' Η ( ~£, Μ+3) 同様に、等化部 309は、時間軸補間を行うことによって、 Η(Ν— 3, Μ + 6)、 Η(Ν— 3, M + 9)及びH(N— 3, Μ+ 15)を算出する。ここで、受信 SPキャリア位置の伝送路係数 Η(Ν— 3, Μ)及び Η(Ν— 3, Μ+ 12)は、既に算出されている。この結果として、等化部 309は、 Ν— 3番目のシンボルにおいて、全サブキャリア内で 3キャリア間隔に存在するサブキャリア位置の伝送路係数を算出できる。次に、等化部 309は、 Ν— 3番目のシンボルに対して、サブキャリアの周波数軸方向の補間（周波数軸補間 )を行うことによって、 Ν— 3番目のシンボルの全サブキャリア位置の伝送路係数を算出する。次に、等化部 309は、全サブキャリア位置の伝送路係数を用いて、伝送路を伝搬することで生じた OFDM信号の歪み（振幅及び位相の誤差）をキャンセル (相殺 )して修正する。

[0016] 次に、図 12に示す様に、ステップ AGC制御が行われて、 N— 3番目のシンボルと N

2番目のシンボルとの間で X倍の利得変化が生じた場合について考える。この場合、黒丸位置の伝送路係数 H(N— 2, M + 3)は、ステップ利得変化（不連続な利得変化）によって X倍されて、 H(N— 2, M + 3) ·Χとなる。このことによって、等化部 30 9は、伝送路係数 Η(Ν— 3, Μ + 3)を、利得変化を跨いだ時間軸補間を示す式 2を用いて算出することとなる。

[数 2]

Η〈ト S_s := ( 1 4) * H (N - 6, M+3) * (3/4) * H (Ν·- 2, M4-3 * X この様に、式 2の H (N— 3, M + 3)は、式 1の H(N— 3, M + 3)に対して、 H(N— 2 , M + 3)が X倍されたことによる誤差を含む。同様に、等化部 309は、利得変化を跨いだ時間軸補間を行うことによって、誤差を含む H (N— 3, M + 6)、 H (N— 3, M + 9)及び H (N— 3, M+ 15)を算出する。次に、等化部 309は、 N— 3番目のシンボルに対して周波数軸補間を行うことによって、 N— 3番目のシンボルの全サブキャリア位置において、誤差を含む伝送路係数を算出する。図 12の（c)は、図 12の (b)に示す各シンボルにおいて生じる誤差（以下、補間誤差という）をシンボル毎に示す図である。図 12の（c)の四角で囲んだ図は、 N— 3番目のシンボルの補間誤差を示している。矢印で示す太線を正規の伝送路係数とすると、補間誤差は、斜線で示された領域で表される。次に、等化部 309は、補間誤差を含む伝送路係数を用いて、伝送路を伝搬することで生じた OFDM信号の歪み（振幅及び位相の誤差）をキャンセル (相殺 )する。この結果として、 OFDM信号の復調誤差が生じ、受信性能が劣化する。図 13は、受信装置 300に備えられる等化部 309の構成を説明するための図である。図 13に示す通り、等化部 309は、 SP分離部 320と、複素除算部 321と、 SP発生部 322と、時間軸補間部 324と、周波数軸補間部 325と、遅延部 326と、複素除算部 3 27とを含む。以下では、図 13を参照して、等化部 309の各構成要素の動作について簡単に説明する。 SP分離部 320は、周波数領域の OFDM信号を FFT部 308から入力される。そして、 SP分離部 320は、 OFDM信号の SPキヤリャを分離して複素除算部 321に出力した後に、 OFDM信号を遅延部 326に出力する。 SP発生部 322 は、送信 SPキャリアと振幅及び位相が同期した SPキヤリャを発生させ、複素除算部 321に出力する。複素除算部 321は、 SP分離部 320によって分離された受信 SPキャリアの信号を、 SP発生部 322によって発生された送信 SPキャリアの信号で除算する。このことによって、複素除算部 321は、受信 SPキャリア位置の伝送路係数を算出し、時間軸補間部 324に出力する。時間軸補間部 324は、図 12を用いて説明した時間軸補間を行い、入力された受信 SPキャリア位置の伝送路係数及び時間軸補間によって算出した伝送路係数を周波数軸補間部 325に出力する。周波数軸補間部 32 5は、図 12を用いて説明した周波数軸補間を行い、全サブキャリア位置の伝送路係数を算出して複素除算部 327に出力する。遅延部 326は、 SP分離部 320から入力された OFDM信号を遅延させ、複素除算部 327に出力する。複素除算部 327は、遅延部 326から出力される OFDM信号のデータキヤリャを、周波数軸補間部 325から出力される伝送路特係数でそれぞれ複素除算し、算出した OFDM信号を誤り訂正部 310に出力する。以上に説明した処理を行うことによって、等化部 309は、伝送路を伝送することによって生じる OFDM信号の歪みをキャンセル (相殺)する。しかし、等化部 309は、図 12を用いて説明した様に、ステップ AGC制御による利得変化によって、時間軸補間を行う際に補間誤差を生じさせる。

[0018] 以上に説明した通り、従来の受信装置 300では、等化部 309がステップ AGCに伴う不連続な振幅変動によって誤動作するために受信性能劣化が発生する。

[0019] 。

上記した問題を解消する技術として、特許文献 1に記載された技術がある。図 14は、特許文献 1に記載された自動利得制御装置 400を示す図である。図 14に示す通り、自動利得制御装置 400は、利得可変部 401と、利得可変部 402と、自動利得可変制御部 407とを含む。利得可変部 401は、入力される変調信号にステップ状の利得変化を与える。利得可変部 402は、ステップ状に振幅が変化する利得可変部 401からの出力信号にリニア状の利得変化を与える。自動利得可変制御部 407は、利得可変部 401と利得可変部 402とを制御して、利得可変部 402から出力される信号の振幅を一定に保つ。

[0020] 図 15は、利得可変部 401及び利得可変部 402の入出力信号の振幅と利得とを説明するための図である。図 15の（a)は、利得可変部 401に入力される信号の振幅を示す。図 15の (b)は、利得可変部 401が入力信号に与えるステップ状の利得を示す。図 15の（c)は、利得可変部 401の出力信号の振幅を示す。図 15の（d)は、利得可変部 402が入力信号に与えるリニア状の利得を示す。図 15の（e)は、利得可変部 40 2の出力信号の振幅を示す。例えば利得可変部 401の入力信号の振幅が徐々に縮小すると（（a)を参照）、利得可変部 401は、入力信号にステップ状の利得を与える（（ b)を参照）。この結果として、利得可変部 401は、振幅が不連続な出力信号を出力する（（c)を参照）。利得可変部 402は、自動利得可変制御部 407からの指示に従つて、利得可変部 401の出力信号の振幅が一定となるように当該出力信号にリニア状の利得を与える（（d)を参照）。この結果として、利得可変部 402は、振幅が一定の出力信号を出力することができる（ (e)を参照)。 [0021] 以上に説明した通り、自動利得制御装置 400は、ステップ AGCを行っても、利得可変増幅器からの出力信号の振幅を一定にできる。このこと力、ら、自動利得制御装置 4 00を、受信装置 300 (図 8を参照）のチューナ 302の利得可変増幅器に適用することによって、等化部 309がステップ AGCに伴う不連続な振幅変動によって誤動作することを回避できると考えられる。

特許文献 1 :特開 2006— 74702号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0022] しかし、上述した様に自動利得制御装置 400を受信装置 300に適用した場合には、以下に説明する問題がある。図 16は、利得可変部 402の時定数の設定について説明するための図である。図 16の（a)〜（e)は、図 15の（a)〜（e)と同じ図であり、利得可変部 402の時定数が適切な値に設定された場合を示す。

[0023] 図 16の（d— 1)及び（e 1)は、利得可変部 402の時定数が高い値に設定された場合の、利得可変部 402の利得、及び出力信号の振幅をそれぞれ示す。図 16の（d - 1)に示す通り、利得可変部 402の時定数が高い値に設定された場合、利得可変部 402の利得は、過度に立ち上がる。そして、利得可変部 402の利得は、不適切な上下変動 (オーバーシュート）を生じる。この結果として、図 16の（e 1)に示す通り、利得可変部 402の出力信号の振幅は波打ち、好ましくない。

[0024] 図 16の（d— 2)及び（e - 2)は、利得可変部 402の時定数が低!/、値に設定された場合の、利得可変部 402の利得、及び出力信号の振幅をそれぞれ示す。図 16の（d 2)に示す通り、利得可変部 402の時定数が低い値に設定された場合、利得可変部 402は、必要な利得を得ることができない。このことによって、図 16の（e 2)に示す通り、利得可変部 402の出力信号の振幅は徐々に低下する。つまり、利得可変部 402の時定数が低!/、値に設定された場合には、 AGCが機能しな!/、。

[0025] 以上に説明した通り、自動利得制御装置 400を受信装置 300に適用した場合には、等化部 309がステップ AGCに伴う不連続な振幅変動によって誤動作することで生じる受信性能の劣化を回避できる一方で、利得可変部 402の時定数設定を厳密に行う必要が生じ、好ましくない。 [0026] それ故に、本発明の目的は、自動利得制御装置 400を適用することなぐ等化部がステップ AGCに伴う不連続な振幅変動によって誤動作することで生じる受信性能の劣化を回避できる OFDM変調デジタル放送受信装置を提供することである。

課題を解決するための手段

[0027] 本発明は、不連続な利得値によって増幅利得を調整する AGC制御を行って OFD M信号のレベルを一定にして受信する受信装置に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の受信装置は、 AGC制御信号に従った増幅利得で OFDM信号を増幅する可変利得増幅器と、増幅された OFDM信号のレベルを検出し、検出レベルを一定レベルにするために可変利得増幅器に増幅利得を与える AG C制御信号を生成するレベル検出部と、増幅された OFDM信号の一部分に高速フ一リエ変換を施す FFT部と、 OFDM信号の高速フーリエ変換が施されな!/、部分にぉレ、て OFDM信号の増幅利得を変化させるタイミングで、可変利得増幅器に AGC 制御信号を出力するタイミング制御部と、高速フーリエ変換を施された OFDM信号に規則的に含まれる複数の基準サブキャリアの歪みをそれぞれ検出し、検出した当該歪みを用いた補間によって、伝送路伝搬により生じる OFDM信号の歪みを推定して修正する等化処理を行う等化部とを備え、等化部は、 OFDM信号の不連続な増幅利得変化によって生じる、 OFDM信号の歪みの推定誤差を、 AGC制御信号を用いて補正する。

[0028] また、好ましくは、等化部は、 OFDM信号を構成する複数のシンボルの内の等化処理が施されるシンボルに対応する AGC制御信号のレベルと、等化処理に使用されるシンボルに対応する AGC制御信号のレベルとの差を示す補正係数を、 AGC制御信号を用いて算出する伝送路係数補正部と、等化処理に使用されるシンボルに含まれる基準サブキャリアの歪みを用いる時間軸補間であって、 OFDM信号の不連続な利得変化によって生じる補間誤差を補正係数に従って相殺する時間軸補間を、等化処理が施されるシンボルに含まれる複数のサブキャリアの一部に対して行うことで、伝送路伝搬により生じる複数のサブキャリアの一部の歪みを推定する時間軸補間部と、推定された複数のサブキャリアの一部の歪みと等化処理が施されるシンボルに含まれる基準サブキャリアの歪みとを用いた周波数軸補間を、複数のサブキャリアの全てに対して行うことで、伝送路伝搬によって生じる複数のサブキャリアの全ての歪みを推定する周波数軸補間部と、等化処理が施されるシンボルに含まれる複数のサブキャリアの全てから、推定された複数のサブキャリアの全ての歪みをそれぞれ除算する複素除算部とを含む。

[0029] また、好ましくは、タイミング制御部は、更に、増幅される OFDM信号の位相変化が所定の閾値を超える AGC制御信号を検出し、等化部は、 OFDM信号を構成する複数のシンボルの内の等化処理が施されるシンボルに対応する AGC制御信号のレべルと、等化処理に使用されるシンボルに対応する AGC制御信号のレベルとの差を示す補正係数を、 AGC制御信号を用いて算出する伝送路係数補正部と、等化処理に使用されるシンボルに含まれる基準サブキャリアの歪みを用いる時間軸補間であって、 OFDM信号の不連続な利得変化によって生じる補間誤差を補正係数に従って相殺する時間軸補間を、等化処理が施されるシンボルに含まれる複数のサブキャリアの一部に対して行うことで、伝送路伝搬により生じる複数のサブキャリアの一部の歪みを推定する時間軸補間部と、時間軸補間部が推定した複数のサブキャリアの一部の歪みを入力し、タイミング制御部によって閾値を超える AGC制御信号が検出されない期間だけ、一部の歪みを出力するスィッチと、スィッチが一部の歪みを出力する期間には、推定された複数のサブキャリアの一部の歪みと等化処理が施されるシンボルに含まれる基準サブキャリアの歪みとを用いた周波数軸補間を、複数のサブキヤリアの全てに対して行い、スィッチが一部の歪みを出力しない期間には、等化処理が施されるシンボルに含まれる基準サブキャリアの歪みを用いた周波数軸補間を複数のサブキャリアの全てに対して行うことで、伝送路伝搬によって生じる複数のサブキヤリアの全ての歪みを推定する周波数軸補間部と、等化処理が施されるシンボルに含まれる複数のサブキャリアの全てから、推定された複数のサブキャリアの全ての歪みをそれぞれ除算する複素除算部とを含む。

[0030] また、本発明は、不連続な利得値によって増幅利得を調整する AGC制御を行って OFDM信号のレベルを一定にして受信する受信方法にも向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の受信方法は、 AGC制御信号に従った増幅利得で、受信する OFDM信号を増幅するステップと、増幅された OFDM信号のレべルを検出し、検出レベルを一定レベルにする新たな AGC制御信号を生成するステツプと、増幅された OFDM信号の一部分に高速フーリエ変換を施すステップと、受信する OFDM信号の増幅利得を、 OFDM信号の高速フーリエ変換が施されな!/、部分にお!/、て変化させるタイミングで、 AGC制御信号を新たな AGC制御信号に切替えるステップと、高速フーリエ変換を施された OFDM信号に規則的に含まれる複数の基準サブキャリアの歪みをそれぞれ検出し、検出した当該歪みを用いた補間によって、伝送路伝搬により生じる OFDM信号の歪みを推定して修正する等化処理を行うステップとを備え、等化処理を行うステップでは、 OFDM信号の不連続な増幅利得変化によって生じる、 OFDM信号の歪みの推定誤差を、 AGC制御信号を用いて補正す

[0031] また、本発明は、不連続な利得値によって増幅利得を調整する AGC制御を行って OFDM信号のレベルを一定にして受信する受信装置に組み込まれる集積回路にも向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の集積回路は、 AG C制御信号に従った増幅利得で OFDM信号を増幅する可変利得増幅器、増幅された OFDM信号のレベルを検出し、検出レベルを一定レベルにするために可変利得増幅器に増幅利得を与える AGC制御信号を生成するレベル検出部、増幅された O FDM信号の一部分に高速フーリエ変換を施す FFT部、 OFDM信号の高速フーリェ変換が施されな!/、部分にぉレ、て OFDM信号の増幅利得を変化させるタイミングで、可変利得増幅器に AGC制御信号を出力するタイミング制御部、及び高速フーリエ変換を施された OFDM信号に規則的に含まれる複数の基準サブキャリアの歪みをそれぞれ検出し、検出した当該歪みを用いた補間によって、伝送路伝搬により生じる OFDM信号の歪みを推定し、更に、 OFDM信号の不連続な増幅利得変化によって生じる OFDM信号の歪みの推定誤差を、 AGC制御信号を用いて補正し、 OFDM 信号の歪みを修正する等化処理を行う等化部としての機能を実装する。

発明の効果

[0032] 上記のように、本発明によれば、等化部がステップ AGCに伴う不連続な利得変動によって誤動作することで生じる受信性能の劣化を回避できる OFDM変調デジタノレ放送受信装置を提供することができる。図面の簡単な説明

[0033] [図 1]図 1は、本発明の第 1の実施形態に係る OFDM変調デジタル放送受信装置 10 0の構成例を示す図である。

[図 2]図 2は、伝送路係数補正部 23の動作を説明するための図である。

[図 3]図 3は、受信装置 100の動作を説明するためのフローチャートである。

[図 4]図 4は、本発明の第 2の実施形態に係る OFDM変調デジタル放送受信装置 20

0の構成例を示す図である。

[図 5]図 5は、チューナ 302に含まれる利得可変増幅器の制御信号と、利得及び大位相変化点との関係を示す図である。

[図 6]図 6は、受信装置 200の動作を説明するためのフローチャートである。

[図 7]図 7は、第 1の実施形態の受信装置 100及び第 2の実施形態の受信装置 200 につレ、て、集積回路化される範囲例を示す図である。

[図 8]図 8は、ステップ AGCを行う従来の OFDM変調デジタル放送受信装置 300の構成例を示す図である。

[図 9]図 9は、チューナ 302に含まれる利得可変増幅器の制御信号と利得との関係を示す図である。

[図 10]図 10は、レベル検出部 305の構成例を示す図である。

[図 11]図 11は、同期部 307の動作を説明するための図である。

[図 12]図 12は、等化部 309が行う等化処理を説明するための図である。

[図 13]図 13は、受信装置 300に備えられる等化部 309の構成を説明するための図である。

[図 14]図 14は、特許文献 1に記載された自動利得制御装置 400を示す図である。

[図 15]図 15は、利得可変部 401及び利得可変部 402の入出力信号の振幅と利得とを説明するための図である。

[図 16]図 16は、利得可変部 402の時定数の設定について説明するための図である

〇

符号の説明

[0034] 6、 60、 306 タイミング制御部 90、 309 等化部伝送路係数補正部、 324 時間軸補間部

SW

0、 200、 300 受信装1 アンテナ

2 チューナ

3 ADC

直交復調部5 レベル検出部7 同期部

8 FFT部

9 等化部

誤り訂正部1 データ復号部2

SP分離部

1、 327 複素除算部

SP発生部

5 周波数軸補間部遅延部

電力算出部1 対数変換部

減算部

基準値発生部ノレープフィルタ部量子化部自動利得制御装置 401、 402 禾 IJ得可変部

407 自動利得可変制御部

発明を実施するための最良の形態

[0035] (第 1の実施形態）

図 1は、本発明の第 1の実施形態に係る OFDM変調デジタル放送受信装置 100 の構成例を示す図である。図 1に示す通り、 OFDM変調デジタル放送受信装置 100 (以下、受信装置 100という）の構成は、図 13に示す従来の受信装置 300の構成に対して、タイミング制御部 306をタイミング制御部 6に置換え、等化部 309を等化部 9 に置換えた構成である。等化部 9の構成は、等化部 309の構成に対して、伝送路係数補正部 23を追加し、時間軸補間部 324を時間軸補間部 24に置換えた構成である。なお、受信装置 100の構成要素において、従来の受信装置 300と同じ構成要素には同一の参照符号を付して、詳しい説明は省略する。

[0036] 以下では、受信装置 100の動作について説明する。アンテナ 301は、 OFDM変調信号を受信し、チューナ 302に出力する。チューナ 302は、入力された OFDM変調信号から所望のチャネルの信号を選択し、当該信号を所定の中間周波信号に変換し、当該中間周波信号を増幅し、 ADC303に出力する。ここで、チューナ 302は、中間周波信号を増幅する利得可変増幅器を含む。チューナ 302の利得可変増幅器の利得は、デジタル信号処理によって生成された離散値の制御信号 (AGC制御信号）が入力されるので、離散的に変化する（図 9を参照)。また、利得可変増幅器の利得は、制御信号の最小単位の増加に対応して、例えば ldB単位で増加する。 ADC30 3は、入力された中間周波信号をアナログ信号力デジタル信号に変換し、直交復調部 304に出力する。直交復調部 304は、入力された中間周波信号を直交検波して I/Q信号に変換し、レベル検出部 305と同期部 307と FFT部 308とに出力する。レベル検出部 305は、入力された I/Q信号の電力レベルと所望の電力レベルとの差を検出し、チューナ 302の利得可変増幅器に入力される制御信号である AGC制御信号を生成する（図 10を参照）。同期部 307は、入力された I/Q信号のガード期間の相関関係を用いて、 FFTが施される FFT窓位置を検出し（図 11を参照）、 FFT部 308とタイミング制御部 6とに通知する。 FFT部 308は、 I/Q信号における FFT窓位置に FFTを施して I/Q信号を周波数領域に変換し、等化部 9に出力する。

[0037] タイミング制御部 6は、タイミング制御部 306 (図 13を参照）と同様に、通知された F FT窓位置の情報を用いてステップ AGC制御信号をチューナ 302に出力するタイミング（図 11の A期間）を算出し、算出したタイミングでレベル検出部 305から入力されたステップ AGC制御信号をチューナ 302に出力する。チューナ 302の利得可変増幅器は、入力されるステップ AGC制御信号に従って、利得をステップ状に変化させる。更に、タイミング制御部 6は、入力された AGC制御信号を等化部 9に出力する。

[0038] 等化部 9は、等化部 309と同様に、入力された周波数領域の I/Q信号に対して、時間軸補間及び周波数軸補間を施すことによって等化処理を行い、誤り訂正部 310 に出力する。この等化処理の際に、等化部 9は、タイミング制御部 6から入力される A GC制御信号を用いて、等化部 309によって等化処理を行う場合に生じる補間誤差（図 12の（c)を参照）を補正する。

[0039] 誤り訂正部 310は、伝送路歪みを等化された I/Q信号に対して誤り訂正処理を施し、データ復号部 311に出力する。データ復号部 311は、入力された TS信号に対して、所定の映像処理及び音声のデータ伸長処理を施し、表示装置 312に出力する。表示装置 312は、入力された信号を用いてユーザに映像等のサービスを提供する。

[0040] 以下では、図 1を参照して、等化部 9の動作について詳細に説明する。 SP分離部 3 20は、周波数領域の OFDM信号を FFT部 308から入力される。そして、 SP分離部 320は、 OFDM信号の SPキヤリャを分離して複素除算部 321に出力した後に、 OF DM信号を遅延部 326に出力する。 SP発生部 322は、送信 SPキャリアと振幅及び位相が同期した SPキヤリャを発生させ、複素除算部 321に出力する。複素除算部 3 21は、 SP分離き 320によって分離された受信 SPキャリアの信号を、 SP発生き 322 によって発生された送信 SPキャリアの信号で除算する。このことによって、複素除算部 321は、受信 SPキャリア位置の伝送路係数を算出し、時間軸補間部 24に出力す

[0041] 伝送路係数補正部 23は、タイミング制御部 6から AGC制御信号を入力され、当該 AGC制御信号を用いて、時間軸補間部 24に入力された伝送路係数を補正する補正係数を算出し、時間軸補間部 24に出力する。時間軸補間部 24は、複素除算部 3 21から入力された受信 SPキャリア位置の伝送路係数を用いて時間軸補間を行い、所定のサブキャリア位置の伝送路係数を求める（図 12 (b)を参照）。この時間軸補間を行う際に、時間軸補間部 24は、伝送路係数補正部 23から入力された補正係数を用いることによって、補間誤差 (図 12 (c)を参照）を補正する。次に、時間軸補間部 2 4は、入力された受信 SPキャリア位置の伝送路係数及び時間軸補間によって算出した伝送路係数を周波数軸補間部 325に出力する。周波数軸補間部 325は、周波数軸補間を行い、全サブキャリア位置の伝送路係数を算出して複素除算部 327に出力する。遅延部 326は、 SP分離部 320から入力された OFDM信号を補間処理分遅延させ、複素除算部 327に出力する。複素除算部 327は、遅延部 326から出力される OFDM信号のデータキヤリャを、周波数軸補間部 325から出力される伝送路係数でそれぞれ複素除算し、算出した OFDM信号を誤り訂正部 310に出力する。

[0042] 図 2は、伝送路係数補正部 23の動作を説明するための図である。図 2 (a)は、受信した OFDM信号のシンボル番号を示す。図 2 (b)は、タイミング制御部 6から伝送路係数補正部 23に入力される AGC制御信号を示す。ここで、タイミング制御部 6は、伝送路係数補正部 23に入力する図 2 (b)に示す AGC制御信号が、図 2 (a)の各シンポルが増幅された際に用いられた AGC制御信号と等しくなるように、遅延処理を施す。図 2 (c)は、一例として、 N— 3番目のシンボルに対応する AGC制御信号のレベルを基準「0」とした場合の、各シンボルに対応する AGC制御信号のレベルを示す。図 2 ( d)は、 N番目のシンボルを時間軸補間する際に用いる伝送路係数を補正する補正係数を示す。図 2 (d)の補正係数は、図 2 (c)の AGC制御信号の各レベルを、時間軸補間される N番目のシンボルのレベルが「0」となるようにオフセットして得られる。図 2 (e)は、 N+ 1番目のシンボルを時間軸補間する際に用いる伝送路係数を補正する補正係数を示す。図 2 (e)の補正係数は、図 2 (c)の AGC制御信号の各レベルを、時間軸補間される N+ 1番目のシンボルのレベルが「0」となるようにオフセットして得られる。以下、同様に、図 2 (f)〜図 2 (i)は、 N + 2番目のシンボル〜 N+ 5番目のシンボルに関する補正係数を示す。

[0043] 伝送路係数補正部 23は、タイミング制御部 6から図 2 (b)の AGC制御信号を入力される。次に、伝送路係数補正部 23は、図 2 (b)の AGC制御信号を用いて、図 2 (c)の AGC制御信号のレベルを算出する。次に、伝送路係数補正部 23は、図 2 (c)の AG C制御信号のレベルをオフセットすることによって、図 2 (d)〜図 2 (i)の補正係数を算出し、算出した補正係数を時間軸補幹部 24に出力する（図 1を参照)。

[0044] 次に、時間軸補間部 24の動作について、詳細に説明する。なお、以下では、一例として、図 2 (e)の補正係数を用いて、 N+ 1番目のシンボルに対して時間軸補間を行う場合について説明する。また、以下では、図 12の説明で用いた伝送路係数の定義 Η (Ν, Μ)を再び用いるが、サブキヤリャ位置を示す「Μ」は省略して Η (Ν)と表して用いる。

[0045] ここで、チューナ 302の可変利得増幅器の利得は、 AGC制御信号の変化が「 + 1」の場合には X倍になり、 AGC制御信号の変化が「—1」の場合には 1/X倍になるものとする。この場合には、従来技術での説明からも解るように (式 2を参照）、時間軸補間において、補間に用いられる伝送路係数が X倍、 1/X倍等されることによって補間誤差が生じる。このことから、例えば、補間に用いられる伝送路係数が X倍されることによって補間誤差が生じる場合には、 Xに逆数である 1/Xを乗算することによつて、当該補間誤差をキャンセルすることができる。また、同様に、例えば、補間に用いられる伝送路係数が 1/X倍されることによって補間誤差が生じる場合には、 1/Xに逆数である Xを乗算することによって、当該補間誤差をキャンセルすることができる。従って、時間軸補間部 24は、図 2の補正係数が「 + 1」の場合には、「1/Χ」を乗算することによって、補間誤差をキャンセルする。また、時間軸補間部 24は、図 2の補正係数が「一 1」の場合には、「X」を乗算することによって、補間誤差をキャンセルす

[0046] 時間軸補間部 24は、図 2 (e)の補正係数を考慮した以下の式 3〜式 5を用いて、図

2 (a)の N+ 1番目のシンボルに対して時間軸補間を行う。

[0047] 式 3は、 N— 2番目のシンボルと N + 2番目のシンボルとの間で時間軸補間を行う場合の式である。

國

H ( + 1 ) :: ( ί } ' Κ (Ν— 2 ) + (3 / 4) [H ( + 2) ' X] - ( 1 /X)

ここで、式 3において、利得変化による補間誤差を含んだ [H (N + 2) ·Χ]には、図 2 ( e)の補正係数のうちシンボル番号 N+ 2に対応する補正係数「 + 1」に対応する値「 1 /X」が乗算されている。このことによって、補間誤差はキャンセルされる。

[0048] 式 4は、 N— 1番目のシンボルと N + 3番目のシンボルとの間で時間軸補間を行う場合の式である。

[数 4コ

H <Κ · 1) = ( 1 / 2；} [Η (Κ- 1 ) * ί' 1 /X)] ' Cl £) - [H 3) - X] - ( I /X) ここで、式 4において、利得変化による補間誤差を含んだ [Η(Ν—1) · (1/X)]には、図 2(e)の補正係数のうちシンボル番号 Ν— 1に対応する補正係数「一 1」に対応する値「X」が乗算されている。また、利得変化による補間誤差を含んだ [Η(Ν + 3) ·Χ] には、図 2(e)の補正係数のうちシンボル番号 Ν + 3に対応する補正係数「 +1」に対応する値「1/Χ」が乗算されている。このことによって、補間誤差はキャンセルされる

[0049] 式 5は、 Ν番目のシンボルと Ν + 4番目のシンボルとの間で時間軸補間を行う場合の式である。

[数 5コ

H (N- 1 ) ^ (3/4) < [H (N) * { r X ] <- X + (1 / 3 · [H (N+4)] ここで、式 5において、利得変化による補間誤差を含んだ [H(N) · (1/X)]には、図 2 (e)の補正係数のうちシンボル番号 Nに対応する補正係数「一 1」に対応する値「X」が乗算されている。このことによって、補間誤差はキャンセルされる。

[0050] 以上に説明した通り、時間軸補間部 24は、上記した式 3〜式 5を用いて時間軸補間をすることによって、補間誤差（図 12(c)を参照）をキャンセルして、 N+1番目のシンボルの補間対象のサブキヤリァ（図 12 (b)の太線白丸を参照）位置の伝送路係数を算出する。

[0051] 図 3は、受信装置 100の動作を説明するためのフローチャートである。以下では、図 1及び図 3を参照して、受信装置 100の特徴的な動作について、説明する。まず、チューナ 302は、受信した OFDM信号を、利得可変増幅装置によって増幅する (ステツプ S 101)。次に、レベル検出部 305は、増幅された OFDM信号のレベルを検出し、目標レベルとの誤差に応じた値の AGC制御信号を生成する (ステップ S 102)。タイミング制御部 6は、同期部 307から入力される FFT窓位置の情報を用いてチューナ 302の利得可変増幅装置の利得変更タイミングを算出し、算出したタイミングで A GC制御信号をチューナ 302に出力する（ステップ S103)。次に、チューナ 302は、タイミング制御部 6から入力される AGC制御信号に従って、利得可変増幅装置の利得をステップ状に変更させる（ステップ S104)。次に、チューナ 302は、受信した OF DM信号を、変更された利得で増幅する（ステップ S101)。一方、等化部 9の伝送路係数補正部 23は、 AGC制御信号を用いて、ステップ AGCによるステップ状の利得変更によって生じる時間軸補間の補間誤差をキャンセルする補正係数を算出する（ステップ S 105)。次に、等化部 9の時間軸補間部 24は、伝送路係数補正部 23から入力される補正係数に基づいて、補間誤差をキャンセルした時間軸補間を行う（ステップ S 106)。次に、等化部 9の周波数軸補間部 325は、周波数軸補間を行う（ステツプ S107)。ステップ S 105からステップ S 107までの処理によって、伝送路変動による OFDM信号の歪みを是正する伝送路係数が求められる。次に、等化部 9の複素除算部 327は、求められた伝送路係数を用いて、復調する OFDM信号に複素除算処理を施す（ステップ S 108)。等化部 9は、ステップ S105からステップ S108までの処理によって、伝送路変動による OFDM信号の歪みを是正（等化）すること力 Sできる。

[0052] 以上に説明したように、第 1の実施形態に係る受信装置 100は、伝送路変動による OFDM信号の歪みを是正する等化処理において、ステップ AGCを行うための AGC 制御信号を用いる。このことによって、受信装置 100は、ステップ AGCによるステップ状の利得変更によって生じる補間誤差をキャンセルした等化処理を行うことができる。この結果として、受信装置 100は、従来の自動利得制御装置 400を用いることなく、等化部がステップ AGCに伴う不連続な振幅変動によって誤動作することで生じる受信性能の劣化を回避できる。

[0053] なお、以上では、 ISDB— T信号を受信する受信装置を例に挙げて説明したが、周期的に基準信号が揷入されており、ガード期間を有する OFDM信号を受信する受信装置であれば同様に適用できる。また、以上では、 FFT窓位置をガード相関によつて決定する方法を説明したが、復調 C/N及びビット誤り率等に従って最適な FFT 窓位置を随時決定する方法等を用いても良い。また、以上では、チューナ 302の可変利得増幅器の利得ステップ幅は、 ldBを例に挙げて説明した力 S、 ldB以外の値の場合でも良い。また、以上では、時間軸補間部 24は、 7シンボル範囲で直線補間（1 次補間）を行う場合を例に挙げて説明したが、時間軸補間部 24は、更に高次の補間を行っても良いし、更に広範囲のシンボル間で補間を行っても良い。また、以上では、伝送路係数補正部 23は、ステップ AGCの影響が及ぶ全範囲で補正係数を算出したが、伝送路係数補正部 23は、最も影響の大きいステップ AGCの変化点の前後シンボルに対してのみ補正係数を算出しても良い。また、ステップ AGCに伴う伝送路変動の影響が、位相変化又は振幅変化の一方に現れる場合には、等化部 9で行う補正量をスカラー量とすれば良い。また、ステップ AGCに伴う伝送路変動の影響力位相変化及び振幅変化に現れる場合には、等化部 9で行う補正量をベクトル量とすれば良い。

[0054] (第 2の実施形態）

第 1の実施形態に係る受信装置 100においては、ステップ AGCによって OFDM信号の位相が大きく変化した際に、等化部 9における等化処理に誤差が生じることがある。これは、チューナ 302の利得可変増幅器で利得ステップ幅が大きい場合に発生する位相変化量が一般に大きぐまた、その位相変化量の偏差を規定値以内に抑えることが設計上困難であるからである。

[0055] 本発明の第 2の実施形態に係る OFDM変調デジタル放送受信装置 200 (以下、受信装置 200という）は、ステップ AGCの利得変更時の位相変化が大きい場合には時間軸補間を行わないことによって、上記した受信装置 100の問題を回避する。

[0056] 図 4は、本発明の第 2の実施形態に係る OFDM変調デジタル放送受信装置 200 の構成例を示す図である。図 4に示す通り、受信装置 200の構成は、図 1に示す第 1 の実施形態の受信装置 100の構成に対して、タイミング制御部 6をタイミング制御部 6 0に置換え、等化部 9を等化部 90に置換えた構成である。等化部 90の構成は、等化部 9の構成に対して、スィッチ部（以下、 SWという） 50を追加した構成である。なお、受信装置 200の構成要素において、第 1の実施形態の受信装置 100と同じ構成要素には同一の参照符号を付して、詳しい説明は省略する。

[0057] 図 5は、チューナ 302に含まれる利得可変増幅器の制御信号と、利得及び大位相変化点との関係を説明するための図である。以上では、チューナ 302には、説明の簡単のために 1つの利得可変増幅器が含まれるものとして説明を行っている。しかし、一般には、チューナ 302には、利得変更単位が異なる複数の利得可変増幅器が含まれる（例えば、利得変更単位が 10dBの利得可変増幅器と利得変更単位が ldBの利得可変増幅器とが含まれる）。そして、一般に、チューナ 302は、利得変更単位が異なる複数の利得可変増幅器の増幅利得を同時に変化させることによって、規定変更単位 (例えば、 ldB単位）の利得変化を実現している。従って、利得変更単位が大きい利得可変増幅器の利得変更の頻度は少ないが、当該利得可変増幅器の利得変更時には、大きな位相変動が発生する。このことによって、図 5の点線で示す通り、大きな位相変化を生じさせる利得の値に対応する AGC制御信号の値 (以下、大位相変化信号値)は、特定される。

以下では、図 4を参照して、受信装置 200の動作と第 1の実施形態の受信装置 100 の動作との差分について説明する。タイミング制御部 60は、タイミング制御部 6が行う動作を行う。加えて、タイミング制御部 60は、大位相変化信号値（図 5を参照）を記憶しており、レベル検出部 305から大位相変化信号値と等しい値の AGC制御信号が入力された場合には、位相変化が大きい (所定の閾値を超える）と判断して等化部 9 0に含まれる SW50に通知信号を出力する。すなわち、タイミング制御部 60は、受信した OFDM信号において位相変化が所定の閾値を超える期間を SW50に通知する。なお、タイミング制御部 60は、通知信号を SW50に出力するに際して、適切な遅延を行う。 SW50は、複素除算部 321の出力信号と時間軸補間部 24の出力信号とを入力され、タイミング制御部 60から入力される通知信号に従って、いずれか一方の信号を周波数軸補間部 325に出力する。より具体的には、 SW50は、タイミング制御部 60から通知信号が入力されている間は、複素除算部 321の出力信号を周波数軸補間部 325に出力する。一方で、 SW50は、タイミング制御部 60から通知信号が入力されていない間は、時間軸補間部 24の出力信号を周波数軸補間部 325に出力する。このことによって、等化部 90は、受信した OFDM信号において位相変化が大きい（所定の閾値を超える)期間には、時間軸補間部 24による時間軸補間は行われない。この場合には、周波数軸補間のみが行われることとなる。 [0059] 図 6は、受信装置 200の動作を説明するためのフローチャートである。図 6のフローチャートは、図 3のフローチャートにステップ S200を追加したものである。図 6に示す通り、ステップ S105の次に、タイミング制御部 60は、受信した OFDM信号の位相変化が大きいか否かを判断する（ステップ S200)。位相変化が大きい場合には、時間軸補間処理は省略されて、ステップ S107に移る。位相変化が大きくない場合には、ステップ S 106に移って時間軸補間が行わた後に、ステップ S 107に移る。

[0060] 以上に説明したように、第 2の実施形態に係る受信装置 200は、ステップ AGCによつて OFDM信号の位相が大きく変化した期間については、等化部 90において時間軸補間を行わない。このことによって、受信装置 200は、第 1の実施形態の受信装置 100と同様の効果を或る程度得つつ、第 1の実施形態の受信装置 100とは異なり、大きな位相変化によって生じる等化処理の誤差を回避することができる。

[0061] なお、図 7は、第 1の実施形態の受信装置 100及び第 2の実施形態の受信装置 20 0について、集積回路化される範囲例を示す図である。第 1及び第 2の実施形態で述ベた受信装置において、チューナ 302、 ADC303、直交変調部 304、レベル検出部 305、タイミング制御部 6又は 60、同期部 307、 FFT部 308、等化部 9又は 90、及び誤り訂正部 310は、それぞれ集積回路である LSIとして実現することができる。これらは、個別に 1チップ化されてもよいし、それぞれにおいて全て又は一部を含むように 1 チップ化されてもよい。ここでは、 LSIとした力集積度の違いにより、 IC、システム LS I、スーパー LSI、ゥノレトラ LSIと称呼されることもある。

[0062] また、集積回路化の手法は LSIに限るものではなぐ専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。 LSI製造後に、プログラムすることが可能な FPGA (Field Progr ammable Gate Array)や、 LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギユラブル'プロセッサを利用してもよい。さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により LSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよ!/、。バイオ技術の適用例が可能性としてありえる。

産業上の利用可能性

[0063] 本発明は、ステップ AGCを用いた OFDM信号の受信装置等に利用可能であり、特に、伝送路特性の推定誤差を回避したい場合等に有用である。

Claims

請求の範囲

[1] 不連続な利得値によって増幅利得を調整する AGC制御を行って OFDM信号のレベルを一定にして受信する受信装置であって、

AGC制御信号に従った増幅利得で前記 OFDM信号を増幅する可変利得増幅器と、

増幅された前記 OFDM信号のレベルを検出し、検出レベルを一定レベルにするために前記可変利得増幅器に増幅利得を与える前記 AGC制御信号を生成するレべル検出部と、

増幅された前記 OFDM信号の一部分に高速フーリエ変換を施す FFT部と、前記 OFDM信号の前記高速フーリエ変換が施されな!/、部分にお!/、て前記 OFD

M信号の増幅利得を変化させるタイミングで、前記可変利得増幅器に前記 AGC制御信号を出力するタイミング制御部と、

前記高速フーリエ変換を施された前記 OFDM信号に規則的に含まれる複数の基準サブキャリアの歪みをそれぞれ検出し、検出した当該歪みを用いた補間によって、伝送路伝搬により生じる前記 OFDM信号の歪みを推定して修正する等化処理を行う等化部とを備え、

前記等化部は、前記 OFDM信号の不連続な増幅利得変化によって生じる、前記 OFDM信号の歪みの推定誤差を、前記 AGC制御信号を用いて補正することを特徴とする、受信装置。

[2] 前記等化部は、

前記 OFDM信号を構成する複数のシンボルの内の前記等化処理が施されるシンボルに対応する前記 AGC制御信号のレベルと、前記等化処理に使用されるシンボルに対応する前記 AGC制御信号のレベルとの差を示す補正係数を、前記 AGC 制御信号を用いて算出する伝送路係数補正部と、

前記等化処理に使用されるシンボルに含まれる前記基準サブキャリアの歪みを用いる時間軸補間であって、前記 OFDM信号の不連続な利得変化によって生じる補間誤差を前記補正係数に従って相殺する時間軸補間を、前記等化処理が施されるシンボルに含まれる複数のサブキャリアの一部に対して行うことで、伝送路伝搬により生じる前記複数のサブキャリアの一部の歪みを推定する時間軸補間部と、推定された前記複数のサブキャリアの一部の歪みと前記等化処理が施されるシンボルに含まれる基準サブキャリアの歪みとを用いた周波数軸補間を、前記複数のサブキャリアの全てに対して行うことで、伝送路伝搬によって生じる前記複数のサブキヤリアの全ての歪みを推定する周波数軸補間部と、

前記等化処理が施されるシンボルに含まれる複数のサブキャリアの全てから、推定された前記複数のサブキャリアの全ての歪みをそれぞれ除算する複素除算部とを含むことを特徴とする、請求項 1に記載の受信装置。

前記タイミング制御部は、更に、増幅される前記 OFDM信号の位相変化が所定の閾値を超える前記 AGC制御信号を検出し、

前記等化部は、

前記等化処理に使用されるシンボルに含まれる前記基準サブキャリアの歪みを用いる時間軸補間であって、前記 OFDM信号の不連続な利得変化によって生じる補間誤差を前記補正係数に従って相殺する時間軸補間を、前記等化処理が施されるシンボルに含まれる複数のサブキャリアの一部に対して行うことで、伝送路伝搬により生じる前記複数のサブキャリアの一部の歪みを推定する時間軸補間部と、

前記時間軸補間部が推定した前記複数のサブキャリアの一部の歪みを入力し、前記タイミング制御部によって前記閾値を超える前記 AGC制御信号が検出されない期間だけ、前記一部の歪みを出力するスィッチと、

前記スィッチが前記一部の歪みを出力する期間には、推定された前記複数のサブキャリアの一部の歪みと前記等化処理が施されるシンボルに含まれる基準サブキャリアの歪みとを用いた周波数軸補間を、前記複数のサブキャリアの全てに対して行い、前記スィッチが前記一部の歪みを出力しない期間には、前記等化処理が施されるシンボルに含まれる基準サブキャリアの歪みを用いた周波数軸補間を前記複数のサブキャリアの全てに対して行うことで、伝送路伝搬によって生じる前記複数のサブキャリアの全ての歪みを推定する前記周波数軸補間部と、

[4] 不連続な利得値によって増幅利得を調整する AGC制御を行って OFDM信号のレベルを一定にして受信する受信方法であって、

AGC制御信号に従った増幅利得で、受信する前記 OFDM信号を増幅するステツプと、

増幅された前記 OFDM信号のレベルを検出し、検出レベルを一定レベルにする新たな AGC制御信号を生成するステップと、

増幅された前記 OFDM信号の一部分に高速フーリエ変換を施すステップと、受信する前記 OFDM信号の増幅利得を、前記 OFDM信号の前記高速フーリエ変換が施されな!/、部分にぉレ、て変化させるタイミングで、前記 AGC制御信号を前記新たな AGC制御信号に切替えるステップと、

前記高速フーリエ変換を施された前記 OFDM信号に規則的に含まれる複数の基準サブキャリアの歪みをそれぞれ検出し、検出した当該歪みを用いた補間によって、伝送路伝搬により生じる前記 OFDM信号の歪みを推定して修正する等化処理を行うステップとを備え、

前記等化処理を行うステップでは、前記 OFDM信号の不連続な増幅利得変化によって生じる、前記 OFDM信号の歪みの推定誤差を、前記 AGC制御信号を用いて補正することを特徴とする、受信方法。

[5] 不連続な利得値によって増幅利得を調整する AGC制御を行って OFDM信号のレベルを一定にして受信する受信装置に組み込まれる集積回路であって、

AGC制御信号に従った増幅利得で前記 OFDM信号を増幅する可変利得増幅器増幅された前記 OFDM信号のレベルを検出し、検出レベルを一定レベルにするために前記可変利得増幅器に増幅利得を与える前記 AGC制御信号を生成するレべル検出部、

増幅された前記 OFDM信号の一部分に高速フーリエ変換を施す FFT部、前記 OFDM信号の前記高速フーリエ変換が施されな!/、部分にお!/、て前記 OFD M信号の増幅利得を変化させるタイミングで、前記可変利得増幅器に前記 AGC制御信号を出力するタイミング制御部、及び

前記高速フーリエ変換を施された前記 OFDM信号に規則的に含まれる複数の基準サブキャリアの歪みをそれぞれ検出し、検出した当該歪みを用いた補間によって、伝送路伝搬により生じる前記 OFDM信号の歪みを推定し、更に、前記 OFDM信号の不連続な増幅利得変化によって生じる前記 OFDM信号の歪みの推定誤差を、前記 AGC制御信号を用いて補正し、前記 OFDM信号の歪みを修正する等化処理を行う等化部としての機能を実装する、集積回路。