WO2005109711A1

WO2005109711A1 - Ofdm受信装置及びofdm受信方法

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Publication number: WO2005109711A1
Application number: PCT/JP2005/008430
Authority: WO
Inventors: Takaya Hayashi
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-05-07
Filing date: 2005-05-09
Publication date: 2005-11-17
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Abstract

　ＯＦＤＭ受信信号への妨害の影響の度合いを、さまざまな妨害の条件下でも精度良く推定する。ＯＦＤＭ信号を受信し復調するＯＦＤＭ受信装置であって、受信されたＯＦＤＭ信号を周波数領域のＯＦＤＭ信号に変換する高速フーリエ変換部と、前記周波数領域のＯＦＤＭ信号から、パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性を求める伝送路特性算出部と、前記伝送路特性を補間して、結果を出力する補間部と、前記補間後の伝送路特性の大きさの２乗を、その伝送路特性に対応するキャリアごとにキャリア電力として算出する電力算出部と、前記受信されたＯＦＤＭ信号に対する妨害の影響度合いを、前記補間後の伝送路特性に対応するキャリアごとに妨害電力として算出する妨害算出部と、前記キャリア電力とこれに対応する前記妨害電力との比を、キャリアごとに算出するキャリア品質算出部とを備える。

Description

明細書

OFDM受信装置及び OFDM受信方法

技術分野

[0001] 本発明は、直交周波数分割多重（OFDM： Orthogonal Frequency Division

Multiplexing)方式で変調され、伝送された信号を受信する装置及び方法に関する。背景技術

[0002] 欧州及び日本における地上デジタル放送、並びに無線 LAN等の伝送方式には、 OFDM方式が用いられている。 OFDM方式は、互いに直交する複数のキャリアにデータを割り当てて変復調を行う伝送方式であり、送信側では逆高速フーリエ変換 (I FFT: Inverse Fast Fourier Transform)処理を行い、受信側では高速フーリエ変換（ FFT: Fast Fourier Transform)処理を行う。各キャリアには任意の変調方式を用いることが可能であり、 QPSK (Quaternary Phase Shift Keying) QAM (Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）等の変調方式も選択可能となって、る。

[0003] ところで、地上デジタル放送等の電波を受信するアンテナの設置を行う場合に、受信装置での受信状態、すなわち受信信号の信号品質値を見ながらアンテナの位置 · 方向を最適になるように調整する場合がある（下記特許文献 1参照)。また、チューナにより選局した受信信号の利得を一定にする AGC (Automatic Gain Control)の制御に、受信信号の信号品質値を用いる場合もある (下記特許文献 2参照)。

[0004] これらの場合、受信信号の信号品質値を一定の尺度の下に検出する技術が非常に重要となってくる。このような受信信号の信号品質値を検出する技術の例が、特許文献 1に開示されている。

[0005] すなわち、特許文献 1には、マルチノス妨害等の周波数選択性妨害がある場合であっても受信データ全体の受信品質に対応した信号品質値 (SZN値)を検出することを目的として、 3キャリアごとに挿入されている SP (scattered pilot)信号を SZN値の検出に用いる点が記載されている。また、マルチパス妨害を受けている場合や移動受信時等において、伝送路特性が変動したために生じるビット誤り率の劣化を SZ N値に反映させることを目的として、伝送路特性の周波数方向及び時間方向の変動を SZN値の補正に用いる手法が記載されている。更に、受信信号のうちの特定のキャリアが妨害を受けた場合においても、受信データ全体の受信品質に対応した SZ

N値を検出することを目的として、妨害を受けたキャリアの数に応じて SZN値を補正する手法が記載されている。

[0006] また、下記特許文献 3には、伝送路特性の周波数的な変化を検出する回路の例が開示されている。

特許文献 1 :特開 2002— 158631号公報

特許文献 2：特開 2001— 102947号公報

特許文献 3:特開 2002— 118533号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0007] マルチパス妨害、伝送路特性の変動、特定のキャリアに対する妨害等の、各種の妨害によって発生するビット誤り率の劣化を精度良く信号品質値に反映させるためには、各種の妨害の特性に応じて、妨害を検出するための回路が妨害の種類ごとに必要であった。これは、装置の回路規模、開発コスト、及び製造コストの増大要因となつていた。

[0008] また、このような各種の妨害を検出して信号品質値に反映させるには、妨害の種類に応じて信号品質値の補正を行う必要がある。すなわち、各妨害に関して適切な補正を行うための調整技術等が必要であり、このことは受信装置の開発効率の低下を招く要因になっていた。

[0009] 本発明は、 OFDM受信信号への妨害の影響の度合、を、さまざまな妨害の条件下でも精度良く推定することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0010] 本発明は、所定のシンボル間隔で挿入されるパイロット信号を伝送するキャリアを含む、複数のキャリアから構成される OFDM (Orthogonal Frequency Division

Multiplexing:直交周波数分割多重)信号を受信し復調する OFDM受信装置であつて、受信された OFDM信号を周波数領域の OFDM信号に変換して出力する高速フ一リエ変換部と、前記周波数領域の OFDM信号から、前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性を求める伝送路特性算出部と、前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性を補間して、得られた結果を出力する補間部と

、前記補間部で得られた補間後の伝送路特性の大きさの 2乗を、その伝送路特性に対応するキャリアごとにキャリア電力として算出する電力算出部と、前記受信された O FDM信号に対する妨害の影響度合、を、前記補間後の伝送路特性に対応するキャリアごとに妨害電力として算出する妨害算出部と、前記電力算出部で求められたキャリア電力と、これに対応する、前記妨害算出部で求められた妨害電力との比を、キャリアごとに算出するキャリア品質算出部とを備えるものである。

[0011] これによると、受信された OFDM信号に対する妨害の影響の度合いを、キャリアごとに精度良く求めることができる。

発明の効果

[0012] 本発明によれば、回路規模の増大や開発効率の低下を避けながら、受信された O FDM信号への妨害の影響の度合、を、さまざまな妨害の条件下でも精度良く推定することができる。したがって、受信信号の信号品質値を的確に求めること、受信信号に対する利得の制御を適切に行うこと、及び復調 ·誤り訂正の性能を向上させること等が可能となる。

図面の簡単な説明

[0013] [図 1]図 1は、本発明の第 1の実施形態に係る OFDM受信装置の構成例を示すプロック図である。

[図 2]図 2は、周波数領域の OFDM信号 Υ( ω )のキャリア配置に関する伝送フォーマットの例を示す図である。

[図 3]図 3 (a) , (b)は、マルチパス妨害が存在するときについて、受信信号電力及び求められたキャリア電力 CP ( ω )の周波数特性をそれぞれ示す図である。

[図 4]図 4 (a) , (b)は、伝送路において OFDM信号にガウス雑音が重畳した場合にっ、て、受信信号電力及び妨害電力 IP ( ω )の周波数特性をそれぞれ示す図である

[図 5]図 5 (a) , (b)は、周波数 ω ΐ近傍の特定キャリアに対する妨害が存在する場合につ、て、受信信号電力及び妨害電力 IP ( ω )の周波数特性をそれぞれ示す図である。

[図 6]図 6 (a) , (b)は、受信信号に、マルチパス妨害と雑音妨害とが両方同時に存在して、る場合にっ、て、 OFDM信号の各キャリアの受信信号電力及びキャリア品質値 CSI ( ω )をそれぞれ示す図である。

[図 7]図 7 (a) , (b)は、周波数 ω ΐ近傍の特定キャリアに対する周波数選択性妨害が存在する場合につ!ヽて、受信信号電力及びキャリア品質値 CSI ( ω )をそれぞれ示す図である。

[図 8]図 8は、図 1の妨害算出部の変形例の構成を示すブロック図である。

[図 9]図 9は、本発明の第 2の実施形態に係る OFDM受信装置の構成例を示すプロック図である。

[図 10]図 10は、図 9の雑音電力算出部の変形例の構成を示すブロック図である。

[図 11]図 11は、図 9の雑音電力算出部の他の変形例につ、ての構成を示すブロック図である。

[図 12]図 12は、図 11の電力算出部 374で得られる、伝送路のインパルス応答の電力を示すグラフである。

[図 13]図 13は、図 9の雑音電力算出部の更に他の変形例につ、ての構成を示すブロック図である。

[図 14]図 14は、本発明の第 3の実施形態に係る OFDM受信装置の構成例を示すブロック図である。

[図 15]図 15 (a) , (b) , (c)は、マルチパス妨害が存在する場合について、キャリア電力 CP ( ω ) , LCP ( ω )及びクリップされたキャリア電力 CLCP ( ω )の周波数特性をそれぞれ示す図である。

[図 16]図 16 (a) , (b) , (c)は、アナログ同一チャネル妨害が存在する場合について、妨害電力 IP ( ω ) , LIP ( ω )及びクリップされた妨害電力 CLIP ( ω )の周波数特性をそれぞれ示す図である。

[図 17]図 17は、図 14のキャリア品質算出部の変形例の構成を示すブロック図である [図 18]図 18は、図 14の妨害算出部の変形例の構成を示すブロック図である。 [図 19]図 19は、本発明の第 3の実施形態の変形例に係る OFDM受信装置の構成を示すブロック図である。

[図 20]図 20は、本発明の第 3の実施形態の他の変形例に係る OFDM受信装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

[0014] 14, 214 AGC制御部 (利得制御部）

18 FFT部（高速フーリエ変換部）

20 復調部

24 伝送路特性算出部

26 補間部

32, 532, 632 軟判定部

42 電力算出部

44 平均算出部

50, 150, 650 妨害算出部

60, 560, 660 キャリア品質算出部

70, 270, 370, 470 雑音電力算出部

80, 380 雑音電力候補算出部

発明を実施するための最良の形態

[0015] 以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

[0016] (第 1の実施形態）

図 1は、本発明の第 1の実施形態に係る OFDM受信装置の構成例を示すブロック図である。図 1の OFDM受信装置は、チューナ 12と、 AZD変換部 13と、利得制御部としての AGC制御部 14と、直交検波部 16と、 FFT部（高速フーリエ変換部） 18と、復調部 20と、軟判定部 32と、誤り訂正部 34と、情報源復号部 36と、出力部 37, 38 と、電力算出部 42と、平均算出部 44と、妨害算出部 50と、キャリア品質算出部 60とを備えている。

[0017] 図 1に示した OFDM受信装置の動作について説明する。アンテナ 11は、 RF (無線周波数)帯域の OFDM信号を受信してチューナ 12に出力する。チューナ 12は、 AG C制御部 14力もの AGC制御信号に基づく利得制御を行いながら、アンテナ 11からの RF帯域の OFDM信号から、所望の RF帯域の OFDM信号を選択し、選択された OFDM信号を IF (中間周波数)帯域の OFDM信号に周波数変換し、 A/D変換部 13に出力する。

[0018] AZD変換部 13は、アナログ信号である IF帯域の OFDM信号をサンプリングして、デジタルィ匕された IF帯域の OFDM信号に変換し、 AGC制御部 14及び直交検波部 16に出力する。 AGC制御部 14は、入力される信号の振幅が所定のレベルとなるように、入力される信号の平均レベルに基づいて AGC制御信号を生成し、チューナ 12 に出力する。

[0019] 直交検波部 16は、デジタル化された IF帯域の OFDM信号をベースバンドの OFD M信号に変換し、 FFT部 18に出力する。 FFT部 18は、ベースバンドの OFDM信号に対してフーリエ変換を行う。すなわち、時間領域の OFDM信号を周波数領域の O FDM信号 Υ( ω )に変換し、復調部 20に出力する。ここで、 ωは周波数領域の OFD M信号を構成するキャリアのインデックスを示す整数である。この FFT部 18の出力は、 OFDM信号の各キャリアの位相と振幅を示すものであり、具体的には i軸成分と q軸成分とを独立に持つ複素信号の形式 (ベクトル)で表される。

[0020] 図 2は、周波数領域の OFDM信号 Υ( ω )のキャリア配置に関する伝送フォーマットの例を示す図である。図 2は、日本における地上デジタルテレビジョン放送の規格の一部を例として示している。図 2において、白丸 Dは映像や音声等の情報を伝送するデータ信号の位置、黒丸 Ρはパイロット信号の位置をそれぞれ示している。これらのパイロット信号は、 SP信号とも呼ばれており、 3キャリアごとに 1つのキャリアにおいて、 4シンボルごとに 1シンボルの割合で、等間隔に挿入されている。パイロット信号の振幅'位相及び挿入されてヽる位置は、受信側で既知のものとなって、る。

[0021] 復調部 20は、受信した OFDM信号が伝送された伝送路の周波数特性 (以下では、伝送路特性と称する）を推定する。すなわち、復調部 20は、キャリア全体に対する伝送路特性 He ( ω )を算出し、推定された伝送路特性 He ( co )に基づいて周波数領域の OFDM信号 Υ( ω )に対する波形等化を行!、、復調信号 Xe ( ω )を求めて軟判定部 32に出力する。 [0022] また、パイロット信号を伝送するキャリア（以下では、パイロットキャリアと称する）のィンデッタスを ω ρとするとき、復調部 20は、ノィロットキャリアに対する伝送路特性 He ( ω ρ)を周波数領域の OFDM信号 Υ( ω )より算出して妨害算出部 50に出力し、更にキャリア全体に対する伝送路特性 He ( ω )を求めて電力算出部 42に出力する。

[0023] 軟判定部 32は、入力される復調信号 Xe ( ω )に対して各キャリアごとに軟判定を行い、軟判定メトリックデータを算出して誤り訂正部 34に出力する。軟判定メトリックデータは、各キャリアによって伝送された" 0"又は "1 "それぞれのデータの確からしさ、すなわち、 "0らしざ'又は" 1らしざ'の度合いを表している。

[0024] 誤り訂正部 34は、軟判定メトリックデータに対して、軟判定ビタビ復号とリードソロモン（Reed-Solomon)復号による復号処理を行って伝送路で生じた誤りの訂正を行!、、送信された TS (Transport Stream)を再生し、情報源復号部 36に出力する。

[0025] 情報源復号部 36は、再生された TSから映像や音声、あるいはその他のデータを分離し、映像が MPEGにより圧縮されて、る場合等には必要に応じて情報の復号処理を行って、送信された映像、音声、その他のデータを求め、受信データ RDとして出力部 37に出力する。出力部 37は、例えば、モニタ及びスピーカを有している。出力部 37は、受信データ RDに基づいて、映像をモニタに表示し、音声をスピーカから出力する。

[0026] 電力算出部 42は、各キャリアに関して、伝送路特性 He ( co )の大きさの 2乗を求め、キャリア電力 CP ( ω )としてキャリア品質算出部 60に出力する。

[0027] 妨害算出部 50は、パイロットキャリアに対する伝送路特性 He ( ω ρ)を入力とし、受信された OFDM信号に重畳する、ガウス雑音 (以下では、単に「雑音」と称する）妨害や、アナログ放送による同一チャネル妨害のような周波数選択性妨害等、種々の妨害の影響の度合いを、キャリアごとに推定し、算出する。妨害算出部 50は、この算出結果を妨害電力 ΙΡ ( ω )としてキャリア品質算出部 60に出力する。

[0028] キャリア品質算出部 60は、キャリア電力 CP ( ω )と、これに対応する妨害電力 IP ( ω )との比 CP ( co ) ZlP ( o )を、キャリアごとに算出し、算出結果をキャリア品質値 CSI ( ω )として平均算出部 44に出力する。キャリア品質値 CSI ( co )は、 OFDM信号の各キャリアの品質値を表すものであり、妨害が雑音のときには各キャリアの搬送波電力対雑音電力比（、わゆる CZN)を表すものとなって、る。

[0029] 平均算出部 44は、入力される各キャリアのキャリア品質値 CSI ( co )の値を、周波数軸方向（キャリア方向）にわたつて、又は、周波数軸方向及び時間軸方向（シンボル方向）の両方にわたって平均し、算出された平均値を、受信信号の品質を示す受信信号品質値 SQとして出力部 38に出力する。受信信号品質値 SQは、妨害の影響の度合いに応じた値となる。出力部 38は、モニタを有しており、受信信号品質値 SQをこのモニタに表示する。

[0030] 以上のように構成された図 1の OFDM受信装置における主要部について、更に詳細にその動作を説明する。

[0031] 図 1の復調部 20は、除算部 22と、伝送路特性算出部 24と、補間部 26とを有している。伝送路特性算出部 24は、 FFT部 18から入力される周波数領域の OFDM信号 Y ( ω )を入力とし、既知のパイロット信号 (SP信号）による除算を行い、各パイロットキヤリアに対する伝送路特性 He ( co p)を算出し、補間部 26に出力する。この伝送路特性 He ( co p)は、図 2の黒丸 Pの位置について、すなわち、 3キャリアごとに挿入されているパイロットキャリアにおいて、 4シンボルごとに得られる。

[0032] 補間部 26は、伝送路特性算出部 24で得られた伝送路特性 He ( ω ρ)を入力とし、これを時間軸方向（シンボル方向）及び周波数軸方向（キャリア方向）に内挿補間して、キャリア全体に対する伝送路特性 He ( co )を算出し、除算部 22及び電力算出部 42に出力する。この補間後の伝送路特性 He ( ω )は、各キャリアについて、図 2の白丸 D及び黒丸 Ρの位置につヽて得られる。

[0033] なお、伝送路特性 He ( ω ρ)を時間軸補間する場合にはメモリを用いることが一般的であり、時間軸補間の際に一次補間 (直線補間)を用いると、伝送路特性 He ( co p )に対するシンボル方向への長期にわたる積分処理等が不要であるので、移動受信時等、伝送路特性の時間的な変動が比較的大きい場合においても、キャリア全体に対する伝送路特性 He ( ω )を高、推定精度で得ることができる。

[0034] 除算部 22は、 FFT部 18から出力された周波数領域の OFDM信号 Υ( ω )を、補間部 26から出力されたキャリア全体に対する伝送路特性 He ( ω )でキャリアごとに除算して、波形等化 (復調)を行ヽ、得られた復調信号 Xe ( ω )を軟判定部 32に出力する [0035] 電力算出部 42は、キャリア全体に対する伝送路特性 He(co)を入力とし、複素ベタトルである伝送路特性 He ( ω )の i軸成分及び q軸成分のそれぞれの 2乗の和、すなわち、伝送路特性 He (ω)の大きさの 2乗を求めて、 OFDM信号のキャリア電力 CP ( ω)としてキャリア品質算出部 60に出力する。電力算出部 42は、キャリアごとに、伝送路特性 He ( ω )に対応するキャリア電力 CP ( ω )を求める。キャリア電力 CP ( ω )は、シンボルごとに受信信号の電力の周波数特性を表すものとなる。

[0036] 図 3 (a), (b)は、マルチパス妨害が存在するときについて、受信信号電力及び求められたキャリア電力 CP(co)の周波数特性をそれぞれ示す図である。一般に、マルチパス妨害等が存在する伝送路の場合、主波と遅延波の位相によっては打ち消し合いが生じるため、両者の電力比に応じて受信信号の電力が大きく減少するキャリアが存在する。このような場合、図 3(b)のように、キャリア電力 CP(co)は、受信信号の電力、すなわち OFDM信号のキャリア電力の、周波数に応じた落ち込みの状況を表すものとなる。

[0037] V、ま、あるシンボル（シンボルインデックスを sとする）における、あるパイロットキャリア

(キャリアインデックスを ωρとする）の送信側におけるパイロット信号を X( cop,s)とすると、送信されたこの信号は、次式の信号 Y(cop,s)、すなわち、

Y(cop,s)=H(cop,s)X(cop,s)+I(cop,s) …ひ）

として受信される。ここで、 H(cop,s)は、キャリアインデックス ωρのパイロットキャリアに作用する伝送路特性であり、 Ι(ωρ, s)は、このパイロットキャリアに重畳する雑音等の、 OFDM信号に無相関な妨害であり、それぞれ複素信号の形式 (ベクトル)で表される。

[0038] このとき、キャリアインデックス ωρのパイロットキャリアに対する伝送路特性 He (ωρ, s)は、

He (cop's) =Y( cop's) ZX、 cop's)

=H(cop,s)+I，（cop's) ---(2)

で求められる。ここで、

Γ (cop's) =I(cop,s)ZX( op,s) ---(3) である。

[0039] 同様に、パイロット信号が挿入される間隔、すなわち、 4シンボル経過後のシンボルインデックス s + 4におけるパイロットキャリアに対する伝送路特性 He (cop,s + 4)は、 He(cop,s+4) =Y(cop,s+4)ZX( op,s+4)

=H(cop,s+4)+I，（cop,s+4) ·'·(4)

(I' p,s+4) =l p,s+4)ZX( op,s+4))

となる。

[0040] つづ!/、て、伝送路特性の 4シンボル間の差分、すなわち He ( ω p,s)と He ( ω p,s + 4)との間の差分として Δ He ( ω p,s)を求めると、

Δ He、 cop's)

= He( op,s + 4)— He (cop's)

=H(cop,s+4)+I，（cop,s+4)

{H(cop,s)+I，（cop's)} ---(5)

となる。

[0041] 式（5)にお、て、伝送路特性 H ( ω p,s+4)と H ( ω p,s)との間の時間的な変化が無視できるものとすれば、

Δ He、 cop's)

= ( op,s+4)— (cop's)

= {l(cop,s+4)—I(cop,s)}ZX( op,s) ·'·(6)

となる。ここで X(cop,s)は一定値であるので、差分ベクトル AHe(cop,s)として、パイロットキャリアに対する妨害のベクトルの線形和が求められることになる。

[0042] このこと力ら、パイロットキャリアの伝送路特性に関する 4シンボル間の差分ベクトル

AHe(cop,s)の大きさは、 OFDM信号と無相関な妨害のベクトルの大きさ、すなわち妨害の影響の度合いとの高い相関性を持つことがわかる。また、移動受信時等、伝送路特性の時間的な変化が大きな場合には、式 (5)からわ力るように、その変化の大きさに応じて差分ベクトル Δ He (cop,s)が大きくなる。したがって、差分ベクトル Δ He(cop,_S)の大きさから、妨害や伝送路特性の時間的な変化等の影響度合いがキャリアごとに検出できることがわかる。 [0043] 図 1の妨害算出部 50について説明する。妨害算出部 50は、差分算出部 52と、電力算出部 54と、補間部 56とを有している。差分算出部 52は、伝送路特性算出部 24 で得られたパイロットキャリアに対する伝送路特性 He ( ω ρ)を入力とし、同一のパイ口ットキャリアに関して、最新の伝送路特性と、時間軸上で 1周期前 (4シンボル前）の伝送路特性との間の差分値 A He ( co p)を算出して、電力算出部 54に出力する。なお、差分算出部 52は、復調部 20の補間部 26が時間軸方向の補間のために用いるメモリを共用するようにし、このメモリから、 4シンボル前のパイロットキャリアに対する伝送路特性を得るようにしてもょヽ。

[0044] 電力算出部 54は、差分算出部 52で得られた複素ベクトルである Δ He ( ω ρ)の i軸成分及び q軸成分のそれぞれの 2乗の和を求めて、パイロットキャリアに対する妨害電力 IP ( ω ρ)として補間部 56に出力する。この妨害電力 IP ( ω ρ)は、図 2における黒丸 Ρの位置について求められる。

[0045] 補間部 56は、妨害電力 IP ( ω ρ)を入力とし、これを時間軸方向（シンボル方向）に補間した後、周波数軸方向 (キャリア方向）にも補間し、得られる結果を妨害電力 IP ( ω )として出力する。妨害電力 ΙΡ ( ω )は、 OFDM信号に対する妨害の影響の度合いを電力に換算した値であり、補間部 26で求められた補間後の伝送路特性 He ( ω )に対応するキャリアごとに求められる。

[0046] なお、妨害電力 IP ( ω ρ)を時間軸方向に補間する場合には、各パイロットキャリアごとに妨害電力 IP ( ω ρ)を時間軸方向に積分し、積分した値を用いるようにしてもよ、。このとき、パイロット信号が挿入されるキャリアの数が帯域全体のキャリア数の 1Z3 であるので、時間軸方向の補間のためには 1Z3シンボル分のメモリを用いることになる。

[0047] なお、妨害電力 IP ( ω ρ)を時間軸方向に補間した後に周波数軸方向にも補間する場合は、一次補間によって補間してもよい。

[0048] 図 4 (a) , (b)は、伝送路にお!、て OFDM信号にガウス雑音が重畳した場合にっヽて、受信信号電力及び妨害電力 ΙΡ ( ω )の周波数特性をそれぞれ示す図である。 Ο FDM信号のキャリア 1本あたりに重畳する雑音電力の平均電力を Ndとする。

[0049] 上記のように伝送路特性 He ( ω ρ)の 4シンボル間の差分を求めると、伝送路特性の時間的な変化が無視できる場合には、差分ベクトル Δ He ( ω p)として雑音ベクトルの線形和が得られる。この雑音ベクトルの線形和の電力は、伝送路で重畳している雑音電力の約 2倍になる。このため、妨害算出部 50から得られる、 OFDM信号のキャリア 1本に対する妨害電力 ΙΡ(ω)の平均値は、図 4(b)に示すように、約 2Ndとなる。つまり、妨害電力 ΙΡ( ω)の値に 1Z2を乗じる補正を行えば、おおよその雑音電力を適切に検出することもできる。

[0050] 伝送路において、アナログ信号による同一チャネル妨害等、特定キャリアに影響を与える周波数選択性妨害が OFDM信号に重畳した場合を考える。図 5 (a), (b)は、周波数 ω I近傍の特定キャリアに対する妨害が存在する場合につ！ヽて、受信信号電力及び妨害電力 IP ( ω )の周波数特性をそれぞれ示す図である。

[0051] この場合においても、特定キャリア妨害は、 OFDM信号に対して無相関な信号であるので、図 4の場合と同様に、その妨害の強さに応じた影響度合いが電力に換算され、図 5(b)に示すようにその妨害の周波数位置に関しても適切に検出される。

[0052] また、移動受信時等、伝送路特性が時間的に変動する場合には、伝送路特性 He ( ωρ)の 4シンボル間の差分を求めると、伝送路特性の時間的な変化量に応じた差分ベクトル Δ He (ωρ)が得られる。このため、妨害算出部 50から得られる、 OFDM信号のキャリア 1本に対する妨害電力 IP ( ω )の値は、伝送路特性の時間的な変動による受信信号への影響度合、を示す。

[0053] 図 1のキャリア品質算出部 60は、対数算出部 62, 64と、差分算出部 66とを有している。対数算出部 62, 64は、キャリア電力 CP(co)及び妨害電力 ΙΡ(ω)の対数値 L

CP(co)及び LIP(co)をそれぞれ算出し、差分算出部 66に出力する。差分算出部 6

6は、対数算出部 62の出力 LCP ( ω )と対数算出部 64の出力 LIP ( ω )との差分値を求め、算出結果をキャリア品質値 CSI(co)として平均算出部 44に出力する。このような、対数値の差分を求める演算は、キャリア電力 CP ( ω )と妨害電力 IP ( ω )との比を算出することに相当しているが、両者の間で直接除算する場合に比べると、除算器が不要であるので回路規模を小さくすることができる。

[0054] なお、キャリア品質値 CSI(co)を算出するにあたっては、対数に変換せずに、キヤリァ電力 CP ( ω )を妨害電力 IP ( ω )で除算した値をキャリア品質値 CSI ( ω )として求めてもよい。この場合には除算器が必要となる。

[0055] ここで、各種妨害環境下でのキャリア品質値 CSI(co)の値の例について説明する。

キャリア品質値 CSI ( ω )は、キャリア電力 CP ( ω )及び妨害電力 IP ( ω )のそれぞれの対数値の差から求められるものとする。

[0056] 図 6 (a) , (b)は、受信信号に、マルチパス妨害と雑音妨害とが両方同時に存在して

V、る場合にっ、て、 OFDM信号の各キャリアの受信信号電力及びキャリア品質値 C

SI(co)をそれぞれ示す図である。図 6 (a)のように、各キャリアには雑音電力が重畳しているので、受信信号電力が小さいキャリアのキャリア品質値 CSI(co)は、図 6(b) に示すようにかなり小さくなる。

[0057] 図 7(a), (b)は、周波数 ωΐ近傍の特定キャリアに対する周波数選択性妨害が存在する場合につ 1、て、受信信号電力及びキャリア品質値 CSI ( ω )をそれぞれ示す図である。図 7(b)に示すように、妨害を受けたキャリアのキャリア品質値 CSI(co)が低下する。

[0058] また、移動受信時等のように伝送路特性が時々刻々変化する場合には、これに合わせて、電力算出部 42で得られるキャリア電力 CP ( ω )の値も各シンボルごとに変化するので、各時刻（各シンボル）における、各キャリアごとのキャリア品質値 CSI ( ω )を受信信号の電力に応じて適切に算出することができる。

[0059] なお、キャリア品質算出部 60は、キャリア品質値 CSI(co)として CP(co)ZlP( o) を求めるものであっても、 IP ( ω ) /CP ( ω )を求めるものであっても本質的な違！、はない。

[0060] また、妨害算出部 50の補間部 56は、周波数軸方向の補間処理を省略してもよい。

この場合には、復調部 20の補間部 26は、キャリア電力 CP(co)を算出するための伝送路特性を算出する際に、周波数軸方向の補間処理を省略する。

[0061] 図 8は、図 1の妨害算出部 50の変形例の構成を示すブロック図である。図 8の妨害算出部 150は、距離検出部 154と、硬判定部 156と、積分部 158とを備えている。図 8の妨害算出部 150は、図 1の OFDM受信装置において、妨害算出部 50に代えて用いられる。

[0062] 硬判定部 156は、除算部 22から出力された復調信号 Xe(co)の各キャリアについて、 i q平面上での信号点に対して、最も近い送信信号点を判定する硬判定を行い、その判定結果を基準信号点として距離算出部 154に出力する。距離算出部 154は、除算部 22から出力された復調信号 Xe ( ω )の各キャリアの信号点と、これに対応する硬判定部 156から出力された基準信号点との間の、 i q平面上の距離の 2乗を差分値として求め、積分部 158に出力する。積分部 158は、それぞれのキャリアについて時間軸方向に差分値を平均し、得られた値 (復調信号 Xe ( ω )の分散値)を妨害電力 IP ( ω )として対数算出部 64に出力する。

[0063] このように、図 8の妨害算出部 150によっても、伝送路で生じる雑音妨害や、アナ口グ放送による同一チャネル混信妨害をはじめとする周波数選択性の妨害等、各種妨害の影響の度合いに応じた値をキャリアごとに算出することができる。

[0064] なお、妨害算出部での妨害電力の算出方法は、以上で説明した方法には限定されず、キャリアごとに妨害の影響度として妨害電力 IP ( ω )が算出できるものであればよい。

[0065] 以上のように、本実施形態に係る OFDM受信装置は、パイロットキャリア力推定した伝送路特性 He ( ω )に基づ!/、てキャリア電力 CP ( ω )を算出するので、時々刻々変化する伝送路の状況下におヽても各キャリアの電力を容易に推定できる。

[0066] また、各キャリアの妨害電力 IP ( ω )及びキャリア電力 CP ( ω )から、各キャリアの品質をキャリア品質値 CSI ( ω )として求め、キャリアごとに得られるキャリア品質値 CSI ( ω )の周波数軸及び時間軸上の平均値を受信信号の受信信号品質値 SQとして、る。このため、雑音妨害、マルチパス、特定キャリアに対する周波数選択性妨害、移動時に発生する伝送路特性の変動等、さまざまな妨害の条件下においても、その原因別に補正を行うことなぐ簡単な回路構成で精度良く受信信号への影響を推定することができ、この影響を反映した受信信号の受信信号品質値 SQを検出することができる。

[0067] このようにして求められた受信信号品質値 SQを用いると、例えばアンテナを設置する際に、その方向や位置を適切に設定することができる。

[0068] (第 2の実施形態）

OFDM信号を受信、復調する場合に、受信信号に重畳する雑音の量を検出して、チューナの出力信号の利得の制御に利用することがある。本実施形態では、受信信号に重畳する雑音の電力値を検出するようにした OFDM受信装置について説明する。

[0069] 図 9は、本発明の第 2の実施形態に係る OFDM受信装置の構成例を示すブロック図である。この OFDM受信装置は、パイロット信号を伝送するキャリアの伝送路特性に基づいて、雑音電力を検出するものである。図 9の OFDM受信装置は、チューナ 12と、 AZD変換部 13と、利得制御部としての AGC制御部 214と、直交検波部 16と、 FFT部 18と、復調部 20と、軟判定部 32と、誤り訂正部 34と、情報源復号部 36、雑音電力算出部 70とを備えている。図 9において、図 1と同一の構成要素には同一の参照番号を付し、これらについての詳細な説明は省略する。

[0070] AGC制御部 214には、 AZD変換部 13からデジタル化された IF帯域の OFDM信号が入力されている。 AGC制御部 214は、入力される信号の振幅が所定のレベルとなるように、入力される信号の平均レベルだけではなぐ雑音電力算出部 70で求められた雑音電力 NPの値にも基づヽて、入力される信号の利得を制御する AGC制御信号を生成し、チューナ 12に出力する。

[0071] 雑音電力算出部 70は、差分算出部 52と、電力算出部 54と、平均算出部 76とを備えている。差分算出部 52及び電力算出部 54は、図 1を参照して説明したものと同様である。雑音電力算出部 70は、 SP信号を伝送するパイロットキャリアに対する伝送路特性 He ( co p)に基づいて、受信信号に重畳する雑音の電力を検出する。

[0072] 平均算出部 76は、電力算出部 54で求められた、パイロットキャリアに対する妨害電力 ΙΡ ( ω ρ)を、周波数軸方向にわたって、又は、周波数軸方向及び時間軸方向の両方にわたって平均し、得られた結果を受信した OFDM信号に重畳する雑音電力 ΝΡ として出力する。パイロットキャリアに対する妨害電力 IP ( ω ρ)は、第 1の実施形態において説明したように、パイロット信号に重畳する妨害、すなわち雑音の電力を示している。平均算出部 76は、雑音電力 ΝΡを AGC制御部 214に出力する。

[0073] ところで、あるチャネルの OFDM信号を受信する際に、隣接する他のチャネルの信号が混入した場合には、所望のチャネルの信号電力が低下する。この場合、 OFDM 信号の信号電力が雑音電力に対して相対的に低下するため、受信性能が劣化することになる。

[0074] 一方、チューナ 12では、 RF帯域の信号を IF帯域の信号に変換する際に、 BPF ( Band Pass Filter)を用いて不要な帯域の信号を除去するための帯域制限を行っている。

[0075] したがって、復調部 20への不要な隣接チャネルの信号の混入を防ぐために、 RF帯域の信号の利得を小さくした上で信号を BPFに通過させ、 IF帯域に変換した後の信号の利得を大きくすることで、 OFDM復調部への隣接チャネルの信号の混入を抑圧することが可能となる。

[0076] そこで、 AGC制御部 214は、例えば、雑音電力 NPの値が大きいときには、チューナ 12における RF帯域の信号の利得に比べて IF帯域の信号の利得が大きくなるように、 AGC制御信号を出力する。また、雑音電力 NPの値が小さいときには、チューナ 12における RF帯域の信号の利得に比べて IF帯域の信号の利得が小さくなるように、 AGC制御信号を出力する。

[0077] 第 1の実施形態において説明したように、受信信号に雑音が重畳している場合、パィロットキャリアに対する伝送路特性 He ( ω p)の 4シンボル間の差分を求めると、伝送路特性の時間的な変化が無視できる場合には、差分ベクトル Δ He ( ω ρ)としては雑音ベクトルの線形和が得られ、その電力は伝送路で重畳している雑音電力の約 2倍になる。そこで、電力算出部 54の算出結果又は平均算出部 76の算出結果の値に 1 Ζ2を乗じる補正を行えば、雑音妨害のおおよその電力を適切に検出することができる。

[0078] このように、雑音電力算出部 70によれば、 SP信号の 4シンボル間の差分の電力を雑音の電力としているので、マルチパス妨害がある場合においても、その影響を受けずに受信信号に重畳した雑音電力を検出することができる。

[0079] このような雑音電力の検出手法を用いれば、受信信号に重畳する雑音の電力を指標としてチューナの利得制御を行おうとする場合に、マルチパス妨害の影響を受けることなぐ受信開始後、早期に利得制御を行うことが可能となる。

[0080] 図 10は、図 9の雑音電力算出部 70の変形例の構成を示すブロック図である。図 10 の雑音電力算出部 270は、差分算出部 271, 272, 273と、電力算出部 274と、平均算出部 276とを備えている。

[0081] 差分算出部 271は、伝送路特性算出部 24で得られたパイロットキャリアに対する伝送路特性 He (ωρ)を入力とし、同一のパイロットキャリアに関して、最新の伝送路特性と、時間軸上で 1周期前 (4シンボル前)の伝送路特性との差分値 Δ He 1 ( ω ρ)を算出して、差分算出部 273に出力する。

[0082] 差分算出部 272は、伝送路特性算出部 24で得られたパイロットキャリアに対する伝送路特性 He (ωρ)を入力とし、同一のパイロットキャリアに関して、最新の伝送路特性に対して 4シンボル前の伝送路特性と、その 1周期前、すなわち最新の伝送路特性に対して 8シンボル前の伝送路特性との差分値 Δ He2 ( ω ρ)を算出して、差分算出部 273に出力する。

[0083] 差分算出部 273は、差分値 AHel(cop)と差分値 AHe2(cop)とを入力とし、両者の差分値 Δ AHe(cop)を算出し、電力算出部 274に出力する。

[0084] 電力算出部 274は、差分算出部 273で得られた差分値 Δ AHe ( ωρ)を入力とし、複素ベクトルである差分値 Δ Δ He ( ω ρ)の i軸成分及び q軸成分のそれぞれの 2乗の和を求めて、 SP信号が挿入されて、るパイロットキャリアに対する妨害電力 IP ( ω ρ )として平均算出部 276に出力する。

[0085] 平均算出部 276は、パイロットキャリアに対する妨害電力 IP (ωρ)を、周波数軸方向にわたって、又は、周波数軸方向及び時間軸方向の両方にわたって平均し、その結果を、受信した OFDM信号に重畳する雑音電力 ΝΡとして AGC制御部 214に出力する。

[0086] 第 1の実施形態で示したように、伝送路特性の 4シンボル間の差分、すなわち He (

0) ,5)と1¾(0^,5 + 4)との差分として 1¾1(0) ,5)を求めると、

AHel (cop's)

=H(cop,s+4)+I，（cop,s+4)

-{Η(ωρ,₅)+Ι' (ωρ,₅)} ·'·(7)

である。同様に、 He ( ω p,s + 8)と He ( ω p,s + 4)との差分として Δ He2 ( ω p,s)を求めると、

AHe2( op,s) =H(cop,s + 8)+I，（cop,s + 8)

— {H p,s+4)+I， p,s+4)} ---(8)

である。

[0087] 更に、 Δ Hel ( ω p,s)と Δ He2 ( ω p,s)との差分 Δ Δ He ( ω p,s)は、次式、

Δ Δ He (cop's)

= {(H P,S + 8)—H P,S + 4))

— (H(cop,s+4)—H(cop,s))}

+ {(Γ (cop,s + 8)— Γ (cop,s+4))

-(ΐ'(ωρ,5+4)-ΐ'(ωρ,₅))} ·'·(9)

のようになる。

[0088] 式 (9)からわ力るように、移動受信時などで、伝送路特性が時間的に変化する場合であっても、その変化が一様、すなわち、

H(cop,s+4)—H(cop,s)^H(cop,s + 8)—H(cop,s+4)

である場合には、 Δ AHe(cop,s)には、次式、

Δ Δ He (cop's)

^(Ι' (cop,s + 8)— Γ (cop,s+4))

— (Γ (cop,s+4)—I，（cop's)) ---(10)

のように妨害の項だけが残り、 Δ Δ He (cop,s)の大きさは妨害の大きさと高い相関を持つことがわかる。

[0089] 以上からわかるように、受信信号に雑音が重畳して、る場合であって、伝送路特性の時間的な変化が無視できるときには、差分ベクトル Δ He 1 ( ω p, s)と差分べクトル AHe2(cop,s)との差分ベクトル Δ AHe ( cop,s)を求めると、妨害ベクトルの線形和だけが得られる。また、差分ベクトル Δ AHe(cop,s)の電力は、受信信号に重畳した雑音電力の約 4倍になる。そこで、電力算出部 274の算出結果又は平均算出部 276 の算出結果の値に 1Z4を乗じる補正を行えば、雑音妨害のおおよその電力を適切に検出することができる。

[0090] また、図 10の雑音電力算出部 270によれば、伝送路特性が時間的に変動する場合であっても、その変化が一様と見なせる場合には、雑音電力の検出精度が図 9に示した構成に比べて向上する。

[0091] なお、平均算出部 76又は 276が、電力算出部 54又は 274の出力について、周波数軸方向にわたる平均によって平均値を算出する場合には、受信動作開始後、早期に雑音電力の検出結果を得ることができる。また、平均算出部 76又は 276が、電力算出部 54又は 274の出力につ、て、周波数軸方向に加えて時間軸方向にもわたる平均によって平均値を算出する場合には、周波数軸方向のみの場合に比べてより精度の高い雑音電力の検出結果を得ることができる。このため、状況に応じて最適な平均値の算出方法を選択するようにしてもょ、。

[0092] 図 11は、図 9の雑音電力算出部 70の他の変形例についての構成を示すブロック図である。図 11の雑音電力算出部 370は、 IFFT部 372と、電力算出部 374と、条件付平均算出部 376とを備えている。

[0093] 図 11において、 IFFT部 372は、ノィロットキャリアに対する伝送路特性 He ( ω ρ) に対して、シンボルごとに逆フーリエ変換 (IFFT)を行って、時間領域の信号であるィンノルス応答を得て、これを電力算出部 374に出力する。なお、このインパルス応答も複素信号である。電力算出部 374は、入力されたインパルス応答の i軸成分及び q 軸成分のそれぞれの 2乗の和をインパルス応答の電力として算出し、条件付平均算出部 376に出力する。

[0094] 図 12は、図 11の電力算出部 374で得られる、伝送路のインパルス応答の電力を示すグラフである。図 12のインパルス応答は、伝送路にマルチパス妨害及び雑音妨害が存在する場合を示している。図 12のように、伝送路のインノルス応答は、主波及び遅延波を示すピークを有し、主波及び遅延波ともに局所的に電力が集中して、ることを示している力雑音成分は、フロア部分に時間に関わりなくほぼ一定のレベルに分布する。

[0095] 条件付平均算出部 376は、図 12に示すような所定の閾値以下の電力値を雑音と見なし、これらを所定のシンボルにわたって平均し、得られた平均値を雑音電力 NP として出力する。この閾値は、固定値としてもよいし、 OFDM信号成分の主波を示すピーク値に対して所定の比を有する値としてもよい。ただし、受信する OFDM信号の主波及び遅延波のレベルよりも十分小さな値になるように設定する。 [0096] また、 IFFTを行う前に、伝送路特性 He ( ω ρ)に適切な窓関数を周波数軸上で乗じてもよい。この場合には OFDM信号成分の波形の立ち上がり '立ち下りが急峻になり、雑音電力の検出精度をより向上させることができる。

[0097] このように、図 11の雑音電力算出部 370は、雑音が重畳した受信信号力求められたパイロットキャリアに対する伝送路特性 He ( ω ρ)に IFFTを行い、シンボルごとにインパルス応答を得て、所定の閾値以下の成分に基づいて雑音電力を検出するようにしている。このため、伝送路特性の時間変動の影響を受けにくぐ図 9の雑音電力算出部 70よりも雑音電力の検出精度の向上を図ることができる。

[0098] 図 13は、図 9の雑音電力算出部 70の更に他の変形例についての構成を示すブロック図である。図 13の雑音電力算出部 470は、雑音電力候補算出部 80, 380と、最小値選択部 478とを備えている。雑音電力候補算出部 80, 380は、図 9の雑音電力算出部 70、及び図 11の雑音電力算出部 370とそれぞれ同様に構成されている。

[0099] 雑音電力候補算出部 80は、パイロットキャリアに対する伝送路特性 He ( ω ρ)の 4シンボル間の差分に基づいて、雑音電力 N1を求めて最小値選択部 478に出力する。雑音電力候補算出部 380は、パイロットキャリアに対する伝送路特性 He ( ω ρ)のインパルス応答に基づいて、雑音電力 Ν2を求めて最小値選択部 478に出力する。最小値選択部 478は、雑音電力 N1及び Ν2のうち、小さい方を選択して、雑音電力 ΝΡとして出力する。

[0100] 雑音電力候補算出部 80は、伝送路特性の差分の電力に基づいて雑音電力を検出しようとするものであるが、移動受信時等、伝送路特性が時間的に変動する環境下においては、差分の算出結果には、雑音成分以外に伝送路特性の変化分が含まれてしまうことから、算出される雑音電力 N1の値が実際の伝送路の雑音電力よりも大きくなつてしまう可能性がある。

[0101] 一方、雑音電力候補算出部 380は、伝送路のインパルス応答の電力に基づいて雑音電力を検出しょうとするものである力主波に比べて電力が小さい遅延波が複数ある場合には、雑音と OFDM信号とを区別する閾値によっては、電力の小さな遅延波成分を雑音と見なしてしまい、算出される雑音電力 N2の値が実際の伝送路の雑音電力よりも大きくなつてしまう可能性がある。 [0102] このように雑音電力候補算出部 80及び 380のそれぞれが算出する雑音電力 Nl及び N2の値は、伝送路の条件によっては、実際の雑音電力値よりも大きくなつてしまう場合があるが、それぞれの求め方は異なるので、雑音電力 N1及び N2のうちの最小値を選択することにより、実際の雑音電力値に対する誤差をなるベく少なくすることができる。このため、図 13の雑音電力算出部 470によれば、伝送路特性の時間変動の影響を受けにくぐ図 9の雑音電力算出部 70よりも雑音電力の検出精度の向上を図ることがでさる。

[0103] なお、図 11の雑音電力算出部 370及び図 13の雑音電力算出部 470において、パィロットキャリアに対する伝送路特性 He ( ω ρ)に対して IFFTを行ってシンボルごとにインパルス応答を得る前に、時間軸方向に補間を行ってから (すなわち、周波数軸上で伝送路特性を 3キャリアごとに求めておいてから）、 IFFTによりシンボルごとにインパルス応答を得るようにしてもよい。この場合、インパルス応答における折り返し歪み (aliasing)の影響を低減することができる。

[0104] また、雑音電力算出部 370及び 470において、パイロットキャリアに対する伝送路特性 He ( ω ρ)に対して IFFTを行って、シンボルごとにインノルス応答を得る前に（時間軸方向の補間をする場合は補間後に)、周波数軸上で伝送路特性に適切な窓関数を乗じておいてから、 IFFTによりシンボルごとにインノルス応答を得るようにしてもよい。この場合には OFDM信号成分の波形の立ち上がり '立ち下りが急峻になり、雑音電力の検出精度をより向上させることができる。

[0105] (第 3の実施形態）

受信した OFDM信号を復調'誤り訂正する場合に、復調した各キャリアの信頼性を推定し、その情報を用いて復調信号の軟判定 (デマッビング)を行う場合がある。伝送路においてマルチパス妨害や特定キャリア妨害等の周波数選択性の妨害が発生した場合であっても、これらの妨害を受けたキャリアの位置と妨害の影響の度合、を、これらのキャリアの信頼性として適切に検出し、その情報に基づいて復調信号の軟判定を行うことにより、妨害環境下での誤り訂正の能力が大きく向上する。

[0106] 本実施形態では、簡単な回路構成で、雑音妨害やマルチパス、特定キャリアに対する周波数選択性妨害、移動時に発生する妨害等、さまざまな妨害の条件下でも、各キャリアに対する信頼性を、以下に示すキャリア品質値として求め、この値を用いて軟判定を行うようにした OFDM受信装置につ、て説明する。

[0107] 図 14は、本発明の第 3の実施形態に係る OFDM受信装置の構成例を示すブロック図である。図 14の OFDM受信装置は、図 1の OFDM受信装置において、軟判定部 32に代えて軟判定部 532を備え、平均算出部 44を備えないようにしたものである

[0108] このように構成された図 14の OFDM受信装置では、受信した OFDM信号よりキヤリアごとにキャリア電力 CP ( ω )を算出し、キャリアごとに妨害の影響度を電力に換算した妨害電力 IP ( ω )を算出し、これらの対数値の差分によりキャリア品質値 CSI ( ω ) を求めている。例えば、 CSI(co)=LCP(co)— LIP(co)である場合には、キャリア品質値 CSI ( ω )の値が大き!/、ほど妨害の影響が低く、当該キャリアの信頼性は高、と言える。

[0109] 図 14のキャリア品質算出部 60は、キャリア電力 CP(co)及び妨害電力 ΙΡ(ω)の対数値をそれぞれ LCP ( ω )、 LIP ( ω )として算出し、両者の差分値を求め、算出結果をキャリア品質値 CSI ( ω )として軟判定部 532に出力する。

[0110] ここで、各種の妨害環境下でのキャリア品質算出部 60における各信号について説明する。

[0111] 図 15(a), (b)は、マルチパス妨害が存在する場合について、キャリア電力 CP(co) , LCP(co)の周波数特性をそれぞれ示す図である。図 15 (a)に示すように、周波数 coa、 cob、 cocの近傍でマルチパス妨害による、キャリア電力 CP(co)の落ち込みが存在し、それらの落ち込み度合いはそれぞれ異なるものとする。このとき、図 15(b)に示すように、対数値であるキャリア電力 LCP(co)の落ち込み度合いは、最も深く落ち込んだ周波数 cobの近傍では図 15 (a)に比べるとより明瞭なものとなるのに対し、落ち込みの度合いが少ない周波数 coa、 cocの近傍では図 15(a)に比べると不明瞭なものとなる。

[0112] すなわち、マルチパス妨害によって各キャリアの電力に度合いの異なる落ち込みが発生した場合、対数値であるキャリア電力 LCP ( ω )は、キャリア電力 CP ( ω )に比べて、受信性能劣化の支配的な要因となる、落ち込み度合いの比較的大きなキャリアにつ、て、妨害の影響をより正確に推定できることを示して、る。

[0113] 図 16(a), (b)は、アナログ同一チャネル妨害が存在する場合について、妨害電力 ΙΡ(ω), LIP(co)の周波数特性をそれぞれ示す図である。図 16 (a)に示すように、周波数 coa、 cob、 cocの近傍でアナログ同一チャネル妨害による、妨害電力 ΙΡ(ω) のピークが存在するものとする。このとき、図 16(b)に示すように、対数値である妨害電力 LIP ( ω )のピークは、図 16 (a)では判別しにくかった小さなピークの存在も明瞭になり、これらの小さなピークと、図 16 (a)では大きく示されていた周波数 coa、 cob、 ω cの近傍のピークとの間の差が縮まって見えるようになる。

[0114] すなわち、アナログ同一チャネル妨害などによって各キャリアの妨害電力に度合いの異なるピークが発生した場合、対数値である妨害電力 LIP ( ω )は、妨害電力 IP ( ω)に比べて、妨害電力の比較的小さなキャリアについても、妨害の影響をより正確に推定できることを示して、る。

[0115] 差分算出部 66は、キャリア電力 LCP(co)と妨害電力 LIP(co)との間の差分値を求めてキャリア品質値 CSI(co)として出力する。このため、マルチノス妨害が存在する場合には特にその影響の強いキャリアの品質値を、またアナログ同一チャネル妨害等の特定キャリア妨害等が存在する場合にはその影響を受けたキャリアの品質値を、より明瞭に算出することが可能となる。

[0116] 軟判定部 532は、キャリア品質算出部 60において得られるキャリア品質値 CSI(co) に基づいて、復調部 20から出力された復調信号 Xe(co)に対してキャリアごとに軟判定を行い、軟判定メトリックデータを算出して誤り訂正部 34に出力する。

[0117] 軟判定部 532は、例えば、信頼性の非常に高いキャリアに対しては、軟判定メトリツクデータとして、最も "0ら Uヽ"又は" 1らヽ"ことを示す値 (尤度 (likelihood) )を算出し、逆に信頼性の非常に低いキャリアに対しては、軟判定メトリックデータとして、 "0" と" 1"との中間であることを表す値を算出し、それ以外のキャリアに対しては、受信した信号点と理想的な信号点との間の距離と、キャリア品質値 CSI ( ω )の値とに応じて値を算出する。このように、図 14の OFDM受信装置は、周波数選択性妨害を受けたキャリアに対しては、そのメトリックデータに関して" 0らしさ"、 "1らしさ"の確力しさを低めて、誤り訂正への寄与を減らすので、受信信号全体に対する誤り訂正の効果を高めることができる。

[0118] 図 17は、図 14のキャリア品質算出部 60の変形例の構成を示すブロック図である。

図 17のキャリア品質算出部 560は、対数算出部 62, 64と、クリップ部 563, 565と、差分算出部 566とを有している。対数算出部 62, 64は、キャリア電力 CP ( ω )及び妨害電力 IP ( ω )の対数値をそれぞれ LCP ( ω )、 LIP ( ω )として算出し、クリップ部 563 , 565にそれぞれ出力する。

[0119] クリップ部 563は、対数値であるキャリア電力 LCP ( ω )力も所定のクリップ値を減算して、減算の結果が正となる場合は 0を出力し、減算の結果が負の場合はその減算結果を出力するクリップを行、、クリップされたキャリア電力 CLCP ( ω )を差分算出部 566に出力する。クリップ部 565は、対数値である妨害電力 LIP ( co )から所定のクリツプ値を減算して、減算の結果が負となる場合は 0を出力し、減算の結果が正の場合はその減算結果を出力するクリップを行、、クリップされた妨害電力 CLIP ( ω )を差分算出部 566に出力する。差分算出部 566は、クリップ部 563の出力とクリップ部 56 5の出力との間の差分値を求め、算出結果をキャリア品質値 CSI ( co )として軟判定部 532に出力する。

[0120] ここで、各種の妨害環境下でのキャリア品質算出部 560における各信号について説明する。

[0121] 図 15 (c)は、マルチパス妨害が存在する場合について、クリップされたキャリア電力 CLCP ( co )の周波数特性を示す図である。クリップ部 563は、図 15 (b)のキャリア電力 LCP ( co )に対して、クリップ値を THCとするクリップを行う。その結果得られるキヤリア電力 CLCP ( co )は、図 15 (c)に示すように、最も深く落ち込んだ周波数 co bの近傍の状況を図 15 (b)に比べてより明瞭に示すものとなり、それ以外の部分の落ち込みはほとんど示さないものとなる。

[0122] すなわち、マルチパス妨害によってキャリアの電力に度合いの異なる落ち込みが発生した場合、クリップされたキャリア電力 CLCP ( ω )によると、キャリア電力 CP ( ω )又は LCP(co)に比べて、受信性能劣化の支配的要因となる、落ち込み程度の大きなキャリアにっ、て、妨害の影響を更に正確に推定できることを示して、る。

[0123] 図 16 (c)は、アナログ同一チャネル妨害が存在する場合について、クリップされた妨害電力 CLIP ( co )の周波数特性を示す図である。クリップ部 565は、図 16 (b)の妨害電力 LIP(co)に対して、クリップ値を THIとするクリップを行う。その結果得られる妨害電力 CLIP ( co )は、図 16 (c)に示すように、一定レベル以上の大きなレベルを有するピークのみが判別できるようになり、それ以外の部分のピークはほとんど示さないものとなる。

[0124] すなわち、アナログ同一チャネル妨害によって妨害電力に度合いの異なるピークが発生した場合、クリップされた妨害電力 CLIP ( ω )によると、妨害電力 CI ( ω )又は LC Ι ( ω )に比べて、受信性能にあまり影響を与えることのない、妨害電力の非常に小さなキャリアよりも、受信性能劣化の支配的要因となる、一定レベル以上の比較的大きな妨害電力を示すキャリアにつ、て、妨害の影響をより正確に推定できることを示している。

[0125] 差分算出部 566は、クリップされたキャリア電力 CLCP ( co )と妨害電力 CLIP ( co )との間の差分値 (CLCP ( ω ) -CLIP ( ω ) )を求めて、キャリア品質値 CSI ( ω )として出力する。このため、マルチパス妨害が存在する場合には特に妨害の影響の強いキャリアの品質値を、また、アナログ同一チャネル妨害等の特定キャリア妨害等が存在する場合には妨害の影響を受けたキャリアの品質値をより適切に算出することが可能となる。

[0126] 図 18は、図 14の妨害算出部 50の変形例の構成を示すブロック図である。図 18の妨害算出部 650は、差分算出部 271, 272, 273と、電力算出部 274と、補間部 656 とを備えている。差分算出部 271〜273及び電力算出部 274は、図 10を参照して説明したものと同様であるので、説明を省略する。補間部 656は、電力算出部 274で求められた、パイロットキャリアに対する妨害電力 IP ( ω ρ)を、時間軸方向及び周波数軸方向に補間して妨害電力 ΙΡ ( ω )を求め、出力する。

[0127] 妨害算出部 650によると、伝送路特性が時間的に変動する場合であっても、その変化が一様と見なせる場合には、妨害電力 IP ( ω )の検出精度が図 14に示した構成に比べて向上する。

[0128] 図 19は、本発明の第 3の実施形態の変形例に係る OFDM受信装置の構成を示すブロック図である。図 19の OFDM受信装置は、図 14の OFDM受信装置において、図 1の平均算出部 44を更に備えたものである。

[0129] 図 19の OFDM受信装置によると、平均算出部 44は、軟判定のために求められたキャリア品質値 CSI ( co )を用いるので、受信信号品質値 SQを求めるために、妨害算出部 50やキャリア品質算出部 60を更に備える必要がない。このため、妨害の影響の度合いを考慮して軟判定を行うことに加えて、受信信号品質値 SQを求める場合において、回路規模の増大化を防ぐことができる。

[0130] 図 20は、本発明の第 3の実施形態の他の変形例に係る OFDM受信装置の構成を示すブロック図である。図 20の OFDM受信装置は、図 14の OFDM受信装置において、キャリア品質算出部 60と軟判定部 532とに代えて、キャリア品質算出部 660と軟判定部 632とをそれぞれ備えるものである。

[0131] 図 20のキャリア品質算出部 660は、図 17で示したキャリア品質算出部 560から、差分算出部 565を取り去ったものである。このキャリア品質算出部 660は、クリップ部 56 3, 565からそれぞれ得られるクリップされたキャリア電力 CLCP ( ω )及びクリップされた妨害電力 CLCP ( ω )を、軟判定部 632に出力する。

[0132] 軟判定部 632は、クリップされたキャリア電力 CLCP ( ω )及びクリップされた妨害電力 CLCP ( co )の両方、又はいずれか一方に基づいて、復調部 20から出力された復調信号 Xe ( co )に対してキャリアごとに軟判定を行い、軟判定メトリックデータを算出して誤り訂正部 34に出力する。

[0133] 図 20の OFDM受信装置によると、キャリア品質算出部 660がキャリア電力 CLCP ( ω )と妨害電力 CLIP ( co )とを別個に出力し、軟判定部 632は、キャリア電力 CLCP ( ω )と妨害電力 CLIP ( ω )との両方、又は、ずれか一方を用いて軟判定を行うようにしている。この場合、軟判定部 632において、キャリア電力 CLCP ( co )と妨害電力 C LIP ( ω )とのそれぞれに異なる重み付けをして尤度の計算を行うことができる。より柔軟な軟判定の処理が可能となり、誤り訂正能力を向上させることができる。

[0134] 以上のように、本実施形態に係る OFDM受信装置は、受信した OFDM信号の各キャリアについて、キャリア電力と妨害の影響度を表す妨害電力とから、キャリアごとに得られる品質値に基づいて、軟判定を行うようにしている。このため、各キャリアへの妨害の影響の度合いを、精度良く推定し、この情報を用いて効果的な軟判定を行うことが可能となり、復調 ·誤り訂正能力を高くすることができる。

[0135] なお、図 14の OFDM受信装置において、妨害算出部 50に代えて、図 8の妨害算出部 150を備えるようにしてもょ、。

[0136] また、図 1の OFDM受信装置において、妨害算出部 50に代えて、図 18の妨害算出部 650を備えるようにしてもょ、。

産業上の利用可能性

[0137] 以上説明したように、本発明によると、簡単な回路構成で、さまざまな妨害の条件下においても精度良ぐ受信された OFDM信号への妨害の影響を反映した受信信号の信号品質値や、雑音電力の値を検出することができる。また、各キャリアの信頼性を適切に算出して、復調 ·誤り訂正の能力を向上させることができる。このため、本発明は、 OFDM受信装置等について有用である。

Claims

請求の範囲

[1] 所定のシンボル間隔で挿入されるパイロット信号を伝送するキャリアを含む、複数のキャリア力ら構成される OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重)信号を受信し復調する OFDM受信装置であって、

受信された OFDM信号を周波数領域の OFDM信号に変換して出力する高速フ一リエ変換部と、

前記周波数領域の OFDM信号から、前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性を求める伝送路特性算出部と、

前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性を補間して、得られた結果を出力する補間部と、

前記補間部で得られた補間後の伝送路特性の大きさの 2乗を、その伝送路特性に対応するキャリアごとにキャリア電力として算出する電力算出部と、

前記受信された OFDM信号に対する妨害の影響度合、を、前記補間後の伝送路特性に対応するキャリアごとに妨害電力として算出する妨害算出部と、

前記電力算出部で求められたキャリア電力と、これに対応する、前記妨害算出部で求められた妨害電力との比を、キャリアごとに算出するキャリア品質算出部とを備える OFDM受信装置。

[2] 請求項 1に記載の OFDM受信装置にお、て、

前記キャリア品質算出部は、

前記電力算出部で求められたキャリア電力を第 1の対数値に変換し、前記妨害算出部で求められた妨害電力を第 2の対数値に変換し、前記第 1の対数値と前記第 2 の対数値との間の差分値を求め、前記求められた差分値を、前記電力算出部で求められたキャリア電力と前記妨害算出部で求められた妨害電力との比として出力するものである

ことを特徴とする OFDM受信装置。

[3] 請求項 1に記載の OFDM受信装置にお、て、

前記キャリア品質算出部で求められた比を、複数のキャリアについて平均し、得られた結果を、前記受信された OFDM信号の信号品質値として出力する平均算出部を更に備える

ことを特徴とする OFDM受信装置。

[4] 請求項 1に記載の OFDM受信装置にお、て、

前記妨害算出部は、

前記ノィロット信号を伝送するキャリアにつ、て、前記所定のシンボル間隔を隔てて隣接するパイロット信号に対する伝送路特性の間の差分値を算出し、前記差分値のそれぞれの大きさの 2乗を求めて、時間軸方向、又は時間軸方向及び周波数軸方向の両方に補間し、得られた結果を前記妨害電力として出力するものであることを特徴とする OFDM受信装置。

[5] 請求項 1に記載の OFDM受信装置にお、て、

前記妨害算出部は、

前記周波数領域の OFDM信号が等化されて得られた復調信号を硬判定し、前記復調信号の信号点と、これを硬判定して得られた基準信号点との間の距離に応じた値を求め、それぞれのキャリアについて時間軸方向に積分し、得られた結果を前記妨害電力として出力するものである

ことを特徴とする OFDM受信装置。

[6] 請求項 1に記載の OFDM受信装置にお、て、

前記妨害算出部は、

前記パイロット信号を伝送するキャリアについて、第 1のパイロット信号に対する伝送路特性と前記第 1のパイロット信号力前記所定のシンボル間隔の後に伝送された第 2のパイロット信号に対する伝送路特性との間の第 1の差分値と、前記第 2のパイロット信号に対する伝送路特性と前記第 2のパイロット信号力前記所定のシンボル間隔の後に伝送された第 3のパイロット信号に対する伝送路特性との間の第 2の差分値と、前記第 1の差分値と前記第 2の差分値との間の第 3の差分値とを算出し、前記第 3の差分値の大きさの 2乗を求めて、時間軸方向、又は時間軸方向及び周波数軸方向の両方に補間して、得られた結果を前記妨害電力として出力するものであることを特徴とする OFDM受信装置。

[7] 請求項 1に記載の OFDM受信装置にお、て、前記周波数領域の OFDM信号が等化されて得られた復調信号を、前記キャリア品質算出部の出力に基づいて軟判定する軟判定部を更に備えるものであることを特徴とする OFDM受信装置。

[8] 請求項 7に記載の OFDM受信装置において、

前記キャリア品質算出部は、

ことを特徴とする OFDM受信装置。

[9] 請求項 7に記載の OFDM受信装置において、

前記キャリア品質算出部は、

前記電力算出部で求められたキャリア電力を第 1の対数値に変換し、前記第 1の対数値に対して第 1の所定値でクリップを行って第 1のクリップされた対数値を算出し、前記妨害算出部で求められた妨害電力を第 2の対数値に変換し、前記第 2の対数値に対して第 2の所定値でクリップを行って第 2のクリップされた対数値を算出し、前記第 1のクリップされた対数値と前記第 2のクリップされた対数値との間の差分値を求め、前記求められた差分値を、前記電力算出部で求められたキャリア電力と前記妨害算出部で求められた妨害電力との比として出力するものである

ことを特徴とする OFDM受信装置。

[10] 請求項 7に記載の OFDM受信装置において、

前記キャリア品質算出部は、

前記電力算出部で求められたキャリア電力を第 1の対数値に変換し、前記第 1の対数値に対して第 1の所定値でクリップを行って第 1のクリップされた対数値を算出し、前記妨害算出部で求められた妨害電力を第 2の対数値に変換し、前記第 2の対数値に対して第 2の所定値でクリップを行って第 2のクリップされた対数値を算出するものであり、前記軟判定部は、

前記周波数領域の OFDM信号が等化されて得られた復調信号を、前記第 1及び第 2のクリップされた対数値のうちの少なくともいずれか一方に基づいて軟判定するものである

ことを特徴とする OFDM受信装置。

[11] 所定のシンボル間隔で挿入されるパイロット信号を伝送するキャリアを含む、複数のキャリア力構成される OFDM信号を受信し復調する OFDM受信装置であって、受信された OFDM信号を周波数領域の OFDM信号に変換して出力する高速フ一リエ変換部と、

前記伝送路特性に基づ!、て、前記受信された OFDM信号に重畳する雑音電力を算出して出力する雑音電力算出部と、

前記受信された OFDM信号と前記雑音電力とに基づゝて、前記受信された OFD M信号の振幅を制御するための制御信号を生成して出力する利得制御部とを備える

OFDM受信装置。

[12] 請求項 11に記載の OFDM受信装置にお、て、

前記雑音電力算出部は、

前記ノィロット信号を伝送するキャリアにつ、て、前記所定のシンボル間隔を隔てて隣接するパイロット信号に対する伝送路特性の間の差分値を算出し、前記差分値のそれぞれの大きさの 2乗を求めて、周波数軸方向、又は周波数軸方向及び時間軸方向の両方に平均して、得られた結果を前記雑音電力として求めるものであることを特徴とする OFDM受信装置。

[13] 請求項 11に記載の OFDM受信装置にお、て、

前記雑音電力算出部は、

前記パイロット信号を伝送するキャリアについて、第 1のパイロット信号に対する伝送路特性と前記第 1のパイロット信号力前記所定のシンボル間隔の後に伝送された第 2のパイロット信号に対する伝送路特性との間の第 1の差分値と、前記第 2のパイロット信号に対する伝送路特性と前記第 2のパイロット信号力前記所定のシンボル間隔の後に伝送された第 3のパイロット信号に対する伝送路特性との間の第 2の差分値と、前記第 1の差分値と前記第 2の差分値との間の第 3の差分値とを算出し、得られた前記第 3の差分値の大きさの 2乗を求めて、周波数軸方向、又は周波数軸方向及び時間軸方向の両方に平均して、得られた結果を前記雑音電力として出力するものである

ことを特徴とする OFDM受信装置。

[14] 請求項 11に記載の OFDM受信装置にお、て、

前記雑音電力算出部は、

前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性に対して逆フーリエ変換を行い、得られたインパルス応答における、所定の閾値以下の電力を平均して、得られた結果を前記雑音電力として求めるものである

ことを特徴とする OFDM受信装置。

[15] 請求項 11に記載の OFDM受信装置にお、て、

前記雑音電力算出部は、

前記パイロット信号を伝送するキャリアについて、第 1のパイロット信号に対する伝送路特性と前記第 1のパイロット信号力前記所定のシンボル間隔の後に伝送された第 2のパイロット信号に対する伝送路特性との間の第 1の差分値と、前記第 2のパイロット信号に対する伝送路特性と前記第 2のパイロット信号力前記所定のシンボル間隔の後に伝送された第 3のパイロット信号に対する伝送路特性との間の第 2の差分値と、前記第 1の差分値と前記第 2の差分値との間の第 3の差分値とを算出し、得られた前記第 3の差分値の大きさの 2乗を求めて、周波数軸方向、又は周波数軸方向及び時間軸方向の両方に平均して出力する第 1の雑音電力候補算出部と、前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性に対して逆フーリエ変換を行い、得られたインパルス応答における、所定の閾値以下の電力を平均して出力する第 2の雑音電力候補算出部と、

第 1及び第 2の雑音電力候補算出部の出力のうち、値が小さい方を選択して、前記雑音電力として出力する最小値選択部とを有するものである

ことを特徴とする OFDM受信装置。

所定のシンボル間隔で挿入されるパイロット信号を伝送するキャリアを含む、複数のキャリア力構成される OFDM信号を受信し復調する OFDM受信方法であって、受信された OFDM信号を周波数領域の OFDM信号に変換する高速フーリエ変換ステップと、

前記周波数領域の OFDM信号から、前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性を求める伝送路特性算出ステップと、

前記パイロット信号を伝送するキャリアに対する伝送路特性を補間する補間ステツプと、

前記補間ステップで得られた補間後の伝送路特性の大きさの 2乗を、その伝送路特性に対応するキャリアごとにキャリア電力として算出する電力算出ステップと、前記受信された OFDM信号に対する妨害の影響度合、を、前記補間後の伝送路特性に対応するキャリアごとに妨害電力として算出する妨害算出ステップと、前記電力算出ステップで求められたキャリア電力と、これに対応する、前記妨害算出ステップで求められた妨害電力との比を、キャリアごとに算出するキャリア品質算出ステップと

を備える OFDM受信方法。