JP4780161B2 - 受信装置、受信方法、およびプログラム - Google Patents

Description

本発明は、受信装置、受信方法、およびプログラムに関し、特に、OFDM信号の復調に用いられる適応等化フィルタの係数を、時間域のOFDM信号から容易に生成することができるようにした受信装置、受信方法、およびプログラムに関する。

地上デジタル放送の変調方式として、直交周波数分割多重方式（OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式）と呼ばれる変調方式が用いられている。

OFDM方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波(サブキャリア)を設け、それぞれのサブキャリアの振幅および位相にデータを割り当て、PSK(Phase Shift Keying)やQAM(Quadrature Amplitude Modulation)によりデジタル変調する方式である。

OFDM方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域全体を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり、伝送速度は遅くなるが、トータルの伝送速度は従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、OFDM方式は、後述するガードインターバルを設けることでマルチパス耐性を向上させることができるという特徴を有している。

さらに、複数のサブキャリアにデータが割り当てられることから、OFDM方式は、逆フーリエ変換を変調時に行うIFFT(Inverse Fast Fourier Transform)演算回路を用いることにより送信回路を構成することができ、フーリエ変換を復調時に行うFFT(Fast Fourier Transform)演算回路を用いることにより受信回路を構成することができるという特徴を有している。

以上のような特徴から、OFDM方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上デジタル放送に適用されることが多い。OFDM方式を採用した地上デジタル放送の規格としては、例えば、DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial)やISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)、ISDB-TSBといった規格がある。

図１は、OFDMシンボルを示す図である。

OFDM方式においては、信号の伝送はOFDMシンボルと呼ばれる単位で行われる。

図１に示されるように、１OFDMシンボルは、送信時にIFFTが行われる信号区間である有効シンボルと、有効シンボルの後半の一部分の波形がコピーされたガードインターバル（以下、GIという）とから構成される。GIは、時間軸上で有効シンボルの前の位置に挿入される。

OFDM方式では、GIを挿入することにより、マルチパス環境下において発生するOFDMシンボル間の干渉を防ぐことが可能になる。

このようなOFDMシンボルが複数集められて１つのOFDM伝送フレームが形成される。例えば、ISDB-T規格においては、２０４のOFDMシンボルから１つのOFDM伝送フレームが形成される。このOFDM伝送フレームの単位を基準として、パイロット信号の挿入位置が定められている。

各サブキャリアに対する変調方式としてQAM系の変調方式を用いるOFDM方式においては、伝送時にマルチパス等の影響を受けることにより、サブキャリア毎に、振幅および位相が送信時のものと受信時のものとで異なるものになってしまう。そのため、受信側では、受信信号の振幅および位相が送信されたものと等しくなるように、信号の等化を行う必要がある。

OFDM方式では、送信側で、所定の振幅および所定の位相のパイロット信号を伝送シンボル内に離散的に挿入しておき、受信側で、パイロット信号の振幅および位相に基づいて伝送路の周波数特性を求め、求めた伝送路の特性により受信信号を等化するようにしている。

このように、伝送路特性を算出するために用いられるパイロット信号のことをスキャッタードパイロット信号（以下、SP信号）という。図２に、DVB-T規格やISDB-T規格で採用されているSP信号のOFDMシンボル内での配置パターンを示す。図２においては、縦方向が時間方向となり、横方向が周波数方向となる。

図３は、従来のOFDM受信装置の構成例を示す図である。

図３に示されるように、OFDM受信装置１は、受信アンテナ１１、チューナ１２、BPF(Band Pass Filter)１３、A/D(Analog/Digital)変換回路１４、直交復調回路１５、FFT回路１６、SP利用等化回路１７、および誤り訂正回路１８から構成される。

受信アンテナ１１は、放送局から放送された放送波を受信し、RF信号をチューナ１２に出力する。

チューナ１２は、乗算回路２１と局部発振器２２からなり、受信アンテナ１１において受信されたRF信号をIF信号に周波数変換し、IF信号をBPF１３に出力する。

BPF１３は、チューナ１２から供給されたIF信号に対してフィルタリングを施し、フィルタリングを施すことによって得られた信号をA/D変換回路１４に出力する。

A/D変換回路１４は、BPF１３から供給された信号に対してA/D変換を施し、デジタルのIF信号を直交復調回路１５に出力する。

直交復調回路１５は、所定の周波数（搬送波周波数）のキャリア信号を用いて直交復調を行うことによって、A/D変換回路１４から供給されたIF信号からベースバンドのOFDM信号を取得する。このベースバンドのOFDM信号は、FFT演算が行われる前の、いわゆる時間領域の信号である。

以下、FFT演算が行われる前のベースバンドのOFDM信号をOFDM時間域信号という。OFDM時間域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と虚軸成分（Ｑチャンネル信号）を含んだ複素信号となる。直交復調回路１５は、時間領域OFDM信号をFFT回路１６に出力する。

FFT回路１６は、シンボル同期信号に従って、１つのOFDMシンボルの信号からGIの範囲の信号を除くことによって有効シンボル長の範囲の信号を抜き出す。FFT回路１６は、抜き出したOFDM時間域信号に対してFFT演算を行うことによって、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出する。

FFT回路１６は、抽出したデータを表すOFDM信号をSP利用等化回路１７に出力する。FFT回路１６から出力されたOFDM信号は、FFT演算が行われた後の、いわゆる周波数領域の信号である。以下、FFT演算が行われた後のOFDM信号をOFDM周波数域信号という。

SP利用等化回路１７は、図２に示されるようにして配置されたSP信号を用いて、全てのサブキャリアの伝送路特性を算出し、算出した伝送路特性に基づいて、OFDM周波数域信号の伝送路による歪みを補償する。SP利用等化回路１７は、伝送路による歪みを補償して得られた信号を等化信号として誤り訂正回路１８に出力する。

誤り訂正回路１８は、送信側でインタリーブされている信号に対してデインタリーブ処理を施し、さらに、デンパンクチャ、ビタビ復号、拡散信号除去、RS復号などの処理を施す。誤り訂正回路１８は、各種の処理を施すことによって得られたデータを復号データとして後段の回路に出力する。

OFDM方式は、GIを有効シンボルの前に挿入することで、遅延広がりがGIに収まるマルチパス環境においても、シンボル間干渉を生じさせることなく、復調処理を行うことができるという特徴を有している。

ところが、単一周波数ネットワーク（SFN(Single Frequency Network)）のような、長遅延マルチパスが生じる可能性のある環境においては、遅延広がりがGIを超えてしまうことがある。この場合、シンボル間干渉やキャリア間干渉が発生し、受信性能が大きく劣化してしまう。

この問題を解決するために、図４に示されるような構成を有するOFDM受信装置２や、図５に示されるような構成を有するOFDM受信装置３が提案されている。図４と図５において、図３のOFDM受信装置１の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。

図４のOFDM受信装置２は、図３に示されるOFDM受信装置１の構成に加えて、FFT回路１６の前段に適応等化フィルタ３１を備える。OFDM受信装置２においては、適応等化フィルタ３１の係数を適応的に制御することによって、OFDM時間域信号に含まれるマルチパス成分を除去することが行われる。適応等化フィルタ３１の構成については後述する。

一方、図５のOFDM受信装置３は、図３に示されるOFDM受信装置１の構成に加えて、 FFT回路１６の前段に干渉除去回路４１を備える。

干渉除去回路４１は、適応等化フィルタ５１、レプリカ生成回路５２、および合成回路５３から構成される。直交復調回路１５から出力されたOFDM時間域信号は適応等化フィルタ５１と合成回路５３に入力される。

適応等化フィルタ５１は、直交復調回路１５から供給されたOFDM時間域信号にフィルタリングを施すことによってマルチパス成分を除去し、マルチパス成分を除去したOFDM時間域信号をレプリカ生成回路５２に出力する。

レプリカ生成回路５２は、適応等化フィルタ５１から供給されたOFDM時間域信号に基づいて、除去されたマルチパス成分を再生し、再生したマルチパス成分の信号を合成回路５３に出力する。

合成回路５３は、直交復調回路１５から供給されたOFDM時間域信号のうち、FFT区間に含まれるシンボル間干渉成分とキャリア間干渉成分を、レプリカ生成回路５２により再生されたマルチパス成分を用いて除去する。合成回路５３は、FFT区間に含まれるシンボル間干渉成分とキャリア間干渉成分を除去したOFDM時間域信号をFFT回路１６に出力する。

このように、レプリカを再生して干渉成分を除去する技術については特許文献１に開示されている。

ここで、図４の適応等化フィルタ３１について説明する。

図６は、適応等化フィルタ３１の構成例を示す図である。

図６に示されるように、適応等化フィルタ３１は、可変係数フィルタ６１、SP抽出回路６２、IFFT回路６３、および主波成分除去回路６４から構成される。直交復調回路１５から出力されたOFDM時間域信号は可変係数フィルタ６１に入力され、FFT回路１６から出力されたOFDM周波数域信号はSP抽出回路６２に入力される。

可変係数フィルタ６１は、直交復調回路１５から供給されたOFDM時間域信号に対して、主波成分除去回路６４から供給された信号に基づいて設定された係数を用いてフィルタリングを施し、OFDM時間域信号に含まれるマルチパス成分を除去する。可変係数フィルタ６１は、マルチパス成分を除去したOFDM時間域信号をFFT回路１６に出力する。

SP抽出回路６２は、FFT回路１６から供給された周波数領域OFDM信号から、図２に示されるような位置に挿入されたSP信号を抽出し、変調成分を除去することによって、周波数域の伝送路特性を算出する。SP抽出回路６２は、算出した伝送路特性をIFFT回路６３に出力する。

IFFT回路６３は、IFFT演算を施すことによって、周波数域の伝送路特性を時間域における伝送路のインパルス応答特性に変換する。IFFT回路６３は、時間域における伝送路のインパルス応答特性を主波成分除去回路６４に出力する。

主波成分除去回路６４は、IFFT回路６３により算出された時間域のインパルス応答から主波成分を除去し、マルチパス成分だけを残し、マルチパス成分の信号を可変係数フィルタ６１に出力する。可変係数フィルタ６１においては、主波成分除去回路６４により取得されたマルチパス成分の遅延時間に対応するタップに、マルチパス成分の振幅と位相に応じた係数が設定され、フィルタリングによりマルチパス成分を除去することが行われる。

図７は、図６の可変係数フィルタ６１の構成例を示す図である。

図７に示されるように、可変係数フィルタ６１は、可変係数FIRフィルタ７１と可変係数IIRフィルタ７２から構成される。図示せぬ係数更新回路なども可変係数フィルタ６１には設けられる。OFDM時間域信号は可変係数FIRフィルタ７１に入力される。

可変係数FIRフィルタ７１は、図示せぬ係数更新回路により生成された係数を用いてフィルタリングを行うことによって、主波よりも早く到来するマルチパス（以下、プリエコーという）成分を除去もしくは抑圧する。

可変係数FIRフィルタ７１は、プリエコー成分を除去もしくは抑圧したOFDM時間域信号であるプリエコー等化後信号を可変係数IIRフィルタ７２に出力する。プリエコー成分を完全に除去することは難しいことから、プリエコー成分を除去した信号だけでなく、プリエコー成分を抑圧した信号もプリエコー等化後信号とされる。

図７に示されるように、可変係数IIRフィルタ７２は、可変係数FIRフィルタ８１と減算回路８２から構成される。可変係数FIRフィルタ７１から供給されたプリエコー等化後信号は減算回路８２に入力される。

可変係数FIRフィルタ８１は、減算回路８２から出力された信号に対して、図示せぬ係数更新回路により生成された係数を用いてフィルタリングを施し、フィルタリングを施すことによって得られた信号を減算回路８２に出力する。

減算回路８２は、プリエコー等化後信号から、可変係数FIRフィルタ８１から供給された信号を減算することによって、主波よりも遅く到来するマルチパス（以下、ポストエコーと呼ぶ）成分を除去し、ポストエコー成分を除去して得られた信号である等化時間域信号を出力する。減算回路８２から出力された等化時間域信号は、可変係数FIRフィルタ８１に入力されるとともに、FFT回路１６に入力される。

図５の適応等化フィルタ５１も、このような可変係数フィルタ６１の構成と同様の構成を有する。

図４のOFDM受信装置２、図５のOFDM受信装置３のように、マルチパス成分を時間域で除去する装置には可変係数FIRフィルタが設けられており、この可変係数FIRフィルタの係数を制御することによってマルチパス成分を除去するようになされている。

従って、係数が適切でないと、マルチパス成分を除去しきれないことに加えて、実際に存在するマルチパスの遅延時間の整数倍の時間を遅延時間として有するマルチパス成分を加えてしまうことになる。このことは、ドップラーなどによる変動に係数の更新が追従しきれない場合などにおいて特に顕著になる。

OFDM周波数域信号からSP信号を抽出し、SP信号に基づいて伝送路特性を推定することが行われているから、以上のようなアルゴリズムは、遅延プロファイルを適用したアルゴリズムとなる。

一方、遅延プロファイルを適用しない適応アルゴリズムとして、平均２乗誤差（MSE(Mean Square Error)）を最小にする最小平均２乗（LMS(Least Mean Square)）アルゴリズムが知られている。LMSアルゴリズムは、既知の参照信号を用いる方法であり、適応性能の良さ、計算量の少なさなどの特徴から、最も広く用いられている。

図８は、LMSアルゴリズムを適用した回路構成の例を示す図である。

図８の回路は、可変係数FIRフィルタ９１と係数算出回路９２から構成される。入力信号をｘ［ｋ］とすると、LMSアルゴリズムは、入力信号ｘ［ｋ］を可変係数FIRフィルタ９１においてフィルタリングすることで所望信号ｄ［ｋ］を再生することを目的としている。

可変係数FIRフィルタ９１は、入力信号ｘ［ｋ］に対して、係数算出回路９２により算出された係数を用いてフィルタリングを施し、フィルタリングを施すことによって得られた信号を出力信号ｙ［ｋ］として出力する。出力信号ｙ［ｋ］は、外部に出力されるとともに、係数算出回路９２に入力される。

係数算出回路９２は、LMSアルゴリズムを用いて係数を算出し、算出した係数を可変係数FIRフィルタ９１に出力する。係数算出回路９２には入力信号ｘ［ｋ］も入力される。

図８の例においては、係数算出回路９２は、減算回路１０１、乗算回路１０２、乗算回路１０３、積分回路１０４、およびシフトレジスタ１０５から構成される。

減算回路１０１は、可変係数FIRフィルタ９１の出力である出力信号ｙ［ｋ］から所望信号ｄ［ｋ］を減算し、誤差信号ｅ［ｋ］を生成する。所望信号ｄ［ｋ］は既知の信号であり、LMSアルゴリズムは、このように既知信号がある場合に適用可能なアルゴリズムである。

乗算回路１０２は複数の乗算器からなり、それぞれの乗算器において、誤差信号ｅ［ｋ］と、シフトレジスタ１０５のそれぞれの遅延素子において入力信号ｘ［ｋ］を遅延させた信号ｘ［ｋ−ｉ］を乗算する。乗算回路１０２は、それぞれの乗算器の乗算結果であるサンプル相関値を乗算回路１０３に出力する。

乗算回路１０３は複数の乗算器からなり、それぞれの乗算器において、乗算回路１０２により算出されたサンプル相関値にステップサイズμを乗算し、乗算結果を積分回路１０４に出力する。

積分回路１０４は複数の積分器からなり、それぞれの積分器において、乗算回路１０３の乗算結果を積分することによって係数を生成する。積分回路１０４においては、例えば、誤差信号ｅ［ｋ］と入力信号ｘ［ｋ］の相関を表すサンプル相関値を打ち消すような係数が生成される。積分回路１０４は、生成した係数を可変係数FIRフィルタ９１の各タップに設定する。

係数算出回路９２において行われる以上の処理を式で表すと以下のようになる。下式（１）のγｊ［ｋ］は可変係数FIRフィルタ９１の各タップに設定された係数を表す。

以上のようなLMSアルゴリズムのバリエーションとして、係数の発散を抑えること等を目的として、積分回路１０４で積分処理を行う際に、Leak成分を含んだ形でそれを行うようにするアルゴリズムであるLeaky-LMSアルゴリズムも知られている。Leaky-LMSアルゴリズムは、パラメータλを用いて下式（４）のように表される。

また、追従性能を良くすることを目的として、誤差信号に応じてステップサイズμを可変にするアルゴリズムであるVSS(Variable Step Size)-LMSアルゴリズムも知られている。ステップサイズμの更新アルゴリズムとしては、下式（５）、（６）で表されるようなアルゴリズムが知られている。

以上のように、LMSアルゴリズムを用いた回路においては、誤差信号ｅ［ｋ］と入力信号ｘ［ｋ］のサンプル相関値が求められ、サンプル相関値を打ち消す方向に更新されるから、係数は、最終的に、誤差信号ｅ［ｋ］と入力信号ｘ［ｋ］が無相関となる値に収束することになる。

特開２００７−６０６７号公報

可変係数FIRフィルタの係数の精度が受信性能に大きな影響を与えることから、適応等化フィルタを用いて時間域でマルチパス成分を除去し、等化信号を生成する以上のアルゴリズムは、係数に誤差が生じると受信性能が劣化してしまうという特徴を有している。

また、伝送路の速い変動に対応するためには、伝送路の変動にできる限り速やかに係数も追従させることが好ましいが、一般的に、係数の追従性と安定性はトレードオフの関係にあり、係数の追従性を向上させようとすると安定性が低下してしまう。

ところで、図６のOFDM受信装置２に採用されているような、遅延プロファイルを推定し、遅延プロファイルを可変係数フィルタ６１の係数に適用するアルゴリズムは、受信性能が遅延プロファイルの推定精度に大きく依存しているといった問題を有している。

この問題を解決する方法としてLMSアルゴリズムが考えられるが、上述したように、LMSアルゴリズムは既知の信号がある場合にのみ適用可能なアルゴリズムである。

従って、DVB-TやISDB-Tといった地上デジタル放送規格においては、OFDM時間域信号に既知の信号が含まれていないため、LMSアルゴリズムをそのまま適用することが出来ない。

本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、例えば既知の信号が含まれていない場合においても、OFDM信号の復調に用いられる適応等化フィルタの係数を、時間域のOFDM信号から容易に生成することができるようにするものである。

本発明の一側面の受信装置は、OFDM信号を受信するOFDM信号受信手段と、可変の第１の係数が設定される所定の数のタップを有し、前記OFDM信号受信手段により受信された時間域のOFDM信号に適応フィルタを掛けることによってプリエコー成分を除去し、プリエコー等化後信号を生成する第１のフィルタ手段と、前記第１のフィルタ手段により生成された前記プリエコー等化後信号からポストエコー成分の信号を減算し、等化後信号を生成する減算手段と、可変の第２の係数が設定される所定の数のタップを有し、前記減算手段により生成された前記等化後信号に適応フィルタを掛けることによって、前記ポストエコー成分の信号を生成する第２のフィルタ手段と、前記OFDM信号受信手段により受信された時間域のOFDM信号と、前記第１のフィルタ手段により生成された前記プリエコー等化後信号に基づいて、前記第１と第２の係数を生成する係数生成手段と、前記減算手段により生成された前記等化後信号を対象としてFFT演算を行い、周波数域のOFDM信号を生成するFFT演算手段とを備える。前記係数生成手段には、主波のGIを含む区間の信号を前記第１のフィルタ手段により生成された前記プリエコー等化後信号から抽出する第１の抽出手段と、前記第１の抽出手段により抽出された信号に対して、前記第２の係数と同じ係数を用いて適応フィルタをかけることによって、ポストエコー成分のダミー信号を生成する第３のフィルタ手段と、前記プリエコー等化後信号から、前記第３のフィルタ手段により生成された前記ダミー信号を減算し、前記第２の係数の誤差を表す誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、主波のGIのコピー元を含む区間の信号を前記プリエコー等化後信号から抽出し、リファレンス信号として出力する第２の抽出手段と、前記誤差信号生成手段により生成された前記誤差信号と、前記第２の抽出手段により抽出された前記リファレンス信号の相関値に基づいて、前記第２の係数を更新するポストエコー用係数更新手段とを設けることができる。

前記係数生成手段には、主波のGIのコピー元を含む区間の信号を前記時間域のOFDM信号から抽出し、リファレンス信号として出力する第３の抽出手段と、前記第３の抽出手段により抽出された前記リファレンス信号と、前記プリエコー等化後信号のうちの、主波のGIを含む区間の信号との相関値に基づいて、前記第１の係数を更新するプリエコー用係数更新手段とをさらに設けることができる。

本発明の一側面の受信方法またはプログラムは、OFDM信号を受信し、可変の第１の係数が設定される所定の数のタップを有し、受信した時間域のOFDM信号に適応フィルタを掛けることによってプリエコー成分を除去し、プリエコー等化後信号を生成し、生成した前記プリエコー等化後信号からポストエコー成分の信号を減算し、等化後信号を生成し、可変の第２の係数が設定される所定の数のタップを有し、生成した前記等化後信号に適応フィルタを掛けることによって、前記ポストエコー成分の信号を生成し、受信した時間域のOFDM信号と前記プリエコー等化後信号に基づいて、前記第１と第２の係数を生成し、生成した前記等化後信号を対象としてFFT演算を行い、周波数域のOFDM信号を生成し、主波のGIを含む区間の信号を前記プリエコー等化後信号から抽出し、抽出した信号に対して、前記第２の係数と同じ係数を用いて適応フィルタをかけることによって、ポストエコー成分のダミー信号を生成し、前記プリエコー等化後信号から前記ダミー信号を減算し、前記第２の係数の誤差を表す誤差信号を生成し、主波のGIのコピー元を含む区間の信号を前記プリエコー等化後信号から抽出し、リファレンス信号として出力し、前記誤差信号と前記リファレンス信号の相関値に基づいて、前記第２の係数を更新するステップを含む。

本発明の一側面においては、OFDM信号が受信され、可変の第１の係数が設定される所定の数のタップを有し、受信された時間域のOFDM信号に適応フィルタを掛けることによってプリエコー成分が除去され、プリエコー等化後信号が生成される。また、生成された前記プリエコー等化後信号からポストエコー成分の信号が減算し、等化後信号が生成される。可変の第２の係数が設定される所定の数のタップを有し、生成した前記等化後信号に適応フィルタを掛けることによって、前記ポストエコー成分の信号が生成され、受信した時間域のOFDM信号と前記プリエコー等化後信号に基づいて、前記第１と第２の係数が生成され、生成された前記等化後信号を対象としてFFT演算が行われ、周波数域のOFDM信号が生成される。また、主波のGIを含む区間の信号が前記プリエコー等化後信号から抽出され、抽出された信号に対して、前記第２の係数と同じ係数を用いて適応フィルタをかけることによって、ポストエコー成分のダミー信号が生成され、前記プリエコー等化後信号から前記ダミー信号が減算され、前記第２の係数の誤差を表す誤差信号が生成され、主波のGIのコピー元を含む区間の信号が前記プリエコー等化後信号から抽出され、リファレンス信号として出力され、前記誤差信号と前記リファレンス信号の相関値に基づいて、前記第２の係数が更新される。

本発明の一側面によれば、OFDM信号の復調に用いられる適応等化フィルタの係数を、時間域のOFDM信号から容易に生成することができる。

図９は、本発明の一実施形態に係るOFDM受信装置の構成例を示す図である。

図９に示されるように、OFDM受信装置２０１は、受信アンテナ２１１、チューナ２１２、BPF２１３、A/D変換回路２１４、直交復調回路２１５、適応等化フィルタ２３１、FFT回路２１６、SP利用等化回路２１７、および誤り訂正回路２１８から構成される。

受信アンテナ２１１は、放送局から放送された放送波を受信し、RF信号をチューナ２１２に出力する。

チューナ２１２は、乗算回路２２１と局部発振器２２２からなり、受信アンテナ２１１において受信されたRF信号をIF信号に周波数変換し、IF信号をBPF２１３に出力する。

BPF２１３は、チューナ２１２から供給されたIF信号に対してフィルタリングを施し、フィルタリングを施すことによって得られた信号をA/D変換回路２１４に出力する。

A/D変換回路２１４は、BPF２１３から供給された信号に対してA/D変換を施し、デジタルのIF信号を直交復調回路２１５に出力する。

直交復調回路２１５は、所定の周波数（搬送波周波数）のキャリア信号を用いて直交復調を行うことによって、A/D変換回路２１４から供給されたIF信号からベースバンドのOFDM信号を取得する。直交復調回路２１５は、時間領域OFDM信号を適応等化フィルタ２３１に出力する。

適応等化フィルタ２３１は、可変係数FIRフィルタ２４１，２４２、減算回路２４３、およびフィルタ係数生成回路２４４から構成される。直交復調回路２１５から出力されたOFDM時間域信号は可変係数FIRフィルタ２４１とフィルタ係数生成回路２４４に入力される。

なお、OFDM受信装置２０１が想定するプロファイルが例えばポストエコーのみである場合、可変係数FIRフィルタ２４１が設けられないようにしてもよい。

可変係数FIRフィルタ２４１は、直交復調回路２１５から供給されたOFDM時間域信号に対して、フィルタ係数生成回路２４４により生成されたプリエコー等化用の係数であるプリ用係数を用いてフィルタリングを施し、OFDM時間域信号に含まれるプリエコー成分の除去もしくは抑圧を行う。可変係数FIRフィルタ２４１は、プリエコー等化後信号を減算回路２４３とフィルタ係数生成回路２４４に出力する。

可変係数FIRフィルタ２４２は、減算回路２４３から供給されたOFDM時間域信号に対して、フィルタ係数生成回路２４４により生成されたポストエコー等化用の係数であるポスト用係数を用いてフィルタリングを施す。可変係数FIRフィルタ２４２は、フィルタリングを施すことによって得られたポストエコー成分の信号を減算回路２４３に出力する。

減算回路２４３は、プリエコー等化後信号から、可変係数FIRフィルタ２４２から供給された信号を減算することによって、プリエコー等化後信号に含まれるポストエコー成分を除去し、ポストエコー成分を除去したOFDM時間域信号を出力する。減算回路２４３から出力された信号はFFT回路２１６に入力されると同時に、次の時刻のポストエコー成分の除去に用いられる信号を生成するために可変係数FIRフィルタ２４２にも入力される。

フィルタ係数生成回路２４４は、直交復調回路２１５から供給されたプリエコー除去前のOFDM時間域信号と、可変係数FIRフィルタ２４１から供給されたプリエコー等化後信号に基づいてプリ用係数とポスト用係数を生成する。フィルタ係数生成回路２４４は、生成したプリ用係数を可変係数FIRフィルタ２４１に出力し、ポスト用係数を可変係数FIRフィルタ２４２に出力する。フィルタ係数生成回路２４４の詳細については後述する。

FFT回路２１６は、シンボル同期信号に従って、１つのOFDMシンボルの信号からGIの範囲の信号を除くことによって有効シンボル長の範囲の信号を抜き出し、抜き出したOFDM時間域信号に対してFFT演算を行う。FFT回路２１６は、FFT演算を行うことによって得られたOFDM周波数域信号をSP利用等化回路２１７に出力する。

SP利用等化回路２１７は、SP信号を用いて全てのサブキャリアの伝送路特性を算出し、算出した伝送路特性に基づいて、OFDM周波数域信号の伝送路による歪みを補償する。SP利用等化回路２１７は、伝送路による歪みを補償して得られた信号を等化信号として誤り訂正回路２１８に出力する。

誤り訂正回路２１８は、送信側でインタリーブされている信号に対してデインタリーブ処理を施し、さらに、デンパンクチャ、ビタビ復号、拡散信号除去、RS復号などの処理を施す。誤り訂正回路２１８は、各種の処理を施すことによって得られたデータを復号データとして後段の回路に出力する。

図９の例においては、適応等化フィルタ２３１のみがFFT回路２１６の前段に設けられるものとしたが、適応等化フィルタを備え、マルチパス干渉を除去する除去回路が図５に示されるようにして設けられるようにしてもよい。

図１０は、図９の適応等化フィルタ２３１の構成例を示す図である。図９に示される構成と同じ構成には同じ符号を付してある。重複する説明については適宜省略する。

図１０に示されるように、適応等化フィルタ２３１のフィルタ係数生成回路２４４は、主波位置検出回路２５１、信号抽出回路２５２、可変係数FIRフィルタ２５３、減算回路２５４、遅延回路２５５、係数更新回路２５６、信号抽出回路２５７、遅延回路２５８、係数更新回路２５９、および信号抽出回路２６０から構成される。直交復調回路２１５から出力されたOFDM時間域信号は信号抽出回路２６０に入力され、可変係数FIRフィルタ２４１から出力されたプリエコー等化後信号は、主波位置検出回路２５１、信号抽出回路２５２、減算回路２５４、信号抽出回路２５７、および遅延回路２５８に入力される。

ここで、フィルタ係数生成回路２４４により行われる係数の生成について、適宜、図１１乃至図１４を参照して説明する。説明の便宜上、はじめに、ポスト用係数の生成について説明し、その後、プリ用係数の生成について説明する。

ポスト用係数の生成は、基本的に、主波位置検出回路２５１、信号抽出回路２５２、可変係数FIRフィルタ２５３、減算回路２５４、遅延回路２５５、係数更新回路２５６、および信号抽出回路２５７により行われる。

図７を参照して説明したように、ポストエコーを除去する処理はIIRフィルタを用いて行われることが多い。ところが、IIRフィルタのフィードバックの経路上に係数算出処理を行う構成を組み込む場合、局所最適点に陥る可能性があるため、そのことを考慮したケアが必要になる。

図１０の構成においては、可変係数FIRフィルタ２４２とは別に可変係数FIRフィルタ２５３を用いることで、可変係数FIRフィルタ２４１から減算回路２４３を介してFFT回路２１６に向かうラインをオンラインとすると、オフラインで係数の算出を行うようになされている。以下のような係数算出処理を行う構成は、可変係数FIRフィルタと減算回路で構成される可変係数IIRフィルタ中に組み込むことも可能である。

主波位置検出回路２５１は、可変係数FIRフィルタ２４１から供給されたプリエコー等化後信号から、主波のGIの開始位置などの、基準となる主波の所定の位置（時刻）を検出する。主波位置検出回路２５１の構成と位置の検出については図１７、図１８を参照して後述する。主波位置検出回路２５１は、検出した位置を表す信号を信号抽出回路２５２、信号抽出回路２５７、および信号抽出回路２６０に出力する。

信号抽出回路２５２は、主波位置検出回路２５１により検出された位置に従って、可変係数FIRフィルタ２４１から供給されたプリエコー等化後信号から、主波のGIを含む区間の信号を抽出する。信号抽出回路２５２は、抽出した主波のGIを含む区間の信号を可変係数FIRフィルタ２５３に出力する。

図１１は、各部において生成される信号の例を示す図である。

図１１の最上段に示される信号Ｓ₁は、２波環境において得られる初期状態（ポスト用係数の生成が行われていない状態）のプリエコー等化後信号である。プリエコー等化後信号Ｓ₁には、主波成分とポストエコー成分が含まれる。プリエコー等化後信号Ｓ₁の上側の帯は主波を表し、下側の帯はポストエコーを表す。

図１１において、主波を表す帯の幅よりポストエコーを表す帯の幅の方が狭いことは、ポストエコーの振幅が主波の振幅より小さいことを表す。図１１の横方向は時間方向を表す。この例においては、矢印Ａ₁から矢印Ａ₂の間隔に相当する時間だけ遅延が生じている。図１１において矢印で区間を示す１つのOFDMシンボルに注目すると、主波で伝送される注目するOFDMシンボルの開始位置は矢印Ａ₁の位置となり、ポストエコーで伝送される注目するOFDMシンボルの開始位置は矢印Ａ₂の位置となる。

図１１の上から２段目に示される信号Ｓ₂は、信号抽出回路２５２においてプリエコー等化後信号Ｓ₁から抽出される主波のGIを含む区間Ｗ₁の信号に、０が所定の数だけ加えられることによって得られた信号である。区間Ｗ₁の系列に０を加えることは例えば信号抽出回路２５２において行われる。この信号Ｓ₂が、信号抽出回路２５２から可変係数FIRフィルタ２５３に供給される。０を加えることによって、信号Ｓ₂は、時間軸上でGI長よりも長い信号になる。

図１０の説明に戻り、可変係数FIRフィルタ２５３は、信号抽出回路２５２から供給された信号に対してフィルタリングを施す。初期状態においては、係数更新回路２５６により生成された所定の係数がフィルタリングに用いられる。可変係数FIRフィルタ２５３は、フィルタリングを施すことによって得られた信号をマルチパスダミー信号として減算回路２５４に出力する。

図１１の上から３段目に示される信号Ｓ₃は、可変係数FIRフィルタ２５３により生成されたマルチパスダミー信号である。図１１に示されるように、マルチパスダミー信号Ｓ₃は、時間方向に位置を順次ずらした信号Ｓ₂に対して、それぞれの位置に対応するタップの係数を乗算することによって振幅と位相を変換し、振幅と位相を変換して得られた信号を足し合わせた信号として表される。

図１１の「タップ０出力」として示される信号は、可変係数FIRフィルタ２５３のタップ番号０のタップから出力された信号を表し、「タップ１出力」として示される信号は可変係数FIRフィルタ２５３のタップ番号１のタップから出力された信号を表す。図８に示される可変係数FIRフィルタ９１の構成と同様の構成を可変係数FIRフィルタ２５３も有する。１つの遅延素子と１つの乗算器のセットを１タップとすると、図８の左側のタップから順に、タップ番号０のタップ、タップ番号１のタップ１、タップ番号２のタップ、・・・となる。

このような形で表されるマルチパスダミー信号Ｓ₃が、可変係数FIRフィルタ２５３から減算回路２５４に供給される。

減算回路２５４は、プリエコー等化後信号からマルチパスダミー信号を減算し、誤差信号を生成する。減算回路２５４は、生成した誤差信号を遅延回路２５５に出力する。

図１１の上から４段目に示される信号Ｓ₄は、プリエコー等化後信号Ｓ₁のうちの１OFDMシンボルの範囲分の信号から、マルチパスダミー信号Ｓ₃を減算して得られた誤差信号を表す。誤差信号Ｓ₄は、主に、項ｄ０乃至ｄ２の３つの信号成分から構成される。

項０は、プリエコー等化後信号Ｓ₁からポストエコーのGIを除いた項である。

項ｄ１は、マルチパス（ポストエコー）がないタップの係数が非０である場合に発生する、主波のGIとポストエコー成分を含む項である。

ここで、マルチパスがあるタップとは、マルチパスの遅延時間に相当する時間だけFIRフィルタの遅延素子において遅延させた信号に対して係数の乗算を行うタップのことである。マルチパスがないタップは、FIRフィルタのタップのうち、マルチパスがあるタップ以外のタップとなる。

項ｄ２は、マルチパスがあるタップ係数と、実際のマルチパスの振幅と位相に応じた最適な係数に差があった場合に、その係数の差と、主波のGIを乗算して得られる項である。この項ｄ２が含まれるから、誤差信号Ｓ₄は、マルチパスがあるタップの係数と、実際のマルチパスの振幅と位相に応じた最適な係数の差を表す信号となる。

このような成分を含む誤差信号Ｓ₄が、減算回路２５４から遅延回路２５５に供給される。

遅延回路２５５は、減算回路２５４から供給された誤差信号を、主波のOFDMシンボルの開始位置から１サンプル分後の位置を基準として、有効シンボル長より１サンプル分少ない間隔に相当する時間だけ遅延させ、遅延させた誤差信号を係数更新回路２５６に出力する。遅延の基準となる位置と、１サンプル分に相当する時間は伝送路の特性などに応じて適宜設定される。

図１１の上から５段目に示される信号Ｓ₅は、遅延回路２５５において遅延させた誤差信号Ｓ₄を表す。項ｄ０については、太線で示す項ｄ１と同じ長さの範囲が抜き出されている。信号Ｓ₅の開始位置は、主波のGIのコピー元の区間の開始位置と一致する。

一方、可変係数FIRフィルタ２４１から出力されたプリエコー等化後信号が入力された信号抽出回路２５７は、主波位置検出回路２５１により検出された位置に従って、プリエコー等化後信号から、主波のGIのコピー元を含む区間の信号を抽出する。信号抽出回路２５７は、遅延回路２５５が信号を出力するのに合わせて、主波のGIのコピー元を含む区間の信号をリファレンス信号として係数更新回路２５６に出力する。

図１１の上から６段目に示される信号Ｓ₆は、信号抽出回路２５７により抽出されたリファレンス信号である。図１１の例においては、プリエコー等化後信号Ｓ₁から、主波のGIのコピー元を含む区間Ｗ₂の信号が抽出されている。

係数更新回路２５６は、遅延回路２５５から供給された誤差信号と、信号抽出回路２５７から供給されたリファレンス信号に基づいてポスト用係数を生成し、生成したポスト用係数を可変係数FIRフィルタ２４２と可変係数FIRフィルタ２５３に出力する。

図１２は、係数更新回路２５６の構成例を示す図である。

図１２に示されるように、係数更新回路２５６は、セレクタ２７１、シフトレジスタ２７２、乗算回路２７３、積分回路２７４、乗算回路２７５、および積分回路２７６から構成される。遅延回路２５５から出力された誤差信号は乗算回路２７３の各乗算器に入力され、信号抽出回路２５７から出力されたリファレンス信号はセレクタ２７１に入力される。

セレクタ２７１は、遅延信号と同じ長さになるように、リファレンス信号の後半などに０を所定の数だけ加える。セレクタ２７１は、０を加えたリファレンス信号をシフトレジスタ２７２に出力する。

シフトレジスタ２７２は複数の遅延素子からなり、それぞれの遅延素子において、セレクタ２７１から供給されたリファレンス信号を順次遅延させる。それぞれの遅延素子に格納されているデータが、対応するタップの係数の更新に使用される。

乗算回路２７３は複数の乗算器からなり、それぞれの乗算器において、誤差信号と、シフトレジスタ２７２のそれぞれの遅延素子で遅延させたリファレンス信号を乗算し、サンプル相関値を算出する。乗算回路２７３は、算出したサンプル相関値を積分回路２７４に出力する。

積分回路２７４は複数の積分器からなり、それぞれの積分器において、リファレンス信号の区間の分だけ、乗算回路２７３により算出されたサンプル相関値を積分する。積分回路２７４は、サンプル相関値の積分結果を乗算回路２７５に出力する。このように積分処理を行うことによって、サンプル相関値の精度を向上させることが可能になる。積分回路２７４による積分処理は、対象のOFDMシンボルが切り替わる毎にリセットされる。

乗算回路２７５は複数の乗算器からなり、それぞれの乗算器において、積分回路２７４により算出されたサンプル相関値の積分結果にステップサイズμを乗算し、乗算結果を係数更新値として積分回路２７６に出力する。

積分回路２７６は複数の積分器からなり、それぞれの積分器において、乗算回路２７５により算出された係数更新値を積分し、積分結果をポスト用係数として出力する。

例えば、乗算回路２７３の左端の乗算器、積分回路２７４の左端の積分器、乗算回路２７５の左端の乗算器、積分回路２７６の左端の積分器は可変係数FIRフィルタ２４２，２５３のタップ番号０のタップの係数を生成する構成となる。また、乗算回路２７３の左から２番目の乗算器、積分回路２７４の左から２番目の積分器、乗算回路２７５の左から２番目の乗算器、積分回路２７６の左から２番目の積分器は可変係数FIRフィルタ２４２，２５３のタップ番号１のタップの係数を生成する構成となる。乗算器、積分器は、タップの数に応じて設けられる。

以上のような構成を有する係数更新回路２５６により行われる係数の生成（更新）の原理について、図１３と図１４を参照して説明する。

係数の生成は、OFDM時間域信号の所定の区間を１サンプルとすると、GI内の区間のサンプルとGIのコピー元内の区間のサンプルだけは相関が大きいが、他のサンプル間の相関は極めて小さいというOFDM時間域信号の特徴を利用して行われる。GIとそのコピー元は同じ信号であるため、相関はこのようにして求められる。

図１３は、マルチパスがないタップの係数の生成に用いられる信号の例を示す図である。

タップ番号０のタップにマルチパスがなく、しかも、タップに設定されている係数が非０であった場合、誤差信号Ｓ₅とリファレンス信号Ｓ₆の間には、矢印Ａ₁₁の先に示されるように、誤差信号Ｓ₅の項ｄ１の成分に応じた相関が生じる。

誤差信号Ｓ₅の項ｄ１以外の項は、リファレンス信号Ｓ₆との相関が平均０となる雑音項と見ることができる。項ｄ１１は、雑音項とリファレンス信号Ｓ₆との相関を表す。

このようにして求められたサンプル相関値に対して乗算回路２７３、積分回路２７４、乗算回路２７５、積分回路２７６においてそれぞれ処理が施され、タップ番号０のタップの係数が生成される。

タップ番号０のタップにマルチパスはないので、LMSアルゴリズムと同様に、サンプル相関値を打ち消す方向に係数が更新されることになる。すなわち、タップ番号０のタップの係数は、常に、０に向かうように制御されることになる。

タップ番号０のタップに限らず、マルチパスがない全てのタップの係数が同様にして更新される。

図１４は、マルチパスがあるタップの係数の生成に用いられる信号の例を示す図である。

図１３との違いは、誤差信号Ｓ₅とリファレンス信号Ｓ₆の間に、図１４の矢印Ａ₂₁の先に示されるように、実際のマルチパスの振幅および位相に応じた係数と、設定されている係数の差に依存した項ｄ２の成分に応じた相関が生じる点である。

このようにして求められたサンプル相関値に対して乗算回路２７３、積分回路２７４、乗算回路２７５、積分回路２７６においてそれぞれ処理が施され、項ｄ２とリファレンス信号Ｓ₆の相関を打ち消す方向に係数が更新される。最終的には、実際のマルチパスの振幅と位相に応じた係数が生成されることになる。

以上のようにして逐次生成される係数を可変係数FIRフィルタ２４２と可変係数FIRフィルタ２５３の両方に供給し、更新させることによって、ポストエコーを除去する処理を行いつつ、係数の精度を徐々に上げるような動作が実現される。

次に、プリ用係数の生成について説明する。

プリ用係数の生成は、基本的に、主波位置検出回路２５１、遅延回路２５８、係数更新回路２５９、および信号抽出回路２６０により行われる。

プリ用係数もポスト用係数と同様の手順で生成される。ポスト用係数に関係する構成には係数生成用のフィルタである可変係数FIRフィルタ２５３とマルチパス除去用のフィルタである可変係数FIRフィルタ２４２の２つの可変係数FIRフィルタが設けられているのに対して、プリ用係数に関係する構成には可変係数FIRフィルタ２４１が設けられているだけであるため、その点で手順に違いがある。

可変係数FIRフィルタ２４１の出力信号は係数の生成に用いられるため、図１０の可変係数FIRフィルタ２４１は、係数生成用とマルチパス（プリエコー）除去用のFIRフィルタを共有しているとみなすことができる。ポスト用係数と同様に、係数生成用の可変係数FIRフィルタを別に用いて、オフラインでプリ用係数を生成するようにすることも可能である。

可変係数FIRフィルタ２４１は図７に示される可変係数FIRフィルタ７１の構成と同様の構成を有する。最終タップの係数は１であり、この最終タップから出力される信号に含まれるプリエコー成分を除去するような係数が生成される。

最終タップから出力される信号に含まれるプリエコー成分を除去もしくは抑圧するためには、最終タップの信号から順に各信号について、遅延時間と同じ時間分未来の信号の主波の振幅をマルチパスの振幅と同じ振幅にして合成する。すると、プリエコー成分を除去もしくは抑圧することができるかわりに、減衰された、実際のマルチパスの遅延時間の２倍の時間を遅延時間として有するマルチパス成分が生成されることになる。

従って、実際のマルチパスの遅延時間の２倍の時間だけ遅延素子において遅延させた信号を対象とする可変係数FIRフィルタ２４１のタップにおいて、この新しく生成されたマルチパス成分を除去しなければならない。

以上のことを踏まえて、可変係数FIRフィルタ２４１の出力について図１５を参照して説明する。

図１５の最上段に示される信号Ｓ₁₁は、プリエコー成分を含むOFDM時間域信号である。このOFDM時間域信号Ｓ₁₁が可変係数FIRフィルタ２４１に入力される。上段の帯がプリエコーを表し、下段の帯が主波を表す。

信号Ｓ₁₂は、マルチパスの遅延時間の２倍の時間だけ遅延素子において遅延させた信号を対象とするタップの出力を表し、信号Ｓ₁₃は、マルチパスがあるタップの出力を表す。

信号Ｓ₁₄は、可変係数FIRフィルタ２４１の最終タップの出力信号を表す。可変係数FIRフィルタ２４１の最終タップの係数は１であるから、その出力は、単に、OFDM時間域信号Ｓ₁₁を遅延させたものになる。図１５の矢印Ａ₃₁は、OFDM時間域信号Ｓ₁₁を可変係数FIRフィルタ２４１の全ての遅延素子において遅延させたことを表す。

信号Ｓ₁₅は、マルチパスがないタップの係数が非０である場合の出力を表す。

図１５の最下段に示される信号はプリエコー等化後信号Ｓ₁を表す。プリエコー等化後信号Ｓ₁は、最終タップの信号から順に各信号について、遅延時間と同じ時間分未来の信号の主波の振幅をマルチパスの振幅と同じ振幅にして合成したものである。図１５の矢印Ａ₃₂，Ａ₃₃は、主波とマルチパスの合成を表す。

プリエコー等化後信号Ｓ₁には、主波の成分、除去しきれずに残ってしまったマルチパス成分、除去しきれなかったマルチパス成分の遅延時間の２倍の時間を遅延時間として有するマルチパス成分、および、マルチパスがないタップの係数が非０である場合に発生する成分からなる。

このような成分を含むプリエコー等化後信号Ｓ₁が、プリ用係数の生成に用いる信号として主波位置検出回路２５１、遅延回路２５８、信号抽出回路２６０に入力される。信号抽出回路２６０には、直交復調回路２１５から出力されたOFDM時間域信号も入力される。

主波位置検出回路２５１においては、上述したように、主波の所定の位置が検出される。主波位置検出回路２５１により検出された位置を表す信号は信号抽出回路２６０に入力される。

遅延回路２５８は、プリエコー等化後信号のうちの、主波のGIを基準として定まる可変係数FIRフィルタ２４１のタップ数分のデータ（タップ数と同じ数のサンプルのデータ）の始点が、信号抽出回路２６０により抽出された主波のGIのコピー元を含む区間の信号の始点と同時になるように、可変係数FIRフィルタ２４１から供給されたプリエコー等化後信号を遅延させる。遅延回路２５８は、遅延させたプリエコー等化後信号を係数更新回路２５９に出力する。

係数更新回路２５９においては、遅延させたプリエコー等化後信号のうち、主波のGIの開始位置を基準として定まる可変係数FIRフィルタ２４１のタップ数分のデータの範囲が誤差信号として扱われる。主波のGIの開始位置はプリエコー等化後信号を用いて主波位置検出回路２５１により検出されるため、誤差信号とする範囲をプリエコー等化後信号から抜き出すためには、このような可変係数FIRフィルタ２４１の遅延時間分の調整が必要になる。

信号抽出回路２６０は、直交復調回路２１５から供給されたOFDM時間域信号から、主波位置検出回路２５１により検出された位置に従って、主波のGIのコピー元を含む区間の信号を抽出する。信号抽出回路２６０は、主波のGIのコピー元を含む区間の信号をリファレンス信号として係数更新回路２５９に出力する。

係数更新回路２５９は、図１２に示される係数更新回路２５６の構成と同様の構成を有する。係数更新回路２５９は、遅延させたプリエコー等化後信号のうちの、主波のGIの開始位置を基準として定まる可変係数FIRフィルタ２４１のタップ数分のデータの範囲の誤差信号と、信号抽出回路２６０から供給されたリファレンス信号のサンプル相関値を算出し、プリ用係数を生成する。誤差信号の範囲をプリエコー等化後信号から切り出す際、必要に応じて、主波位置検出回路２５１により検出された位置が参照されるようにしてもよい。

具体的には、係数更新回路２５９は、マルチパスがあるタップ、および、その定数倍の遅延に相当するタップについては、マルチパス成分をキャンセルするような係数を生成する。また、係数更新回路２５９は、それ以外のタップについては、０であるべき係数が実際に非０である場合に相関が生じるので、それを打ち消す方向に係数を更新し、係数を０に収束させる。

係数更新回路２５９は、生成したプリ用係数を可変係数FIRフィルタ２４１に出力する。

図１６は、プリ用係数の生成に用いられる信号の例を示す図である。

図１６の最上段に示される信号はOFDM時間域信号である。信号抽出回路２６０においては、このOFDM時間域信号から主波のGIのコピー元を含む区間の信号が抽出される。図１６の例においては、区間Ｗ₃で示される範囲が抽出されており、この区間Ｗ₃の信号が、リファレンス信号として係数更新回路２５９に入力される。図１６の最下段に示される信号Ｓ₈はリファレンス信号である。

図１６の上から２段目に示される信号はプリエコー等化後信号Ｓ₁である。遅延回路２５８においては、このプリエコー等化後信号Ｓ₁を遅延させることが行われ、遅延させたプリエコー等化後信号Ｓ₁のうちの、可変係数FIRフィルタ２４１のタップ数分のデータが誤差信号として係数更新回路２５９において扱われる。

図１６の上から３段目に示される信号Ｓ₇は誤差信号である。この例においては、主波のGIの終了位置から１サンプル分だけ時間的に前の位置を基準として、その基準の位置より前にある可変係数FIRフィルタ２４１のタップ数分のデータの範囲が誤差信号とされている。

プリ用係数の生成は以上のようにして行われる。

図１７は、主波位置検出回路２５１の構成例を示す図である。主波のGIの開始位置の検出について、適宜、図１８を参照して説明する。

図１７に示されるように、主波位置検出回路２５１は、有効シンボル長遅延回路２９１、複素共役演算回路２９２、乗算回路２９３、GI長移動平均計算回路２９４、絶対値算出回路２９５、および最大位置探索回路２９６から構成される。可変係数FIRフィルタ２４１から出力されたプリエコー等化後信号は有効シンボル長遅延回路２９１と乗算回路２９３に入力される。

有効シンボル長遅延回路２９１は、可変係数FIRフィルタ２４１から供給されたプリエコー等化後信号を有効シンボル長だけ遅延させ、遅延させたプリエコー等化後信号を複素共役演算回路２９２に出力する。

図１８の最上段に示される信号Ｓ₂₁は、有効シンボル長遅延回路２９１に入力される、主波の成分とポストエコー成分を含むプリエコー等化後信号である。図１８は、２波環境における信号の例を示している。

図１８の上から２段目に示される信号Ｓ₂₂は、有効シンボル長だけ遅延させたプリエコー等化後信号を表す。

複素共役演算回路２９２は、有効シンボル長遅延回路２９１から供給されたプリエコー等化後信号を用いて共役複素数を算出し、算出した共役複素数を乗算回路２９３に出力する。

乗算回路２９３は、プリエコー等化後信号と、複素共役演算回路２９２により算出された共役複素数を乗算することによって、主波位置検出回路２５１の入力信号のサンプル毎の自己相関値を求める。乗算回路２９３は、サンプル毎の自己相関値をGI長移動平均計算回路２９４に出力する。

GI長移動平均計算回路２９４は、サンプル毎の自己相関値のGI長の移動平均を計算する。GI長移動平均計算回路２９４には、GI長の窓が設定されている。

図１８の上から３段目に示される信号Ｓ₂₃は、GI長移動平均計算回路２９４により計算された、サンプル毎の自己相関値のGI長の移動平均を示す。このように、サンプル毎の自己相関値のGI長の移動平均は、三角波を合成した信号として求められる。

GI長移動平均計算回路２９４は、計算した移動平均を絶対値算出回路２９５に出力する。

絶対値算出回路２９５は、GI長移動平均計算回路２９４から供給された移動平均の絶対値を算出する。絶対値算出回路２９５は、算出した絶対値を最大位置探索回路２９６に出力する。

最大位置探索回路２９６は、絶対値算出回路２９５により算出された移動平均の絶対値に基づいて、自己相関値が最大となる点を検出する。検出された位置は、主波のGIの開始位置（OFDMシンボルの境界位置）を表す。最大位置探索回路２９６は、検出した位置を表す信号を各回路に出力する。

最大位置探索回路２９６から出力された信号により表される位置は、ポスト用係数、プリ用係数の生成に用いられる。

ここで、以上のような構成を有するOFDM受信装置２０１の処理について説明する。

はじめに、図１９のフローチャートを参照して、OFDM受信装置２０１のOFDM復調処理について説明する。各ステップの処理は、適宜、他の処理と並行して、または他の処理と前後して行われる。図２０乃至図２２の各ステップの処理も同様である。

ステップＳ１において、チューナ２１２は、受信アンテナ２１１において受信されたRF信号をIF信号に周波数変換し、IF信号をBPF２１３に出力する。

ステップＳ２において、BPF２１３は、IF信号に対してフィルタリングを施し、フィルタリングを施すことによって得られた信号をA/D変換回路２１４に出力する。

ステップＳ３において、A/D変換回路２１４は、BPF２１３から供給された信号に対してA/D変換を施し、デジタルのIF信号を直交復調回路２１５に出力する。

ステップＳ４において、直交復調回路２１５は、直交復調を行うことによってOFDM時間域信号を生成し、生成したOFDM時間域信号を適応等化フィルタ２３１に出力する。

ステップＳ５において、適応等化フィルタ２３１は時間域等化処理を行う。時間域等化処理によって得られたOFDM時間域信号は適応等化フィルタ２３１からFFT回路２１６に出力される。時間域等化処理については図２０のフローチャートを参照して後述する。

ステップＳ６において、FFT回路２１６は、適応等化フィルタ２３１から供給されたOFDM時間域信号に対してFFT演算を行い、OFDM周波数域信号をSP利用等化回路２１７に出力する。

ステップＳ７において、SP利用等化回路２１７は、SP信号を用いて全てのサブキャリアの伝送路特性を算出し、OFDM周波数域信号に含まれる、伝送路による歪みを補償する。SP利用等化回路２１７は、伝送路による歪みを補償して得られた等化信号を誤り訂正回路２１８に出力する。

ステップＳ８において、誤り訂正回路２１８は、SP利用等化回路２１７から供給された等化信号に対してデインタリーブ処理などの各種の処理を施し、復号データを後段の回路に出力する。以上の処理が、OFDM受信装置２０１においてOFDM信号の受信が行われている間、繰り返される。

次に、図２０のフローチャートを参照して、図１９のステップＳ５において行われる時間域等化処理について説明する。

ステップＳ１１において、主波位置検出回路２５１は、可変係数FIRフィルタ２４１から供給されたプリエコー等化後信号から主波の所定の位置を検出し、検出した位置を表す信号を信号抽出回路２５２、信号抽出回路２５７、および信号抽出回路２６０に出力する。

ステップＳ１２においてプリエコー除去処理が行われる。プリエコー除去処理については図２１のフローチャートを参照して後述する。

ステップＳ１３においてポストエコー除去処理が行われる。ポストエコー除去処理については図２２のフローチャートを参照して後述する。ポストエコー除去処理が終了した後、図１９のステップＳ５に戻り、それ以降の処理が行われる。

次に、図２１のフローチャートを参照して、図２０のステップＳ１２において行われるプリエコー除去処理について説明する。

ステップＳ２１において、フィルタ係数生成回路２４４の遅延回路２５８は、可変係数FIRフィルタ２４１から供給されたプリエコー等化後信号を遅延させ、遅延させたプリエコー等化後信号を係数更新回路２５９に出力する。遅延回路２５８から出力されたプリエコー等化後信号のうち、主波のGIの開始位置を基準として定まる所定の範囲の信号が誤差信号として係数更新回路２５９において扱われる。

ステップＳ２２において、信号抽出回路２６０は、直交復調回路２１５から供給されたOFDM時間域信号から、主波のGIのコピー元を含む区間の信号を抽出し、抽出した主波のGIのコピー元を含む区間の信号をリファレンス信号として係数更新回路２５９に出力する。

ステップＳ２３において、係数更新回路２５９は、誤差信号とリファレンス信号のサンプル相関値を算出し、サンプル相関値を打ち消す方向に更新するようにプリ用係数を生成する。係数更新回路２５９は、プリ用係数を可変係数FIRフィルタ２４１に出力する。

ステップＳ２４において、可変係数FIRフィルタ２４１は、係数更新回路２５９により生成されたプリ用係数を用いて、OFDM時間域信号に対してフィルタリングを施し、OFDM時間域信号に含まれるプリエコー成分の除去もしくは抑圧を行う。可変係数FIRフィルタ２４１は、プリエコー成分を除去もしくは抑圧したOFDM時間域信号を出力する。その後、図２０のステップＳ１２に戻り、それ以降の処理が行われる。

次に、図２２のフローチャートを参照して、図２０のステップＳ１３において行われるポストエコー除去処理について説明する。

ステップＳ３１において、フィルタ係数生成回路２４４の信号抽出回路２５２は、主波位置検出回路２５１により検出された位置に従って、プリエコー等化後信号から主波のGIを含む区間の信号を抽出する。信号抽出回路２５２は、抽出した主波のGIを含む区間の信号を可変係数FIRフィルタ２５３に出力する。

ステップＳ３２において、可変係数FIRフィルタ２５３は、信号抽出回路２５２から供給された信号に対してフィルタリングを施し、マルチパスダミー信号を生成する。可変係数FIRフィルタ２５３は、マルチパスダミー信号を減算回路２５４に出力する。

ステップＳ３３において、減算回路２５４は、プリエコー等化後信号からマルチパスダミー信号を減算し、誤差信号を生成する。減算回路２５４は、生成した誤差信号を遅延回路２５５に出力する。

ステップＳ３４において、遅延回路２５５は誤差信号を遅延させ、遅延させた誤差信号を係数更新回路２５６に出力する。

ステップＳ３５において、信号抽出回路２５７は、主波位置検出回路２５１により検出された位置に従って、プリエコー等化後信号から、主波のGIのコピー元を含む区間の信号を抽出する。信号抽出回路２５７は、主波のGIのコピー元を含む区間の信号をリファレンス信号として係数更新回路２５６に出力する。

ステップＳ３６において、係数更新回路２５６は、誤差信号とリファレンス信号に基づいてポスト用係数を生成し、生成したポスト用係数を可変係数FIRフィルタ２４２と可変係数FIRフィルタ２５３に出力する。

ステップＳ３７において、可変係数FIRフィルタ２４２は、減算回路２４３から供給されたOFDM時間域信号に対して、ポスト用係数を用いてフィルタリングを施し、フィルタリングを施すことによって得られた信号を減算回路２４３に出力する。

ステップＳ３８において、減算回路２４３は、プリエコー等化後信号から、可変係数FIRフィルタ２４２から供給された信号を減算することによってポストエコー成分を除去する。減算回路２４３は、ポストエコー成分を除去したOFDM時間域信号を出力する。その後、図２０のステップＳ１３に戻り、それ以降の処理が行われる。

以上の処理により、遅延プロファイルを推定することなく、また、LMSアルゴリズムでは必要になっている既知信号を用いることなく、精度の高い適応等化フィルタの係数を容易に生成することができる。

また、この係数を適応等化フィルタに適用することによって、時間域のOFDM信号を対象としたマルチパス成分の除去を安定して、かつ、精度よく達成することができ、受信性能を向上させることが可能になる。

なお、上述した構成に限られるものではなく、回路の構成は適宜変更可能である。ここで、構成のバリエーションの例をいくつか説明する。

主波のGIの開始位置の検出のバリエーションについて説明する。

上述した例においてはプリエコー等化後信号を用いて主波のGIの開始位置を検出するものとしたが、位置を検出するのに用いる信号はプリエコー等化後信号に限られない。

すなわち、各回路での遅延時間を考慮した時間調整さえ行えば、図１７の構成を有する主波位置検出回路２５１において、どのようなOFDM時間域信号からでも主波のGIの開始位置を検出することが可能である。

また、OFDM時間域信号ではなく、OFDM周波数域信号を用いて位置を検出することも可能である。

この場合、例えば、図６、図７を参照して説明したように、OFDM周波数域信号から抽出されたSP信号の変調成分を除去することによって周波数域の伝送路特性が推定される。また、推定された伝送路特性に対してIFFT演算を施すことによって時間域の伝送路のインパルス応答が算出され、インパルス応答が最大となる位置が探索されることによって主波のGIの開始位置の検出が行われる。

OFDM周波数域信号を用いて主波のGIの開始位置を検出し、プリ用係数、ポスト用係数を生成するOFDM受信装置２０２の構成を図２３に示す。図２３の例においては、FFT回路２１６によりFFT演算が行われることによって得られたOFDM周波数域信号が適応等化フィルタ２３１のフィルタ係数生成回路２４４に入力されるようになされている。

プリ用係数やポスト用係数の更新のためにリファレンス信号として用いられるGIのコピー元を含む区間の信号の抽出のバリエーションについて説明する。

以上においては、プリ用係数の更新に際してはプリエコーの除去が行われる前のOFDM時間域信号からGIのコピー元を含む区間の信号が抽出されるものとし、ポスト用係数の更新に際してはプリエコー等化後信号からGIのコピー元を含む区間の信号が抽出されるものとしたが、誤差信号に含まれるGI成分とのサンプル相関値を算出することが目的であるため、GIのコピー元が含まれている信号であれば、どの時点の信号からGIのコピー元を含む区間の信号が抽出されるようにしてもよい。

ポスト用係数の更新のために用いるマルチパスダミー信号の生成のバリエーションについて説明する。

以上においては、可変係数FIRフィルタ２５３の入力信号として、信号抽出回路２５２において抽出した主波のGIを含む区間の信号に０を加えた信号を用いるものとしたが、必ずしも０を加える必要はなく、プリエコー等化後信号をそのまま用いることも可能である。この際、係数更新回路２５６で求められるサンプル相関値に含まれる雑音項が大きくなるため、サンプル相関値に乗算するステップサイズμを小さくするなどの、雑音に対するケアが必要になる。

また、以上のような係数の生成は、例えば、IIR型の等化フィルタのループの中に係数更新部を組み込んだような、別の構成を有する適応等化フィルタにも適用可能である。

図２４は、適応等化フィルタ２３１の他の構成例を示す図である。

図２４の適応等化フィルタ２３１に設けられるフィルタ係数生成回路２４４の構成は、図１０の構成と較べて遅延回路の位置が異なる。すなわち、図１０の例においては、誤差信号を遅延させる位置に遅延回路２５５、遅延回路２５８が設けられているのに対して、図２４の例においては、リファレンス信号を遅延させる位置に遅延回路３０７、遅延回路３０９が設けられている。

図１０の例においては、主波のGIを含む区間の信号を利用して誤差信号を生成するとともに、主波のGIのコピー元を含む区間の信号をリファレンス信号としてサンプル相関を求め、係数の生成を行うものとしたが、図２４の例においては、サンプル相関値を求めるのに用いられる信号の役割を入れ替えることによって同様の処理が実現される。

主波位置検出回路３０１は、可変係数FIRフィルタ２４１から供給されたプリエコー等化後信号から主波の所定の位置を検出し、検出した位置を表す信号を信号抽出回路３０２、信号抽出回路３０６、および信号抽出回路３０８に出力する。

信号抽出回路３０２は、主波位置検出回路３０１により検出された位置に従って、可変係数FIRフィルタ２４１から供給されたプリエコー等化後信号から、主波のGIのコピー元を含む区間の信号を抽出する。信号抽出回路３０２は、抽出した主波のGIのコピー元を含む区間の信号を可変係数FIRフィルタ３０３に出力する。

可変係数FIRフィルタ３０３は、信号抽出回路３０２から供給された信号に対して、係数更新回路３０５により設定されたポスト用係数を用いてフィルタリングを施す。可変係数FIRフィルタ３０３は、フィルタリングを施すことによって得られたマルチパスダミー信号を減算回路３０４に出力する。

減算回路３０４は、プリエコー等化後信号からマルチパスダミー信号を減算し、誤差信号を生成する。減算回路２５４は、生成した誤差信号を係数更新回路３０５に出力する。

係数更新回路３０５は、減算回路３０４から供給された誤差信号と、遅延回路３０７から供給された、遅延させたリファレンス信号に基づいてポスト用係数を生成し、生成したポスト用係数を可変係数FIRフィルタ２４２と可変係数FIRフィルタ３０３に出力する。係数更新回路３０５は、図１２に示される係数更新回路２５６の構成と同様の構成を有する。

信号抽出回路３０６は、主波位置検出回路３０１により検出された位置に従って、プリエコー等化後信号から、主波のGIを含む区間の信号を抽出する。信号抽出回路３０６は、抽出した主波のGIを含む区間の信号をリファレンス信号として遅延回路３０７に出力する。

遅延回路３０７は、信号抽出回路３０６から供給されたリファレンス信号を、主波のOFDMシンボルの開始位置から１サンプル分後の位置を基準として、有効シンボル長より１サンプル分少ない間隔に相当する時間だけ遅延させ、遅延させたリファレンス信号を係数更新回路３０５に出力する。

信号抽出回路３０８は、直交復調回路２１５から供給されたOFDM時間域信号から、主波位置検出回路３０１により検出された位置に従って、主波のGIを含む区間の信号を抽出する。信号抽出回路３０８は、抽出した主波のGIを含む区間の信号をリファレンス信号として遅延回路３０９に出力する。

遅延回路３０９は、信号抽出回路３０８から供給されたリファレンス信号を遅延させ、遅延させたリファレンス信号を係数更新回路３１０に出力する。

係数更新回路３１０は、可変係数FIRフィルタ２４１から供給されたプリエコー等化後信号のうち、GIのコピー元を含む所定の区間の信号を誤差信号とみなし、その誤差信号と、遅延回路３０９から供給されたリファレンス信号に基づいてプリ用係数を生成する。係数更新回路３１０は、生成したプリ用係数を可変係数FIRフィルタ２４１に出力する。

以上のような構成を有する適応等化フィルタ２３１も、上述したようなバリエーションを有する形で実現することが可能である。

図２５は、適応等化フィルタ２３１のさらに他の構成例を示す図である。

通常、OFDM信号の復調を適応等化フィルタを用いて実現しようとすると、そのタップ数は非常に大きくなる。GIを超えるような遅延時間を有するマルチパスまで対応しようとするとタップ数はなおさら大きくなる。

図１０などに示される適応等化フィルタ２３１の可変係数FIRフィルタにおいては、マルチパスのないタップの係数は０になることから、場合によっては、大量にあるタップのほとんどの出力０となり、いわば無駄になることがある。図２５の適応等化フィルタ２３１においては、このようなタップの無駄をなくすことができる。

なお、図２５に示される構成は、ポストエコー１波を１つの可変係数FIRフィルタで除去し、プリエコー１波を２つの可変係数FIRフィルタで除去もしくは抑圧させることを想定した構成である。想定するマルチパスの数に応じて、必要な回路は増えることになる。

図２５の適応等化フィルタ２３１は、プリエコーの除去を行う構成と、ポストエコーの除去を行う構成と、係数の生成を行う構成の３つの構成からなる。

プリエコーの除去を行う構成は、可変長遅延回路３２１，３２２、可変係数FIRフィルタ３２３，３２４、加算回路３２５，３２６よりなる。

ポストエコーの除去を行う構成は、減算回路３２７、可変長遅延回路３２８、および可変係数FIRフィルタ３２９よりなる。

係数の生成を行う構成は、遅延プロファイル推定回路３３０、プリエコー位置検出回路３３１、ポストエコー位置検出回路３３２、主波位置検出回路３３３、信号抽出回路３３４，３３５，３３６、可変長遅延回路３３７，３３８、係数更新回路３３９，３４０、信号抽出回路３４１，３４２，３４３、可変係数FIRフィルタ３４４、可変長遅延回路３４５、減算回路３４６、可変長遅延回路３４７、および係数更新回路３４８よりなる。

係数の生成を行う構成のうち、遅延プロファイル推定回路３３０は、直交復調回路２１５から供給されたOFDM時間域信号を用いて遅延プロファイルを推定する。OFDM時間域信号を用いたプロファイル推定方法としては、例えば、GIを利用した整合フィルタが知られている。遅延プロファイル推定回路３３０は、推定した遅延プロファイルをプリエコー位置検出回路３３１とポストエコー位置検出回路３３２に出力する。

プリエコー位置検出回路３３１は、遅延プロファイル推定回路３３０により推定された遅延プロファイルからプリエコーを検出し、GIの開始位置などのプリエコーの基準となる所定の位置と、プリエコーの遅延時間を算出する。

プリエコー位置検出回路３３１は、プリエコーの位置を信号抽出回路３３５と信号抽出回路３３６に出力する。また、プリエコー位置検出回路３３１は、プリエコーの遅延時間を可変長遅延回路３３７と可変長遅延回路３３８に出力するとともに、可変長遅延回路３２１と可変長遅延回路３２２に出力する。

ポストエコー位置検出回路３３２は、遅延プロファイル推定回路３３０により推定された遅延プロファイルからポストエコーを検出し、GIの開始位置などのポストエコーの基準となる所定の位置と、ポストエコーの遅延時間を算出する。

ポストエコー位置検出回路３３２は、ポストエコーの位置を信号抽出回路３４２に出力する。また、ポストエコー位置検出回路３３２は、ポストエコーの遅延時間を可変長遅延回路３４５、可変長遅延回路３４７、および可変長遅延回路３２８に出力する。

このように、図２５の適応等化フィルタ２３１においては、遅延プロファイルが推定され、プリエコーとポストエコーについて、それぞれその位置と遅延時間が算出される。

主波位置検出回路３３３は、加算回路３２６から供給されたプリエコー等化後信号から主波の所定の位置を検出する。主波位置検出回路３３３は、例えば、図１７の構成と同様の構成を有する。主波位置検出回路３３３は、検出した位置を表す信号を信号抽出回路３３４、信号抽出回路３４１、および信号抽出回路３４３に出力する。

図２６を適宜参照して、ポスト用係数の生成に関する構成について説明する。

信号抽出回路３４１は、主波位置検出回路３３３により検出された位置に従って、加算回路３２６から供給されたプリエコー等化後信号から、主波のGIのコピー元を含む区間の信号を抽出する。信号抽出回路３４１は、抽出した主波のGIのコピー元を含む区間の信号をリファレンス信号として係数更新回路３４８に出力する。

図２６の最下段に示される信号Ｓ₃₁は、信号抽出回路３４１から出力されるリファレンス信号である。

信号抽出回路３４２は、ポストエコー位置検出回路３３２により検出されたポストエコーの位置に従って、加算回路３２６から供給されたプリエコー等化後信号から、ポストエコーのGIを含む区間の信号を抽出する。信号抽出回路３４２は、抽出したポストエコーのGIを含む区間の信号を減算回路３４６に出力する。

図２６の上から５段目に示される信号Ｓ₃₂は、信号抽出回路３４２から出力されるポストエコーのGIを含む区間の信号である。

信号抽出回路３４３は、加算回路３２６から供給されたプリエコー等化後信号から、主波のGIを含む区間の信号を抽出し、抽出した主波のGIを含む区間の信号を可変係数FIRフィルタ３４４に出力する。

図２６の上から２段目に示される信号Ｓ₃₃は、信号抽出回路３４３から出力される主波のGIを含む区間の信号である。

可変係数FIRフィルタ３４４は、係数更新回路３４８により設定されたポスト用係数を用いて、信号抽出回路３４３から供給された信号に対してフィルタリングを施す。

図１０の可変係数FIRフィルタ２５３が、想定する最大の遅延時間に応じた数のタップを有しているのに対して、可変係数FIRフィルタ３４４は、それよりも十分に少ない数のタップしか有していない。例えば、図１０の可変係数FIRフィルタ２５３が数千個のタップを有しているのに対して、可変係数FIRフィルタ３４４のタップの数は、数個から数十個となる。

可変係数FIRフィルタ３４４は、フィルタリングを施すことによって得られたマルチパスダミー信号を可変長遅延回路３４５に出力する。

図２６の上から３段目に示される信号Ｓ₃₄は、可変係数FIRフィルタ３４４から出力されるマルチパスダミー信号である。図２６の例においては、可変係数FIRフィルタ３４４のタップの数は１とされている。

可変長遅延回路３４５は、ポストエコーのGIを含む区間の信号が信号抽出回路３４２から減算回路３４６に出力されるまで、可変係数FIRフィルタ３４４から供給されたマルチパスダミー信号を、ポストエコー位置検出回路３３２により算出された遅延時間に従って遅延させる。可変長遅延回路３４５は、遅延させたマルチパスダミー信号を減算回路３４６に出力する。

図２６の上から４段目に示される信号Ｓ₃₅は、可変長遅延回路３４５から出力される、遅延させたマルチパスダミー信号である。

減算回路３４６は、信号抽出回路３４２から供給された信号から、可変長遅延回路３４５から供給されたマルチパスダミー信号を減算し、誤差信号を生成する。減算回路３４６は、生成した誤差信号を可変長遅延回路３４７に出力する。

図２６の上から６段目に示される信号Ｓ₃₆は、減算回路３４６から出力される誤差信号である。

可変長遅延回路３４７は、ポストエコー位置検出回路３３２により算出された遅延時間に従って、リファレンス信号の始点と誤差信号の始点が同時になるように、減算回路３４６から供給された誤差信号を遅延させる。可変長遅延回路３４７は、遅延させた誤差信号を係数更新回路３４８に出力する。

図２６の上から７段目に示される信号Ｓ₃₇は、可変長遅延回路３４７から出力される誤差信号である。

係数更新回路３４８は、セレクタ２７１を有していない点を除いて、図１２に示される係数更新回路２５６の構成と同様の構成を有する。すなわち、図２５の構成においては、可変係数FIRフィルタ３４４での遅延時間がGI長よりも十分短いので、図１２のセレクタ２７１は不要になる。

係数更新回路３４８は、信号抽出回路３４１から供給されたリファレンス信号と、可変長遅延回路３４７から供給された誤差信号を用いてポスト用係数を生成し、生成したポスト用係数を可変係数FIRフィルタ３２９と可変係数FIRフィルタ３４４に出力する。

ポストエコーの除去に関する構成について説明する。

減算回路３２７は、加算回路３２６から供給されたプリエコー等化後信号から、可変係数FIRフィルタ３２９から供給されたポストエコー除去用の信号を減算することによって、プリエコー等化後信号に含まれるポストエコー成分を除去する。減算回路３２７は、ポストエコー成分を除去して得られた信号を適応等化フィルタ２３１の外部に出力するとともに、可変長遅延回路３２８に出力する。

可変長遅延回路３２８は、減算回路３２７から供給された信号を、ポストエコー位置検出回路３３２により算出された遅延時間だけ遅延させ、遅延させた信号を可変係数FIRフィルタ３２９に出力する。

可変係数FIRフィルタ３２９は、係数更新回路３４８により生成されたポスト用係数を用いて、可変長遅延回路３２８から供給された信号に対してフィルタリングを施す。可変係数FIRフィルタ３２９は、フィルタリングを施すことによって得られたポストエコー除去用の信号を減算回路３２７に出力する。

このように、遅延プロファイルを推定し、それによりポストエコーの位置を検出し、検出したポストエコーの位置のみにフォーカスして処理を行うことによって、可変係数FIRフィルタのタップ数を減らすことができ、同時に、係数更新回路の規模を小さくすることができる。

次に、図２７を適宜参照して、プリエコーに関する構成について説明する。

信号抽出回路３３４は、図１０の信号抽出回路２６０と同様に、主波位置検出回路３３３により検出された位置に従って、プリエコー成分を除去する前のOFDM時間域信号から、主波のGIのコピー元を含む区間の信号を抽出する。信号抽出回路３３４は、主波のGIのコピー元を含む区間の信号をリファレンス信号として係数更新回路３３９と係数更新回路３４０に出力する。

図２７の最下段に示される信号Ｓ₄₁は、信号抽出回路３３４から出力されるリファレンス信号である。

信号抽出回路３３５は、プリエコー位置検出回路３３１により検出された位置に従って、加算回路３２６から供給されたプリエコー等化後信号から、プリエコーのGIを含む区間の信号を抽出する。信号抽出回路３３５は、抽出したプリエコーのGIを含む区間の信号を誤差信号として可変長遅延回路３３７に出力する。

図２７の上から３段目に示される信号Ｓ₄₂は、信号抽出回路３３５から出力される誤差信号である。

信号抽出回路３３６は、プリエコー位置検出回路３３１により検出された位置に従って、加算回路３２６から供給されたプリエコー等化後信号から、実際の遅延時間の２倍の時間を遅延時間として有するプリエコー成分のGIを含む区間の信号を抽出する。信号抽出回路３３６は、抽出したプリエコーのGIを含む区間の信号を誤差信号として可変長遅延回路３３８に出力する。

図２７の上から４段目に示される信号Ｓ₄₃は、信号抽出回路３３６から出力される誤差信号である。

可変長遅延回路３３７は、プリエコー位置検出回路３３１により算出された遅延時間に従って、信号抽出回路３３５から供給された誤差信号を、その始点が、信号抽出回路３３４から出力されたリファレンス信号の始点と同時になるように遅延させる。可変長遅延回路３３７は、遅延させた誤差信号を係数更新回路３３９に出力する。

図２７の上から５段目に示される信号Ｓ₄₄は、可変長遅延回路３３７から出力される誤差信号である。この誤差信号Ｓ₄₄が、リファレンス信号Ｓ₄₁とともに係数更新回路３３９に入力される。

可変長遅延回路３３８は、プリエコー位置検出回路３３１により算出された遅延時間に従って、信号抽出回路３３６から供給された誤差信号を、その始点が、信号抽出回路３３４から出力されたリファレンス信号の始点と同時になるように遅延させる。可変長遅延回路３３８は、遅延させた誤差信号を係数更新回路３４０に出力する。

図２７の上から６段目に示される信号Ｓ₄₅は、可変長遅延回路３３８から出力される誤差信号である。この誤差信号Ｓ₄₅が、リファレンス信号Ｓ₄₁とともに係数更新回路３４０に入力される。

係数更新回路３３９は、図１２に示される係数更新回路２５６の構成と同様の構成を有する。係数更新回路３３９は、信号抽出回路３３４から供給されたリファレンス信号と、可変長遅延回路３３７から供給された誤差信号に基づいてプリ用係数を生成する。係数更新回路３３９は、生成したプリ用係数を可変係数FIRフィルタ３２３に出力する。

係数更新回路３４０も、図１２に示される係数更新回路２５６の構成と同様の構成を有する。係数更新回路３４０は、信号抽出回路３３４から供給されたリファレンス信号と、可変長遅延回路３３８から供給された誤差信号に基づいてプリ用係数を生成する。係数更新回路３４０は、生成したプリ用係数を可変係数FIRフィルタ３２４に出力する。

このように、図１０の構成によってプリエコーを除去する場合には、想定する最大の遅延時間の定数倍の時間に応じた数のタップが必要になるのに対して、図２５の構成によってプリエコーを除去する場合には、ポストエコーの場合と同様に、タップ数を劇的に減らすことができる。

プリエコーの除去もしくは抑圧に関する構成について説明する。

可変長遅延回路３２１は、直交復調回路２１５から供給されたOFDM時間域信号を、プリエコー位置検出回路３３１により算出された遅延時間だけ遅延させ、遅延させたOFDM時間域信号を可変長遅延回路３２２と可変係数FIRフィルタ３２４に出力する。

可変長遅延回路３２２は、可変長遅延回路３２１から供給されたOFDM時間域信号を、プリエコー位置検出回路３３１により算出された遅延時間だけさらに遅延させ、遅延させたOFDM時間域信号を加算回路３２６に出力する。

可変係数FIRフィルタ３２３は、直交復調回路２１５から供給されたOFDM時間域信号に対して、係数更新回路３３９により生成されたプリ用係数を用いてフィルタリングを施す。可変長遅延回路３２２は、フィルタリングを施して得られた信号を加算回路３２５に出力する。

可変係数FIRフィルタ３２４は、可変長遅延回路３２１から供給されたOFDM時間域信号に対して、係数更新回路３４０により生成されたプリ用係数を用いてフィルタリングを施す。可変係数FIRフィルタ３２４は、フィルタリングを施して得られた信号を加算回路３２５に出力する。

加算回路３２５は、可変係数FIRフィルタ３２３から供給された信号と可変係数FIRフィルタ３２４から供給された信号を加算することによってプリエコーの一部を除去もしくは抑圧し、得られた信号を加算回路３２６に出力する。

加算回路３２６は、可変長遅延回路３２２から供給された信号と加算回路３２５から供給された信号を加算することによってプリエコーの残りの一部を除去もしくは抑圧し、得られた信号をプリエコー等化後信号として出力する。

以上のように、遅延プロファイルの推定を行ない、遅延プロファイルの推定値からマルチパス成分が存在する位置と遅延時間のみを検出し、対象とする位置にフォーカスした形で可変係数FIRフィルタを構成することによって、演算量と回路規模を小さくすることが可能になる。

上述したように、図２５に示される適応等化フィルタ２３１の構成は、プリエコー１波、ポストエコー１波の干渉を除去することを想定した構成である。環境によってはプリエコーとポストエコーのいずれか一方が２波以上、または、プリエコーとポストエコーがいずれも２波以上あることもあり、この場合、干渉の除去対象とするマルチパスを制限する必要がある。

すなわち、どのマルチパスの干渉を除去するのかを選択する必要がある。干渉除去を効率的に行うためには、干渉の大きいマルチパスを選択し、その成分を除去することが好ましい。

図２８は、適応等化フィルタ２３１の構成例を示す図である。

図２８の構成のうち、図２５の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。図２８に示される適応等化フィルタ２３１の構成は、プリエコー位置検出回路３３１とポストエコー位置検出回路３３２の出力側にパス選択回路３５１が設けられている点で、図２５の構成と異なる。重複する説明については適宜省略する。

図２８の適応等化フィルタ２３１においては、想定するマルチパスの数（プリエコー１波、ポストエコー１波）より多いマルチパスがある場合、干渉の除去対象とするマルチパスが選択され、選択されたマルチパスの干渉を除去するように係数が生成される。

係数の生成を行う構成について説明する。

遅延プロファイル推定回路３３０は、直交復調回路２１５から供給されたOFDM時間域信号を用いて遅延プロファイルを推定し、推定した遅延プロファイルをプリエコー位置検出回路３３１とポストエコー位置検出回路３３２に出力する。

プリエコー位置検出回路３３１は、遅延プロファイル推定回路３３０により推定された遅延プロファイルに基づいてプリエコーを検出し、GIの開始位置などのプリエコーの基準となる所定の位置と、プリエコーの遅延時間の他に、プリエコーの電力を算出する。プリエコー位置検出回路３３１は、プリエコーの位置と遅延時間と電力をパス選択回路３５１に出力する。

ポストエコー位置検出回路３３２は、遅延プロファイル推定回路３３０により推定された遅延プロファイルに基づいてポストエコーを検出し、GIの開始位置などのポストエコーの基準となる所定の位置と、ポストエコーの遅延時間の他に、ポストエコーの電力を算出する。ポストエコー位置検出回路３３２は、位置と遅延時間と電力をパス選択回路３５１に出力する。

パス選択回路３５１は、プリエコー位置検出回路３３１から供給されたプリエコーの位置と遅延時間と電力に基づいて、干渉の除去対象とするプリエコーを選択する。パス選択回路３５１は、干渉の除去対象として選択したプリエコーの位置を信号抽出回路３３５，３３６に出力し、遅延時間を可変長遅延回路３２１，３２２，３３７，３３８に出力する。

また、パス選択回路３５１は、ポストエコー位置検出回路３３２から供給されたポストエコーの位置と遅延時間と電力に基づいて、干渉の除去対象とするポストエコーを選択する。パス選択回路３５１は、干渉の除去対象として選択したポストエコーの位置を信号抽出回路３４２に出力し、遅延時間を可変長遅延回路３２８，３４５，３４７に出力する。パス選択回路３５１によるマルチパスの選択については後述する。

図２８に示される、係数の生成を行う他の構成は上述した構成と基本的に同様である。

すなわち、主波位置検出回路３３３は、加算回路３２６から供給されたプリエコー等化後信号から主波の位置を検出し、検出した位置を表す信号を信号抽出回路３３４，３４１，３４３に出力する。

ポストエコーに関する処理を行う構成のうちの信号抽出回路３４１は、プリエコー等化後信号から主波のGIのコピー元を含む区間の信号を抽出する。信号抽出回路３４１は、主波のGIのコピー元を含む区間の信号をリファレンス信号（図２６の信号Ｓ₃₁）として係数更新回路３４８に出力する。

信号抽出回路３４２は、パス選択回路３５１から供給されたポストエコーの位置に従って、プリエコー等化後信号からポストエコーのGIを含む区間の信号を抽出する。信号抽出回路３４２は、ポストエコーのGIを含む区間の信号（図２６の信号Ｓ₃₂）を減算回路３４６に出力する。

信号抽出回路３４３は、プリエコー等化後信号から主波のGIを含む区間の信号（図２６の信号Ｓ₃₃）を抽出し、主波のGIを含む区間の信号を可変係数FIRフィルタ３４４に出力する。

可変係数FIRフィルタ３４４は、係数更新回路３４８により設定されたポスト用係数を用いて、信号抽出回路３４３から供給された信号に対してフィルタリングを施し、マルチパスダミー信号（図２６の信号Ｓ₃₄）を可変長遅延回路３４５に出力する。

可変長遅延回路３４５は、ポストエコーのGIを含む区間の信号が信号抽出回路３４２から減算回路３４６に出力されるまで、可変係数FIRフィルタ３４４から供給されたマルチパスダミー信号を、パス選択回路３５１から供給された遅延時間に従って遅延させる。可変長遅延回路３４５は、遅延させたマルチパスダミー信号（図２６の信号Ｓ₃₅）を減算回路３４６に出力する。

減算回路３４６は、信号抽出回路３４２から供給された信号から、可変長遅延回路３４５から供給されたマルチパスダミー信号を減算することによって誤差信号（図２６の信号Ｓ₃₆）を生成し、可変長遅延回路３４７に出力する。

可変長遅延回路３４７は、パス選択回路３５１から供給された遅延時間に従って、リファレンス信号の始点と誤差信号の始点が同時になるように、減算回路３４６から供給された誤差信号を遅延させる。可変長遅延回路３４７は、遅延させた誤差信号（図２６の信号Ｓ₃₇）を係数更新回路３４８に出力する。

係数更新回路３４８は、信号抽出回路３４１から供給されたリファレンス信号と、可変長遅延回路３４７から供給された誤差信号を用いてポスト用係数を生成し、生成したポスト用係数を可変係数FIRフィルタ３２９，３４４に出力する。

プリエコーに関する処理を行う構成のうちの信号抽出回路３３４は、主波位置検出回路３３３により検出された主波の位置に従って、プリエコー成分を除去する前のOFDM時間域信号から主波のGIのコピー元を含む区間の信号を抽出する。信号抽出回路３３４は、主波のGIのコピー元を含む区間の信号をリファレンス信号（図２７の信号Ｓ₄₁）として係数更新回路３３９，３４０に出力する。

信号抽出回路３３５は、パス選択回路３５１から供給されたプリエコーの位置に従って、プリエコー等化後信号からプリエコーのGIを含む区間の信号を抽出する。信号抽出回路３３５は、プリエコーのGIを含む区間の信号を誤差信号（図２７の信号Ｓ₄₂）として可変長遅延回路３３７に出力する。

信号抽出回路３３６は、パス選択回路３５１から供給されたプリエコーの位置に従って、プリエコー等化後信号から、実際の遅延時間の２倍の時間を遅延時間として有するプリエコー成分のGIを含む区間の信号を抽出する。信号抽出回路３３６は、プリエコーのGIを含む区間の信号を誤差信号（図２７の信号Ｓ₄₃）として可変長遅延回路３３８に出力する。

可変長遅延回路３３７は、パス選択回路３５１から供給されたプリエコーの遅延時間に従って、信号抽出回路３３５から供給された誤差信号を、その始点が、信号抽出回路３３４から出力されたリファレンス信号の始点と同時になるように遅延させる。可変長遅延回路３３７は、遅延させた誤差信号（図２７の信号Ｓ₄₄）を係数更新回路３３９に出力する。

可変長遅延回路３３８は、パス選択回路３５１から供給されたプリエコーの遅延時間に従って、信号抽出回路３３６から供給された誤差信号を、その始点が、信号抽出回路３３４から出力されたリファレンス信号の始点と同時になるように遅延させる。可変長遅延回路３３８は、遅延させた誤差信号（図２７の信号Ｓ₄₅）を係数更新回路３４０に出力する。

係数更新回路３３９は、信号抽出回路３３４から供給されたリファレンス信号と、可変長遅延回路３３７から供給された誤差信号に基づいてプリ用係数を生成し、可変係数FIRフィルタ３２３に出力する。

係数更新回路３４０は、信号抽出回路３３４から供給されたリファレンス信号と、可変長遅延回路３３８から供給された誤差信号に基づいてプリ用係数を生成し、可変係数FIRフィルタ３２４に出力する。

ここで、干渉除去の対象とするマルチパスの選択について説明する。

上述したように、プリエコー位置検出回路３３１からパス選択回路３５１に対しては、各プリエコーの位置、遅延時間、電力の情報が供給される。また、ポストエコー位置検出回路３３２からパス選択回路３５１に対しては、各ポストエコーの位置、遅延時間、電力の情報が供給される。

パス選択回路３５１においては、各プリエコーについて、その位置、遅延時間、電力に基づいて、干渉除去を行わなかった場合にFFT演算後に残留することになるシンボル間干渉量が推定され、干渉量を基準として干渉除去の対象とするプリエコーが選択される。

また、各ポストエコーについて、その位置、遅延時間、電力に基づいて、干渉除去を行わなかった場合にFFT演算後に残留することになるシンボル間干渉量が推定され、干渉量を基準として干渉除去の対象とするポストエコーが選択される。

主波に対する各マルチパス（各プリエコー、ポストエコー）の干渉量は、下式のように表される。
（各マルチパスの干渉量）＝（FFT区間に入り込む前後のシンボルの区間）×（電力）

FFT区間に入り込む前後のシンボルの区間は、FFT区間が決まれば、マルチパスの位置と遅延時間から特定される。

図２９は、干渉量の具体例を示す図である。

図２９の横方向は時間方向を表す。上の帯から順に、プリエコー、主波、ポストエコーを表し、各帯の幅は、各パスの電力を表す。主波の電力を１として、プリエコーの電力がα、ポストエコーの電力がβとされている。

各パスで伝送される同じシンボルには同じ模様を付している。ドットの付されているシンボルを復号対象として図２９に示されるような区間にFFT区間が設定されるとした場合、このFFT区間には、プリエコーによって伝送される１つ後ろのシンボルの一部が時間ｔ１に相当する分だけ入り込む。また、ポストエコーによって伝送される１つ前のシンボルの一部が時間ｔ２に相当する分だけ入り込む。

プリエコーの干渉量の大きさはｔ１×αで表され、ポストエコーの干渉量の大きさはｔ２×βで表される。

プリエコー１波、ポストエコー１波の干渉を除去する図２８の構成の場合、パス選択回路３５１においては、このようにして算出される干渉量を基準として、干渉の除去対象とするプリエコーとポストエコーが１波ずつ選択される。

図３０は、パス選択回路３５１の構成例を示すブロック図である。

図３０に示されるように、パス選択回路３５１は、FFT区間推定部３５１Ａ、干渉量計算部３５１Ｂ、および選択部３５１Ｃから構成される。プリエコー位置検出回路３３１から出力された各プリエコーの位置、遅延時間、電力の情報と、ポストエコー位置検出回路３３２から出力された各ポストエコーの位置、遅延時間、電力の情報は、FFT区間推定部３５１Ａ、干渉量計算部３５１Ｂ、および選択部３５１Ｃにそれぞれ入力される。

FFT区間推定部３５１Ａは、パスの構成から、後段のFFT演算において設定されるFFT区間を推定する。

図３１は、パスの構成がプリエコーと主波のみからなる場合に推定されるFFT区間の例を示す図である。

図３１の例においてはプリエコーが２波あるものとされている。プリエコー１の電力はα、プリエコー２の電力はβとされている。

この場合、図３１に示されるように、主波で伝送される他のシンボル（復調対象のシンボル以外のシンボル）が干渉にならない範囲内で、時間的に最も前寄りの区間がFFT区間として推定される。GIの開始位置がFFT区間の開始位置と同じ位置になる。

図３２は、パスの構成がポストエコーと主波のみからなる場合に推定されるFFT区間の例を示す図である。

図３２の例においてはポストエコーが２波あるものとされている。ポストエコー１の電力はα、ポストエコー２の電力はβとされている。

この場合、図３２に示されるように、主波で伝送される他のシンボルが干渉にならない範囲内で、時間的に最も後ろ寄りの区間がFFT区間として推定される。１つ後ろのシンボルとの境界位置がFFT区間の終了位置と同じ位置になる。

図３３は、パスの構成がプリエコーと主波とポストエコーからなる場合に推定されるFFT区間の例を示す図である。

図３３の例においてはプリエコー、ポストエコーともに２波あるものとされている。プリエコー１の電力はα、プリエコー２の電力はβ、ポストエコー１の電力はγ、ポストエコー２の電力はδとされている。

この場合、主波で伝送される他のシンボルが干渉にならない範囲内に設定されるものとしか予想できないため、プリエコーとポストエコーそれぞれについて、ワーストケースの干渉量を計算することになるような区間がFFT区間として推定される。

すなわち、図３３に示されるように、プリエコーについては、主波で伝送される他のシンボルが干渉にならない範囲内で、時間的に最も後ろ寄りの区間がFFT区間として推定される。

また、ポストエコーについては、主波で伝送される他のシンボルが干渉にならない範囲内で、時間的に最も前寄りの区間がFFT区間として推定される。

FFT区間推定部３５１Ａは、以上のようにして推定したFFT区間を表す信号を干渉量計算部３５１Ｂに出力する。

干渉量計算部３５１Ｂは、FFT区間推定部３５１Ａにより推定されたFFT区間と、プリエコー位置検出回路３３１、ポストエコー位置検出回路３３２から供給された情報に基づいて各マルチパスの干渉量を計算する。干渉量計算部３５１Ｂは、計算した干渉量を表す信号を選択部３５１Ｃに出力する。

選択部３５１Ｃは、干渉量計算部３５１Ｂにより計算された干渉量を基準として、干渉量がより大きいプリエコー１波とポストエコー１波を干渉除去対象のマルチパスとして選択する。

例えば、パスの構成がプリエコーと主波のみからなり、図３１に示されるように、主波で伝送される他のシンボルが干渉にならない範囲内で最も前寄りの区間がFFT区間として推定された場合、干渉量計算部３５１Ｂにより、プリエコー１の干渉量はｔ１×αとして計算される。また、プリエコー２の干渉量はｔ２×βとして計算される。

選択部３５１Ｃにおいては、干渉量ｔ１×αとｔ２×βを比較して、プリエコー１と２のうちの、大きい干渉量が求められた方のプリエコーが干渉除去対象のプリエコーとして選択される。

また、パスの構成がポストエコーと主波のみからなり、図３２に示されるように、主波で伝送される他のシンボルが干渉にならない範囲内で最も後ろ寄りの区間がFFT区間として推定された場合、干渉量計算部３５１Ｂにより、ポストエコー１の干渉量はｔ１×αとして計算される。また、ポストエコー２の干渉量はｔ２×βとして計算される。

選択部３５１Ｃにおいては、干渉量ｔ１×αとｔ２×βを比較して、ポストエコー１と２のうちの、大きい干渉量が求められた方のポストエコーが干渉除去対象のポストエコーとして選択される。

パスの構成がプリエコーと主波とポストエコーからなり、図３３に示されるように、プリエコーについて、主波で伝送される他のシンボルが干渉にならない範囲内で最も後ろ寄りの区間がFFT区間として推定された場合、プリエコー１の干渉量はｔ１×αとして計算され、プリエコー２の干渉量はｔ２×βとして計算される。

また、ポストエコーについて、主波で伝送される他のシンボルが干渉にならない範囲内で最も前寄りの区間がFFT区間として推定された場合、ポストエコー１の干渉量はｔ３×γとして計算され、ポストエコー２の干渉量はｔ４×δとして計算される。

選択部３５１Ｃにおいては、干渉量ｔ１×αとｔ２×βを比較して、プリエコー１と２のうちの、大きい干渉量が求められた方のプリエコーが干渉除去対象のプリエコーとして選択される。

また、干渉量ｔ３×γとｔ４×δを比較して、ポストエコー１と２のうちの、大きい干渉量が求められた方のポストエコーが干渉除去対象のポストエコーとして選択される。

以上のようにして選択されたマルチパスの位置、遅延時間が、選択部３５１Ｃから出力される。選択部３５１Ｃから出力されたプリエコーの位置は信号抽出回路３３５，３３６に供給され、遅延時間は可変長遅延回路３２１，３２２，３３７，３３８に供給される。また、選択部３５１Ｃから出力されたポストエコーの位置は信号抽出回路３４２に供給され、遅延時間は可変長遅延回路３２８，３４５，３４７に供給される。

以上のように、パスの電力と、主波との到来時間差の両方を適切に利用してマルチパスを選択し、選択したマルチパスの成分から優先的に除去するようにしたため、効率的に干渉を除去することができる。

仮に、主波との到来時間差の大きいマルチパスから順に選択するとした場合、到来時間差の大きいマルチパスの電力が小さいときには、到来時間差は小さいが電力の大きいマルチパスを選択した方が効率的であるといったこともあるが、そのようなことが起きるのを防ぐことができる。

また、電力の大きいマルチパスから順に選択するとした場合、電力の大きいマルチパスの主波との到来時間差が小さいときには、電力は小さいが到来時間差の大きいマルチパスを選択した方が効率的であるといったこともあるが、そのようなことが起きるのも防ぐことができる。

以上においては、プリエコー１波、ポストエコー１波の干渉を除去することを想定した場合について説明したが、回路実装を大きくして、２波以上の干渉を除去することを想定した場合にも同様にして干渉除去対象とするマルチパスを選択することが可能である。

例えば、プリエコー２波の干渉を除去することを想定した回路実装がなされており、プリエコーが３波以上ある場合、干渉量が大きいものから順に、２波のプリエコーが干渉除去対象のプリエコーとして選択される。

また、ポストエコー２波の干渉を除去することを想定した回路実装がなされており、ポストエコーが３波以上ある場合、干渉量が大きいものから順に、２波のポストエコーが干渉除去対象のポストエコーとして選択される。

さらに、以上においては、FFT区間をパス選択回路３５１が自ら推定して各マルチパスの干渉量を計算するものとしたが、FFT区間については、パス選択回路３５１が推定するのではなく後段のFFT回路２１６（図９）から通知されるようにしてもよい。

パス選択回路３５１においては、FFT回路２１６から通知されたFFT区間と、プリエコー位置検出回路３３１、ポストエコー位置検出回路３３２から供給された情報に基づいてマルチパスの選択が行われることになる。

図３４は、係数更新回路の他の構成例を示す図である。図３４において、図１２に示される構成と同じ構成には同じ符号を付してある。重複する説明については適宜省略する。

図３４に示される構成と同じ構成を有する回路が、係数更新回路２５６，２５９として図１０の適応等化フィルタ２３１に設けられる。係数更新回路３０５，３１０として図２４の適応等化フィルタ２３１に設けられるようにしてもよいし、係数更新回路３３９，３４０，３４８として図２５、図２８の適応等化フィルタ２３１に設けられるようにしてもよい。

通常、OFDM信号の引き込み時や伝送路の変動があった時など、誤差信号が大きな時にはステップサイズμを大きくし、誤差信号が収束した後は、安定化のため、ステップサイズμを小さくしたいという要求がある。この要求を満たす方法としてVSS-LMSアルゴリズムが従来よりあるが、この方法と同じようにしてステップサイズμを調整することは、上述したように、図１２の係数更新回路２５６に入力される誤差信号には雑音項が多く含まれているため困難である。

従って、図３４の係数更新回路３６１においては、ステップサイズμの調整を誤差信号に応じて行うのではなく、サンプル相関値に応じて行うようになされている。これにより、安定して、ステップサイズμの調整を行うことが可能になる。

図３４に示されるように、係数更新回路３６１には、セレクタ３７１、可変μ更新回路３７２、および最大タップ判定回路３７３がさらに設けられる。

セレクタ３７１は、積分回路２７４の各積分器から出力された雑音項除去後のサンプル相関値の中から、最大タップ判定回路３７３により判定されたタップ番号のタップに設定する係数の元になるサンプル相関値を抽出する。セレクタ３７１は、抽出したサンプル相関値を可変μ更新回路３７２に出力する。

可変μ更新回路３７２は、上式（５）または（６）に従って計算を行うことによってステップサイズμを更新する。式（５）または（６）中、ｅ［ｋ］で表される誤差信号に替えて、セレクタ３７１により抽出されたサンプル相関値が用いられる。

最大タップ判定回路３７３は、積分回路２７６の各積分器からの出力に基づいて、タップ係数が最大となるタップ番号を判定し、そのタップ番号を表す信号をセレクタ３７１に出力する。

これにより、誤差信号と較べて変動が少ないサンプル相関値に応じて、ステップサイズμを適切に調整することが可能になる。

上述した一連の処理は、ハードウエアにより実行することもできるし、ソフトウエアにより実行することもできる。一連の処理をソフトウエアにより実行する場合には、そのソフトウエアを構成するプログラムが、専用のハードウエアに組み込まれているコンピュータ、または、各種のプログラムをインストールすることで、各種の機能を実行することが可能な汎用のパーソナルコンピュータなどに、プログラム記録媒体からインストールされる。

図３５は、上述した一連の処理をプログラムにより実行するコンピュータのハードウェアの構成例を示すブロック図である。

CPU(Central Processing Unit)５０１、ROM(Read Only Memory)５０２、RAM(Random Access Memory)５０３は、バス５０４により相互に接続されている。

バス５０４には、さらに、入出力インターフェース５０５が接続されている。入出力インターフェース５０５には、キーボード、マウス、マイクロホンなどよりなる入力部５０６、ディスプレイ、スピーカなどよりなる出力部５０７、ハードディスクや不揮発性のメモリなどよりなる記憶部５０８、ネットワークインタフェースなどよりなる通信部５０９、光ディスクや半導体メモリなどのリムーバブルメディア５１１を駆動するドライブ５１０が接続されている。

以上のように構成されるコンピュータでは、CPU５０１が、例えば、記憶部５０８に記憶されているプログラムを入出力インタフェース５０５及びバス５０４を介してRAM５０３にロードして実行することにより、上述した一連の処理が行われる。

CPU５０１が実行するプログラムは、例えばリムーバブルメディア５１１に記録して、あるいは、ローカルエリアネットワーク、インターネット、デジタル放送といった、有線または無線の伝送媒体を介して提供され、記憶部５０８にインストールされる。

なお、コンピュータが実行するプログラムは、本明細書で説明する順序に沿って時系列に処理が行われるプログラムであっても良いし、並列に、あるいは呼び出しが行われたとき等の必要なタイミングで処理が行われるプログラムであっても良い。

本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。

OFDMシンボルを示す図である。 SP信号のOFDMシンボル内での配置パターンを示す図である。 従来のOFDM受信装置の構成例を示す図である。 従来のOFDM受信装置の他の構成例を示す図である。 従来のOFDM受信装置のさらに他の構成例を示す図である。 適応等化フィルタの構成例を示す図である。 図６の可変係数フィルタの構成例を示す図である。 LMSアルゴリズムを適用した回路構成の例を示す図である。 本発明の一実施形態に係るOFDM受信装置の構成例を示す図である。 図９の適応等化フィルタの構成例を示す図である。 ポスト用係数の生成に用いられる信号の例を示す図である。 係数更新回路の構成例を示す図である。 マルチパスがないタップの係数の生成に用いられる信号の例を示す図である。 マルチパスがあるタップの係数の生成に用いられる信号の例を示す図である。 プリエコー等化後信号の例を示す図である。 プリ用係数の生成に用いられる信号の例を示す図である。 主波位置検出回路の構成例を示す図である。 主波位置の検出に用いられる信号の例を示す図である。 OFDM受信装置のOFDM復調処理について説明するフローチャートである。 図１９のステップＳ５において行われる時間域等化処理について説明するフローチャートである。 図２０のステップＳ１２において行われるプリエコー除去処理について説明するフローチャートである。 図２０のステップＳ１３において行われるポストエコー除去処理について説明するフローチャートである。 OFDM受信装置の他の構成例を示す図である。 適応等化フィルタの他の構成例を示す図である。 適応等化フィルタのさらに他の構成例を示す図である。 ポスト用係数の生成に用いられる信号の例を示す図である。 ポスト用係数の生成に用いられる信号の例を示す図である。 適応等化フィルタの構成例を示す図である。 干渉量の具体例を示す図である。 パス選択回路の構成例を示すブロック図である。 FFT区間の例を示す図である。 FFT区間の他の例を示す図である。 FFT区間のさらに他の例を示す図である。 係数更新回路の構成例を示す図である。 コンピュータのハードウェア構成例を示す図である。

符号の説明

２０１ OFDM受信装置， ２３１ 適応等化フィルタ， ２４１ 可変係数FIRフィルタ， ２４２ 可変係数FIRフィルタ， ２４３ 減算回路， ２４４ フィルタ係数生成回路， ２５１ 主波位置検出回路， ２５２ 信号抽出回路， ２５３ 可変係数FIRフィルタ， ２５４ 減算回路， ２５５ 遅延回路， ２５６ 係数更新回路， ２５７ 信号抽出回路， ２５８ 遅延回路， ２５９ 係数更新回路， ２６０ 信号抽出回路， ３５１ パス選択回路， ３５１Ａ FFT区間推定部， ３５１Ｂ 干渉量計算部， ３５１Ｃ 選択部

Claims (4)

1. OFDM信号を受信するOFDM信号受信手段と、
   可変の第１の係数が設定される所定の数のタップを有し、前記OFDM信号受信手段により
   受信された時間域のOFDM信号に適応フィルタを掛けることによってプリエコー成分を除去
   し、プリエコー等化後信号を生成する第１のフィルタ手段と、
   前記第１のフィルタ手段により生成された前記プリエコー等化後信号からポストエコー
   成分の信号を減算し、等化後信号を生成する減算手段と、
   可変の第２の係数が設定される所定の数のタップを有し、前記減算手段により生成され
   た前記等化後信号に適応フィルタを掛けることによって、前記ポストエコー成分の信号を
   生成する第２のフィルタ手段と、
   前記OFDM信号受信手段により受信された時間域のOFDM信号と、前記第１のフィルタ手段
   により生成された前記プリエコー等化後信号に基づいて、前記第１と第２の係数を生成す
   る係数生成手段と、
   前記減算手段により生成された前記等化後信号を対象としてFFT演算を行い、周波数域
   のOFDM信号を生成するFFT演算手段と
   を備え、
   前記係数生成手段は、
   主波のGIを含む区間の信号を前記第１のフィルタ手段により生成された前記プリエコー等化後信号から抽出する第１の抽出手段と、
   前記第１の抽出手段により抽出された信号に対して、前記第２の係数と同じ係数を用いて適応フィルタをかけることによって、ポストエコー成分のダミー信号を生成する第３のフィルタ手段と、
   前記プリエコー等化後信号から、前記第３のフィルタ手段により生成された前記ダミー信号を減算し、前記第２の係数の誤差を表す誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、
   主波のGIのコピー元を含む区間の信号を前記プリエコー等化後信号から抽出し、リファレンス信号として出力する第２の抽出手段と、
   前記誤差信号生成手段により生成された前記誤差信号と、前記第２の抽出手段により抽出された前記リファレンス信号の相関値に基づいて、前記第２の係数を更新するポストエコー用係数更新手段と
   を備える
   受信装置。
2. 前記係数生成手段は、
   主波のGIのコピー元を含む区間の信号を前記時間域のOFDM信号から抽出し、リファレンス信号として出力する第３の抽出手段と、
   前記第３の抽出手段により抽出された前記リファレンス信号と、前記プリエコー等化後信号のうちの、主波のGIを含む区間の信号との相関値に基づいて、前記第１の係数を更新するプリエコー用係数更新手段と
   をさらに備える請求項１に記載の受信装置。
3. OFDM信号を受信し、
   可変の第１の係数が設定される所定の数のタップを有し、受信した時間域のOFDM信号に適応フィルタを掛けることによってプリエコー成分を除去し、プリエコー等化後信号を生成し、
   生成した前記プリエコー等化後信号からポストエコー成分の信号を減算し、等化後信号を生成し、
   可変の第２の係数が設定される所定の数のタップを有し、生成した前記等化後信号に適応フィルタを掛けることによって、前記ポストエコー成分の信号を生成し、
   受信した時間域のOFDM信号と前記プリエコー等化後信号に基づいて、前記第１と第２の係数を生成し、
   生成した前記等化後信号を対象としてFFT演算を行い、周波数域のOFDM信号を生成し、
   主波のGIを含む区間の信号を前記プリエコー等化後信号から抽出し、
   抽出した信号に対して、前記第２の係数と同じ係数を用いて適応フィルタをかけることによって、ポストエコー成分のダミー信号を生成し、
   前記プリエコー等化後信号から前記ダミー信号を減算し、前記第２の係数の誤差を表す誤差信号を生成し、
   主波のGIのコピー元を含む区間の信号を前記プリエコー等化後信号から抽出し、リファレンス信号として出力し、
   前記誤差信号と前記リファレンス信号の相関値に基づいて、前記第２の係数を更新する
   ステップを含む受信方法。
4. OFDM信号を受信し、
   可変の第１の係数が設定される所定の数のタップを有し、受信した時間域のOFDM信号に適応フィルタを掛けることによってプリエコー成分を除去し、プリエコー等化後信号を生成し、
   生成した前記プリエコー等化後信号からポストエコー成分の信号を減算し、等化後信号を生成し、
   可変の第２の係数が設定される所定の数のタップを有し、生成した前記等化後信号に適応フィルタを掛けることによって、前記ポストエコー成分の信号を生成し、
   受信した時間域のOFDM信号と前記プリエコー等化後信号に基づいて、前記第１と第２の係数を生成し、
   生成した前記等化後信号を対象としてFFT演算を行い、周波数域のOFDM信号を生成し、
   主波のGIを含む区間の信号を前記プリエコー等化後信号から抽出し、
   抽出した信号に対して、前記第２の係数と同じ係数を用いて適応フィルタをかけることによって、ポストエコー成分のダミー信号を生成し、
   前記プリエコー等化後信号から前記ダミー信号を減算し、前記第２の係数の誤差を表す誤差信号を生成し、
   主波のGIのコピー元を含む区間の信号を前記プリエコー等化後信号から抽出し、リファレンス信号として出力し、
   前記誤差信号と前記リファレンス信号の相関値に基づいて、前記第２の係数を更新する
   ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。

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