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WO2004059823A1 - 電源回路及び電子機器 - Google Patents

電源回路及び電子機器 Download PDF

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WO2004059823A1
WO2004059823A1 PCT/JP2003/016619 JP0316619W WO2004059823A1 WO 2004059823 A1 WO2004059823 A1 WO 2004059823A1 JP 0316619 W JP0316619 W JP 0316619W WO 2004059823 A1 WO2004059823 A1 WO 2004059823A1
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WO
WIPO (PCT)
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power supply
circuit
diode
capacitor
converter transformer
Prior art date
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PCT/JP2003/016619
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English (en)
French (fr)
Inventor
Noritoshi Imamura
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
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Publication date
Application filed by Sony Corp filed Critical Sony Corp
Priority to US10/504,865 priority Critical patent/US7254045B2/en
Publication of WO2004059823A1 publication Critical patent/WO2004059823A1/ja
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Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4258—Arrangements for improving power factor of AC input using a single converter stage both for correction of AC input power factor and generation of a regulated and galvanically isolated DC output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
    • Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
    • Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier

Definitions

  • the present invention relates to a power supply circuit capable of supplying relatively high power and an electronic device using relatively high power.
  • FIG. 7 a switching type power supply circuit capable of supplying a relatively large power of, for example, 70 W has been proposed.
  • the power supply circuit shown in Fig. 7 has a power factor improvement circuit added to comply with harmonic regulations.
  • reference numeral 1 denotes a commercial power supply of, for example, 100 V, 50 Hz.
  • One end and the other end of the commercial power supply 1 are connected to a diode bridge structure through a high-frequency blocking filter 2.
  • a pulsating flow in the positive direction corresponding to the frequency of the commercial power supply 1 is obtained at the positive and negative terminals on the output side of the rectifier circuit 3.
  • the positive terminal on the output side of the rectifier circuit 3 is connected to one end of the primary winding 5a of the converter transformer 5 through a series circuit of a choke coil 4a and a diode 4b constituting a power factor correction circuit 4.
  • the other end of the primary winding 5a is connected to the drain of a field effect transistor 6 which constitutes a switching element, and the source of the field effect transistor 6 is connected to the negative end of the output side of the rectifier circuit 3. Connecting.
  • connection point of the choke coil 4a and the diode 4 is connected to the drain of the field effect transistor 4c constituting the power factor correction circuit 4, and the source of the field effect transistor 4c is connected to the negative of the rectifier circuit 3.
  • An extreme connection is made so that a switching signal from the control circuit 4d is supplied to the gate of the field effect transistor 4c.
  • the midpoint of the connection between one end of the diode 4b and one end of the primary winding 5a is connected to the negative terminal of the rectifier circuit 3 via the capacitor 4e constituting the power factor correction circuit 4.
  • the power factor improving circuit 4 supplies the pulsating current obtained on the output side of the rectifier circuit 3 to the primary winding 5a of the converter transformer 5 in the form of a sinusoidal wave.
  • One end of a secondary winding 5b wound in a phase opposite to that of the primary winding 5a of the converter transformer 5 is connected to one DC voltage output terminal 8a via a diode 7a constituting a rectifier circuit 7. And a connection point between the diode 7a and one of the DC voltage output terminals' 8a is connected to the other end of the secondary winding 5b via a smoothing capacitor 7b constituting the rectifier circuit 7. And the other end of the secondary winding 5b is connected to the other DC voltage output terminal 8b.
  • This one DC voltage output terminal 8a is connected to the input side of a pulse width modulation control circuit 9 composed of a semiconductor integrated circuit, and the pulse width modulation signal obtained at the output side of the pulse width modulation control circuit 9 is The switching signal is supplied to the gate of the field-effect transistor 6, and the switching signal of the pulse width modulation signal is used to switch the field-effect transistor 6, and the one and the other DC voltage output terminals 8a and 8a are switched. ⁇ Get a constant DC voltage V o at 8 b.
  • the power factor is improved by controlling the input pulsating current from the rectifier circuit 3 into a sinusoidal shape by the power factor improvement circuit 4. ''
  • the power factor in this case is that the input power is i WI, the input current is IA i, and the input voltage is l V
  • the power factor c OS (i) is
  • the power factor improvement circuit 4 When the power factor improvement circuit 4 is provided as shown in Fig. 7, the power factor cos ⁇ Can be improved from 0.8 to 0.99, and the input current waveform approximates the input voltage waveform. Disclosure of the invention
  • the efficiency of the power factor improving circuit 4 is added to the efficiency of the power circuit, and the efficiency is reduced. I do.
  • the efficiency of a conventional switching type power supply circuit is 90%, and even if the conversion efficiency of the power factor correction circuit 4 is 90%, the overall efficiency is 81%. I will.
  • the power factor improving circuit 4 since the power factor improving circuit 4 switches a large current by the field effect transistor 4c, it may be a source of noise.
  • the power factor improving circuit 4 since the power factor improving circuit 4 is provided, the circuit becomes complicated by the power factor improving circuit 4 and a space for disposing the power factor improving circuit 4 is required. there were.
  • an object of the present invention is to improve the power factor with a simple configuration and achieve high efficiency without providing a power factor improving circuit specially.
  • one end of a DC power supply for obtaining a pulsating flow is connected to one end of an auxiliary winding constituting a converter transformer via a choke coil, and the other end of the auxiliary winding is connected to a diode and a capacitor.
  • the midpoint of connection between the diode and the capacitor is connected to one end of the primary winding of the comparator transformer.
  • One end is connected to the other end of this DC power supply via a switching element, the secondary winding of this converter transformer is connected to a DC voltage output terminal via a rectifier circuit, and this DC voltage output and terminal are pulse width modulated.
  • Connect to the input side of the control circuit to The output terminal of the tone control circuit is connected to the control electrode of this switching element.
  • the pulsating input current flows when the diode can be positively biased by the difference between the voltage of the auxiliary winding of the converter transformer and the back electromotive voltage and input voltage of the choke coil.
  • the waveform will be in accordance with the input voltage of this pulsating current, the conduction angle will be widened and the waveform will be sinusoidal, and the power factor will be automatically improved.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing an example of an embodiment of the power supply circuit of the present invention.
  • FIG. 2 is a circuit diagram used for explaining FIG.
  • FIG. 3 is a circuit diagram used for explaining FIG.
  • FIG. 4 is a configuration diagram showing another example of the embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram for describing the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram for describing the present invention.
  • FIG. 7 is a configuration diagram showing an example of a conventional power supply circuit. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • Fig. 1 shows the extinguishing circuit according to the present example.
  • reference numeral 10 denotes a commercial power supply of, for example, 100 V and 50 Hz.
  • the rectifier circuit 12 is connected to one end and the other end of the input side of the rectifier circuit 12 in the form of a diode through a filter 11 for the rectifier circuit. A positive pulsating flow corresponding to the frequency of the commercial power supply 10 is obtained.
  • This rectifier circuit 1 2 is connected via a choke coil 13 to one end of an auxiliary winding 14c wound in a phase opposite to that of the primary winding 14a that constitutes the converter transformer 14.
  • the other end of the auxiliary winding 14 c is connected to the anode of the diode 15, and the force source of the diode 15 is connected to the positive electrode of the electrolytic capacitor 16. Is connected to the negative terminal on the output side of the rectifier circuit 12.
  • connection point between the force source of this diode 15 and the positive electrode of the electrolytic capacitor 16 is connected to one end of the primary winding 14 a of the converter transformer 14, and this primary winding 14 a
  • the other end of the rectifier circuit 17 is connected to the drain of a field-effect transistor 17 constituting a switching element, and the source of the field-effect transistor 17 is connected to the negative terminal of the rectifier circuit 12.
  • one end of the secondary winding 14b wound in the opposite phase to the primary winding 14a of the converter transformer 14 is connected to the anode of the diode 18a constituting the rectifier circuit 18. Connect the cathode of this diode 18a to one DC voltage output terminal 19a, and connect the connection point of this diode 18a and one DC voltage output terminal 19a to this rectifier circuit.
  • the other end of this secondary winding 14 b is connected to the other end of this secondary winding 14 b via a smoothing capacitor 18 b constituting 18 and the other DC voltage output terminal 19 b Connect to
  • This one DC voltage output terminal 19a is connected to the input side of a pulse width modulation control circuit 20 composed of a semiconductor integrated circuit, and is obtained at the output side of this pulse width modulation control circuit 20.
  • the switching signal of the pulse width modulation signal corresponding to the output DC voltage V o is supplied to the gate of the field effect transistor 17, and the field effect transistor 17 is switched by the switching signal of the pulse width modulation signal. Then, a constant DC voltage V o is obtained at one and the other DC voltage output terminals 19a and 19b.
  • the circuit when the field effect transistor 17 is turned on is as shown in FIG. 2.
  • the field effect transistor 17 When the field effect transistor 17 is turned on, the positive terminal and the negative terminal of the rectifier circuit 12 are turned off.
  • the pulse width modulation control circuit 20 causes a current corresponding to the input pulsating voltage to flow through the field-effect transistor 17 so that the output DC voltage becomes constant, and the sine wave-like fluctuation occurs. It will be controlled.
  • the magnetic flux of the converter transformer 14 captures the amount of reverse bias of the auxiliary winding 14c. This means that the input pulsating current can be detected, and the current change of the field effect transistor 1 ⁇ changes the energy stored in the chiyo coil 13.
  • the circuit when the field effect transistor 17 is turned off is shown in Fig. 3.
  • the back electromotive voltage V of the choke coil 13 is added to the input pulsating voltage Vi. 3 is superimposed. Therefore, the potential at the connection point A of the choke coil 13 and the auxiliary winding 14 c. Becomes a pulsating flow in which the switching potential according to the amount of energy stored in the choke coil 13 is superimposed at the time of turn-on.
  • a back electromotive voltage V 4 generated at the time of this turn-off is generated in the auxiliary winding 14 c of the converter transformer 14.
  • the potential of the connection point A and the potential of the back electromotive voltage V 4 are in opposite phases, and the potential of the connection point B between the auxiliary winding 14 c and the diode 15 is the potential of the difference. It becomes. ,
  • diodes 1 and 5 are turned off and current i 3 does not flow.
  • This voltage V 3 is proportional to the current of the field-effect transistor 17 at the time of turn-on when the preceding pulsating flow is detected.
  • the auxiliary winding 14 at the time of turning on is added.
  • electromotive voltage V 2 of c the auxiliary ⁇ 1 4 counter electromotive voltage V 4 is also input pulsating voltage c at the time of off, in accordance with the load current i 4, to change, the input pulsating voltage ⁇ Pi load variations This can be easily handled by setting the voltage of the auxiliary winding 14c.
  • the pulsating input current ii is calculated by the difference between the voltage of the auxiliary winding 14 c of the converter transformer 14 and the back electromotive voltage V 3 of the choke coil 13 and the input pulsating voltage Vi.
  • the current is positively biased, the current flows according to the input voltage of the pulsating current, the conduction angle increases, the waveform becomes a sine wave, and the power factor is improved.
  • the power factor can be automatically improved by controlling so as to obtain a constant output DC voltage V'o.
  • a power factor improving circuit is not specially provided as compared with the conventional example, a high-efficiency power supply circuit can be obtained without a decrease in efficiency, and power saving can be achieved.
  • Fig. 5 and Fig. 5 show examples of power factor and efficiency when AC 100 V, 50 Hz and AC 240 V, 50 Hz are supplied as the commercial power source 1 in this example.
  • Figure 6 shows. '
  • Figure 5 shows the power factor curve a and the efficiency curve b when the commercial power source 10 is set to AC 100 V and 50 Hz.
  • the power factor is the output current I
  • the O force was 95.44 ⁇ / 0 at S1A, 94.977 % at 2A, 93.89 % at 4A, and 92.666 % at 5A.
  • the efficiencies were 88.977% at 1A, 88.4% at 2A, 87.3% at 4A, and 86.8% at 5A.
  • Figure 6 shows the power factor curve c and the efficiency curve d when the commercial power source 10 is AC 240 V and 50 Hz.
  • the power factor is the output current IO power S 87.05% at 1A, 92.15% at 2A, 92.21% at 4A, 93.12% at 5A Met.
  • the efficiencies were 83.26% at 1 A, 86.62% at 2 A, 87.75% at 4 A, and 875.55% at 5 A.
  • FIG. 4 shows another example of the embodiment of the present invention.
  • the example of FIG. 4 shows an example in which the efficiency of the example of FIG. 1 is further improved. 4 will be described.
  • parts corresponding to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
  • the connection point of the drain of the transistor 17 is connected via a capacitor 21 to one end of a second auxiliary winding 13 a wound around the choke coil 13 in the same phase.
  • the other end of the auxiliary winding 13a is connected to the cathode of the diode 22 and the anode of the diode 22 is connected to the negative terminal of the rectifier circuit 12.
  • connection point of one end of the capacitor 21 and the second auxiliary winding 13a is connected to the node of the diode 23, and the force source of the diode 23 is connected to the diode 15 and the electrolytic capacitor 1. 6 and the gate of the field effect transistor 17 is connected to the negative terminal of the rectifier circuit 12 via the resistor 24.
  • Other configurations are the same as in Fig. 1.
  • the capacitor 21 When the electric charge stored in the capacitor 21 is turned on when the field effect transistor 17 is on, the capacitor 21 ⁇ the field effect transistor 17 ⁇ the diode 22 ⁇ the second auxiliary winding 13 a ⁇ the capacitor 2 Flows 1 and discharges capacitor 21 to return to the initial state and reduce switching loss at the next turn-off.
  • the power supply circuit shown in FIGS. 1 and 4 is used for an electronic device using relatively large power, for example, about 70 W or more. In this case, since the power supply circuit is efficient, it is possible to reduce the power consumption of the electronic device.
  • the conduction angle becomes wider and becomes sinusoidal, and the power factor is automatically improved.
  • the power factor can be automatically improved by controlling so as to obtain a constant output DC voltage.
  • a power factor improvement circuit is not specially provided as compared with the related art, so that a high-efficiency power supply circuit can be obtained without a decrease in efficiency, and power saving can be achieved.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, but may adopt various other configurations without departing from the gist of the present invention.

Landscapes

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Description

明細書
電源回路及び電子機器
技術分野
本発明は比較的大電力を供給できるよ う にした電源回路及び比 較的大電力を使用する電子機器に関する。 背景技術
従来、 比較的大電力例えば 7 0 Wが供給できるよ う にしたスィ ツチング方式の電源回路と して図 7に示す如きものが提案されて いる。 この図 7 の電源回路は高調波規制に対応して力率改善回路 が付加されたものである。
図 7において、 1 は例えば 1 0 0 V， 5 0 H z の商用電源を示 し、 この商用電源 1 の一端及ぴ他端を高周波阻止用のフィルタ 2 を介してダイォー ドのプリ ッジ構成の整流回路 3の入力側の一端 及び他端に接続する。
この整流回路 3 の出力側の正極端及び負極端には、 商用電源 1 の周波数に応じた正方向の脈流が得られる。 この整流回路 3の出 力側の正極端を力率改善回路 4を構成するチョークコイル 4 a及 びダイオー ド 4 b の直列回路を介してコンバータ ト ランス 5 の 1 次卷線 5 a の一端に接続し、 この 1次卷線 5 a の他端をスィ ッチ ング素子を構成する電界効果トランジスタ 6 の ドレイ ンに接続し この電界効果 トランジスタ 6 のソースを整流回路 3の出力側の負 極端に接続する。
このチョーク コイル 4 a及ぴダイォー ド 4 の接続中点を力率 改善回路 4を構成する電界効果トランジスタ 4 c の ドレイ ンに接 続し、 この電界効果 トランジスタ 4 c のソースを整流回路 3 の負 極端に接続し、 この電界効果トランジスタ 4 c のゲー トにコン ト 口ール回路 4 d よ り のスイ ツチング信号を供給する如くする。 ま たダイオー ド 4 b及ぴ 1次卷線 5 a の一端の接続中点を力率改善 回路 4を構成するコンデンサ 4 e を介して整流回路 3 の負極端に 接続する。
この力率改善回路 4は整流回路 3 の出力側に得られる脈流をサ イ ン波状と して、 このコンバータ トランス 5 の 1次卷線 5 a に供 給する如く したものである。
またコンバータ トランス 5 の 1次卷線 5 a とは逆相に卷回され た 2次卷線 5 b の一端を整流回路 7 を構成するダイォー ド 7 a を 介して一方の直流電圧出力端子 8 a に接続し、 このダイオー ド 7 a及び一方の直流電圧出力端子' 8 a の接続中点をこの整流回路 7 を構成する平滑用コンデンサ 7 b .を介してこの 2次卷線 5 b の他 端に接続し、 この 2次卷線 5 bの他端を他方の直流電圧出力端子 8 b に接続する。
この一方の直流電圧出力端子 8 a を半導体集積回路によ り構成 されたパルス幅変調制御回路 9の入力側に接続し、 このパルス幅 変調制御回路 9の出力側に得られるパルス幅変調信号のスィ ツチ ング信号を電界効果トランジスタ 6のゲー トに供給し、 このパル ス幅変調信号のスイ ッチング信号でこの電界効果トランジスタ 6 をスイ ッチングし、 この一方及ぴ他方の直流電圧出力端子 8 a及. ぴ 8 b に一定の直流電圧 V o を得る如くする。
斯る図 7に示す如き電源回路においては、 力率改善回路 4によ り整流回路 3 よ り の入力脈流電流をサイ ン波状にする制御をし力 率を改善している。 ' '
この場合の力率とは、 入力電力を i W I と し、 入力電流を I A i と し、 入力電圧を l V | と しだとき力率 c O S (i)は
c o s Φ = I w I Z ( I A I X I V I )
である。
図 7に示す如く力率改善回路 4を設けたときには力率 c o s φ は 0 . 8 〜 0 9 9まで改善で.き、 入力電流波形は入力電圧波形 に近似する。 発明の開示
然しながら、 従来のスィ ッチング方式の電源回路にこのカ率改 善回路 4 を設けたときには、 の力率改善回路 4の効率がこの電 源回路の効率に積算するこ とになり 、 この効率が低下する。 例え ば従来のスイ ッチング方式の電源回路の効率が 9 0 %であり 、 こ の力率改善回路 4の変換効率が 9 0 %であったと しても全体の効 率は 8 1 %になってしま う。
また、 この力率改善回路 4は電界効果ト ランジスタ 4 c によ り 大電流をスィ ツチングしているため、 ノイズの発生源となる不都 合がある。
更に、 この力率改善回路 4を設けるので、 この力率改善回路 4 の分、 回路が複雑化する と共にこの力率改善回路 4を配するスぺ ースが必要となり、 それだけ高価となる不都合があった。
本発明は、斯る点に鑑み特別に力率改善回路を設けるこ となく 、 簡単な構成で力率を改善するよ う にする と共に高効率とするこ と ができるよ う にすることを目的とする。
本発明電源回路は脈流が得られる直流電源の一端をチョークコ ィルを介してコンバータ トランスを構成する補助卷線の一端に接 続し、， この捕助卷線の他端をダイオー ド及びコンデンサの直列回 路を介してこの直流電源の他端に接続し、 このダイオード及ぴコ ンデンサの接続中点をこのコンパーダトランスの 1次卷線の一端 に接続し、 この 1次卷線の他端をスィ ッチング素子を介してこの 直流電源の他端に接続し、 このコンバータ トランスの 2次卷線を 整流回路を介して直流電圧出力端子に接続し、 この直流電圧出力, 端子をパルス幅変調制御回路の入力側に接続し、 このパルス幅変 調制御回路の出力端子をこのスイ ッチング素子の制御電極に接続 するよ うにしたものである。
斯る本発明によれば、 脈流の入力電流はコンパータ トランスの 補助卷線の電圧とチョークコイルの逆起電圧及び入力電圧との差 分でダイオー ドを正にバイアスできたときに流れ、 その波形は、 この脈流の入力電圧に応じたものとなることになり、 導通角が広 がりサイ ン波状になり、 力率改善が自動的に行なわれる。
また本発明によれば効率をダウンする構成がないので高効率の スイ ッチング方式の電源回路を得るこ とができる。 図面の簡単な説明
図 1 は本発明電源回路の実施の形態の例を示す構成図である。 図 2は図 1 の説明に供する回路図である。
図 3は図 1 の説明に供する回路図である。
図 4は本発明実施の形態の他の例を示す構成図である。
図 5は本発明の説明に供する線図である。
図 6 は本発明の説明に供する線図である。
図 7は従来の電源回路の例を示す構成図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 図面を参照して本発明電源回路の実施の形態の例につき 説明する。 '
図 1 は本例による電滅回路を示し、 図 1 において、 1 0は例え ば 1 0 0 V、 5 0 H z の商用電源を示し、 この商用電源 1 0 の一 端及び他端を高周波阻止用のフィルタ 1 1 を介してダイォー ドの プリ ッジ構成の整流回路 1 2の入力側の一端及び他端に接続する, この整流回路 1 2の出力側の正極端及ぴ負極端には、 商用電源 1 0の周波数に応じた正方向の脈流が得られる。 この整流回路 1 2 の出力側の正極端をチョークコイル 1 3 を介してコンバータ ト ランス 1 4を構成する 1次卷線 1 4 a とは逆相に巻装された捕助 巻線 1 4 c の一端に接続し、 この補助巻線 1 4 c の他端をダイォ ー ド 1 5 のアノー ドに接続し、 このダイオー ド 1 5 の力ソー ドを 電解コンデンサ 1 6 の正極に接続し、 この電解コンデンサ 1 6 の 負極を整流回路 1 2の出力側の負極端に接続する。
このダイオー ド 1 5 の力 ソー ドと電解コンデンサ 1 6 の正極と の接続中点をこのコンバータ トランス 1 4の 1次卷線 1 4 a の一 端に接続し、 この 1次卷線 1 4 aの他端をスイ ッチング素子を構 成する電界効果トランジスタ 1 7 の ドレイ ンに接続し、 この ¾界 効果トランジスタ 1 7 のソースを整流回路 1 2 の負極端に接続す る。
また、 コンバータ トランス 1 4の 1次卷線 1 4 a とは逆相に卷 回された 2次卷線 1 4 bの一端を整流回路 1 8 を構成するダイォ ー ド 1 8 a のアノー ドに接続し、 このダイオー ド 1 8 a のカソー ドを一方の直流電圧出力端子 1 9 a に接続し、 このダイオード 1 8 a及び一方の直流電圧出力端子 1 9 a の接続中点をこの整流回 路 1 8 を構成する平滑用コンデンサ 1 8 b を介してこの 2次卷線 1 4 bの他端に接続し、 この 2次卷線 1 4 bの他端を他方の直流 電圧出力端子 1 9 bに接続する。
この一方の直流電圧出力端子 1 9 a を半導体集積回路によ り構 成されたパルス幅変調制御回路 2 0の入力側に接続し、 このパル ス幅変調制御回路 2 0 の出力側に得られる出力直流電圧 V o に応 じたパルス幅変調信号のスイッチング信号を電界効果 トランジス タ 1 7の,ゲー トに供給し、 この電界効果トランジスタ 1 7をこの パルス幅変調信号のスイ ッチング信号でスイ ッチングしてこの一 方及ぴ他方の直流電圧出力端子 1 9 a及ぴ 1 9 bに一定の直流霄 圧 V o を得る如くする。 この図 1 に示す電源回路において電界効果トランジスタ 1 7が オンのと きの回路は図 2に示す如く で、 この電界効果 トラシジス タ 1 7がターンオンのときは整流回路 1 2の正極端及ぴ負極端の 入力脈流電圧 Vi とチヨ ク コイル 1 3 のイ ンダクタンス L i に よ り決まる電流 i i ^ Vi Z L i X t が流れよ う とするが、 コンパ ータ トランス 1 4の捕助卷線 1 4 c の起電圧 V2 を減少させなが ら、 ダイオー ド 1 5が正バイァスされた期間にこの電流 i 1 が流 れる。 .
このため、 パルス幅変調制御回路 2 0は出力直流電圧が一定に なるよ う にするために、 電界効果トランジスタ 1 7に入力脈流電 圧に応じた電流が流れ、 サイン波状の変動をしながら制御するこ とになる。
つま り、 コンバータ トランス 1 4の磁束が補助卷線 1 4 c を逆 バイアスする分を捕う こ とになる。 このことは入力脈流の検出が でき、 この電界効果トランジスタ 1 τの電流変化はチヨーク コィ ル 1 3に蓄えるエネルギーを変化させることになる。
またこの電界効果ト ランジスタ 1 7がオフのと きの回路は図 3 に示す如く で、 電界効果トランジスタ 1 7がターンオフしたとき には、 入力脈流電圧 Vi にチョーク コイル 1 3 の逆起電圧 V 3 が 重畳する。 このためチョークコイル 1 3及び補助卷線 1 4 c.の接 続点 Aの電位はターンオン時にチョークコイル 1 3 に蓄えられた エネルギーの量に応じたスィ ツチング電位を重畳した脈流と'なる , —方、 コンバータ トランス 1 4の捕助卷線 1 4 c には、 このタ ーンオフ時に発生する逆起電圧 V 4 が発生する。 この接続点 Aの 電位とこの逆起電圧 V4 の電位とは逆相の電位であ り 、 この捕助 卷線 1 4 c とダイオー ド 1 5 との接続点 Bの電位はその差の電位 となる。 ，
つま り V 1 + V 3 > V 4 のときはダイオー ド 1 5 を通して電流 i 3 が流れ、 V 1 + Vs < V
のときは、 ダイオー ド 1, 5がオフし電流 i 3 は流れない。 この電 圧 V3 は、 先の脈流を検出したターンオン時の電界効果 トランジ スタ 1 7の電流に比例している。
本例の電源回路は電界効果 ト ラ ンジスタ 1 7のオン · オフのデ ユーティをコ ン トローノレしているため、 チョークコィノレ 1 3の逆 起電圧 V3 に加え、 オン時の捕助卷線 1 4 c の起電圧 V2 、 オフ 時の補助卷線 1 4 c の逆起電圧 V4 も入力脈流電圧 、 負荷電 流 i 4 に応じて、 変化するため、 入力脈流電圧 及ぴ負荷変動 に対して補助卷線 1 4 c の電圧設定によ り容易に対応するこ とが できる。
上述の如く脈流の入力電流 i i は、 コンバータ トランス 1 4の 補助卷線 1 4 c の電圧とチョークコイル 1 3の逆起電圧 V3 及ぴ 入力脈流電圧 Vi との差分でダイォー ド 1 5 を正にバイァスでき たときに流れ、 その波形は脈流の入力電圧に応じたものとなり、 導通角が広がりサイン波状になり、 力率改善が行なわれる。
よって、 本例電源回路によれば、 一定の出力直流電圧 V'o を得 る如ぐ制御するこ とで、 力率改善も自動的に行う ことができる利 益がある。
また本例によれば、 従来に比し力率改善回路を特別に設けない ので、 効率がダウンすることがなく高効率の電源回路を得ること ができ、 省電力化を図ることができる。
因みに、 本例の商用電源 1 ひと して A C 1 0 0 V、 5 0 H z及 ぴ A C 2 4 0 V、 5 0 H z を供給したときの力率と効率との例を 図 5及び図 6 に示す。 '
図 5は商用電源 1 0 と じて A C 1 0 0 V、 5 0 H z と した例の 力率曲線 a及び効率曲線 b を示す。 この場合、 力率は出力電流 I O力 S 1 Aで 9 5 . 4 4 ο/0 、 2 Aで 9 4 . 9 7 %、 4 Aで 9 3 · 8 9 % 、 5 Aで 9 2 . 6 6 %であった。 また効率は出力電流 I Oが 1 Aで 8 8 . 9 7 % 、 2 Aで 8 8 . 4 %、 4 Aで 8 7 . 3 % 、 5 Aで 8 6 . 8 %であった。
図 6は商用電源 1 0 と して A C 2 4 0 V、 5 0 H z と した例の 力率曲線 c及び効率曲線 dを示す。 この場合、 力率は出力電流 I O力 S 1 Aで 8 7 . 0 5 % 、 2 Aで 9 2 . 1 5 %、 4 Aで 9 2 . 2 1 % 、 5 Aで 9 3 . 1 2 %であった。 また効率は出力電流 I Oが 1 Aで 8 3 . 2 6 % 、 2 Aで 8 6 . 6 2 % 、 4 Aで 8 7 . 7 5 %、 5 Aで 8 7 · 5 5 %であった。
図 4は本発明の実施の形態の他の例を示す。 この図 4例は図 1 例を更に高効率化を図った例を示す。 この図 4例につき説明する に、 この図 4において図 1 に対応する部分には同一符号を付して 示し、 その重複説明は省略する。
図 4例においては、 整流回路 1 2の出力側の正極端をチヨーク コイル 1 3 を介してコンパータ トランス 1 4を構成する 1次卷線 1 4 a とは逆相に巻装された補助卷線 1 4 c の一端に接続し、 こ の補助卷線 1 4 c の他端をダイオー ド 1 5 のアノー ドに接続し、 このダイオー ド 1 5の力ソー ドを電解コンデンサ 1 6 の正極に接 続し、 この電解コンデンサ 1 6 の負極を整流回路 1 2 の出力側の 負極端に接続する。
このダイオー ド 1 5の力ソー ド及び電解ュンデンサ 1 6 の正極 の接続中点をこのコンバータ ト ランス 1 4 の 1次卷線 1 4 a の 端に接続し、 この 1次卷線 1 4 a の他端をスイ ッチング素子を構 成する電界効果トランジスダ 1 7 の ドレイ ンに接続し、 'この電界 効果 トランジスタ 1 7 のソースを整流回路 1 2 の負極端に接続す る。 . ' .
この図 4例においては、 この 1次卷線 1 4 a の他端及び電界効 果トランジスタ 1 7 の ドレインの接続中点をコンデンサ 2 1 を介 してチョークコイル 1 3 に同相に巻装ざれた第 2の捕助卷線 1 3 a の一端に接続し、 この第 2の捕助卷線 1 3 a の他端をダイォー ド 2 2のカソー ドに接続し、 このダイォー ド 2 2のァノー ドを整 流回路 1 2 の負極端に接続する。
またコンデンサ 2 1及び第 2の補助卷線 1 3 a の一端の接続点 をダイォ一ド 2 3 のァノー ドに接続し、 このダイォー ド 2 3 の力 ソー ドをダイオー ド 1 5及び電解コンデンサ 1 6の接続中点に接 続し、 また電界効果トランジスタ 1 7のゲー トを抵抗器 2 4を介 して整流回路 1 2 の負極端に接続する。 その他は図 1 と同様に構 成する。
斯る図 4例においては図 1例と同様の作用効果が得られる と共 に電界効果ト ランジスタ 1 7がオフのときに 1次巻線 1 4 a の逆 起電力による電流が 1次卷線 1 4 a コンデンサ 2 1 →ダィォ一 ド 2 3→電解コンデンサ 1 6 と流れてコンデンサ 2 1 を充電し、 この電界効果トラ ンジスタ 1 7の電圧と電流との交差する部分の 電圧の立上り をゆつく り と し、 この電界効果 トランジスタ 1 7の スイッチング損失を軽減する如く している。 このコンデンサ 2 1 に充電された電荷が、 電界効果 トランジスタ 1 7がオンのときに コンデンサ 2 1 →電界効果 トランジスタ 1 7 →ダィォ一ド 2 2→ 第 2の捕助卷線 1 3 a →コンデンサ 2 1 と流れ、 コンデンサ 2 1 を放電し、 初期の状態に戻り次のターンオフ時のスイ ッチング損 失を軽減する。
また本例においては図 1及ぴ図 4 に示す如き電源回路を比較的 大電力例えば 7 0 W程度あるいはそれ以上を使用する電子機器に 使用する。 この場合この電源回路は効率が良いので、 この電子機 器の省電力化を図るこ とができる。
以上述べた如く本発明によれば、 脈流の入力電流はコンバータ トランスの捕助卷線の電圧とチョークコイルの逆起電圧及び入力 電圧との差分でダイォー ドを正にバイアスできたときに流れ、 そ の波形は、 この脈流の入力電圧に応じたものとなることになり、 導通角が広がりサイン波状になり、力率改善が自動的に行われる。
即ち本発明電源回路によれば一定の出力直流電圧を得る如く制 御することで、力率改善も 自動的に行う こ とができる利益がある。
また本発明によれば、 従来に比し、 力率改善回路を特別に設け ないので、 効率がダウンすることなく高効率の電源回路を得るこ とができ、 省電力化を図ることができる。
また本発明による電源回路を用いた電子機器においては、 この 電源回路が高効率なので、 この電子機器の省電力化を図るこ とが できる。
尚、 上述例は商用電源と して 1 0 0 V、 5 0 H z を使用した例 にっき述べたが 9 0 V〜 2 6 4 V、 5 0 H z等の他の商用電源を 使用しても良いこ とは勿論である。
また、 本発明は上述実施例に限ることなく本発明の要旨を逸脱 するこ となくその他種々の構成が採り得ることは勿論である。

Claims

請求の範囲
1 . 脈流が得られる直流電源と、
前記直流電源の一端に接続されたチョークコイルと、
1次卷線、 2次巻線及び第 1 の捕助卷線を有するコンバータ トラ ンスと、
前記コンバータ トランスの電流をスィ ツチングするスィ ツチ ング素子と、
前記スィ ッチン素子をオンオフ制御するパルズ幅変調制御回 路と、 .
前記チョーク，コイルの他端を前記コンバータ ト ランスの前記 第 1 の補助卷線の一端に接続し、 前記第 1 の補助卷線の他端を第 1 のダイォー ド及ぴ第 1 のコンデンサの直列回路を介して前記直 流電源の他端に接続する第 1接続手段と、
前記第 1 のダイオー ド及び第 1 のコンデンサの接続中点を前 記コンバータ トランスの 1次巻線の一端に接続し、. 前記 1次卷線 の他端をスイ ッチング素子を介して前記直流電源の他端に接続す る第 2接続手段と、
前記コ ンバータ トラ ンスの 2次卷線を整流回路を介して直流 電圧出力端子に接続する第 3接続手段と、
前記直流電圧出力端子を前記パルス幅変調制御回路の入力側 に接続し、 該パルス幅変調制御回路の出力端子を前記スィ ッチン グ素子の制御電極に接続する第 4接続手段とを備えたことを特徴 とする電源回路。
2 . 請求の範囲第 1項記載の電源回路において、
前記 1次卷線及ぴスイ ッチング素子の接続点を第 2のコンデンサ 及び第 2のダイオー ドの直列回路を介して前記第 1 のダイォー ド 及び第 1 のコンデンサの接続点に接続すると共に前記第 2 のコン デンサ及び第 2のダイオー ドの接続点を前記チョークコイルに同 相に卷装された第 2 の補助卷線及び第 3 のダイオー ドの直列回路 を介して前記スイ ッチング素子及び前記直流電源の他端の接続点 に接続したことを特徴とする電源回路。
3 . 比較的大電力を使用するよ う にした電子機器において、 請求 の範囲第 1項又は第 2項記載の電源回路を設けたこ と を特徴 とする電子機器。
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