JP2000032750A - Ａｃ／ｄｃコンバ―タ - Google Patents
Ａｃ／ｄｃコンバ―タInfo
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 共振コンバータを含むＡＣ／ＤＣコンバータ
を提供する。 【解決手段】 極めて少ない部品数からなり、入力イン
ピーダンスが極めて小さいリアクティブインピーダンス
を持ち、広い出力パワー範囲で一定のＤＣパワー電源電
圧（Ｕout ）を高い信頼性で供給する、共振コンバータ
を含むＡＣ／ＤＣコンバータを提供するため、本発明に
おいては、共振コンバータ(8) を、共振コンバータ(8)
とＡＣ／ＤＣコンバータに印加されるＡＣ電圧Ｕinを整
流するための整流器(1) との間の点(5) に結合するため
に、容量性（Ｃ2)及び誘導性（ｎ3)の両者のカップリン
グを具える。
を提供する。 【解決手段】 極めて少ない部品数からなり、入力イン
ピーダンスが極めて小さいリアクティブインピーダンス
を持ち、広い出力パワー範囲で一定のＤＣパワー電源電
圧（Ｕout ）を高い信頼性で供給する、共振コンバータ
を含むＡＣ／ＤＣコンバータを提供するため、本発明に
おいては、共振コンバータ(8) を、共振コンバータ(8)
とＡＣ／ＤＣコンバータに印加されるＡＣ電圧Ｕinを整
流するための整流器(1) との間の点(5) に結合するため
に、容量性（Ｃ2)及び誘導性（ｎ3)の両者のカップリン
グを具える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、共振コンバータを
具えるＡＣ／ＤＣコンバータに関する。
具えるＡＣ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】そのようなＡＣ／ＤＣコンバータは、例
えばテレビジョン装置又は放電ランプにおいて、交流電
圧を直流電圧に変換するためにスイッチモード電源の形
で用いられ、幹線電圧をＤＣ電源電圧に変換する。
えばテレビジョン装置又は放電ランプにおいて、交流電
圧を直流電圧に変換するためにスイッチモード電源の形
で用いられ、幹線電圧をＤＣ電源電圧に変換する。
【０００３】商用幹線ＡＣ電圧を印加するＡＣ／ＤＣコ
ンバータには、ＡＣ電圧幹線から取込まれる電流に関し
て特別な要求がなされている。例えば、ＡＣ／ＤＣコン
バータによって生成される電流は、通常、制限された高
調波部分のみを持つことが許される。即ち、ＡＣ／ＤＣ
コンバータは、本質的に能動的な抵抗器として動作する
べきものである。ＡＣ／ＤＣコンバータの入力インピー
ダンスのインピーダンス部分が所定の値を超えてはなら
ない。そのような要求は、更に例えばＩＥＣ1000-3-2に
規定されている。
ンバータには、ＡＣ電圧幹線から取込まれる電流に関し
て特別な要求がなされている。例えば、ＡＣ／ＤＣコン
バータによって生成される電流は、通常、制限された高
調波部分のみを持つことが許される。即ち、ＡＣ／ＤＣ
コンバータは、本質的に能動的な抵抗器として動作する
べきものである。ＡＣ／ＤＣコンバータの入力インピー
ダンスのインピーダンス部分が所定の値を超えてはなら
ない。そのような要求は、更に例えばＩＥＣ1000-3-2に
規定されている。
【０００４】Udo Leonhard Thielによる文献「Professi
onelle Schaltnetzteilapplikationen」(Franzis-Verla
g,1996) の第３．９章から、スイッチモード電源の電力
密度（出力電力と装置容積との比）を上げるために共振
コンバータを用いることが既知である。それは、スイッ
チモード電源の一次回路中にＬＣ共振回路を含むことを
認識することに基づいている。スイッチモード電源は、
必要な場合、所定の時間間隔で充電され、同一の時間間
隔で放電する。共振コンバータによって実現される電源
は、容積がより小さく、信頼性が改善され、ＥＭＶエミ
ッションが低減されている。
onelle Schaltnetzteilapplikationen」(Franzis-Verla
g,1996) の第３．９章から、スイッチモード電源の電力
密度（出力電力と装置容積との比）を上げるために共振
コンバータを用いることが既知である。それは、スイッ
チモード電源の一次回路中にＬＣ共振回路を含むことを
認識することに基づいている。スイッチモード電源は、
必要な場合、所定の時間間隔で充電され、同一の時間間
隔で放電する。共振コンバータによって実現される電源
は、容積がより小さく、信頼性が改善され、ＥＭＶエミ
ッションが低減されている。
【０００５】Robert L.Steigerwaldによる論文「A Comp
arison of Half-Bridge Resonant Converter Topologie
s 」(IEEE Transactions on Power Electronics,第３巻
第２号、1988年４月、第174-182 頁) から、半ブリッジ
回路を有する共振コンバータのための種々の形態が既知
である。
arison of Half-Bridge Resonant Converter Topologie
s 」(IEEE Transactions on Power Electronics,第３巻
第２号、1988年４月、第174-182 頁) から、半ブリッジ
回路を有する共振コンバータのための種々の形態が既知
である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、極め
て小数の部品を用い、ＡＣ／ＤＣコンバータの入力イン
ピーダンスが極めて小さいリアクティブインピーダンス
を持つと共に、広い出力パワーの範囲で一定のＤＣ電源
電圧を信頼性よく供給する共振コンバータを具えるＡＣ
／ＤＣコンバータを提供することにある。
て小数の部品を用い、ＡＣ／ＤＣコンバータの入力イン
ピーダンスが極めて小さいリアクティブインピーダンス
を持つと共に、広い出力パワーの範囲で一定のＤＣ電源
電圧を信頼性よく供給する共振コンバータを具えるＡＣ
／ＤＣコンバータを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、ＡＣ／
ＤＣコンバータの入力におけるＡＣ電圧から整流された
ＡＣ電圧を発生するための第１整流器、整流されたＡＣ
電圧を平滑化するための第１平滑化コンデンサ装置、共
振回路素子からなり、第１平滑化コンデンサ装置におけ
る電圧をＡＣ／ＤＣコンバータの出力における出力電圧
に変換するための共振コンバータ、第１整流器と第１平
滑化コンデンサ装置との間に配置され、誘導性共振回路
素子に磁気的に結合している誘導性素子、及び第１整流
器と第１平滑化コンデンサ装置との間の点を共振コンバ
ータ中の点に結合し、ＡＣ／ＤＣコンバータの動作時
に、共振コンバータの動作周波数で変調されたポテンシ
ャルをフィードバックする容量性カップリングを具える
ことを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバータによって達成さ
れる。
ＤＣコンバータの入力におけるＡＣ電圧から整流された
ＡＣ電圧を発生するための第１整流器、整流されたＡＣ
電圧を平滑化するための第１平滑化コンデンサ装置、共
振回路素子からなり、第１平滑化コンデンサ装置におけ
る電圧をＡＣ／ＤＣコンバータの出力における出力電圧
に変換するための共振コンバータ、第１整流器と第１平
滑化コンデンサ装置との間に配置され、誘導性共振回路
素子に磁気的に結合している誘導性素子、及び第１整流
器と第１平滑化コンデンサ装置との間の点を共振コンバ
ータ中の点に結合し、ＡＣ／ＤＣコンバータの動作時
に、共振コンバータの動作周波数で変調されたポテンシ
ャルをフィードバックする容量性カップリングを具える
ことを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバータによって達成さ
れる。
【０００８】誘導性素子による磁気的及び従って誘導性
のカップリング及び前記容量性カップリングが起動され
ると、共振周波数に対する誘導性及び容量性のカップリ
ングの影響が相互に相殺されるため、共振コンバータの
共振周波数が実質的に一定に保たれる。動作点を決定す
るために用いられる共振コンバータの特性フィールド
は、本質的ではない範囲へのみ変化する。このようなＡ
Ｃ／ＤＣコンバータは、固定された出力パワーにおける
動作周波数が実質的に一定に保たれるという利点を有す
る。従って、ＤＣ出力電圧を維持するために制御装置が
必要とする帯域幅が小さく、ＤＣ出力電圧のリップルが
効率的に低減される。
のカップリング及び前記容量性カップリングが起動され
ると、共振周波数に対する誘導性及び容量性のカップリ
ングの影響が相互に相殺されるため、共振コンバータの
共振周波数が実質的に一定に保たれる。動作点を決定す
るために用いられる共振コンバータの特性フィールド
は、本質的ではない範囲へのみ変化する。このようなＡ
Ｃ／ＤＣコンバータは、固定された出力パワーにおける
動作周波数が実質的に一定に保たれるという利点を有す
る。従って、ＤＣ出力電圧を維持するために制御装置が
必要とする帯域幅が小さく、ＤＣ出力電圧のリップルが
効率的に低減される。
【０００９】本発明によるＡＣ／ＤＣコンバータは、広
い出力パワーの範囲を有する。磁気的（誘導性）及び容
量性カップリングを実現するために必要な部品の数は少
ない。負荷状態においては、ＡＣ／ＤＣコンバータは、
通常は幹線電圧である入力におけるＡＣ電圧と実質的に
同一の位相の実質的に正弦波である入力電流を取込み、
それにより、ＡＣ／ＤＣコンバータは、極めて低いリア
クティブインピーダンスを持ち、従って負荷の良い近似
の純抵抗器として動作する。
い出力パワーの範囲を有する。磁気的（誘導性）及び容
量性カップリングを実現するために必要な部品の数は少
ない。負荷状態においては、ＡＣ／ＤＣコンバータは、
通常は幹線電圧である入力におけるＡＣ電圧と実質的に
同一の位相の実質的に正弦波である入力電流を取込み、
それにより、ＡＣ／ＤＣコンバータは、極めて低いリア
クティブインピーダンスを持ち、従って負荷の良い近似
の純抵抗器として動作する。
【００１０】ブースター手段を具える場合は、該手段
は、第１整流器によって供給される、対応する整流され
たＡＣ電圧に関して、第１平滑化コンデンサ装置におけ
る電圧を上昇させ、平滑化コンデンサ装置を所要の電圧
値に保持するための連続的な充電をもはや不要にする。
は、第１整流器によって供給される、対応する整流され
たＡＣ電圧に関して、第１平滑化コンデンサ装置におけ
る電圧を上昇させ、平滑化コンデンサ装置を所要の電圧
値に保持するための連続的な充電をもはや不要にする。
【００１１】ブースター手段を実現するには種々の方法
がある。一つの方法は、第１整流器と第１平滑化コンデ
ンサ装置との間にある誘導性素子に直列に配置されたブ
ースターコイルを具える方法である。個別部品のブース
ターコイルによる実現は、所定の形状でのブースター手
段の交換が回路装置の他の部品に影響を与えないという
利点を有する。他の方法は、ブースター手段のブースタ
ーインダクタンスを、第１整流器と第１平滑化コンデン
サ装置との間に配置された誘導性素子の漏洩インダクタ
ンスによって実現することである。この方法では個別の
ブースターコイルを必要としない。但し、前記誘導性素
子は、適切な漏洩インダクタンスを持つような形状を有
する。このために、共振コンバータ中に具えられ且つ誘
導性素子を実現するための巻線を有する変圧器（スイッ
チモード電源では一般的に用いられる）が、形状を合わ
せて装備される。
がある。一つの方法は、第１整流器と第１平滑化コンデ
ンサ装置との間にある誘導性素子に直列に配置されたブ
ースターコイルを具える方法である。個別部品のブース
ターコイルによる実現は、所定の形状でのブースター手
段の交換が回路装置の他の部品に影響を与えないという
利点を有する。他の方法は、ブースター手段のブースタ
ーインダクタンスを、第１整流器と第１平滑化コンデン
サ装置との間に配置された誘導性素子の漏洩インダクタ
ンスによって実現することである。この方法では個別の
ブースターコイルを必要としない。但し、前記誘導性素
子は、適切な漏洩インダクタンスを持つような形状を有
する。このために、共振コンバータ中に具えられ且つ誘
導性素子を実現するための巻線を有する変圧器（スイッ
チモード電源では一般的に用いられる）が、形状を合わ
せて装備される。
【００１２】本発明の他の実施例においては、共振コン
バータがスイッチング素子を具え、第１スイッチング状
態においては、共振回路素子を介して変圧器の一次側に
第１平滑化コンデンサ装置における電圧が印加され、変
圧器の二次側が第２整流器及び第２平滑化コンデンサ装
置を介してＡＣ／ＤＣコンバータの出力に接続され、及
び第２スイッチング状態においては、共振回路素子が変
圧器の一次側から切離されることなく、第１平滑化コン
デンサ装置が変圧器の一次側から切離される。
バータがスイッチング素子を具え、第１スイッチング状
態においては、共振回路素子を介して変圧器の一次側に
第１平滑化コンデンサ装置における電圧が印加され、変
圧器の二次側が第２整流器及び第２平滑化コンデンサ装
置を介してＡＣ／ＤＣコンバータの出力に接続され、及
び第２スイッチング状態においては、共振回路素子が変
圧器の一次側から切離されることなく、第１平滑化コン
デンサ装置が変圧器の一次側から切離される。
【００１３】このような半ブリッジ回路による実施例
は、全ブリッジコンバータによる実現に比較して、スイ
ッチモード電源のための極めて適切且つ望ましい低コス
トの解決策である。変圧器により、ＡＣ／ＤＣコンバー
タの入力回路及び出力回路のＤＣ分離を達成することが
できる。変圧器の利用により、更に、発生することがで
きるＤＣ出力電圧及び出力パワー範囲を増加させる。
は、全ブリッジコンバータによる実現に比較して、スイ
ッチモード電源のための極めて適切且つ望ましい低コス
トの解決策である。変圧器により、ＡＣ／ＤＣコンバー
タの入力回路及び出力回路のＤＣ分離を達成することが
できる。変圧器の利用により、更に、発生することがで
きるＤＣ出力電圧及び出力パワー範囲を増加させる。
【００１４】容量性カップリングを実現するコンデンサ
装置に直列に誘導性素子が配置される場合は、他の手段
を付加することなしに、全ての動作状態において、常に
且つ確実に、誘導性素子を通しての誘導性カップリング
と共にのみ容量性カップリングが働く。
装置に直列に誘導性素子が配置される場合は、他の手段
を付加することなしに、全ての動作状態において、常に
且つ確実に、誘導性素子を通しての誘導性カップリング
と共にのみ容量性カップリングが働く。
【００１５】回路装置の望ましい実現例においては、容
量性カップリングを実現する回路ブランチの一端が、変
圧器の一次側巻線と共振コンバータの容量性共振回路素
子との間の点に接続される。回路ブランチの他端が、ブ
ースターコイルとブースター手段のブースターダイオー
ドとの間の点に接続される。この方法においては、共振
コンバータの共振回路のポテンシャルが、スイッチング
素子のスイッチング周波数で変調され、ブースター手段
に印加される。回路装置の他の実現例においては、容量
性カップリングを実現する回路ブランチの一端が、変圧
器の一次側巻線と共振コンバータの他の誘導性共振回路
素子との間の点に接続され、回路ブランチの他端が、ブ
ースターコイルとブースター手段のブースターダイオー
ドとの間の点に接続される。この変形においては、容量
性共振回路素子及び容量性カップリングを実現する容量
を含む純粋な容量性回路は得られず、それにより、回路
状態が純粋な容量性回路にある時に起きる電流ピークが
回避される。
量性カップリングを実現する回路ブランチの一端が、変
圧器の一次側巻線と共振コンバータの容量性共振回路素
子との間の点に接続される。回路ブランチの他端が、ブ
ースターコイルとブースター手段のブースターダイオー
ドとの間の点に接続される。この方法においては、共振
コンバータの共振回路のポテンシャルが、スイッチング
素子のスイッチング周波数で変調され、ブースター手段
に印加される。回路装置の他の実現例においては、容量
性カップリングを実現する回路ブランチの一端が、変圧
器の一次側巻線と共振コンバータの他の誘導性共振回路
素子との間の点に接続され、回路ブランチの他端が、ブ
ースターコイルとブースター手段のブースターダイオー
ドとの間の点に接続される。この変形においては、容量
性共振回路素子及び容量性カップリングを実現する容量
を含む純粋な容量性回路は得られず、それにより、回路
状態が純粋な容量性回路にある時に起きる電流ピークが
回避される。
【００１６】スイッチモード電源で慣行的な方法におい
ては、スイッチング手段のスイッチング周波数を調整す
ることによりＤＣ出力電圧を一定に保つための制御手段
を具え、それにより、ＤＣ出力電圧のリップルを消す。
ては、スイッチング手段のスイッチング周波数を調整す
ることによりＤＣ出力電圧を一定に保つための制御手段
を具え、それにより、ＤＣ出力電圧のリップルを消す。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下に説明する実施例を参照する
ことにより、本発明のこれら及び他の観点が明らかにな
り且つ解明されるであろう。
ことにより、本発明のこれら及び他の観点が明らかにな
り且つ解明されるであろう。
【００１８】図１は、本発明によるＡＣ／ＤＣコンバー
タの実施例を示す図である。ＡＣ／ＤＣコンバータの入
力によりＡＣ電圧Ｕinが受けられ、これが４個のダイオ
ードＤ1,Ｄ2,Ｄ3 及びＤ4 からなるブリッジ整流器１に
より整流され、ＡＣ電圧Ｕ23に変換される。ＡＣ電圧Ｕ
inは、例えば周波数50Hzである正弦波の230 Ｖの幹線電
圧である。電圧Ｕ23はブリッジ整流器１の点２と３とか
ら取出される。電圧Ｕ23は正値であり、点２から点３へ
向かう。ここではブースターコイルとして動作するコイ
ルＬboost と変圧器Ｔの巻線ｎ3 との直列配置が、点２
と点４との間に配置されている。変圧器Ｔは、更に一次
巻線ｎ1 及び二次巻線ｎ2 を有する。巻線ｎ3 は巻線ｎ
1 及びｎ2 からＤＣ分離されているが、巻線ｎ1 及びｎ
2 を通る磁束は少なくとも部分的にそれを通る。ダイオ
ードＤ5 と平滑化コンデンサＣ1からなる平滑化コンデ
ンサ装置との直列配置が、点４と点３との間に存在す
る。コンデンサＣ1 は電解コンデンサであることが望ま
しい。ダイオードＤ5 のアノードが点４に接続され、ダ
イオードＤ5 のカソードがコンデンサＣ1 の正極端子に
接続される。
タの実施例を示す図である。ＡＣ／ＤＣコンバータの入
力によりＡＣ電圧Ｕinが受けられ、これが４個のダイオ
ードＤ1,Ｄ2,Ｄ3 及びＤ4 からなるブリッジ整流器１に
より整流され、ＡＣ電圧Ｕ23に変換される。ＡＣ電圧Ｕ
inは、例えば周波数50Hzである正弦波の230 Ｖの幹線電
圧である。電圧Ｕ23はブリッジ整流器１の点２と３とか
ら取出される。電圧Ｕ23は正値であり、点２から点３へ
向かう。ここではブースターコイルとして動作するコイ
ルＬboost と変圧器Ｔの巻線ｎ3 との直列配置が、点２
と点４との間に配置されている。変圧器Ｔは、更に一次
巻線ｎ1 及び二次巻線ｎ2 を有する。巻線ｎ3 は巻線ｎ
1 及びｎ2 からＤＣ分離されているが、巻線ｎ1 及びｎ
2 を通る磁束は少なくとも部分的にそれを通る。ダイオ
ードＤ5 と平滑化コンデンサＣ1からなる平滑化コンデ
ンサ装置との直列配置が、点４と点３との間に存在す
る。コンデンサＣ1 は電解コンデンサであることが望ま
しい。ダイオードＤ5 のアノードが点４に接続され、ダ
イオードＤ5 のカソードがコンデンサＣ1 の正極端子に
接続される。
【００１９】コンデンサＣ1 と並列に、共振コンバータ
８の２個のＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ1 及びＴ2 の直
列配置が接続される。それらのトランジスタはスイッチ
として動作するものであり、ブロッキングエンハンスメ
ント型ｎチャネルＭＯＳＦＥＴトランジスタとして実現
される。トランジスタＴ1 のドレインがダイオードＤ5
のカソードに接続され、トランジスタＴ2 のソースがＣ
1 の負極端子即ち点３に接続される。共振回路の素子と
して動作する部品のコイルＬr 、変圧器Ｔの一次巻線ｎ
1 及びコンデンサＣr が、トランジスタＴ2 のドレイン
−ソースの経路に並列に配置され、それにより、いわゆ
るＬＬＣ共振コンバータが得られる。コイルＬr はトラ
ンジスタＴ1 のソース及びトランジスタＴ2 のドレイン
に接続される。コンデンサＣr はトランジスタＴ2 のソ
ースに接続される。巻線ｎ1 はコイルＬr とコンデンサ
Ｃr との間に位置する。コンデンサＣ2 は、巻線ｎ1 と
コンデンサＣr との間に位置する点５と点４との間に配
置される。
８の２個のＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ1 及びＴ2 の直
列配置が接続される。それらのトランジスタはスイッチ
として動作するものであり、ブロッキングエンハンスメ
ント型ｎチャネルＭＯＳＦＥＴトランジスタとして実現
される。トランジスタＴ1 のドレインがダイオードＤ5
のカソードに接続され、トランジスタＴ2 のソースがＣ
1 の負極端子即ち点３に接続される。共振回路の素子と
して動作する部品のコイルＬr 、変圧器Ｔの一次巻線ｎ
1 及びコンデンサＣr が、トランジスタＴ2 のドレイン
−ソースの経路に並列に配置され、それにより、いわゆ
るＬＬＣ共振コンバータが得られる。コイルＬr はトラ
ンジスタＴ1 のソース及びトランジスタＴ2 のドレイン
に接続される。コンデンサＣr はトランジスタＴ2 のソ
ースに接続される。巻線ｎ1 はコイルＬr とコンデンサ
Ｃr との間に位置する。コンデンサＣ2 は、巻線ｎ1 と
コンデンサＣr との間に位置する点５と点４との間に配
置される。
【００２０】変圧器Ｔの二次巻線ｎ2 における電圧が、
ダイオードＤ6,Ｄ7,Ｄ8 及びＤ9 からなるブリッジ整流
器６に印加される。ブリッジ整流器６によって発生され
る整流電圧が、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力に並列に配
置された平滑化コンデンサＣ3 からなる平滑化コンデン
サ装置に印加され、前記出力から出力電圧Ｕout が取出
される。
ダイオードＤ6,Ｄ7,Ｄ8 及びＤ9 からなるブリッジ整流
器６に印加される。ブリッジ整流器６によって発生され
る整流電圧が、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力に並列に配
置された平滑化コンデンサＣ3 からなる平滑化コンデン
サ装置に印加され、前記出力から出力電圧Ｕout が取出
される。
【００２１】ＤＣ出力電圧Ｕout は制御ユニット７に印
加され、制御ユニット７はトランジスタＴ1 及びＴ2 の
スイッチング状態を制御し、出力電圧Ｕout を一定に保
持する。このために、制御ユニット７が、適切なゲート
電圧を発生することにより、トランジスタＴ1 及びＴ2
のスイッチング周波数を所定の値にする。スイッチング
周波数は、およそ50乃至400kHzの範囲が望ましい。トラ
ンジスタＴ1 及びＴ2は交互に動作する。制御ユニット
７は、トランジスタＴ1 及びＴ2 のゲートに接続される
出力と、出力電圧Ｕout から取出される入力と、制御ユ
ニット中の発振器の周波数を制御するＰＩ制御手段との
ＤＣ分離のために、光カップラーを具える。発振器から
は、トランジスタＴ1 及びＴ2 のスイッチング周波数が
導出される。
加され、制御ユニット７はトランジスタＴ1 及びＴ2 の
スイッチング状態を制御し、出力電圧Ｕout を一定に保
持する。このために、制御ユニット７が、適切なゲート
電圧を発生することにより、トランジスタＴ1 及びＴ2
のスイッチング周波数を所定の値にする。スイッチング
周波数は、およそ50乃至400kHzの範囲が望ましい。トラ
ンジスタＴ1 及びＴ2は交互に動作する。制御ユニット
７は、トランジスタＴ1 及びＴ2 のゲートに接続される
出力と、出力電圧Ｕout から取出される入力と、制御ユ
ニット中の発振器の周波数を制御するＰＩ制御手段との
ＤＣ分離のために、光カップラーを具える。発振器から
は、トランジスタＴ1 及びＴ2 のスイッチング周波数が
導出される。
【００２２】整流されたＡＣ電圧Ｕ23は電圧Ｕ43に引上
げられる。このために、ブースターコイルとして動作す
るコイルＬboost 、巻線ｎ3 及びダイオードＤ5 からな
るブースター手段が用いられる。ブースターのスイッチ
ングは、巻線ｎ3 に誘起される高周波数ＡＣ電圧Ｕn3及
びコンデンサＣ2 を通る容量性カップリングにより、巻
線ｎ3 を通して行われる。変圧器Ｔ中で作用し巻線ｎ3
を流れる磁束の部分に対応する電圧Ｕn3が、ブリッジ整
流器１と平滑化コンデンサＣ1 との間の誘導性素子ｎ3
にかかる。コンデンサＣ2 は、ブリッジ整流器１と平滑
化コンデンサＣ1 との間の点４を共振コンバータ８中の
点５に結合し、共振コンバータ８の動作周波数で変調さ
れたポテンシャルを送る。電圧Ｕn3及び点５におけるポ
テンシャルの周波数は、トランジスタＴ1 及びＴ2 のス
イッチング周波数の範囲にある。正弦波状の変化は、Ｌ
r,ｎ1 及びＣr が共振回路素子として動作することを示
し、それらの共振回路素子は、トランジスタＴ1 及びＴ
2 によってスイッチングされたコンデンサ電圧Ｕc1を、
変圧器Ｔの一次巻線ｎ1 を通る正弦波電流に変換する。
げられる。このために、ブースターコイルとして動作す
るコイルＬboost 、巻線ｎ3 及びダイオードＤ5 からな
るブースター手段が用いられる。ブースターのスイッチ
ングは、巻線ｎ3 に誘起される高周波数ＡＣ電圧Ｕn3及
びコンデンサＣ2 を通る容量性カップリングにより、巻
線ｎ3 を通して行われる。変圧器Ｔ中で作用し巻線ｎ3
を流れる磁束の部分に対応する電圧Ｕn3が、ブリッジ整
流器１と平滑化コンデンサＣ1 との間の誘導性素子ｎ3
にかかる。コンデンサＣ2 は、ブリッジ整流器１と平滑
化コンデンサＣ1 との間の点４を共振コンバータ８中の
点５に結合し、共振コンバータ８の動作周波数で変調さ
れたポテンシャルを送る。電圧Ｕn3及び点５におけるポ
テンシャルの周波数は、トランジスタＴ1 及びＴ2 のス
イッチング周波数の範囲にある。正弦波状の変化は、Ｌ
r,ｎ1 及びＣr が共振回路素子として動作することを示
し、それらの共振回路素子は、トランジスタＴ1 及びＴ
2 によってスイッチングされたコンデンサ電圧Ｕc1を、
変圧器Ｔの一次巻線ｎ1 を通る正弦波電流に変換する。
【００２３】点４におけるポテンシャルがダイオードＤ
5 とコンデンサＣ1 との間の点のポテンシャルより大き
い場合は、コンデンサＣ2 が充電ポンプとして動作し、
コンデンサＣ1 を充電する。このプロセスにより、コン
デンサＣ1 が充分に充電され、同時に出力パワーＰout
の消費量が大きくなる。電圧Ｕ23が電圧ＵL,boost 、Ｕ
n3及び電圧Ｕ43の最大値の和より高い場合は、入力電流
Ｉin＞０が流れる。この動作状態においては、巻線ｎ3
を通る誘導性カップリング及びコンデンサＣ2を通る容
量性カップリングの動作が実現される。両者共、共振回
路素子Ｌr,ｎ1及びＣr と共に共振回路素子として動作
する。しかしながら、共振周波数に対するそれらの影響
は逆方向であり相殺するように作用し、それにより得ら
れる共振コンバータの共振周波数は、回路状態に関しＩ
in＝０で実質的に不変に保たれる。この状態において
は、共振回路素子Ｌr,ｎ1 及びＣr のみが共振コンバー
タの共振周波数を決定する。これは、この場合、Ｉin＝
０及びＩin＞０の両者の場合において、与えられた出力
パワーＰout の基礎として同一の特性値ファミリーを用
いることができるため、スイッチング素子Ｔ1 及びＴ2
が動作する共振コンバータの動作周波数ｆの制御が簡単
になる。制御ユニット７が必要とする帯域幅は極めて小
さくなる。動作周波数ｆの制御に際して特性値ファミリ
ーを考慮に入れる方法は、図４乃至６を用いて後述す
る。
5 とコンデンサＣ1 との間の点のポテンシャルより大き
い場合は、コンデンサＣ2 が充電ポンプとして動作し、
コンデンサＣ1 を充電する。このプロセスにより、コン
デンサＣ1 が充分に充電され、同時に出力パワーＰout
の消費量が大きくなる。電圧Ｕ23が電圧ＵL,boost 、Ｕ
n3及び電圧Ｕ43の最大値の和より高い場合は、入力電流
Ｉin＞０が流れる。この動作状態においては、巻線ｎ3
を通る誘導性カップリング及びコンデンサＣ2を通る容
量性カップリングの動作が実現される。両者共、共振回
路素子Ｌr,ｎ1及びＣr と共に共振回路素子として動作
する。しかしながら、共振周波数に対するそれらの影響
は逆方向であり相殺するように作用し、それにより得ら
れる共振コンバータの共振周波数は、回路状態に関しＩ
in＝０で実質的に不変に保たれる。この状態において
は、共振回路素子Ｌr,ｎ1 及びＣr のみが共振コンバー
タの共振周波数を決定する。これは、この場合、Ｉin＝
０及びＩin＞０の両者の場合において、与えられた出力
パワーＰout の基礎として同一の特性値ファミリーを用
いることができるため、スイッチング素子Ｔ1 及びＴ2
が動作する共振コンバータの動作周波数ｆの制御が簡単
になる。制御ユニット７が必要とする帯域幅は極めて小
さくなる。動作周波数ｆの制御に際して特性値ファミリ
ーを考慮に入れる方法は、図４乃至６を用いて後述す
る。
【００２４】図２及び３は、図１のＡＣ／ＤＣコンバー
タの変形を示す図である。図２においては、巻線ｎ3 が
ブースターコイルＬboost と直列には配置されず、コン
デンサＣ2 と点４との間にコンデンサＣ2 と直列に配置
されている。従って、それにより、巻線ｎ3 を通る誘導
性カップリング及びコンデンサＣ2 を通る容量性カップ
リングが、常に同時に動作する。図３には、図１のＡＣ
／ＤＣコンバータの他の二つの変形を用いる実施例を示
す。二つの変形のうちの一つは、コンデンサＣ2 を含み
容量性カップリングを実現するブランチが、点４ではな
く、点２に結合されている。更に、この回路は、点５に
おけるポテンシャルに代えて、巻線ｎ1とインダクタン
スＬr との間のポテンシャル5'が、容量性カップリング
を実現するコンデンサＣ2 を含むブランチから取出され
るように変更される。望ましくない電流ピークを与える
ことがあるコンデンサＣr 及びＣ2 からなる純粋に容量
性の回路が存在する回路状態は、これによって回避され
る。
タの変形を示す図である。図２においては、巻線ｎ3 が
ブースターコイルＬboost と直列には配置されず、コン
デンサＣ2 と点４との間にコンデンサＣ2 と直列に配置
されている。従って、それにより、巻線ｎ3 を通る誘導
性カップリング及びコンデンサＣ2 を通る容量性カップ
リングが、常に同時に動作する。図３には、図１のＡＣ
／ＤＣコンバータの他の二つの変形を用いる実施例を示
す。二つの変形のうちの一つは、コンデンサＣ2 を含み
容量性カップリングを実現するブランチが、点４ではな
く、点２に結合されている。更に、この回路は、点５に
おけるポテンシャルに代えて、巻線ｎ1とインダクタン
スＬr との間のポテンシャル5'が、容量性カップリング
を実現するコンデンサＣ2 を含むブランチから取出され
るように変更される。望ましくない電流ピークを与える
ことがあるコンデンサＣr 及びＣ2 からなる純粋に容量
性の回路が存在する回路状態は、これによって回避され
る。
【００２５】図４及び５は、入力電圧Ｕin及びコンデン
サＣ1 における電圧Ｕc1の基本的な特性曲線を示す図で
ある。これらは図６と共に読むべきものである。図６
は、出力電圧Ｕout とコンデンサＣ1 における電圧Ｕc1
との比と、トランジスタＴ1 及びＴ2 のスイッチング周
波数との関係を、複数の出力パワーＰout ＝０、Ｐout
＝Ｐ1(例えば200W) 及びＰout ＝Ｐmax(例えば375W) に
ついて示す図である。
サＣ1 における電圧Ｕc1の基本的な特性曲線を示す図で
ある。これらは図６と共に読むべきものである。図６
は、出力電圧Ｕout とコンデンサＣ1 における電圧Ｕc1
との比と、トランジスタＴ1 及びＴ2 のスイッチング周
波数との関係を、複数の出力パワーＰout ＝０、Ｐout
＝Ｐ1(例えば200W) 及びＰout ＝Ｐmax(例えば375W) に
ついて示す図である。
【００２６】図４は、ＡＣ／ＤＣコンバータがその出力
側で無負荷の場合（Ｉout ＝０、Ｐout ＝０）、電圧Ｕ
c1がＡＣ／ＤＣコンバータのＡＣ入力電圧Ｕinの最大値
の上にあることを示す。更に、電圧Ｕ43の電圧振幅が記
号２×Ｕ43,Sで表示されている。この動作状態において
は、電圧Ｕc1が上昇するため、比Ｕout/Ｕc1が減少す
る。図６においては、これは、図示の曲線の直線で平坦
な部分の動作点に対応する。従って、トランジスタＴ1
とＴ2 とがスイッチングする動作周波数ｆが、この動作
状態で最大である。
側で無負荷の場合（Ｉout ＝０、Ｐout ＝０）、電圧Ｕ
c1がＡＣ／ＤＣコンバータのＡＣ入力電圧Ｕinの最大値
の上にあることを示す。更に、電圧Ｕ43の電圧振幅が記
号２×Ｕ43,Sで表示されている。この動作状態において
は、電圧Ｕc1が上昇するため、比Ｕout/Ｕc1が減少す
る。図６においては、これは、図示の曲線の直線で平坦
な部分の動作点に対応する。従って、トランジスタＴ1
とＴ2 とがスイッチングする動作周波数ｆが、この動作
状態で最大である。
【００２７】しかしながら、図５に示された動作状態
は、出力パワーが最大の場合（Ｐout＝Ｐmax)である。
この動作状態においては、電圧Ｕc1が、入力電圧Ｕinの
電圧振幅の値に低下する。コンデンサの電圧は、Ｕinの
振幅のレベル上に「浮いている」。電圧Ｕ43のピーク値
は既に上昇しており、入力電圧Ｕinの振幅範囲中にあ
る。図６のＰout ＝Ｐmax の特性曲線を考慮すると、電
圧Ｕc1の低下の結果、調整されるべき動作周波数ｆは、
共振を超える範囲にあるｆ＝ｆmin になる。より小さい
出力パワーＰout の動作状態に関しては、調整されるべ
き動作周波数ｆは低下している。
は、出力パワーが最大の場合（Ｐout＝Ｐmax)である。
この動作状態においては、電圧Ｕc1が、入力電圧Ｕinの
電圧振幅の値に低下する。コンデンサの電圧は、Ｕinの
振幅のレベル上に「浮いている」。電圧Ｕ43のピーク値
は既に上昇しており、入力電圧Ｕinの振幅範囲中にあ
る。図６のＰout ＝Ｐmax の特性曲線を考慮すると、電
圧Ｕc1の低下の結果、調整されるべき動作周波数ｆは、
共振を超える範囲にあるｆ＝ｆmin になる。より小さい
出力パワーＰout の動作状態に関しては、調整されるべ
き動作周波数ｆは低下している。
【００２８】小さい出力パワーＰout においては、コン
デンサＣ2 における電圧振幅は減少する。それに伴い、
平滑化コンデンサＣ1 における電圧Ｕc1が上昇し、電圧
Ｕ23とＵc1との差が増加する。これにより次に、ブリッ
ジ整流器１によって共振コンバータ８へ転送されるパワ
ーが減少する。しかしながら、出力パワーＰout が大き
い場合、電圧Ｕc1が低下し、共振コンバータ８中の電圧
振幅が大きくなる。本発明によるＡＣ／ＤＣコンバータ
のための回路装置は、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力から
供給されるパワーＰout の変動について自己安定化効果
を有する。
デンサＣ2 における電圧振幅は減少する。それに伴い、
平滑化コンデンサＣ1 における電圧Ｕc1が上昇し、電圧
Ｕ23とＵc1との差が増加する。これにより次に、ブリッ
ジ整流器１によって共振コンバータ８へ転送されるパワ
ーが減少する。しかしながら、出力パワーＰout が大き
い場合、電圧Ｕc1が低下し、共振コンバータ８中の電圧
振幅が大きくなる。本発明によるＡＣ／ＤＣコンバータ
のための回路装置は、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力から
供給されるパワーＰout の変動について自己安定化効果
を有する。
【００２９】図７は、出力パワーＰout の種々の値につ
いて入力電流Ｉinの時間に関する変化を示す図である。
Ｉin,1は小さい出力パワーＰout を、Ｉin,2は平均の出
力パワーＰout を、更に、Ｉin,3は最大の出力パワーＰ
out を示す。分かり易くするため、電圧Ｕ23及びコンデ
ンサ電圧Ｕc1の時間に関する変化を図７の上側に、Ｉin
の時間に関する変化の上に示す。小さい出力パワーの場
合、Ｉin,1によって表示される変化によれば、入力電流
Ｉinが流れる範囲は比較的小さい。入力電流Ｉinが流れ
る時間範囲は、出力パワーＰout の増加に伴って増加す
る。
いて入力電流Ｉinの時間に関する変化を示す図である。
Ｉin,1は小さい出力パワーＰout を、Ｉin,2は平均の出
力パワーＰout を、更に、Ｉin,3は最大の出力パワーＰ
out を示す。分かり易くするため、電圧Ｕ23及びコンデ
ンサ電圧Ｕc1の時間に関する変化を図７の上側に、Ｉin
の時間に関する変化の上に示す。小さい出力パワーの場
合、Ｉin,1によって表示される変化によれば、入力電流
Ｉinが流れる範囲は比較的小さい。入力電流Ｉinが流れ
る時間範囲は、出力パワーＰout の増加に伴って増加す
る。
【００３０】図８は、変圧器Ｔの基本的構造を示す図で
ある。巻線ｎ1 及びｎ2 は、磁気的に直列に配置されて
いる。これらの巻線を通って流れる磁束は巻線ｎ3 を通
る。変圧器Ｔの適切な実現例においては、ブースターイ
ンダクタンスＬboost は、変圧器Ｔの漏洩インダクタン
スによって既に実現されており、従って、インダクタン
スＬboost のための個別部品を省略することができる。
ある。巻線ｎ1 及びｎ2 は、磁気的に直列に配置されて
いる。これらの巻線を通って流れる磁束は巻線ｎ3 を通
る。変圧器Ｔの適切な実現例においては、ブースターイ
ンダクタンスＬboost は、変圧器Ｔの漏洩インダクタン
スによって既に実現されており、従って、インダクタン
スＬboost のための個別部品を省略することができる。
【図１】 本発明によるＡＣ／ＤＣコンバータの実施例
を示す図である。
を示す図である。
【図２】 本発明によるＡＣ／ＤＣコンバータの他の実
施例を示す図である。
施例を示す図である。
【図３】 本発明によるＡＣ／ＤＣコンバータの他の実
施例を示す図である。
施例を示す図である。
【図４】 ＡＣ／ＤＣコンバータの出力に負荷がない場
合におけるＡＣ／ＤＣコンバータ中の電圧波形を示す図
である。
合におけるＡＣ／ＤＣコンバータ中の電圧波形を示す図
である。
【図５】 ＡＣ／ＤＣコンバータの出力が最大パワーの
場合におけるＡＣ／ＤＣコンバータ中の電圧波形を示す
図である。
場合におけるＡＣ／ＤＣコンバータ中の電圧波形を示す
図である。
【図６】 ＡＣ／ＤＣコンバータ中のスイッチング手段
のスイッチング周波数について動作範囲を決定するため
の図である。
のスイッチング周波数について動作範囲を決定するため
の図である。
【図７】 ＡＣ／ＤＣコンバータ中の電圧波形及び電流
波形を示す図である。
波形を示す図である。
【図８】 使用する変圧器の例を示す図である。
１、６ ブリッジ整流器 ７ 制御ユニット ８ 共振コンバータ Ｃ1,Ｃ2,Ｃ3,Ｃr コンデンサ Ｄ1,Ｄ2,Ｄ3,Ｄ4,Ｄ5,Ｄ6,Ｄ7,Ｄ8,Ｄ9 ダイオード Ｌboost ブースターコイル Ｌr コイル ｎ1,ｎ2,ｎ3 変圧器の巻線 Ｐout 出力パワー Ｔ 変圧器 Ｔ1,Ｔ2 ＭＯＳＦＥＴトランジスタ ｆ スイッチング動作周波数 Ｉin 入力電流 Ｕin ＡＣ入力電圧 Ｕ23、Ｕ43 整流されたＡＣ電圧 Ｕc1 コンデンサ電圧 Ｕn3 高周波数ＡＣ電圧 Ｕout 出力電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ
Claims (9)
- 【請求項１】 ＡＣ／ＤＣコンバータの入力におけるＡ
Ｃ電圧（Ｕin）から整流されたＡＣ電圧（Ｕ23）を発生
するための第１整流器(1) 、 整流されたＡＣ電圧（Ｕ23）を平滑化するための第１平
滑化コンデンサ装置（Ｃ1)、 共振回路素子（Ｌr,ｎ1,Ｃr)からなり、第１平滑化コン
デンサ装置（Ｃ1)における電圧（ＵC1）をＡＣ／ＤＣコ
ンバータの出力における出力電圧（Ｕout)に変換するた
めの共振コンバータ(8) 、 第１整流器(1) と第１平滑化コンデンサ装置（Ｃ1)との
間に配置され、誘導性共振回路素子（ｎ1)に磁気的に結
合している誘導性素子（ｎ3)、及び第１整流器(1) と第
１平滑化コンデンサ装置（Ｃ1)との間の点(4) を共振コ
ンバータ(8) 中の点(5) に結合し、ＡＣ／ＤＣコンバー
タの動作時に、共振コンバータ(8) の動作周波数で変調
されたポテンシャル（Ｖ5)をフィードバックする容量性
カップリングを具えることを特徴とするＡＣ／ＤＣコン
バータ。 - 【請求項２】 第１整流器(1) によって供給される、対
応する整流されたＡＣ電圧（Ｕ23）に関して、第１平滑
化コンデンサ装置（Ｃ1)における電圧（ＵC1）を上昇さ
せるために、ブースター手段（Ｌboost,Ｄ5)を具えるこ
とを特徴とする請求項１に記載のＡＣ／ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項３】 ブースター手段（Ｌboost,Ｄ5)が、第１
整流器(1) と第１平滑化コンデンサ装置（Ｃ1)との間に
ある誘導性素子（ｎ3)に直列に配置されたブースターコ
イル（Ｌboost)を具えることを特徴とする請求項１又は
２に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 ブースター手段のブースターインダクタ
ンス（Ｌboost)が、第１整流器(1) と第１平滑化コンデ
ンサ装置（Ｃ1)との間に配置された誘導性素子（ｎ3)の
漏洩インダクタンスによって構成されることを特徴とす
る請求項１又は２に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 共振コンバータ(8) が、スイッチング素
子（Ｔ1,Ｔ2)を具え、 第１スイッチング状態（Ｔ1 が導通、Ｔ2 が非導通）に
おいては、共振回路素子（Ｌr,ｎ1,Ｃr)を介して変圧器
（Ｔ）の一次側（ｎ1)に第１平滑化コンデンサ装置（Ｃ
1)における電圧（ＵC1）が印加され、変圧器（Ｔ）の二
次側（ｎ2)が第２整流器(6) 及び第２平滑化コンデンサ
装置（Ｃ3)を介してＡＣ／ＤＣコンバータの出力（Ｕou
t)に接続され、及び第２スイッチング状態（Ｔ1 が非導
通、Ｔ2 が導通）においては、共振回路素子（Ｌr,ｎ1,
Ｃr)が変圧器（Ｔ）の一次側（ｎ1)から切離されること
なく、第１平滑化コンデンサ装置（Ｃ1)が変圧器（Ｔ）
の一次側（ｎ1)から切離されることを特徴とする請求項
１乃至４のいずれか１項に記載のＡＣ／ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項６】 誘導性素子（ｎ3)が、容量性カップリン
グを実現するコンデンサ装置（Ｃ2)に直列に配置される
ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載
のＡＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項７】 容量性カップリングを実現する回路ブラ
ンチ（Ｃ2)の一端が、変圧器（Ｔ）の一次側巻線（ｎ1)
と共振コンバータ(8) の容量性共振回路素子（Ｃr)との
間の点(5) に接続され、回路ブランチ（Ｃ2)の他端が、
ブースターコイル（Ｌboost)とブースター手段のブース
ターダイオード（Ｄ5)との間の点(4) に接続されること
を特徴とする請求項５又は６に記載のＡＣ／ＤＣコンバ
ータ。 - 【請求項８】 容量性カップリングを実現する回路ブラ
ンチ（Ｃ2)の一端が、変圧器（Ｔ）の一次側巻線（ｎ1)
と共振コンバータ(8) の他の誘導性共振回路素子（Ｃr)
との間の点(5) に接続され、回路ブランチ（Ｃ2)の他端
が、ブースターコイル（Ｌboost)とブースター手段のブ
ースターダイオード（Ｄ5)との間の点(4)に接続される
ことを特徴とする請求項５又は６に記載のＡＣ／ＤＣコ
ンバータ。 - 【請求項９】 スイッチング手段（Ｔ1,Ｔ2)のスイッチ
ング周波数を調整することによりＤＣ出力電圧（Ｕout)
を一定に保つための制御手段(7) を具えることを特徴と
する請求項１乃至８のいずれか１項に記載のＡＣ／ＤＣ
コンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19824409:6 | 1998-05-30 | ||
| DE19824409A DE19824409A1 (de) | 1998-05-30 | 1998-05-30 | AC-DC-Wandler |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000032750A true JP2000032750A (ja) | 2000-01-28 |
Family
ID=7869528
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11147567A Pending JP2000032750A (ja) | 1998-05-30 | 1999-05-27 | Ａｃ／ｄｃコンバ―タ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6046914A (ja) |
| EP (1) | EP0963032A1 (ja) |
| JP (1) | JP2000032750A (ja) |
| DE (1) | DE19824409A1 (ja) |
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| WO2020120562A1 (en) * | 2018-12-13 | 2020-06-18 | Danmarks Tekniske Universitet | Ac-dc power converter with power factor correction |
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