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TWI893421B - 開關電源的控制晶片和控制方法 - Google Patents

開關電源的控制晶片和控制方法

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TWI893421B
TWI893421B TW112128684A TW112128684A TWI893421B TW I893421 B TWI893421 B TW I893421B TW 112128684 A TW112128684 A TW 112128684A TW 112128684 A TW112128684 A TW 112128684A TW I893421 B TWI893421 B TW I893421B
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TW
Taiwan
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signal
voltage
switch
power supply
switching power
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TW112128684A
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TW202448090A (zh
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方倩
周俊
李可
Original Assignee
大陸商昂寶電子（上海）有限公司
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Abstract

本發明提供了開關電源的控制晶片和控制方法。開關電源包括第一開關、第一電阻和變壓器，第一開關的一端通過第一電阻接地，第一開關的第二端連接到變壓器，並且第一開關的第三端接收控制晶片的控制信號。控制晶片包括：退磁模組，檢測開關電源的變壓器的退磁情況以產生退磁信號，檢測第一開關的第二端的電壓以產生諧振谷底導通信號，以及檢測開關電源的工作模式以產生工作模式信號；第一控制部分，基於退磁信號和第一電阻上的電壓來生成第一信號；第二控制部分，基於退磁信號和開關電源的工作模式信號來生成第二信號；和控制邏輯，根據第一信號和第二信號以及諧振谷底導通信號來產生用於控制第一開關的導通和關斷的控制信號。

Description

開關電源的控制晶片和控制方法
本發明涉及電路技術領域，更具體地涉及開關電源的控制晶片和控制方法。
開關電源又稱交換式電源、開關變換器，是電源供應器的一種。開關電源的功能是通過不同形式的拓撲架構(例如，返馳(fly-back)架構、降壓(BUCK)架構、或升壓(BOOST)架構等)將一個位準的電壓轉換為使用者端所需要的電壓或電流。
電源控制器是對被控開關電源進行控制的裝置。傳統的電源控制器受限於被控開關電源的拓撲架構，而且在輸出電流中存在工頻紋波，效率低下。
本發明的一方面提供了一種開關電源的控制晶片，其中開關電源包括第一開關、第一電阻和變壓器，第一開關的一端通過第一電阻接地，第一開關的第二端連接到變壓器，並且第一開關的第三端接收控制晶片的控制信號，控制晶片包括：退磁模組，檢測開關電源的變壓器的退磁情況以產生退磁信號，檢測第一開關的第二端的電壓以產生諧振谷底導通信號，以及檢測開關電源的工作模式以產生工作模式信號；第一控制部分，基於退磁信號和第一電阻上的電壓來生成第一信號；第二控制部分，基於退磁信號和開關電源的工作模式信號來生成第二信號；和控制邏輯，根據第一信號和第二信號以及諧振谷底導通信號來產生用於控制第一開關的導通和關斷的控制信號。
本發明的一方面提供了由控制晶片執行的開關電源的控制方法，其中開關電源包括第一開關、第一電阻和變壓器，第一開關的一端通 過第一電阻接地，第一開關的第二端連接到變壓器，並且第一開關的第三端接收控制晶片的控制信號，控制方法包括：檢測開關電源的變壓器的退磁情況以產生退磁信號，檢測第一開關的第二端的電壓以產生諧振谷底導通信號，以及檢測開關電源的工作模式以產生工作模式信號；基於退磁信號和第一電阻上的電壓來生成第一信號；基於退磁信號和開關電源的工作模式信號來生成第二信號；和根據第一信號和第二信號以及諧振谷底導通信號來產生用於控制第一開關的導通和關斷的控制信號。
根據本發明的開關電源的控制晶片和控制方法，不再受限於被控開關電源的拓撲架構，具有高效的恆流精度控制，而且可以消除輸出電流中的工頻紋波，達到效率最優。
100:開關電源
200,400:控制晶片
201:退磁模組
202,6031,8031:計時模組
203:第一比較模組
204,6034,8033:邊沿觸發模組
205:第二比較模組
206,405,604,804:控制模組
2DEM_on:兩倍退磁計時開通信號
401,601,801:退磁模組
402,6021,8021:採樣模組
403,6022,8022:誤差電流控制模組
404:比較模組
602,802:第一控制部分
6023,8023:第一比較模組
603,803:第二控制部分
6032:谷底鎖定模組
6033,8032:第二比較模組
800:控制晶片
AC,Vs:電壓源
B1:暫存器
C,Co,C1,C21,C41,C61,C62,C63,C81,C82:電容
comp:比較結果信號
comp1:第一比較結果信號
comp2:第二比較結果信號
D1,D2,D3,D4,D5,D6:二極體
DEM:退磁信號
fre:工作頻率
gate:控制信號
I1,Ic:第一電流源
I2,Id:第二電流源
Io:輸出電流
Ip:一次側峰值電流
K:預定比例
Lp:一次側感量
Np,Ns:匝數
ON&DCM:第一開關S1導通期間
QR_on:諧振谷底導通信號
Rcs:第一電阻
R1:電阻
S1:第一開關
S21,S22,S41,S42,S61,S62,S63,S64,S65,S66,S67,S68,S81,S82,S83,S84,S85:開關
T:變壓器
TON,TDCM,TDEM:時間
V1:電壓源
VC1,VC2,Verror:輸出(電壓)
Vcs,Vds:電壓
Vdc:偏置電壓源
VH:閾值上限
VI0:第一輸入電壓
VL:閾值下限
VLed:輸出電壓
Vref:參考電壓
Vt:充放電起始位準
Vt:電壓源
Vth:閾值電壓
在結合圖式閱讀下面的具體描述時，可以通過下面的具體描述最佳地理解本發明的各方面。注意，根據行業的標準慣例，各種特徵不一定是按比例繪製的。在各圖中，相似的數字標號描述相似的組件。具有不同字母尾碼的相似數字可以表示相似組件的不同實例。在圖式中：
圖1示出了開關電源的拓撲結構的示意圖。
圖2示出了對開關電源進行控制的傳統控制晶片的示意圖；
圖3示出了圖2的控制晶片對開關電源進行控制的關鍵點工作波形；
圖4示出了對開關電源進行控制的傳統控制晶片的示意圖。
圖5示出了圖4的控制晶片對開關電源進行控制的關鍵點工作波形；
圖6示出了根據本發明實施例的控制晶片的示意圖；
圖7示出了圖6的控制晶片對開關電源進行控制的關鍵點工作波形；
圖8示出了根據本發明實施例的控制晶片的示意圖；以及
圖9示出了圖8的控制晶片對開關電源進行控制的關鍵點工作波形。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理 解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在圖式和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。
圖1示出了開關電源的拓撲結構的示意圖。如圖1所示，開關電源100包括第一開關S1、第一電阻Rcs和變壓器T。第一開關S1可以為金屬氧化物半導體場效應電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)。第一開關S1的第一端(源極端)通過第一電阻Rcs接地，第一開關S1的第二端(汲極端)連接到變壓器T(Np和Ns分別表示變壓器T的一二次繞組匝數)，並且第一開關S1的第三端(閘極端)接收控制晶片的控制信號gate。
應理解，開關電源100還可以包括其他元件及其連接。例如，如圖1所示，第一開關S1的第二端具體地連接到變壓器T的一次側，並且還經由二極體D1連接到開關電源100的濾波電路(包括電阻R1和電容C1)。變壓器T的二次側經由二極體D2連接到輸出電路，該輸出電路包括負載發光二極體(Light Emitting Diode，LED)燈和與負載並聯的電容Co。在圖1中，開關電源100還包括電壓源AC、由四個二極體D3-D6形成的整流橋和電容C。在圖1中，Vcs表示第一開關S1的第一端的電壓，也是第一電阻Rcs上的電壓，Vds表示第一開關S1的第二端的電壓，VLed表示輸出電壓，Io表示輸出電流。雖然圖示出了以上元件及其連接，但是本發明開關電源100的拓撲結構並不限於此。
圖2示出了對開關電源進行控制的傳統控制晶片的示意圖。圖2中的控制晶片實現返馳兩倍退磁時間控制。
如圖2所示，控制晶片200包括：退磁模組201，檢測開關電源100的變壓器T的退磁情況以產生退磁信號DEM，並且檢測開關電源 100的工作模式以產生工作模式信號。
控制晶片200包括計時模組202，根據退磁信號DEM和工作模式信號來產生輸出VC1。如圖2所示，計時模組202包括：串接的第一電流源I1和第二電流源I2，其中第一電流源的一端接地；與第一電流源I1和第二電流源I2分別相應的開關S21和S22，其中，開關S21受到退磁信號DEM的控制，例如在退磁信號DEM為高位準時，即指示開關電源100的變壓器T退磁期間，開關S21被導通；開關S22受到工作模式信號的控制，例如開關S22在工作模式信號表明開關電源100處於斷續導通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)並且第一開關S1導通期間(圖中以ON&DCM示出)時被導通；以及連接在第一電流源I1和第二電流源I2的連接點和地之間的電容C21。計時模組202提供的輸出即電容C21上的電壓。
控制晶片200還包括第一比較模組203，對第一輸入信號和第二輸入信號進行比較以產生第一比較結果信號comp1。如圖2所示，第一比較模組203的第一輸入端連接到第一電流源I1和第二電流源I2的連接點，第一輸入信號即計時模組202的輸出VC1。第一比較模組203的第二輸入端經由電壓源V1接地，第二輸入信號即來自電壓源V1的電壓閾值。電壓源V1還為電容C21提供初始電壓。
控制晶片200還包括邊沿觸發模組204，根據第一比較器產生的第一比較結果信號comp1來輸出兩倍退磁計時開通信號2DEM_on。例如，當輸出VC1升高至電壓源V1的電壓值時，邊沿觸發模組204輸出的兩倍退磁計時開通信號2DEM_on信號翻轉為高位準。
如圖2所示，控制晶片200還包括第二比較模組205。第二比較模組205對第一電阻Rcs上的電壓Vcs與閾值電壓Vth進行比較以產生第二比較結果信號comp2。
控制晶片200還包括控制模組206，根據邊沿觸發模組204產生的兩倍退磁計時開通信號2DEM_on和第二比較模組205產生的第二比 較結果信號comp2來產生控制第一開關S1的導通和關斷的控制信號gate。例如，當第一電阻Rcs上的電壓Vcs大於閾值電壓Vth時，控制模組206產生控制第一開關S1關斷的控制信號gate。當兩倍退磁計時開通信號2DEM_on為高位準時，控制模組206產生控制第一開關S1導通的控制信號gate。
具體地，當控制信號gate處於高位準時，控制第一開關S1導通，變壓器一次側電流上升，第一電阻Rcs的電壓Vcs升高，當Vcs升高至Vth時，控制信號gate變為低位準，控制第一開關S1關斷。在第一開關S1導通期間，第二電流源I2對電容C21充電，在第一開關S1關斷後，在變壓器T退磁期間第一電流源I1對電容C21放電。當退磁模組201檢測到退磁結束後，電容C21放電結束，第二電流源I2繼續對電容C21充電。當電容C21上的電壓VC1充電至電壓源V1的電壓值時，邊沿觸發模組204輸出的兩倍退磁計時開通信號2DEM_on翻轉為高位準，控制信號gate變為高位準，第一開關S1再次導通。
圖3示出了圖2的控制晶片對開關電源進行控制的關鍵點工作波形。在圖3中，gate表示由控制模組206產生的對開關電源的控制信號；Vds表示第一開關S1的第二端(汲極端)的電壓，VC1表示邊沿觸發模組204的輸出，即電容C21上的電壓，2DEM_on表示兩倍退磁計時開通信號。
在兩倍退磁時間控制中，第一電流源I1的電流等於第二電流源I2的電流，因此時間TON+TDCM=TDEM，其中TON表示控制信號gate處於高位準的時間，TDCM表示控制信號gate處於低位準且開關電源100處於斷續導通模式(DCM)的時間，TDEM表示控制信號gate處於低位準且開關電源100的變壓器T退磁的時間。理想狀況下，負載LED燈上的電流為：
由於內部比較器翻轉有延時，並且第一開關S1有關斷延時，因此實際電流會比理想狀態偏高，且受晶片影響及第一開關S1影響，這部分偏差和輸入 電壓、變壓器T的一次側感量大小相關，所以兩倍退磁時間控制的恆流精度較差，並且兩倍退磁結束時刻的電壓Vds不確定，有可能會在諧振峰值時導通第一開關S1，效率較差。然而，兩倍退磁時間控制中的輸出電流受輸入電壓影響很小，所以工頻紋波極小，並且輸入電壓變化時變壓器T的一次側電流峰值變化很小，輸入高低壓下的工作頻率基本一致。所以，兩倍退磁時間控制既有優點又有缺點。
圖4示出了對開關電源進行控制的傳統控制晶片的示意圖。圖4中的控制晶片400實現返馳閉環準諧振谷底導通控制。
如圖4所示，控制晶片400包括：退磁模組401，檢測開關電源100的變壓器T的退磁情況以產生退磁信號DEM並檢測第一開關S1的第二端的電壓以產生諧振谷底導通信號QR_on；和採樣模組402，檢測第一電阻Rcs上的電壓Vcs的峰值電壓。
控制晶片400還包括誤差電流控制模組403，對反向輸入端的第一輸入電壓VI0和正向輸入端的參考電壓Vref進行作差積分以提供輸出Verror，其中第一輸入電壓為第一電阻Rcs上的電壓Vcs的峰值電壓或地電壓。如圖4所示，誤差電流控制模組403經由開關S41接地，經由開關S42連接到採樣模組402。當退磁模組401產生的退磁信號DEM為高位準時，即指示變壓器T處於退磁中時，開關S42導通並且開關S41關斷，此時第一輸入電壓VI0為第一電阻Rcs上的電壓Vcs的峰值電壓。當退磁模組401產生的退磁信號DEM為低位準時，即指示變壓器T結束退磁時，開關S42關斷並且開關S41導通，此時第一輸入電壓為低位準，例如0位準。如圖4所示，電容C41連接在誤差電流控制模組403的輸出端與地之間，因此誤差電流控制模組403的輸出Verror也即電容C41上的電壓。
控制晶片400還包括比較模組404，對誤差電流控制模組403的輸出Verror與第一電阻Rcs上的電壓Vcs與預定比例K的乘積進行比較，以產生比較結果信號comp；和控制模組405，基於退磁模組401產生的諧振谷底導通信號QR_on和比較模組404產生的比較結果信號comp來產生 用於控制第一開關S1的導通和關斷的控制信號gate。
具體地，當控制信號gate處於高位準時，控制第一開關S1導通，變壓器一次側電流上升，第一電阻Rcs的電壓Vcs升高，當Vcs升高至K*Vcs大於比較結果信號comp的電壓時，控制信號gate變為低位準，控制第一開關S1關斷。第一開關S1關斷後，變壓器T進入退磁。當退磁模組401檢測到退磁結束後的第一開關S1的第二端的電壓的諧振谷底時，諧振谷底導通信號QR_on翻轉為高位準，第一開關S1再次導通。
圖5示出了圖4的控制晶片對開關電源進行控制的關鍵點工作波形。在圖5中，gate表示由控制模組405產生的對開關電源的控制信號；Vds表示第一開關S1的第二端(汲極端)的電壓，QR_on表示由退磁模組401產生的諧振谷底導通信號QR_on。
在返馳閉環準諧振谷底導通控制中，通過當退磁模組401檢測到退磁結束後電壓Vds諧振到最低值時導通第一開關S1，能夠實現每一次開關損耗降到最低，減小開關損耗，此外，通過採樣輸出電流產生電壓Verror來控制第一開關S1的導通時長，恆流精度較高。然而，在該返馳閉環準諧振谷底導通控制中，當開關電源的輸入電壓變高後，第一開關S1導通期間變壓器T的一次側電流上升斜率變大，所以第一開關S1的導通時間變短，從而導致工作頻率升高。輸入高壓時的工作頻率明顯高於輸入低壓的工作頻率，所以雖然單次的開關損耗比兩倍退磁時間控制的小，但是由於高壓時的工作頻率的大大升高導致返馳閉環準諧振谷底導通控制的開關損耗在高壓下可能會上升。此外，由於高壓時工作頻率更高，根據輸入功率公式：
其中Lp為變壓器T的一次側感量、Ip為變壓器T的一次側峰值電流、fre為工作頻率，高壓時變壓器T的一次側峰值電流Ip會低於低壓時的一次側峰值電流Ip，因此輸入高壓時變壓器T的利用率下降。雖然，輸入經整流橋後有電容濾波，但是電壓仍有工頻波動，谷底導通恆流控制需要的一次 側電流峰值會變化，由於內部環路回應速度有限，無法讓輸出電流即時跟隨恆流值變化，只能保證輸出電流平均值跟隨恆流控制的值，導致輸出電流會有工頻波動。所以，返馳閉環準諧振谷底導通控制既有優點又有缺點。
本發明的實施例提出了一種簡單的實現方式，可以同時吸取兩倍退磁時間控制和返馳閉環準諧振谷底導通控制的優點，並且避免這兩種控制方式的缺點，既能實現高恆流精度、諧振谷底導通，又能讓高低壓工作頻率基本一致，提高高壓變壓器磁芯利用率，降低高壓開關損耗，同時消除輸出電流工頻紋波。
圖6示出了根據本發明實施例的控制晶片的示意圖。如圖6所示，控制晶片包括退磁模組601，檢測所述開關電源100的變壓器T的退磁情況以產生退磁信號DEM，檢測第一開關S1的第二端的電壓以產生諧振谷底導通信號QR_on，並且檢測開關電源100的工作模式以產生工作模式信號；第一控制部分602，基於退磁信號DEM和第一電阻Rcs上的電壓來生成第一信號；第二控制部分603，基於諧振谷底導通信號和工作模式信號來生成第二信號；以及控制模組604，根據第一控制部分602產生的第一信號和第二控制部分603產生的第二信號來產生用於控制第一開關S1的導通和關斷的控制信號。
如圖6所示，第一控制部分602包括：採樣模組6021，檢測第一電阻Rcs上的電壓Vcs的峰值電壓；誤差電流控制模組6022，對反向輸入端的第一輸入電壓VI0和正向輸入端的參考電壓Vref進行作差積分以提供輸出Verror，其中第一輸入電壓為第一電阻Rcs上的電壓Vcs的峰值電壓或地電壓；以及第一比較模組6023，對誤差電流控制模組6022的輸出Verror與第一電阻Rcs上的電壓Vcs與預定比例K的乘積進行比較，以產生第一比較結果信號comp1。
如圖6所示，誤差電流控制模組6022經由開關S61接地，經由開關S62連接到採樣模組6021。當退磁模組601產生的退磁信號DEM為高位準時，即指示變壓器T處於退磁中時，開關S62導通並且開關S61 關斷，此時第一輸入電壓VI0為第一電阻Rcs上的電壓Vcs的峰值電壓。當退磁模組601產生的退磁信號DEM為低位準時，即指示變壓器T結束退磁時，開關S62關斷並且開關S61導通，此時第一輸入電壓為低位準，例如0位準。如圖6所示，電容C61連接在誤差電流控制模組6022的輸出端與地之間，因此誤差電流控制模組6022的輸出Verror也即電容C61上的電壓。
第一控制部分602的第一信號為第一比較結果信號comp1。
如圖6所示，第二控制部分603包括：計時模組6031，根據退磁信號DEM和工作模式信號來產生輸出VC2。如圖6所示，計時模組6031包括：串接的第一電流源Ic和第二電流源Id，其中第二電流源Id的一端接地；與第一電流源Ic和第二電流源Id分別相應的開關S63和S64，其中，開關S63受到工作模式信號的控制，例如開關S63在工作模式信號表明開關電源100處於斷續導通模式(DCM)並且第一開關S1導通期間(圖中以ON&DCM示出)時被導通；開關S64受到退磁信號DEM的控制，例如在退磁信號DEM為高位準時，即指示開關電源100的變壓器T退磁期間，開關S64被導通；連接在第一電流源Ic和第二電流源Id的連接點和地之間的電容C62，計時模組6031提供的輸出VC2即電容C62上的電壓；以及連接在第一電流源Ic和第二電流源Id的連接點和地之間的電壓源Vt以及開關S65。電壓源Vt為電容C62提供初始電壓值。
第二控制部分603還包括谷底鎖定模組6032，用於將在前一開關週期第一開關S1導通前時刻的電容C62上的電壓減去偏置電壓源Vdc來提供當前開關週期的閾值電壓。如圖6所示，谷底鎖定模組6032包括用於緩存電壓閾值的暫存器B1、偏置電壓源Vdc、連接在暫存器B1和偏置電壓源Vdc的靠近計時模組6031的一端的連接點與地之間的電容C63、以及連接到偏置電壓源Vdc遠離計時模組6031的一端與地之間的電壓源Vs。當電容C62被充電到電壓源Vt的電壓值時，兩倍退磁計時開通信號2DEM_on變為高位準，之後若諧振谷底導通信號QR_on變為高位準，則 連接在暫存器B1和偏置電壓源Vdc之間的開關S66短時導通以採樣電容C63上的電壓減去偏置電壓源Vdc提供的一個小的偏置電壓源Vdc的電壓值而產生新的閾值電壓Vth，作為谷底鎖定模組6032的輸出。當Vth低於閾值下限VL或者高於閾值上限VH時，表示工作頻率離兩倍退磁時間控制超出接受範圍，此時兩倍退磁計時開通信號2DEM_on翻轉為高位準，電壓閾值採用電壓源Vs經由開關S68提供的電壓，該電壓既可以是一個接近充放電起始位準Vt的固定值，也可以是由Vth運算得到的更接近Vt的電壓值。這樣，可以將第一開關S1導通時刻的谷底個數鎖定在和上一開關週期相同，於是通過切換谷底個數讓工作頻率更接近兩倍退磁時間控制，避免輸入電容上電壓有工頻紋波導致的谷底切換從而帶來的輸出電流工頻紋波大。
第二控制部分603還包括第二比較模組6033，對第一輸入信號和第二輸入信號進行比較以產生第二比較結果信號comp2。如圖6所示，第二比較模組6033的第一輸入端連接到第一電流源Ic和第二電流源Id的連接點，第一輸入信號即計時模組6031的輸出VC2。第二比較模組6033的第二輸入端連接到谷底鎖定模組6032以經由開關S67接收可變閾值電壓Vth，第二輸入信號即來自谷底鎖定模組6032的可變閾值電壓Vth。
第二控制部分603還包括邊沿觸發模組6034，根據第二比較模組6033產生的第二比較結果信號comp2來輸出兩倍退磁計時開通信號2DEM_on。例如，當VC2升高至閾值Vt時，邊沿觸發模組6034輸出的兩倍退磁計時開通信號2DEM_on翻轉為高位準。
基於第一比較結果信號comp1、兩倍退磁計時開通信號2DEM_on和諧振谷底導通信號QR_on，控制模組604產生用於控制第一開關S1導通和關斷的控制信號gate。具體地，當第一比較結果信號comp1指示第一電阻Rcs上的電壓Vcs與預定比例K的乘積大於誤差電流控制模組6022的輸出Verror時，控制模組604產生用於控制第一開關S1關斷的控制信號gate，即gate信號為低位準。當兩倍退磁計時開通信號2DEM_on翻轉為高位準並且之後諧振谷底導通信號QR_on翻轉為高位準時，控制模組 604產生用於控制第一開關S1導通的控制信號gate，即gate信號為高位準。
圖7示出了圖6的控制晶片對開關電源進行控制的關鍵點工作波形。
在圖7中，gate表示由控制模組604產生的對開關電源的控制信號；Vds表示第一開關S1的第二端(汲極端)的電壓，VC2表示計時模組6031的輸出，即電容C62上的電壓，2DEM_on表示兩倍退磁計時開通信號，QR_on表示諧振谷底導通信號。Vt為每個開關週期電容C82電容充放電的起始值。
如圖7所示，控制信號gate為高位準時，第一開關S1開通，第一電流源Ic對電容C62充電，充電到控制信號gate變為低位準結束，之後第二電流源Id對電容C62放電，放電到退磁模組601檢測到變壓器T退磁結束，重新變為第一電流源Ic對電容C62充電，直至電容C62的電壓高於閾值Vth，兩倍退磁計時開通信號2DEM_on翻轉為高位準，之後若退磁模組601檢測到諧振谷底導通信號QR_on翻轉為高位準，則採樣此時電容C62的電壓減去偏置電壓源Vdc的電壓值作為下一開關週期的閾值電壓Vth，然後控制信號gate變為高位準，第一開關S1再次導通，同時電容C62的電壓通過短時導通開關S65而重置為初始值Vt，重新開始充電。這樣，輸入電壓的工頻紋波不會造成諧振谷底個數變化，進而造成頻率突變，也就不會造成輸出電流的工頻波動。
而如果輸入電壓足夠大、輸入電壓接近直流電壓或者輸入為直流電壓，那麼也就無需本實施例中的鎖定谷底部分，只需下述實施例的實現方式即可控制。
圖8示出了根據本發明實施例的控制晶片的示意圖。
如圖8所示，控制晶片包括退磁模組801，檢測所述開關電源100的變壓器T的退磁情況以產生退磁信號DEM，檢測第一開關S1的第二端的電壓以產生諧振谷底導通信號QR_on，並且檢測開關電源100的工作模式以產生工作模式信號；第一控制部分802，基於退磁信號DEM和 第一電阻Rcs上的電壓來生成第一信號；第二控制部分803，基於諧振谷底導通信號和工作模式信號來生成第二信號；以及控制模組804，根據第一控制部分802產生的第一信號和第二控制部分803產生的第二信號來產生用於控制第一開關S1的導通和關斷的控制信號。
如圖8所示，第一控制部分802包括：採樣模組8021，檢測第一電阻Rcs上的電壓Vcs的峰值電壓；誤差電流控制模組8022，對反向輸入端的第一輸入電壓VI0和正向輸入端的參考電壓Vref進行作差積分以提供輸出Verror，其中第一輸入電壓為第一電阻Rcs上的電壓Vcs的峰值電壓或地電壓；以及第一比較模組8023，對誤差電流控制模組8022的輸出Verror與第一電阻Rcs上的電壓Vcs與預定比例K的乘積進行比較，以產生第一比較結果信號comp1。
如圖8所示，誤差電流控制模組8022經由開關S81接地，經由開關S82連接到採樣模組8021。當退磁模組801產生的退磁信號DEM為高位準時，即指示變壓器T處於退磁中時，開關S82導通並且開關S81關斷，此時第一輸入電壓VI0為第一電阻Rcs上的電壓Vcs的峰值電壓。當退磁模組801產生的退磁信號DEM為低位準時，即指示變壓器T結束退磁時，開關S82關斷並且開關S81導通，此時第一輸入電壓為低位準，例如0位準。如圖8所示，電容C81連接在誤差電流控制模組8022的輸出端與地之間，因此誤差電流控制模組8022的輸出Verror也即電容C81上的電壓。
第一控制部分802的第一信號為第一比較結果信號comp1。
如圖8所示，第二控制部分803包括：計時模組8031，根據退磁信號DEM和工作模式信號來產生輸出VC2。如圖8所示，計時模組8031包括：串接的第一電流源Ic和第二電流源Id，其中第二電流源Id的一端接地；與第一電流源Ic和第二電流源Id分別相應的開關S83和S84，其中，開關S83受到工作模式信號的控制，例如開關S83在工作模式信號表明開關電源100處於斷續導通模式(DCM)並且第一開關S1導通期間 (圖中以ON&DCM示出)時被導通；開關S84受到退磁信號DEM的控制，例如在退磁信號DEM為高位準時，即指示開關電源100的變壓器T退磁期間，開關S84被導通；連接在第一電流源Ic和第二電流源Id的連接點和地之間的電容C82，計時模組8031提供的輸出VC2即電容C82上的電壓；以及連接在第一電流源Ic和第二電流源Id的連接點和地之間的電壓源Vt以及開關S85。
第二控制部分803還包括第二比較模組8032，對第一輸入信號和第二輸入信號進行比較以產生第二比較結果信號comp2。如圖8所示，第二比較模組8032的第一輸入端連接到第一電流源Ic和第二電流源Id的連接點，第一輸入信號即計時模組8031的輸出VC2。第二比較模組8032的第二輸入端經由電壓源Vt接地，第二輸入信號即來自電壓源Vt的固定電壓。
第二控制部分803還包括邊沿觸發模組8033，根據第二比較器產生的第二比較結果信號comp2來輸出兩倍退磁計時開通信號2DEM_on。例如，當VC2升高至閾值Vt時，邊沿觸發模組8033輸出的兩倍退磁計時開通信號2DEM_on翻轉為高位準。
基於第一比較結果信號comp1、兩倍退磁計時開通信號2DEM_on和諧振谷底導通信號QR_on，控制模組405產生用於控制第一開關S1導通和關斷的控制信號gate。具體地，當第一比較結果信號comp1指示第一電阻Rcs上的電壓Vcs與預定比例K的乘積大於誤差電流控制模組8022的輸出Verror時，控制模組804產生用於控制第一開關S1關斷的控制信號gate，即gate信號為低位準。當兩倍退磁計時開通信號2DEM_on翻轉為高位準並且之後諧振谷底導通信號QR_on翻轉為高位準時，控制模組804產生用於控制第一開關S1導通的控制信號gate，即gate信號為高位準。
具體地，當控制信號gate處於高位準時，控制第一開關S1導通，變壓器一次側電流上升，第一電阻Rcs的電壓Vcs升高，當Vcs升高至K*Vcs大於Verror電壓時，控制信號gate變為低位準，控制第一開關S1 關斷。第一開關S1開通期間，第一電流源Ic對電容C82充電，第一開關S1關斷後，變壓器T進入退磁。在變壓器T退磁期間第二電流源Id對電容C82放電。當退磁模組801檢測到退磁結束後，電容C82放電結束，第一電流源Ic繼續對電容C82充電，電容C82的電壓VC2充電至固定閾值Vt時，兩倍退磁計時開通信號2DEM_on翻轉為高位準，之後若檢測到諧振谷底導通信號QR_on翻轉為高位準時，第一開關S1再次導通。
圖9示出了圖8的控制晶片對開關電源進行控制的關鍵點工作波形。在圖9中，gate表示由控制模組804產生的對開關電源的控制信號；Vds表示第一開關S1的第二端(汲極端)的電壓，VC2表示計時模組8031的輸出，即電容C82上的電壓，2DEM_on表示兩倍退磁計時開通信號，QR_on表示諧振谷底導通信號。Vt為每個開關週期電容C82電容充放電的起始值。
如圖9所示，控制信號gate為高位準時，第一開關S1導通，第一電流源Ic對電容C82充電，充電到控制信號gate變為低位準時結束。之後，第二電流源Id對電容C82放電，放電到退磁模組801檢測到退磁結束，重新變為第一電流源Ic對電容C82充電，直至電容C82上的電壓VC2高於其起始值Vt，兩倍退磁計時開通信號2DEM_on翻轉為高位準，之後若退磁模組801檢測到諧振谷底導通信號QR_on翻轉為高位準時，控制信號gate變為高位準，第一開關S1再次導通，同時電容C82的電壓通過開關S85短時導通以重置為初始值Vt而重新開始充電。這樣，輸入電壓的工頻紋波不會造成諧振谷底個數變化，進而造成頻率突變，也就不會造成輸出電流的工頻波動。
根據本發明的開關電源的控制晶片和控制方法，同時吸取了兩倍退磁時間控制和返馳閉環準諧振谷底導通控制的優點，並且避免這兩種控制方式的缺點，既能實現高恆流精度、諧振谷底導通，又能讓高低壓工作頻率基本一致，提高高壓變壓器磁芯利用率，降低高壓開關損耗，同時消除輸出電流工頻紋波。
圖式中各圖示出了按照本發明的各種實施例的控制晶片及其控制方法。應當理解，本發明並不限於此，而是可以以其他的形式實現，而不脫離本發明的主旨和本質特徵。當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附請求項而非上述描述定義，並且，落入請求項的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。
2DEM_on:兩倍退磁計時開通信號
800:控制晶片
801:退磁模組
802:第一控制部分
8021:採樣模組
8022:誤差電流控制模組
8023:第一比較模組
803:第二控制部分
8031:計時模組
8032:第二比較模組
8033:邊沿觸發模組
804:控制模組
C81,C82:電容
comp1:第一比較結果信號
comp2:第二比較結果信號
DEM:退磁信號
gate:控制信號
Ic:第一電流源
Id:第二電流源
K:預定比例
ON&DCM:第一開關S1導通期間
QR_on:諧振谷底導通信號
S81,S82,S83,S84,S85:開關
VC2,Verror:輸出(電壓)
Vcs:電壓
VI0:第一輸入電壓
Vt:充放電起始位準
Vt:電壓源
Vref:參考電壓

Claims (24)

  1. 一種開關電源的控制晶片，其中所述開關電源包括第一開關、第一電阻和變壓器，所述第一開關的一端通過所述第一電阻接地，所述第一開關的第二端連接到所述變壓器，並且所述第一開關的第三端接收所述控制晶片的控制信號，所述控制晶片包括：退磁模組，檢測所述開關電源的所述變壓器的退磁情況以產生退磁信號，檢測所述第一開關的第二端的電壓以產生諧振谷底導通信號，以及檢測開關電源的工作模式以產生工作模式信號；第一控制部分，基於所述退磁信號和所述第一電阻上的電壓來生成第一信號；第二控制部分，基於所述退磁信號和所述開關電源的工作模式信號來生成第二信號；和控制邏輯，根據所述第一信號和所述第二信號以及所述諧振谷底導通信號來產生用於控制所述第一開關的導通和關斷的控制信號。
  2. 如請求項1所述的開關電源的控制晶片，其中，所述第一控制部分包括：採樣模組，檢測所述第一電阻上的電壓的峰值電壓；誤差電流控制模組，對第一輸入電壓和參考電壓進行作差積分以提供輸出，其中所述第一輸入電壓為所述第一電阻上的電壓的峰值電壓或地電壓；和第一比較模組，對所述誤差電流控制模組的輸出與所述第一電阻上的電壓與預定比例的乘積進行比較以產生第一比較結果信號以作為所述第一信號。
  3. 如請求項2所述的開關電源的控制晶片，其中，所述第一控制部分還包括第二開關和第三開關，所述誤差電流控制模組經由所述第二開關連接到所述採樣模組，並經由所述第三開關接地，所述誤差電流 控制模組的輸出端經由第一電容接地，並且其中，當所述退磁信號指示所述變壓器處於退磁中時，所述第二開關導通並且所述第三開關關斷，所述第一輸入電壓為所述第一電阻上的電壓的峰值電壓，並且當所述退磁信號指示所述變壓器結束退磁時，所述第二開關關斷並且所述第三開關接通，所述第一輸入電壓為地電壓。
  4. 如請求項2或3所述的開關電源的控制晶片，其中，當所述第一比較結果信號指示所述第一電阻上的電壓與預定比例的乘積大於所述誤差電流控制模組的輸出時，所述控制邏輯產生控制所述第一開關關斷的控制信號。
  5. 如請求項1所述的開關電源的控制晶片，其中，所述第二控制部分包括：計時模組，根據退磁信號和工作模式信號來產生輸出；第二比較模組，對所述計時模組的輸出與閾值電壓進行比較以產生第二比較結果信號；和邊沿觸發模組，基於所述第二比較結果信號來產生兩倍退磁計時開通信號作為所述第二信號。
  6. 如請求項5所述的開關電源的控制晶片，其中，所述電流源模組包括：串聯連接的第一電流源和第二電流源，連接在所述第一電流源和所述第二電流源的連接點與地之間的第二電容，所述第二電容基於所述退磁信號和所述工作模式信號而被充放電；連接在所述第一電流源和所述第二電流源的連接點與地之間的電壓源及第四開關，所述第二電容的初始電壓和所述閾值電壓的初始值由所述電壓源提供。
  7. 如請求項6所述的開關電源的控制晶片，其中，所述電流源模組還包括：所述第一電流源與所述第一電流源和所述第二電流源的連接點之間的 第五開關；和所述第二電流源與所述第一電流源和所述第二電流源的連接點之間的有第六開關，其中所述第五開關根據所述工作模式信號而被導通和關斷，所述第六開關根據所述退磁信號而被導通或關斷。
  8. 如請求項7所述的開關電源的控制晶片，其中，當所述工作模式信號指示所述開關電源處於斷續導通模式並且所述第一開關導通期間時，所述第五開關導通，所述第二電容被充電；當所述退磁信號指示所述開關電源處於退磁期間，所述第六開關導通，所述第二電容被放電。
  9. 如請求項5所述的開關電源的控制晶片，其中，當所述第二比較結果信號指示所述計時模組的輸出升至所述閾值電壓時，所述邊沿觸發模組產生的兩倍退磁計時開通信號翻轉為高位準。
  10. 如請求項5所述的開關電源的控制晶片，其中，當所述兩倍退磁計時開通信號處於高位準之後，諧振谷底導通信號翻轉為高位準時，控制模組產生控制所述第一開關導通的控制信號。
  11. 如請求項10所述的開關電源的控制晶片，其中，在所述控制模組產生控制所述第一開關導通的控制信號之後，第四開關被導通以將第二電容復位到所述閾值電壓。
  12. 如請求項5所述的開關電源的控制晶片，還包括谷底鎖定模組，用於將在所述開關電源的前一開關週期所述第一開關導通前所述計時模組輸出的電壓減去偏置電壓來提供當前開關週期的所述閾值電壓。
  13. 如請求項12所述的開關電源的控制晶片，其中，在所述閾值電壓低於閾值下限或超過閾值上限的情況中，所述谷底鎖定模組將所述閾值電壓調節為接近所述閾值電壓的初始值。
  14. 一種由控制晶片執行的開關電源的控制方法，其中所述開關電源包括第一開關、第一電阻和變壓器，所述第一開關的一端通過所 述第一電阻接地，所述第一開關的第二端連接到所述變壓器，並且所述第一開關的第三端接收所述控制晶片的控制信號，所述控制方法包括：檢測所述開關電源的所述變壓器的退磁情況以產生退磁信號，檢測所述第一開關的第二端的電壓以產生諧振谷底導通信號，以及檢測開關電源的工作模式以產生工作模式信號；基於所述退磁信號和所述第一電阻上的電壓來生成第一信號；基於所述退磁信號和所述開關電源的工作模式信號來生成第二信號；和根據所述第一信號和所述第二信號以及所述諧振谷底導通信號來產生用於控制所述第一開關的導通和關斷的控制信號。
  15. 如請求項14所述的開關電源的控制方法，還包括：檢測所述第一電阻上的電壓的峰值電壓；對第一輸入電壓和參考電壓進行作差積分以提供輸出，其中所述第一輸入電壓為所述第一電阻上的電壓的峰值電壓或地電壓；和對所述輸出與所述第一電阻上的電壓與預定比例的乘積進行比較以產生第一比較結果信號以作為所述第一信號。
  16. 如請求項15所述的開關電源的控制方法，其中，當所述退磁信號指示所述變壓器處於退磁中時，所述第一輸入電壓為所述第一電阻上的電壓的峰值電壓，並且當所述退磁信號指示所述變壓器結束退磁時，所述第一輸入電壓為地電壓。
  17. 如請求項15或16所述的開關電源的控制方法，當所述第一比較結果信號指示所述第一電阻上的電壓與預定比例的乘積大於所述輸出時，產生控制所述第一開關關斷的控制信號。
  18. 如請求項14所述的開關電源的控制方法，還包括：利用所述控制晶片的計時模組根據退磁信號和工作模式信號來產生輸出；對所述輸出與閾值電壓進行比較以產生第二比較結果信號； 基於所述第二比較結果信號來產生兩倍退磁計時開通信號作為所述第二信號。
  19. 如請求項18所述的開關電源的控制方法，還包括：當所述工作模式信號指示所述開關電源處於斷續導通模式並且所述第一開關導通期間時，所述計時模組的電容被充電；當所述退磁信號指示所述開關電源處於退磁期間，所述計時模組的電容被放電。
  20. 如請求項18所述的開關電源的控制方法，其中，當所述第二比較結果信號指示所述計時模組的輸出升至所述閾值電壓時，所述兩倍退磁計時開通信號翻轉為高位準。
  21. 如請求項18所述的開關電源的控制方法，其中，當所述兩倍退磁計時開通信號處於高位準之後，諧振谷底導通信號翻轉為高位準時，產生控制所述第一開關導通的控制信號。
  22. 如請求項21所述的開關電源的控制方法，其中，在產生控制所述第一開關導通的控制信號之後，將所述計時模組的電容重定到所述閾值電壓。
  23. 如請求項18所述的開關電源的控制方法，還包括：將在所述開關電源的前一開關週期所述第一開關導通前所述計時模組輸出的電壓減去偏置電壓來提供當前開關週期的所述閾值電壓。
  24. 如請求項14所述的開關電源的控制方法，還包括：在所述閾值電壓低於閾值下限或超過閾值上限的情況中，將所述閾值電壓調節為接近所述閾值電壓的初始值。
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