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TWI886775B - 電源控制器、開關式電源供應器及其控制方法 - Google Patents

電源控制器、開關式電源供應器及其控制方法 Download PDF

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TWI886775B
TWI886775B TW113103432A TW113103432A TWI886775B TW I886775 B TWI886775 B TW I886775B TW 113103432 A TW113103432 A TW 113103432A TW 113103432 A TW113103432 A TW 113103432A TW I886775 B TWI886775 B TW I886775B
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switch
switching
power supply
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沈逸倫
黃于芸
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大陸商艾科微電子（深圳）有限公司
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Abstract

一種電源控制器、開關式電源供應器及控制方法。開關式電源供應器用以提供輸出電壓並包含電感元件和功率開關，功率開關用於控制流經電感元件的電流。控制方法包含：提供受控於輸出電壓的補償訊號；依據補償訊號提供為補償訊號的低頻成分的穩定補償訊號；提供混合操作模式，開關式電源供應器於此模式下交替操作於開關操作期間以及忽略期間，在開關操作期間內功率開關至少開啟一次，在忽略期間內功率開關關閉；根據補償訊號與穩定補償訊號之間的差異，停止開關操作期間與忽略期間中的一個，並開始開關操作期間與忽略期間中的另一個。

Description

電源控制器、開關式電源供應器及其控制方法
本發明涉及電子技術領域，尤其涉及一種電源控制器、開關式電源供應器及控制方法。
電源供應器用來將輸入電壓轉換成一個或是多個輸出電壓，作為電子產品的輸入電壓。隨著攜帶性電子產品的廣泛運用，電源供應器也隨著被要求具有大功率、高效率、小體積。
非對稱半橋(asymmetric half-bridge，AHB)電源供應器是一種開關式電源供應器，架構簡單，且可以提供大於100W的電源。這種電源供應器在變壓器的一次側(primary side)有上下臂開關(high-side and low-side switches)，以半橋架構配置，而針對這上下臂開關提供不同脈波寬度調變(pulse width modulation，PWM)訊號，所以稱為非對稱。AHB電源供應器中的變壓器在一次側也連接了一個振盪電容，來形成一諧振電路(resonance circuit)。
在AHB電源供應器所供電的負載為重載時，在一開關週期中，上下臂開關大致為互補。諧振電路經歷充放電並且諧振，可以使得上下臂達到低切換損失(low switching loss)的零電壓切換(zero voltage switching，ZVS)，有優越的轉換效率。
在負載為中載或是輕載時，一種降低開關損失的方法是增加開關週期，也就是降低開關頻率。只是，當AHB電源供應器的開關週期增長時，要維持上下臂開關有ZVS，就成為一種技術上的挑戰。
中國專利申請公開號為CN111010036A教導了一種技術。輕載時，在一個非連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)的開關週期中，AHB電源供應器下臂開關只開啟(呈現導通狀態一段時間)一次，而上臂開關開啟兩次：一次在下臂開關開啟後，另一次在下一開關週期中的下臂開關開啟前。
中國專利申請公開號為CN104779806則教導了另一種技術。在一開關週期中，AHB電源供應器下臂開關只開啟一次，而上臂開關也只開啟一次。在負載為重載時，上臂開關開啟大約緊接在下臂開關關閉之後，上下開關大致互補；在負載為輕載時，開關週期變長。在下臂開關關閉後，上臂開關並沒有馬上開啟，而是等到在這一次開關週期即將結束時才開啟。換言之，上臂開關大約開啟在下一開關週期開始前。
根據本發明實施例的一方面，提供一種用於開關式電源供應器的控制方法，所述開關式電源供應器用以提供一輸出電壓，所述開關式電源供應器包含有電感元件以及功率開關，所述功率開關用於控制流經所述電感元件的電流，所述控制方法包含有：提供補償訊號，所述補償訊號受控於所述輸出電壓；依據所述補償訊號，提供穩定補償訊號，所述穩定補償訊號為所述補償訊號的低頻成分；提供混合操作模式，在所述混合操作模式下，所述開關式電源供應器用以交替操作於一開關操作期間以及一忽略期間，其中，在所述開關操作期間內，所述功率開關至少開啟一次，在所述忽略期間內，所述功率開關持續關 閉；以及根據所述補償訊號與所述穩定補償訊號之間的差異，停止所述開關操作期間與所述忽略期間中的一個，並開始所述開關操作期間與所述忽略期間中的另一個。
根據本發明實施例的另一方面，提供一種電源控制器，適用於一開關式電源供應器，所述開關式電源供應器用以提供一輸出電壓，所述開關式電源供應器包含有電感元件以及功率開關，所述功率開關用於控制流經所述電感元件的電流，在一混合操作模式下，所述開關式電源供應器用以交替操作於一開關操作期間以及一忽略期間，在所述開關操作期間內，所述功率開關至少開啟一次，在所述忽略期間內，所述功率開關持續關閉，所述電源控制器包含有：訊號產生器，用於依據補償訊號，提供穩定補償訊號，其中，所述補償訊號受控於所述輸出電壓，所述穩定補償訊號為所述補償訊號的低頻成分；以及忽略期間產生器，用於根據所述補償訊號與所述穩定補償訊號之間的差異，停止所述開關操作期間與所述忽略期間中的一個，並開始所述開關操作期間與所述忽略期間中的另一個。
根據本發明實施例的又一方面，提供一種開關式電源供應器，包含：上述任意一個實施例所述的電源控制器。
本發明實施例中，提供一種適用於負載為中載情況的混合操作模式，在混合操作模式下，開關式電源供應器用以交替操作於一開關操作期間以及一忽略期間，其中，在開關操作期間內，功率開關至少開啟一次，在忽略期間內，功率開關持續關閉。通過比較受控於輸出電壓的補償訊號以及為補償訊號的低頻成分的穩定補償訊號，確定開關操作期間和忽略期間的停止和開啟。如此，由於補償訊號與穩定補償訊號之間的差異能夠更準確地反映輸出電壓的暫態變化，故在負載的突然變化引起輸出電壓變化時，根據補償訊號與穩定補償訊號之間的差異能夠及時地調整開關操作期間和忽略期間的停止和開啟，以 使輸出電壓的變化更為平緩(即減少輸出電壓的漣波)，從而有效地減少負載從中載變為重載或從中載變為輕載的過程中輸出電壓可能出現的驟變，進而減少對負載所造成的傷害。
16:負載
100:AHB電源供應器
110、110A、110C:AHB控制器
112:同步整流控制器
114:光耦合器
116:回饋電路
120、120C、120D:下臂控制器
121:訊號轉換器
122:最大數產生器
124、124C:計數器與比較器
126、126C:忽略期間產生器
128、128C、128D:上臂控制器
210:ZVS參考位元記錄器
212、220:比較器
213C:ZVS偵測電路
214:計數器
215:反跳電路
216:數位類比轉換器
218、226C:開啟時間控制器
222:最長死區時間計時器
223C、223D:延遲器
224:或閘
302:運算放大器
304:NMOS開關
810:訊號產生器
820、822:陰影
CCOM:補償電容
CIN:輸入電容
CM:電流鏡
CNT:計數
CO:輸出電容
Cr:振盪電容
dV1、dV2:預定值
ER:誤差放大器
GH、GL:控制訊號
GNDI:輸入接地線
GNDO:輸出接地線
GR1、GR2、GR21至GR23:開關操作期間
GSR:同步整流控制訊號
ICS:電流
IDIS:放電電流
ILr:漏感電流
ITr:激磁電流
IVS:偵測電流
LA:輔助繞組
Lm:並聯漏感
ILr_Y1、ILr_Y2:數值
LP:主繞組
Lr:串聯漏感
LS:二次側繞組
N:數目
NGH:整數
NMAX:最大數
PRM:一次側
R1、R2:電阻
RCS:電流偵測電阻
RES:諧振電路
RPULL:上拉電阻
RT:電阻
SEC:二次側
SGO:啟始訊號
SH:上臂開關
SL:下臂開關
SSKIP:忽略訊號
SSR:同步整流開關
t181至t184、tY2、tY3、tZ:時間點
TCYC、TCYC1至TCYCN、TCYCX、TCYCY1、TCYCY2、TCYCZ:開關週期
TDEB:反彈跳時間
TDEB_MIN:最小反彈跳時間
TDL:延遲時間
TDL_MIN:最小延遲時間
TDLH、TDHL、TDHL_X、TDHL_Y1、TDHL_Y2:死區時間
TON_GH、TON_GH_Y1、TON_GH_Y2:上臂開啟時間
TON_GL:下臂開啟時間
Tr:變壓器
TSKIP、TSKIP21至TSKIP22:忽略期間
TSKIP-MAX:最大忽略期間
U/D:比較結果
VAUX:繞組電壓
VCOMP:補償訊號
VCOMP-DC:穩定補償訊號
VCS:電流偵測訊號
VCS-INI:起始值
VCS-PEAK:訊號峰值
VDSL:開關跨壓
VDSR:開關跨壓
VIN:輸入電壓
VIN:輸入電壓線
VO:輸出電壓
VON_H:模擬參考位
VOUT:輸出電壓線
VREF、VREF1、VREF2、VREF3、VREF4、VREF5:參考電壓
VS、VS_IN:偵測訊號
VS_IN_ZVS:ZVS參考位
第1圖顯示一種依據本發明所實施的AHB電源供應器。
第2圖顯示採用第1圖中的AHB電源供應器操作於CRM的一些訊號波形。
第3圖顯示依據本發明所實施的AHB電源供應器操作於一混合操作模式下的訊號波形。
第4圖顯示一種依據本發明所實施的AHB控制器。
第5圖顯示下臂開啟時間TON_GL與補償訊號VCOMP、最大數NMAX與補償訊號VCOMP、以及忽略期間TSKIP與補償訊號VCOMP彼此的關係。
第6圖顯示另一種依據本發明所實施的AHB控制器。
第7圖顯示採用第6圖中的AHB控制器操作於混合操作模式的一些訊號波形。
第8圖顯示隨著穩定補償訊號VCOMP-DC的不同，第6圖中的AHB控制器操作於不同的模式所產生的一些訊號波形。
第9圖顯示使用於第6圖中的AHB控制器的訊號轉換器121、ZVS參考位元記錄器210、上臂控制器128C以及下臂控制器120C。
第10A圖顯示沒有反彈跳時間TDEB時的開關週期TCYCX。
第10B圖顯示有反彈跳時間TDEB時的開關週期TCYCY1與TCYCY2。
第11圖顯示反彈跳時間TDEB與穩定補償訊號VCOMP-DC之間的關係。
第12圖顯示使用於第9圖中的上臂控制器128D以及下臂控制器120D。
第13圖顯示在第12圖中上臂控制器128D以及下臂控制器120D控制下的AHB電源供應器100所產生的開關週期TCYCZ。
第14圖顯示第12圖中的延遲時間TDL與穩定補償訊號VCOMP-DC之間的關係。
現在將參照圖式來詳細描述本發明的各種示例性實施例。對示例性實施例的描述僅僅是說明性的，決不作為對本發明及其應用或使用的任何限制。本發明可以以許多不同的形式實現，不限於這裡所述的實施例。提供這些實施例是為了使本發明透徹且完整，並且向本領域技術人員充分表達本發明的範圍。應注意到：除非另外具體說明，否則在這些實施例中闡述的部件和步驟的相對佈置、材料的組分、數位運算式和數值應被解釋為僅僅是示例性的，而不是作為限制。再者，應當明白，圖式中所示出的各個部分的尺寸並不必然是按照實際的比例關係繪製的。此外，相同或類似的參考標號表示相同或類似的構件。
本發明中使用的“第一”、“第二”以及類似的詞語並不表示任何順序、數量或者重要性，而只是用來區分不同的部分。“包括”或者“包含”等類似的詞語意指在該詞前的要素涵蓋在該詞後列舉的要素，並不排除也涵蓋其他要素的可能。“上”、“下”等僅用於表示相對位置關係，當被描述物件的絕對位置改變後，則該相對位置關係也可能相應地改變。
在本發明中，當描述到特定部件位於第一部件和第二部件之間時，在該特定部件與第一部件或第二部件之間可以存在居間部件，也可以不存在居間部件。當描述到特定部件連接其它部件時，該特定部件可以與所述其它部件直接連接而不具有居間部件，也可以不與所述其它部件直接連接而具有居間部件。
本發明使用的所有術語(包含技術術語或者科學術語)與本發明所屬領域的普通技術人員理解的含義相同，除非另外特別定義。還應當理解，在諸如通用字典中定義的術語應當被解釋為具有與它們在相關技術的上下文中的含義相一致的含義，而不應用理想化或極度形式化的意義來解釋，除非這裡明確地這樣定義。
對於相關領域普通技術人員已知的技術、方法和設備可能不作詳細討論，但在適當情況下，所述技術、方法和設備應當被視為說明書的一部分。
在本說明書中，有一些相同的符號，其表示具有相同或是類似之結構、功能、原理的元件，且為業界具有一般知識能力者可以依據本說明書之教導而推知。為說明書之簡潔度考慮，相同之符號的元件將不再重述。
電源供應器一般有三種操作模式，連續導通模式(continuous-conduction mode，CCM)、臨界模式(Critical Mode，CRM)、以及DCM。開關式電源供應器中作為能量儲存與轉換的一電感元件，可能是一電感或是一變壓器。在一開關週期結束時，CCM指的是電感元件中的激磁電流沒有回復為0，就開始下一個開關週期。相對的，DCM指的是該激磁電流大約維持等於0一段時間後，下一個開關週期才開始。CRM可以視為CCM與DCM之間的特例，下一個開關週期大約於激磁電流等於0不久後就開始。
第1圖顯示一種依據本發明所實施的AHB電源供應器100。在一次側PRM，輸入電容CIN提供了輸入電壓VIN，跨於輸入電壓線VIN與輸入接地線GNDI之間。變壓器Tr跟振盪電容Cr可以構成諧振電路RES，連接到上臂開關SH與下臂開關SL。上臂開關SH與下臂開關SL構成一半橋(half bridge)，串聯於輸入電壓線VIN與輸入接地線GNDI之間，控制諧振電路RES。下臂開關SL與輸入接地線GNDI之間有電流偵測電阻RCS，當下臂開關SL開啟導通時，可以用以偵測流經串聯漏感Lr的漏感電流ILr。變壓器Tr具有互相電感耦合的主繞組 (primary winding)LP、二次側繞組(secondary winding)LS、以及輔助繞組(auxiliary winding)LA。於第1圖中，串聯漏感Lr與並聯漏感Lm分別表示串聯與並聯於主繞組LP，且沒有跟其他繞組有電感耦合的電感。串聯漏感Lr與並聯漏感Lm可以是單獨的電子元件，也可以是寄生於變壓器Tr中寄生電感。主繞組LP與振盪電容Cr電連接。依據繞組電壓VAUX，串聯的電阻R1與R2提供偵測訊號VS給AHB控制器110。透過偵測訊號VS，AHB控制器110偵測輔助繞組LA的繞組電壓VAUX，並提供控制訊號GH與GL，來分別控制上臂開關SH與下臂開關SL。位於二次側SEC的同步整流開關SSR連接於二次側繞組LS與輸出電容CO之間，受控於同步整流控制器112。在一實施例中，同步整流控制器112與同步整流開關SSR可以用一個整流二極體取代。AHB控制器110控制上臂開關SH與下臂開關SL的開關，使得諧振電路RES由輸入電壓VIN汲取電能。同步整流控制器112實現整流功能，讓變壓器Tr對輸出電容CO充電，建立跨於輸出電壓線VOUT與輸出接地線GNDO之間的輸出電壓VO，對負載16供電。
在這個實施例中，下臂開關SL可以視為一充電開關，因為當下臂開關SL開啟導通時，輸入電壓VIN對變壓器Tr與/或振盪電容Cr充電；上臂開關SH可以視為一諧振開關，因為當上臂開關SH開啟導通時，諧振電路RES開始諧振。
第1圖所示的AHB電源供應器100只是舉例說明一種AHB電源供應器，並不用於限制本發明。舉例來說，另一依據本發明所實施的AHB電源供應器，諧振電路RES則是連接在上下臂開關SH與SL之間的接點到輸入接地線GNDI之間，此時，上臂開關SH為一充電開關，而下臂開關SL為一諧振開關。在另一個實施例中，諧振電路RES中的主繞組LP與振盪電容Cr串聯順序可以對調。
輸入電壓VIN可能是前一級一PFC電源轉換器所提供的一輸出電壓，也可以是一市電經過橋式整流器整流後的一輸出電壓。
如第1圖所示，回饋電路116偵測二次側SEC的輸出電壓VO，提供訊 號至一次側PRM。輸出電壓VO透過光耦合器114所提供的回饋控制來調控一次側PRM對輸入電壓VIN所汲取的電能，藉以穩定輸出電壓VO。在二次側SEC的誤差放大器ER，比較輸出電壓VO跟參考電壓VREF，透過驅動光耦合器114，來控制位於一次側PRM的補償電容CCOM上的補償訊號VCOMP。第1圖中舉例說明了AHB控制器110中有上拉電阻RPULL，連接於高壓電源與補償電容CCOM之間。在第1圖中，當輸出電壓VO大於參考電壓VREF，誤差放大器ER輸出較高電位使光耦合器114中的二極體發出較強的光，流向輸入接地線GNDI的電流增加，補償訊號VCOMP會隨著時間減小，諧振電路RES由輸入電壓VIN汲取比較少的電能，變壓器Tr對輸出電容CO較少充電，使得輸出電壓VO減少並往參考電壓VREF逼近。借此來大約穩定輸出電壓VO於參考電壓VREF。從另一個角度來看，第1圖中的補償訊號VCOMP大致可以對應負載16。當輸出電壓VO維持在參考電壓VREF時，負載16所需要的功率越大(負載16越重，汲取的電流越高)，補償訊號VCOMP越高。
第2圖顯示第1圖中的AHB電源供應器100操作於CRM時的一些訊號波形。由上而下，第2圖顯示控制訊號GL、控制訊號GH、激磁電流ITr與流經串聯漏感Lr的漏感電流ILr、電流偵測電阻RCS所提供的電流偵測訊號VCS、偵測訊號VS、位於上下臂開關SH與SL之間節點上的開關跨壓VDSL、同步整流控制訊號GSR、位於同步整流開關SSR與二次側繞組LS之間接點上的開關跨壓VDSR、以及二次側繞組LS放電對輸出電容CO充電的放電電流IDIS。開關跨壓VDSL大約等同下臂開關SL的通道跨壓。電流偵測訊號VCS等同流經電流偵測電阻RCS的電流ICS。在下臂開關SL開啟時，電流偵測訊號VCS可以代表漏感電流ILr。第2圖顯示了兩個連續的開關週期，每個開關週期開始於控制訊號GL使下臂開關SL開始導通，大約都是在激磁電流ITr大約為0A之後不久，且都是AHB電源供應器100操作於CRM時的開關週期。
如第2圖中的開關週期TCYC所示，一開始時，AHB控制器110以控制 訊號GL開啟下臂開關SL下臂開啟時間TON_GL，而下臂開啟時間TON_GL的長度可由補償訊號VCOMP所決定。如第2圖所示，下臂開啟時間TON_GL開始時，電流偵測訊號VCS大約等於起始值VCS-INI；隨著下臂開關SL開啟，電流偵測訊號VCS逐漸增加。當電流偵測訊號VCS大於等於訊號峰值VCS-PEAK時，AHB控制器110觸發結束下臂開啟時間TON_GL，所以下臂開啟時間TON_GL結束時，電流偵測訊號VCS大約等於訊號峰值VCS-PEAK。補償訊號VCOMP決定了訊號峰值VCS-PEAK高低，也決定了下臂開啟時間TON_GL的長度。
在下臂開啟時間TON_GL結束後，有一段死區時間(deadtime)TDLH，上下臂開關SH與SL都同時關閉。
在死區時間TDLH之後，控制訊號GH開啟上臂開關SH一段上臂開啟時間TON_GH。在上臂開啟時間TON_GH內，電流偵測訊號VCS都為0V，因為漏感電流ILr不會流過電流偵測電阻RCS。上臂開啟時間TON_GH可以依據先前下臂開啟時間TON_GL內的電流偵測訊號VCS或是偵測訊號VS來自動調整，至少可以達到使下臂開關SL於下一個開關週期中，更加趨近零電壓切換ZVS，而且可以具有調整開關週期TCYC長度的能力。在第2圖中，每個開關週期中，起始值VCS-INI均下降到一預設負值，所以可以推論下臂開關SL的此次導通有達到ZVS。
在上臂開啟時間TON_GH之後有死區時間TDHL，上下臂開關SH與SL都同時關閉。在一實施例中，死區時間TDHL可以由AHB控制器110依據下臂開關SL是否實現ZVS而自動調整時段長度；當死區時間TDHL結束，下一個開關週期開始，如同第2圖所示。
第3圖顯示依據本發明的AHB電源供應器100操作於一混合操作模式下的一些訊號波形。AHB控制器110可以提供一混合操作模式。如第3圖所示，於混合操作模式下，AHB控制器110用以產生開關操作期間GR1與開關操作期間GR2。開關操作期間GR1與GR2各別包含至少一個開關週期，每一開關週期內下 臂開關SL與上臂開關SH均只開啟一次。如同第3圖舉例說明的，開關操作期間GR1有N個開關週期TCYC1至TCYCN。如同第3圖所示，AHB控制器110內部提供有忽略訊號SSKIP，忽略訊號SSKIP的一個變化(例如，上升邊緣)可以用來結束前一個開關操作期間GR1，且開始忽略期間(skip time)TSKIP；忽略訊號SSKIP的另一個變化(例如，下降邊緣)也可以用來結束忽略期間(skip time)TSKIP，開始下一個開關操作期間GR2。自開關操作期間GR1結束起，AHB控制器110用以使上臂開關SH與下臂開關SL都持續關閉忽略期間TSKIP，直到開關操作期間GR2開始。在第3圖中，每個開關週期內，AHB控制器110大致都會自動的調整上臂開啟時間TON_GH與上臂開關SH關斷後的死區時間TDHL的長度，致力使得下臂開關SL於下一個開關週期中，更加趨近零電壓切換ZVS。換言之，第3圖中每個開關週期，除了開關操作期間GR1與GR2中的第一個開關週期之外，AHB電源供應器100大約都操作於CRM，如同先前第2圖所說明。
需要說明的是，開關操作期間內，AHB控制器110控制上臂開關SH與下臂開關SL的開關，使得諧振電路RES從輸入電壓VIN汲取電能，變壓器Tr對輸出電容CO充電，並輸出跨於輸出電壓線VOUT與輸出接地線GNDO之間的輸出電壓VO，以對負載16供電。忽略期間內，AHB控制器110控制上臂開關SH與下臂開關SL均關閉，以暫停對輸出電壓線VOUT傳輸電能。當負載16汲取的電能較少，導致輸出電壓Vo過高時，可通過調整忽略期間的時間長度，以使輸出電壓Vo恢復至預設範圍。
第4圖舉例說明AHB控制器110A。第4圖所示的AHB控制器110A可以作為第1圖的AHB控制器110。AHB控制器110A包含有訊號轉換器121、下臂控制器120(又稱為充電開關控制器)、最大數產生器122、計數器與比較器124、忽略期間產生器126、以及上臂控制器128(又稱為諧振開關控制器)。第5圖顯示下臂開啟時間TON_GL與補償訊號VCOMP、最大數NMAX與補償訊號VCOMP、以及 忽略期間TSKIP與補償訊號VCOMP彼此的關係，可以使用於AHB控制器110A中。
第4圖與第5圖，可以參考同樣申請人的申請號為202310233809.8(申請日為2023年03月13日)的專利申請以及申請號為2023110961429.6(申請日為2023年08月02日)的中國專利申請中的教導而得知。兩個專利申請的全部內容均引用於此說明書中，不再累述。
請參閱第3圖、第4圖與第5圖。在第3圖、第4圖與第5圖的混合操作模式下，AHB電源供應器100交替操作於開關操作期間以及忽略期間，雖然可能可以增加電能轉換效率，但是卻可能隱含了暫態反應不好的隱憂。舉例來說，如果在第3圖中的開關操作期間GR1中的某個時間點，第1圖的負載16突然的減輕或是消失，此時AHB電源供應器100只能持續最大數NMAX個連續的開關週期持續地對輸出電壓VO供應電能，將可能導致輸出電壓VO過高的風險；類似的，如果在第3圖的忽略期間TSKIP還沒有結束前，第1圖的負載16突然的增加，此時AHB電源供應器100能等待忽略期間TSKIP的結束才能開始對輸出電壓VO供應電能，如此將可能導致輸出電壓VO過低的風險。簡單來說，第3圖、4與5之混合操作模式可能導致AHB電源供應器100的輸出電壓的漣波(output ripple)過大。
第6圖舉例說明AHB控制器110C，在一實施例中，用於取代第1圖中的AHB控制器110。AHB控制器110C包含有訊號產生器810、下臂控制器120C、最大數產生器122、計數器與比較器124C、忽略期間產生器126C、以及上臂控制器128C，可以實現混合操作模式，並預防輸出漣波可能過大的問題。第6圖與第4圖相同或是相似的部分，可以透過先前針對第4圖的教導而得知，可能不再累述。
第6圖中，訊號產生器810依據補償訊號VCOMP，提供穩定補償訊號VCOMP-DC。如同先前所述的，補償訊號VCOMP受控於輸出電壓VO。穩定補償訊號VCOMP-DC也是一種補償訊號，其追隨補償訊號VCOMP，且變化慢於補償訊號 VCOMP。在一實施例中，訊號產生器810是一低通濾波器(Low-pass filter，LPF)，低通濾波補償訊號VCOMP，來產生穩定補償訊號VCOMP-DC。在一實施例中，這低通濾波器以電阻電容所構成，在另一個實施例中，這低通濾波器以一開關電容電路(switching-capacitor circuit)所構成。在另一個實施例中，訊號產生器810是一取樣與持守裝置(sample-and-hold apparatus)，週期性取樣補償訊號VCOMP，以產生穩定補償訊號VCOMP-DC。舉例來說，訊號產生器810大約每四個開關週期對補償訊號VCOMP取樣一次，作為穩定補償訊號VCOMP-DC。
AHB控制器110C可以提供混合操作模式。通過比較補償訊號VCOMP與穩定補償訊號VCOMP-DC，AHB控制器110C可以提早停止一開關操作期間，並立刻開始忽略期間TSKIP。通過比較補償訊號VCOMP與穩定補償訊號VCOMP-DC，AHB控制器110C也可以提早停止忽略期間TSKIP，並立刻開始一開關操作期間。
這裡，穩定補償訊號VCOMP-DC為補償訊號VCOMP的低頻成分，即，補償訊號VCOMP和穩定補償訊號VCOMP-DC之間的差異即補償訊號VCOMP中的高頻成分，這一高頻成分能夠反映輸出電壓Vo的暫態變化(即暫態的漣波幅度)。通過比較補償訊號VCOMP與穩定補償訊號VCOMP-DC，來確定開關操作期間和忽略期間的停止和開始，能夠有效地減少因負載變化所引起的輸出電壓的漣波，使得在負載發生突然變化時輸出電壓的變化仍然較為平緩，從而減少對負載的傷害。
與第4圖不同的，在第6圖中，下臂控制器120C、最大數產生器122、忽略期間產生器126C、以及上臂控制器128C都以穩定補償訊號VCOMP-DC作為輸入。下臂控制器120C依據穩定補償訊號VCOMP-DC決定訊號峰值VCS-PEAK，來控制下臂開啟時間TON_GL。最大數產生器122依據穩定補償訊號VCOMP-DC產生最大數NMAX。
在一些實施例中，混合操作模式下，穩定補償訊號VCOMP-DC和最大數NMAX呈正相關關係。例如，穩定補償訊號VCOMP-DC越大，則最大數產生器122所 產生最大數NMAX越大。
計數器與比較器124C計數在一開關操作期間內的開關週期數目N，並在開關週期的數目N等於最大數NMAX時，使得忽略期間產生器126C開始忽略期間TSKIP。計數器與比較器124C每次在忽略期間TSKIP開始時，就重置數目N為0。
忽略期間產生器126C依據穩定補償訊號VCOMP-DC決定最大忽略期間TSKIP-MAX。
在一些實施例中，混合操作模式下，穩定補償訊號VCOMP-DC和最大忽略期間TSKIP-MAX呈反相關關係。例如，穩定補償訊號VCOMP-DC越大，則忽略期間產生器126C所產生的最大忽略期間TSKIP-MAX越小。
忽略期間產生器126C以忽略訊號SSKIP，大致來控制當下是一忽略期間或是一開關操作期間。如同先前於第3圖中所舉例的，忽略訊號SSKIP為“1”時，大致表示即將或當下為忽略期間TSKIP；忽略訊號SSKIP為“0”時，大致表示當下為一開關操作期間。
當補償訊號VCOMP低於穩定補償訊號VCOMP-DC且補償訊號VCOMP和穩定補償訊號VCOMP-DC的差值的絕對值小於一預定值(又稱為預設值)dV1時，忽略期間產生器126C在開關週期之數目N等於最大數NMAX時，會停止當下的開關操作期間，開始忽略期間TSKIP。
相對地，當忽略期間產生器126C發現補償訊號VCOMP低於穩定補償訊號VCOMP-DC且補償訊號VCOMP和穩定補償訊號VCOMP-DC的差值的絕對值等於或超過一預定值dV1時，即使當下開關操作期限內的開關週期數目N小於最大數NMAX，忽略期間產生器126C就在當下開關週期結束後，立刻停止當下的開關操作期間，開始一忽略期間TSKIP。換言之，一開關操作期間內的數目N可能是小於等於最大數NMAX的任何整數。補償訊號VCOMP低於穩定補償訊號VCOMP-DC過多(超過預定值dV1)，表示輸出電壓VO可能過高，此時中斷當下的開關操作期間可以 防止輸出電壓VO被過度拉高，降低輸出漣波。
當補償訊號VCOMP高於穩定補償訊號VCOMP-DC且補償訊號VCOMP和穩定補償訊號VCOMP-DC的差值小於一預定值(又稱為預設值)dV2時，忽略期間產生器126C依據穩定補償訊號VCOMP-DC，內部提供了最大忽略期間TSKIP-MAX。在忽略期間TSKIP持續到等於最大忽略期間TSKIP-MAX時，忽略期間產生器126C會停止當下的忽略期間TSKIP，開始一開關操作期間。
相對地，當忽略期間產生器126C發現補償訊號VCOMP高於穩定補償訊號VCOMP-DC且補償訊號VCOMP和穩定補償訊號VCOMP-DC的差值等於或超過一預定值dV2時，即使當下仍在忽略期間TSKIP內，忽略期間TSKIP還沒有達到最大忽略期間TSKIP-MAX時，則忽略期間產生器126C就立刻停止當下的忽略期間TSKIP，開始一開關操作期間。換言之，忽略期間TSKIP小於等於最大忽略期間TSKIP-MAX。補償訊號VCOMP高於穩定補償訊號VCOMP-DC過多(超過預定值dV2)，表示輸出電壓VO可能過低，此時停止忽略期間TSKIP並開始對輸出電壓VO供電，可以預防輸出電壓VO過低，降低輸出漣波。預定值dV1與預定值dV2可以一樣，也可以不同。
第7圖顯示當第1圖的AHB電源供應器100採用AHB控制器110C時，在混合操作模式下，所可能產生的一些訊號波形。由上而下，第7圖顯示了在一實施例中，控制訊號GL、控制訊號GH、忽略訊號SSKIP、補償訊號VCOMP與穩定補償訊號VCOMP-DC。
從第7圖可知，穩定補償訊號VCOMP-DC大致追隨補償訊號VCOMP，且變化慢於補償訊號VCOMP。
在時間點t181，補償訊號VCOMP低於穩定補償訊號VCOMP-DC，且兩者差值達第一預定值dV1，因此忽略期間產生器126C結束開關操作期間GR21，開始忽略期間TSKIP21。開關操作期間GR21中的開關週期數目N，不會大於當時穩定補償訊號VCOMP-DC所對應的最大數NMAX。
在忽略期間TSKIP21內，補償訊號VCOMP一直低於穩定補償訊號VCOMP-DC與第二預定值dV2的和，所以忽略期間TSKIP21持續了當時穩定補償訊號VCOMP-DC所對應的最大忽略期間TSKIP-MAX後，在時間點t182結束。忽略期間TSKIP21的長度會大約等於最大忽略期間TSKIP-MAX。
在開關操作期間GR22內，補償訊號VCOMP一直高於穩定補償訊號VCOMP-DC減去第一預定值dV1(即兩者差值未達到第一預定值dV1)，所以開關操作期間GR22開關週期的數目N將等於當時穩定補償訊號VCOMP-DC所對應的最大數NMAX，開關操作期間GR22在時間點t183結束。開關操作期間GR22內的開關週期的數目N，最後會等於最大數NMAX。
在時間點t184，補償訊號VCOMP高於穩定補償訊號VCOMP-DC，且兩者差值達第二預定值dV2，因此忽略期間產生器126C結束忽略期間TSKIP22，開始開關操作期間GR23。忽略期間TSKIP22長度，不會大於當時穩定補償訊號VCOMP-DC所對應的最大忽略期間TSKIP-MAX。
第6圖提供了一個模式控制方法，通過比較補償訊號VCOMP與穩定補償訊號VCOMP-DC，來切換在混合操作模式下的開關操作期間與忽略期間。這樣模式控制方法，並不限於只使用於AHB電源供應器，也可以適用於其他開關式電源供應器。舉例來說，依據本發明所實施的一返馳式電源供應器，可以一樣具有補償訊號VCOMP與穩定補償訊號VCOMP-DC，可以操作於具有開關操作期間與忽略期間交叉切換的一混合操作模式，並採用比較補償訊號VCOMP與穩定補償訊號VCOMP-DC來具以切換開關操作期間與忽略期間。
上述實施例中，提供一種適用於負載為中載情況的混合操作模式，在混合操作模式下，開關式電源供應器用以交替操作於一開關操作期間以及一忽略期間，其中，開關操作期間具有至少一個開關週期，在每個開關週期內，功率開關開啟一次，在忽略期間內，功率開關持續關閉。根據穩定補償訊號， 可以決定開關操作期間的開關週期最大數以及忽略期間的最大忽略期間，通過比較(1)受控於輸出電壓的補償訊號以及(2)為補償訊號的低頻成分的穩定補償訊號，基於兩者之間的差異，可在開關操作期達到開關週期的最大數之前，選擇性地提早結束開關操作期間；或可在忽略期間達到最大忽略期間之前，選擇性地提早結束忽略期間。如此，由於補償訊號與穩定補償訊號之間的差異能夠更準確地反映輸出電壓的暫態變化，故在負載的突然變化引起輸出電壓變化時，根據補償訊號與穩定補償訊號之間的差異能夠及時地調整開關操作期間和忽略期間的停止和開啟，以使輸出電壓的變化更為平緩(即減少輸出電壓的漣波)，從而有效地減少負載從中載變為重載或從中載變為輕載的過程中輸出電壓可能出現的驟變，進而減少對負載所造成的傷害。
第8圖顯示了隨著穩定補償訊號VCOMP-DC的不同，AHB控制器110C使得AHB電源供應器100操作於不同的模式所產生的一些訊號波形。第8圖類似第5圖，相同或相似之處可以參考先前的教導而得知，可能不再累述。
第8圖顯示訊號峰值VCS-PEAK對穩定補償訊號VCOMP-DC、上臂開啟時間TON_GH對穩定補償訊號VCOMP-DC、數目N對穩定補償訊號VCOMP-DC、以及忽略期間TSKIP與穩定補償訊號VCOMP-DC的關係，可以使用於第6圖之AHB控制器110C中。如第8圖所示，穩定補償訊號VCOMP-DC控制了每個開關週期中的訊號峰值VCS-PEAK與上臂開啟時間TON_GH。如先前所述，穩定補償訊號VCOMP-DC或是補償訊號VCOMP可以對應到負載16。當輸出電壓VO調控於一穩定電壓時，負載16愈重，穩定補償訊號VCOMP-DC或是補償訊號VCOMP越高。所以，第8圖等同顯示了訊號峰值VCS-PEAK、上臂開啟時間TON_GH、數目N、忽略期間TSKIP，這四者對負載16的關係。
計數器與比較器124C計數的數目N，將不大於最大數NMAX，也就是第8圖中，數目N可能會是最大數NMAX之曲線下陰影820中的任何一整數。類似的，實際發生的忽略期間TSKIP，將不大於最大忽略期間TSKIP-MAX，也就是第8圖 中，忽略期間TSKIP可能會落入最大忽略期間TSKIP-MAX下陰影822的部分。
在第8圖中，當穩定補償訊號VCOMP-DC超過參考電壓VREF1時，視為負載16為一重載，AHB電源供應器100大致操作於CRM。當穩定補償訊號VCOMP-DC介於參考電壓VREF1與參考電壓VREF3之間時，負載16可視為一中載，AHB電源供應器100大致操作於混合操作模式。當穩定補償訊號VCOMP-DC低於參考電壓VREF3時，可以視為負載16不存在，或是稱為無載狀態，AHB電源供應器100操作於睡眠模式。在第8圖中，參考電壓VREF2介於參考電壓VREF1與參考電壓VREF3之間。
在一些實施例中，依據AHB控制器100的輸出電壓，提供補償訊號；開啟充電開關一充電開關開啟時間；開啟諧振開關一諧振開關開啟時間；並依據補償訊號，調控諧振開關開啟時間，以使諧振開關開啟時間隨著負載減少而增加。
這裡，“依據補償訊號，調控諧振開關開啟時間，以使諧振開關開啟時間隨著所述負載減少而增加”之前存在一諧振開關開啟時間隨著負載減少而減少的階段，其中，在負載減少的過程中，“諧振開關開啟時間隨著負載減少而減少”的階段在“依據補償訊號，調控諧振開關開啟時間，以使諧振開關開啟時間隨著所述負載減少而增加”這一階段之前。
如此，在負載從重載變為中載的過程中(即負載減少的過程中)，減小了輸出電壓VO的漣波，有助於減少對負載的傷害。
具體地，如第8圖所示，CRM更細分成兩種：穩定補償訊號VCOMP-DC高於參考電壓VREF4時的CRM1，與穩定補償訊號VCOMP-DC介於參考電壓VREF4與VREF1時的CRM2。如同第8圖所示，當操作於CRM1(穩定補償訊號VCOMP-DC高於參考電壓VREF4的範圍)時，控制下臂開關SL關斷時點的訊號峰值VCS-PEAK隨著穩定補償訊號VCOMP-DC減少而降低；上臂開啟時間TON_GH則是隨著穩定補償訊號VCOMP-DC減少而減少。當操作於CRM2(穩定補償訊號VCOMP-DC介於參考電壓VREF4 與VREF1的範圍)時，控制下臂開關SL關斷時點的訊號峰值VCS-PEAK大約維持一個固定常數，不隨穩定補償訊號VCOMP-DC改變而改變；上臂開啟時間TON_GH則是隨著穩定補償訊號VCOMP-DC減少而增加，從而確保一個開關週期的長度的增加。
在第8圖中，當操作於混合操作模式時，訊號峰值VCS-PEAK大致隨著穩定補償訊號VCOMP-DC減少而減少。當穩定補償訊號VCOMP-DC小於參考電壓VREF2時，訊號峰值VCS-PEAK就大致維持一個常數。如同第8圖所示，當操作於混合操作模式時，上臂開啟時間TON_GH大致隨著穩定補償訊號VCOMP-DC減少而縮短；當穩定補償訊號VCOMP-DC低於參考電壓VREF2時，上臂開啟時間TON_GH大致就維持定值了。
當操作於CRM2時，對於相同的訊號峰值VCS-PEAK而言，上臂開啟時間TON_GH的增加，將會使得一個開關週期來的更長，也會使得一個開關週期內轉換到輸出電壓VO的能量較少，兩者都會導致平均轉換功率減少。所以較長的上臂開啟時間TON_GH，可以適合需要轉換功率較少的低穩定補償訊號VCOMP-DC或是低補償訊號VCOMP。
第8圖中顯示的穩定補償訊號VCOMP-DC對訊號峰值VCS-PEAK以及上臂開啟時間TON_GH的關係，只是一種例子，並不用於限制本發明。舉例來說，在一其他實施例中，當操作於CRM1與CRM2時，上臂開啟時間TON_GH大約都會隨著穩定補償訊號VCOMP-DC減少而增加。
第8圖所舉例的穩定補償訊號VCOMP-DC對訊號峰值VCS-PEAK與上臂開啟時間TON_GH的關係，都可以適用於沒有穩定補償訊號VCOMP-DC，但以補償訊號VCOMP來產生訊號峰值VCS-PEAK以及上臂開啟時間TON_GH的實施例中。舉例來說，在一實施例中，第8圖的穩定補償訊號VCOMP-DC可以用補償訊號VCOMP取代，用以顯示第4圖中的補償訊號VCOMP跟訊號峰值VCS-PEAK與上臂開啟時間TON_GH的關係，使得第4圖的AHB控制器110A也可以操作於CRM1與CRM2。
需要說明的是，相對於相關技術中在負載從重載變為中載的過程中，諧振開關開啟時間一直隨著負載減少而減少的方式，本發明實施例中，在重載情況下，將CRM更細分成CRM1和CRM2，CRM2可以理解為從CRM1切換至混合操作模式過程中的一個過渡模式，其中，在CRM2中依據補償訊號，調控諧振開關開啟時間，以使諧振開關開啟時間隨著負載減少而增加。如此，通過調控上臂開啟時間TON_GH隨著負載減少而增加，來使得在負載從重載變為中載的過程中至少一個開關週期的長度得以延長，使得單位時間內轉換到輸出電壓Vo的能量較少，不僅降低了開關切換頻率，減少了開關切換所帶來的損耗，還使得電源供應器在中載狀態下，無需開啟忽略期間Tskip而仍能操作於臨界模式，減小了輸出電壓VO的漣波，使得在負載發生突然變化時輸出電壓的變化仍然較為平緩，從而減少了對負載的傷害。
在一些實施例中，可以依據穩定補償訊號，調控諧振開關開啟時間，以使所述諧振開關開啟時間隨著所述負載減少而增加。例如，可以依據穩定補償訊號控制反彈跳時間，並在諧振開關關閉時，偵測充電開關是否位於實現ZVS的預定條件，以提供比較結果。檢查比較結果是否維持在一默認邏輯值達一反彈跳時間，以控制諧振開關開啟時間的長度。
第9圖舉例使用於第6圖中的訊號轉換器121、上臂控制器128C、以及下臂控制器120C與一ZVS參考位元記錄器210共同運作的電路圖。其中部分電路與相關運作可以參考同樣申請人在申請號為202310961429.6(申請日為2023年08月02日)的中國專利申請中的相關描述，但第9圖至少新增反跳電路(debouncing apparatus)215、延遲器(delay)223C部分電路與相關運作。
訊號轉換器121透過偵測繞組電壓VAUX，間接地偵測開關跨壓VDSL，來提供偵測訊號VS_IN。如同第9圖所示，訊號轉換器121以運算放大器302與NMOS開關304，鉗制偵測訊號VS為不小於0V。透過電流鏡CM、運算放大器302 與NMOS開關304的合作，當繞組電壓VAUX為負值時，偵測訊號VS_IN大約等於|VAUX|/R1*RT，其中RT表示電阻RT的電阻值。
在第9圖中，ZVS參考位元記錄器210在下臂開啟時間TON_GL內的一預設時間點，取樣偵測訊號VS_IN，來產生ZVS參考位VS_IN_ZVS。舉例來說，在下臂開啟時間TON_GL開始後最小開啟時間TON_GL_MIN時，ZVS參考位元記錄器210取樣偵測訊號VS_IN，作為ZVS參考位VS_IN_ZVS。ZVS參考位元記錄器210記錄的是當下臂開關SL穩定開啟，開關跨壓VDSL等於0V時，偵測訊號VS_IN的穩定值。簡單的說，偵測訊號VS_IN大約對應即時變化的開關跨壓VDSL，而ZVS參考位VS_IN_ZVS大約對應下臂開關SL導通時所傳遞的輸入接地線GND的接地電壓(0V)。所以，比較偵測訊號VS_IN與ZVS參考位元VS_IN_ZVS，等同於比較開關跨壓VDSL與0V。
第9圖中，上臂控制器128C可以依據下臂開關SL是否可以實現ZVS的狀態(即充電開關是否位於實現ZVS的預定條件)，而且這狀態達反彈跳時間(debounce time)TDEB，來自動調整上臂開啟時間TON_GH的長度。上臂控制器128C包含有ZVS偵測電路213C與開啟時間控制器218。ZVS偵測電路213C包含有比較器212、反跳電路(debouncing apparatus)215、計數器214、以及數位類比轉換器(DAC)216。
ZVS偵測電路213C在控制訊號GL切換時，偵測下臂開關SL是否處在可以實現ZVS的狀態(開關跨壓VDSL大約等於0V)，而且偵測這狀態是否持續了有反彈跳時間TDEB，並據以調整模擬參考位VON_H，模擬參考位VON_H為一種模擬形式的長度參數，可以反映一個開關週期內上臂開關SH的上臂開啟時間TON_GH。開啟時間控制器218在控制訊號GL關閉下臂開關SL之後適當時間開始開啟上臂開關SH，而上臂開啟時間TON_GH的長度是依據模擬參考位VON_H來決定。
比較器212比較偵測訊號VS_IN與ZVS參考位元VS_IN_ZVS-dV1，以產生比較結果U/D。在開關跨壓VDSL朝0V降低過程中，偵測訊號VS_IN是從負值 逐漸上升而趨近ZVS參考位VS_IN_ZVS，因此當偵測訊號VS_IN>(VS_IN_ZVS-dV1)時，就判定下臂開關SL可達到零電壓切換ZVS。從另一個角度來看，比較器212偵測開關跨壓VDSL是否大約等於0V。在下臂開關SL即將開啟前，如果開關跨壓VDSL太高，距離0V太遠，VS_IN<(VS_IN_ZVS-dV1)，比較結果U/D為邏輯上的“1”，意味著下臂開關SL將無法達到ZVS。相反的，如果開關跨壓VDSL夠接近0V，VS_IN>(VS_IN_ZVS-dV1)，比較結果U/D為邏輯上的“0”，意味著下臂開關SL處於可以實現ZVS的狀態。
反跳電路215只有在比較結果U/D持續維持“0”達到反彈跳時間TDEB後，才會傳遞邏輯“0”給計數器214，否則只會一直提供計數器214邏輯“1”。從另一個角度來看，邏輯上為“1”的比較結果U/D，反跳電路215將會直接傳遞給計數器214。反彈跳時間TDEB是依據穩定補償訊號VCOMP-DC而決定，稍後將會解釋。
計數器214以控制訊號GL開啟下臂開關SL的訊號邊緣為時脈訊號，依據反跳電路215的輸出，上數計數或是下數計數，並輸出計數後的一個計數CNT。數位類比轉換器216對數位形式的計數CNT進行轉換，以輸出模擬參考位VON_H。開啟時間控制器218依據模擬參考位VON_H決定上臂開啟時間TON_GH長度。
控制訊號GL用來開啟下臂開關SL的訊號邊緣，會開啟下臂開關SL，繼而導致主繞組LP開始被輸入電壓VIN充電而激磁，也會導致輔助繞組電壓VAUX被鉗制在一個相當負的電壓，並使得偵測訊號VS_IN上升達到一個高點，大約就是ZVS參考位VS_IN_ZVS。但是，因為訊號傳遞延遲，控制訊號GL開啟下臂開關SL的訊號邊緣，到繞組電壓VAUX真正被鉗制，有一段時間差。然而，計數器214可以從反跳電路215的輸出與控制訊號GL得知大約下臂開關SL被開啟之前，開關跨壓VDSL是否大約為0(也就是偵測訊號VS_IN跟ZVS參考位元VS_IN_ZVS之間的差異不大於預設值dV1)，等於判斷了下臂開關SL是否可以實現了ZVS。
在下臂開關SL開啟前，這樣"下臂開關SL可以實現ZVS的狀態"(即充電開關位於實現ZVS的預定條件)也必須維持了反彈跳時間TDEB後，才可以使得計數器214下數計數，以降低上臂開啟時間TON_GH的長度。反之，如果這樣的狀態沒有出現或是沒有維持到反彈跳時間TDEB，計數器214上數計數，將增加上臂開啟時間TON_GH的長度。所以，上臂開啟時間TON_GH的長度大約會維持在可以使得下臂開關SL可以實現ZVS的狀態長達反彈跳時間TDEB。
在第9圖中，下臂控制器120C可以自動地決定死區時間TDHL的長度，適時地提供控制訊號GL，開始開啟下臂開關SL。下臂控制器120C包含有比較器220、延遲器(delay)223C、最長死區時間計時器222、或閘(OR gate)224、以及開啟時間控制器226C。
類似比較器212，比較器220也是比較偵測訊號VS_IN與ZVS參考位元VS_IN_ZVS，以產生啟始訊號SGO。設計上，如果下臂開關SL被開啟的瞬間實現了ZVS，比較器212所輸出的比較結果U/D會大約在下臂開關SL真正被開啟前，從邏輯上的“1”變成“0”，而比較器220應該用以使得啟始訊號SGO邏輯變化的時間點，早於比較結果U/D邏輯變化的時間點。舉例來說，在第6圖中，預設值dV1為0.1V，而預設值dV2為0.2V。如此，在死區時間TDHL內，繞組電壓VAUX逐漸下降，而偵測訊號VS_IN逐漸增大的過程中，當偵測訊號VS_IN逐漸增加而大於ZVS參考位VS_IN_ZVS-dV2(例如：VS_IN_ZVS-0.2V)時，輸出啟始訊號SGO，觸發稍後提供控制訊號GL。當計數器214的CLK輸入收到控制訊號GL時，偵測訊號VS_IN與ZVS參考位元VS_IN_ZVS-dV1(例如：VS_IN_ZVS-0.IV)比較結果U/D是否已經維持為0狀態長達反彈跳時間TDEB。若比較結果U/D維持為0狀態的時段長度到達反彈跳時間TDEB，則計數器214所輸出的計數CNT減少；若比較結果U/D維持為0狀態的時段長度小於反彈跳時間TDEB，計數器214所輸出的計數CNT增加。
如此，使比較結果U/D的維持時段的長度到達反彈跳時間TDEB後才調 整上臂開關GH的開啟時間(即才使得計數器214改變計數)，能夠進一步延長CRM2中的開關週期的長度，使得單位時間內轉換到輸出電壓Vo的能量較少，不僅降低了開關切換頻率，減少了開關切換所帶來的損耗，還使得還使得電源供應器在中載狀態下，無需開啟忽略期間Tskip而仍能操作於臨界模式，進一步減小了輸出電壓VO的漣波，使得在負載發生突然變化時輸出電壓的變化仍然較為平緩，從而進一步減少了對負載的傷害。
開啟時間控制器226C在得知啟始訊號SGO的邏輯變化後的一預定延遲時間後，就觸發開啟下臂開關SL，開始下臂開啟時間TON_GL，並依據穩定補償訊號VCOMP-DC，來決定訊號峰值VCS-PEAK以及下臂開啟時間TON_GL的長度。
最長死區時間計時器222從上臂開啟時間TON_GH結束後開始計時，提供最長死區時間TDEAD_MAX。如果啟始訊號SGO一直沒有觸發開啟時間控制器226C，最長死區時間計時器222可以在最長死區時間TDEAD_MAX過去後，觸發開啟時間控制器226C開始下臂開啟時間TON_GL。最長死區時間計時器222可以預防下臂開關SL沒有實現ZVS時，比較器220的啟始訊號SGO一直沒有產生邏輯上的變化，開關週期無法結束的困境。換言之，最長死區時間計時器222使得死區時間TDHL不大於最長死區時間TDEAD_MAX。
延遲器223C用來將啟始訊號SGO延遲了延遲時間TDL才送到或閘224，觸發開啟下臂開關SL。
如此，在啟始訊號SGO的邏輯變化後，將啟始訊號SGO延遲了延遲時間TDL後再傳遞至開啟時間控制器226C，以開啟下臂開關SL，能夠更進一步延長CRM2模式下的開關週期的長度，使得單位時間內轉換到輸出電壓Vo的能量較少，使得單位時間內轉換到輸出電壓Vo的能量較少，不僅降低了開關切換頻率，減少開關切換所帶來的損耗，還使得電源供應器在中載狀態下，無需開啟忽略期間Tskip而仍能操作於臨界模式，更進一步減小了輸出電壓VO的漣波，使得在 負載發生突然變化時輸出電壓的變化仍然較為平緩，從而更進一步減少了對負載的傷害。
在一實施例中，延遲時間TDL跟反彈跳時間TDEB的長度大約相同，一樣都是受控於穩定補償訊號VCOMP-DC。在另一個實施例中，延遲時間TDL跟反彈跳時間TDEB的長度可以不同。
第10A圖與10B分別顯示沒有反彈跳時間TDEB(等於0秒)跟有反彈跳時間TDEB(大於0秒)時，在AHB控制器110C控制下的AHB電源供應器100所可能產生的訊號波形。第10A圖顯示了開關週期TCYCX、第10B圖顯示了四個連續的開關週期，前兩個分別標示為開關週期TCYCY1與開關週期TCYCY2。在第10A圖與10B中，反彈跳時間TDEB與延遲時間TDL假設為等長。
如同第10A圖所示，因為反彈跳時間TDEB為0秒，上臂控制器128C使得上臂開啟時間TON_GH_X剛好夠長，足以使得下臂開關SL在開啟前，開關跨壓VDSL剛好在0V，達到ZVS。死區時間TDHL_X的長度，也剛好大約結束於開關跨壓VDSL大約等於0V時。
在第10B圖中，反彈跳時間TDEB與延遲時間TDL大於0。相較於第10A圖，第10B圖中的死區時間TDHL_Y1與TDHL_Y2的結束延遲了延遲時間TDL(等於反彈跳時間TDEB)。在第10B圖中，延遲時間TDL大約是從開關跨壓VDSL下降到0V開始(當偵測訊號VS_IN逐漸增加，從小於等於VS_IN_ZVS-dV2轉變為大於VS_IN_ZVS-dV2時)，結束於下臂開關SL開始開啟。相較於第10A圖，上臂控制器128C使得上臂開啟時間TON_GH_Y1與上臂開啟時間TON_GH_Y2的任何一個都比較長，使得漏感電流ILr與激磁電流ITr都負的更多，導致在死區時間TDHL_Y1或TDHL_Y2中，開關跨壓VDSL維持在被下臂開關SL中的體二極體(body diode)所鉗制的一微小負電壓大約有反彈跳時間TDEB。上臂控制器128C會自動調整上臂開啟時間TON_GH，使得下臂開關SL可以達到ZVS的狀態(例如：偵測訊號VS_IN大於 VS_IN_ZVS-dV1)維持了反彈跳時間TDEB。
第10B圖也顯示了比較結果U/D跟計數CNT隨著時間而變化。在開關週期TCYCY1一開始時，假定計數CNT為整數NGH，所以產生了相對應的上臂開啟時間TON_GH_Y1。在上臂開啟時間TON_GH_Y1結束時，漏感電流ILr大約為數值ILr_Y1，可以使得開關跨壓VDSL在死區時間TDHL_Y1一開始時，就快速下甩，導致開關跨壓VDSL大約等於0V時，反彈跳時間TDEB(或延遲時間TDL)開始，如同第10B圖所示。在開關週期TCYCY1中的反彈跳時間TDEB內，因為偵測訊號VS_IN維持大於VS_IN_ZVS-dV1，代表開關跨壓VDSL大約都維持在小於等於0V，所以比較結果U/D都保持為邏輯上的“0”，表示下臂開關SL都處於可以達到ZVS的狀態。這意味了上臂開啟時間TON_GH_Y1已經相當足夠長，所以計數CNT在時間點tY2下數，成為整數NGH減1。
在開關週期TCYCY2內，上臂開啟時間TON_GH_Y2對應了整數NGH減1，比上臂開啟時間TON_GH_Y1短。較短的上臂開啟時間TON_GH_Y2結束時，漏感電流ILr大約為數值ILr_Y2，其絕對值小於數值ILr_Y1的絕對值，如同第10B圖所示。數值ILr_Y2的漏感電流ILr使得在死區時間TDHL_Y2內，在反彈跳時間TDEB還沒有結束之前，偵測訊號VS_IN便低於VS_IN_ZVS-dV1，代表開關跨壓VDSL就從負轉為正了。因此，死區時間TDHL_Y2快要結束前，比較結果U/D出現為邏輯“1”，表示下臂開關SL已經不再處於可以達到ZVS的狀態。這意味了上臂開啟時間TON_GH_Y1已經相當不足，所以計數CNT在時間點tY3上數，成為整數NGH。
如果第10B圖所需要供電的負載維持不變，可以預期的，開關週期TCYCY1與TCYCY2將會交替的出現，使得計數CNT不是整數NGH，就是整數NGH減一。如此，上臂控制器128C自動調整上臂開啟時間TON_GH，使得下臂開關SL可以達到ZVS的狀態大致維持了反彈跳時間TDEB。
從第10B圖與10A可以發現，相同的訊號峰值VCS-PEAK，比較長的反 彈跳時間TDEB，將導致比較長的上臂開啟時間TON_GH、比較長的死區時間TDHL、與比較慢的開關週期。
第11圖顯示反彈跳時間TDEB對穩定補償訊號VCOMP-DC的關係。如同第11圖所示，在穩定補償訊號VCOMP-DC介於參考電壓VREF4與VREF1之間時，反彈跳時間TDEB隨著穩定補償訊號VCOMP-DC減少而增加；在穩定補償訊號VCOMP-DC介於參考電壓VREF1與VREF5之間時，反彈跳時間TDEB隨著穩定補償訊號VCOMP-DC減少而減少；當穩定補償訊號VCOMP-DC不在參考電壓VREF4與VREF5之間時，反彈跳時間TDEB為固定的最小反彈跳時間TDEB_MIN，其在一些實施例中最小反彈跳時間TDEB_MIN可以為0秒。
請參考第11圖與第8圖，當操作於CRM1時，由於反彈跳時間TDEB不變，因此，上臂開啟時間TON_GH大致跟訊號峰值VCS-PEAK等比例，或是隨著訊號峰值VCS-PEAK減少而減少。當操作於CRM2時，儘管訊號峰值VCS-PEAK不變，但是上臂開啟時間TON_GH會增大，來應付比較長的反彈跳時間TDEB。當穩定補償訊號VCOMP-DC介於參考電壓VREF1與VREF5之間時，因為訊號峰值VCS-PEAK與反彈跳時間TDEB都一起隨著穩定補償訊號VCOMP-DC減少而減少，因此，上臂開啟時間TON_GH將會隨著穩定補償訊號VCOMP-DC減少而縮短。如同第8圖所示，當穩定補償訊號VCOMP-DC介於參考電壓VREF1與VREF5之間時，假定上臂開啟時間TON_GH對穩定補償訊號VCOMP-DC有一第一變化斜率，而當操作於CRM1時，假定上臂開啟時間TON_GH對穩定補償訊號VCOMP-DC有一第二變化斜率。第8圖明顯的顯示出第一變化斜率大於第二變化斜率。
第12圖舉例顯示可用於第9圖中的上臂控制器128D以及下臂控制器120D。上臂控制器128D以及下臂控制器120D中有許多裝置或是元件與先前說明過的上臂控制器以及下臂控制器類似或是相同，可以參閱先前的說明而瞭解，可能不再累述。
延遲器223D用來將控制訊號GL延遲了延遲時間TDL才送給計數器214作為時脈訊號。延遲時間TDL受控於穩定補償訊號VCOMP-DC。
簡單的說，下臂控制器120D在下臂開關SL的開關跨壓VDSL大約為0V時，開始下臂開啟時間TON_GL，使下臂開關SL達到ZVS。在下臂開關SL開啟了延遲時間TDL之後，上臂控制器128D依據電流偵測訊號VCS是否大約為0V，來調整上臂開啟時間TON_GH的長度。因此，理論上來說，在穩定時，上臂開啟時間TON_GH的長度，大約就是剛好使得在下臂開關SL開啟了延遲時間TDL時，電流偵測訊號VCS等於0V。
第13圖顯示顯示上臂控制器128D以及下臂控制器120D控制下的AHB電源供應器100所可能產生的開關週期TCYCZ。如同先前所述，下臂開啟時間TON_GL開始於開關跨壓VDSL大約為0V時，所以下臂開關SL有達到ZVS。上臂開啟時間TON_GH的長度，使得在時間點tZ，也就是下臂開關SL開啟了延遲時間TDL之後，電流偵測訊號VCS大約等於0V。第13圖類似於第10B圖，最主要的不同點，是第13圖中的下臂開啟時間TON_GL提早到開關跨壓VDSL大約為0V時就開始。從第13圖與第10B圖的比較也可以得知，第13圖中的訊號波形比較節省電能，因為沒有第10B圖中死區時間TDHL_Y內的反彈跳時間TDEB，其間下臂開關SL中的體二極體(body diode)將會導電而耗費相當的能量。
第14圖顯示第12圖中的延遲時間TDL對穩定補償訊號VCOMP-DC的關係。第14圖與第11圖類似，只是縱坐標軸由反彈跳時間TDEB換成了延遲時間TDL。在一些實施例中，第14圖中的最小延遲時間TDL_MIN可以為0s，在其他實施例中，最小延遲時間TDL_MIN為大於0s的常數。在一實施例中，第12圖中的上臂控制器128D以及下臂控制器120D，以及第14圖中的延遲時間TDL對穩定補償訊號VCOMP-DC的關係，也可以使得AHB電源供應器100產生第8圖的結果。
實施例1.一種開關式電源供應器的控制方法，所述開關式電源供應器 用以提供一輸出電壓，所述開關式電源供應器包含有電感元件以及功率開關，所述功率開關用於控制流經所述電感元件的電流，所述控制方法包含有：提供補償訊號，所述補償訊號受控於所述輸出電壓；依據所述補償訊號，提供穩定補償訊號，所述穩定補償訊號追隨所述補償訊號，且變化慢於所述補償訊號，所述穩定補償訊號為所述補償訊號的低頻成分；提供混合操作模式，在所述混合操作模式下，所述開關式電源供應器用以交替操作於一開關操作期間以及一忽略期間，其中，在所述開關操作期間內，所述功率開關至少開啟一次，在所述忽略期間內，所述功率開關持續關閉；以及根據所述補償訊號與所述穩定補償訊號之間的差異，停止所述開關操作期間與所述忽略期間中的一個，並開始所述開關操作期間與所述忽略期間中的另一個。
如此，在混合操作模式下，開關式電源供應器用以交替操作於一開關操作期間以及一忽略期間，其中，在開關操作期間內，功率開關至少開啟一次，在忽略期間內，功率開關持續關閉。通過比較受控於輸出電壓的補償訊號以及為補償訊號的低頻成分的穩定補償訊號，確定開關操作期間和忽略期間的停止和開啟。如此，由於補償訊號與穩定補償訊號之間的差異能夠更準確地反映輸出電壓的暫態變化，故在負載的突然變化引起輸出電壓變化時，根據補償訊號與穩定補償訊號之間的差異能夠及時地調整開關操作期間和忽略期間的停止和開啟，以使輸出電壓的變化更為平緩(即減少輸出電壓的漣波)，從而有效地減少負載從中載變為重載或從中載變為輕載的過程中輸出電壓可能出現的驟變，進而減少對負載所造成的傷害。
實施例2.如實施例1所述的控制方法，其中：當所述開關式電源供應 器操作於所述開關操作期間，若所述補償訊號低於所述穩定補償訊號且與所述穩定補償訊號之間的差值的絕對值達一預設值，則停止所述開關操作期間，開始所述忽略期間。
實施例3.如實施例1或2所述的控制方法，其中：當所述開關式電源供應器操作於所述忽略期間，若所述補償訊號高於所述穩定補償訊號且與所述穩定補償訊號之間的差值達一預設值，則停止所述忽略期間，開始所述開關操作期間。
實施例4.如實施例1至3中任意一個實施例所述的控制方法，其中，所述開關式電源供應器為非對稱半橋電源供應器，所述非對稱半橋電源供應器具有架構成半橋的第一臂開關以及第二臂開關，所述功率開關為所述第一臂開關，且在所述開關操作期間內，所述第一臂開關以及所述第二臂開關都至少開啟一次。
實施例5.如實施例1至4中任意一個實施例所述的控制方法，其中，依據所述補償訊號，提供穩定補償訊號包含：低通濾波所述補償訊號，以產生所述穩定補償訊號。
實施例6.如實施例1至4中任意一個實施例所述的控制方法，其中，依據所述補償訊號，提供穩定補償訊號包含：週期性取樣所述補償訊號，以產生所述穩定補償訊號。
實施例7.如實施例1至6中任意一個實施例所述的控制方法，另包含：計算在所述開關操作期間內，所述功率開關的開關週期發生的數目；比較所述數目與預設的最大數；以及在所述數目等於所述最大數時，停止所述開關操作期間，開始所述忽略期間。
實施例8.如實施例7所述的控制方法，另包含： 依據所述穩定補償訊號，提供所述最大數。
實施例9.如實施例1至6中任意一個實施例所述的控制方法，另包含：比較所述忽略期間與最大忽略期間；以及在所述忽略期間等於所述最大忽略期間時，停止所述忽略期間，開始所述開關操作期間。
實施例10.如實施例9所述的控制方法，另包含：依據所述穩定補償訊號，提供所述最大忽略期間。
實施例11.一種電源控制器，適用於開關式電源供應器，所述開關式電源供應器用以提供一輸出電壓，所述開關式電源供應器包含有電感元件以及功率開關，所述功率開關用於控制流經所述電感元件的電流，在一混合操作模式下，所述開關式電源供應器用以交替操作於一開關操作期間以及一忽略期間，在所述開關操作期間內，所述功率開關至少開啟一次，所述電源控制器包含有：訊號產生器，用於依據補償訊號，提供穩定補償訊號，其中，所述補償訊號受控於所述輸出電壓，所述穩定補償訊號追隨所述補償訊號，且變化慢於所述補償訊號，所述穩定補償訊號為所述補償訊號的低頻成分；以及忽略期間產生器，用於根據所述補償訊號與所述穩定補償訊號之間的差異，停止所述開關操作期間與所述忽略期間中的一個，並開始所述開關操作期間與所述忽略期間中的另一個。
實施例12.如實施例11所述的電源控制器，其中，所述開關式電源供應器為非對稱半橋電源供應器，所述非對稱半橋電源供應器具有架構成半橋的第一臂開關以及第二臂開關，所述功率開關為所述第一臂開關，且在所述開關操作期間內，所述第一臂開關以及所述第二臂開關都至少開啟一次。
實施例13.如實施例11或12所述電源控制器，其中，所述訊號產生器 為低通濾波器。
實施例14.如實施例11或12所述的電源控制器，其中，所述訊號產生器用於週期性取樣所述補償訊號，以產生所述穩定補償訊號。
實施例15.如實施例11至14中任意一個實施例所述的電源控制器，另包含有一計數器，所述計數器用於執行以下步驟：計算在所述開關操作期間內，所述功率開關的開關週期發生的數目；比較所述數目與最大數；以及在所述數目與所述最大數達到預設條件時，使所述忽略期間產生器停止所述開關操作期間，開始所述忽略期間。
實施例16.如實施例15所述的電源控制器，其中，所述最大數依據所述穩定補償訊號而產生。
實施例17.如實施例11至16中任意一個實施例所述的電源控制器，其中，所述忽略期間產生器用於執行以下步驟：比較所述忽略期間與最大忽略期間；以及在所述忽略期間等於所述最大忽略期間時，停止所述忽略期間，開始所述開關操作期間。
實施例18.如實施例17所述的電源控制器，其中，所述忽略期間產生器用於依據所述穩定補償訊號，提供所述最大忽略期間。
實施例19.一種非對稱半橋電源供應器的控制方法，其中，所述非對稱半橋電源供應器包含有架構成半橋的充電開關以及諧振開關，所述充電開關和所述諧振開關用於控制諧振電路，所述諧振電路包含有變壓器以及振盪電容，所述非對稱半橋電源供應器用於提供一輸出電壓並對一負載供電，所述控制方法包含有：依據所述輸出電壓，提供補償訊號； 開啟所述充電開關一充電開關開啟時間；開啟所述諧振開關一諧振開關開啟時間；以及依據所述補償訊號，調控所述諧振開關開啟時間，以使所述諧振開關開啟時間隨著所述負載減少而增加。
如此，通過調控諧振開關開啟時間隨著負載減少而增加，來使得在負載從重載變為中載的過程中至少一個開關週期的長度得以延長，使得單位時間內轉換到輸出電壓的能量較少，不僅降低了開關切換頻率，減少了開關切換所帶來的損耗，還使得電源供應器在中載狀態下，無需開啟忽略期間而仍能操作於臨界模式，減小了輸出電壓的漣波，使得在負載發生突然變化時輸出電壓的變化仍然較為平緩，從而減少了對負載的傷害。
實施例20.如實施例19所述的控制方法，另包含：提供電流偵測訊號，所述電流偵測訊號代表流經所述變壓器的電感電流，其中，當所述充電開關開啟時間結束時，所述電流偵測訊號等於訊號峰值；以及當所述諧振開關開啟時間隨著所述負載減少而增加時，使所述訊號峰值不隨所述負載改變而改變。
實施例21.如實施例19或20所述的控制方法，另包含：在所述諧振開關關閉時，偵測所述充電開關是否位於實現ZVS的預定條件，並提供比較結果；以及檢查所述比較結果是否維持在一默認邏輯值達一反彈跳時間，以控制所述諧振開關開啟時間的長度。
實施例22.如實施例21所述的控制方法，另包含：依據穩定補償訊號，控制所述反彈跳時間，所述穩定補償訊號為所述補償訊號的低頻成分。
實施例23.如實施例22所述的控制方法，另包含：在所述諧振開關關閉時，偵測所述充電開關是否位於實現ZVS的預定條件，以提供啟始訊號；依據所述啟始訊號，來觸發開始所述充電開關開啟時間；在所述啟始訊號的邏輯變化後，延遲所述充電開關開啟時間的開始一延遲時間；以及依據所述穩定補償訊號，控制所述延遲時間。
實施例24.如實施例23所述的控制方法，其中，所述反彈跳時間等於所述延遲時間。
實施例25.如實施例19至24中任意一個實施例所述的控制方法，另包含：提供電流偵測訊號，所述電流偵測訊號代表流經所述變壓器的電感電流；以及在所述充電開關開啟時間開始後一延遲時間內，偵測所述電流偵測訊號是否符合預定條件，以提供比較結果；依據所述比較結果，調控所述諧振開關開啟時間的長度；以及依據所述穩定補償訊號，提供所述延遲時間。
實施例26.如實施例25所述的控制方法，另包含：在所述諧振開關關閉時，偵測所述充電開關是否位於實現ZVS的狀態，以提供啟始訊號；以及依據所述啟始訊號，來觸發開始所述充電開關開啟時間。
實施例27.一種電源控制器，適用於非對稱半橋電源供應器，所述非對稱半橋電源供應器包含有構成半橋的充電開關以及諧振開關，所述充電開關和所述諧振開關用於控制諧振電路，所述諧振電路包含有變壓器以及振盪電 容，所述電源控制器包含有：充電開關控制器，用於依據補償訊號，開啟所述充電開關一充電開關開啟時間，所述補償訊號受控於所述非對稱半橋電源供應器的一輸出電壓，供電給一負載；以及諧振開關控制器，用於依據所述補償訊號，開啟所述諧振開關一諧振開關開啟時間；其中，所述充電開關控制器用於調控所述諧振開關開啟時間，以使所述諧振開關開啟時間隨著所述負載減少而增加。
實施例28.如實施例27所述的電源控制器，其中，電流偵測訊號代表流經所述變壓器的電感電流，當所述充電開關開啟時間結束時，所述電流偵測訊號等於訊號峰值；所述充電開關控制器用於當所述諧振開關開啟時間隨著所述負載減少而增加時，使所述訊號峰值不隨所述負載改變而改變。
實施例29.如實施例27或28所述的電源控制器，其中，所述充電開關控制器包含有：比較器，用於比較偵測訊號以及預設訊號，以提供啟始訊號，其中，所述偵測訊號代表所述充電開關的開關跨壓；開啟時間控制器，用於依據所述啟始訊號，開始所述充電開關開啟時間；以及延遲器，連接於所述比較器與所述開啟時間控制器之間，用於在一延遲時間後，傳遞所述啟始訊號至所述開啟時間控制器；其中，所述延遲器依據穩定補償訊號決定所述延遲時間，所述穩定補償訊號為所述補償訊號的低頻成分。
實施例30.如實施例27至29中任意一個實施例所述的電源控制器，其 中，所述諧振開關控制器用於依據在所述充電開關與所述諧振開關均關閉時出現的偵測訊號，來控制所述諧振開關開啟時間，且所述偵測訊號代表所述充電開關的開關跨壓。
實施例31.如實施例27至30中任意一個實施例所述的電源控制器，其中，所述諧振開關控制器包含有：比較器，用於比較偵測訊號以及預設訊號，以提供比較結果，其中，所述偵測訊號代表所述充電開關的開關跨壓；計數器，用於依據所述比較結果，改變計數；數位類比轉換器，用於依據所述計數，提供模擬參考位；開啟時間控制器，用於依據所述模擬參考位，決定所述諧振開關開啟時間；以及反跳電路，連接於所述比較器與所述計數器之間，並用於在所述比較結果維持於一默認邏輯值達一反彈跳時間後，傳遞所述比較結果至所述計數器；其中，所述反跳電路用於依據穩定補償訊號決定所述反彈跳時間，所述穩定補償訊號為所述補償訊號的低頻成分。
實施例32.如實施例27至31中任意一個實施例所述的電源控制器，其中，所述諧振開關控制器用於依據在所述充電開關開啟時間內出現的所述電流偵測訊號，來控制所述諧振開關開啟時間。
實施例33.如實施例32所述的電源控制器，其中，所述諧振開關控制器包含有：比較器，用於比較所述電流偵測訊號以及預設訊號，以提供比較結果；計數器，用於依據在所述充電開關開啟時間開啟後一延遲時間所產 生的所述比較結果，改變計數；數位類比轉換器，用於依據所述計數，提供模擬參考位；以及開啟時間控制器，用於依據所述模擬參考位，決定所述諧振開關開啟時間；其中，所述延遲時間依據穩定補償訊號產生，所述穩定補償訊號為所述補償訊號的低頻成分。
實施例34.如實施例33所述的電源控制器，其中，所述充電開關控制器用於提供用於控制所述充電開關的控制訊號；所述計數器用於以所述控制訊號為時脈訊號，來改變所述計數；所述諧振開關控制器另包含有延遲器，所述延遲器用於依據所述穩定補償訊號提供所述延遲時間，以延遲所述控制訊號。
實施例35.一種開關式電源供應器，包含：如實施例11至18中任意一個實施例所述的電源控制器。
實施例36.一種非對稱半橋電源供應器，包含：如實施例27至24中任意一個實施例所述的電源控制器。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
應理解，本發明中各實施例之間可以組合使用。例如，在負載為重載情況下可以使用實施例19至26中任意一個實施例所述的控制方法，並當負載減少後(例如負載為中載情況下)可以使用實施例1至10走任意一個實施例所述的控制方法。
至此，已經詳細描述了本發明的各實施例。為了避免遮蔽本發明的構思，沒有描述本領域所公知的一些細節。本領域技術人員根據上面的描述，完全可以明白如何實施這裡公開的技術方案。
雖然已經通過示例對本發明的一些特定實施例進行了詳細說明，但是本領域具有通常知識者應該理解，以上示例僅是為了進行說明，而不是為了限制本發明的範圍。本領域具有通常知識者應該理解，可在不脫離本發明的範圍和精神的情況下，對以上實施例進行修改或者對部分技術特徵進行等同替換。本發明的範圍由所附實施例來限定。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
16:負載 100:AHB電源供應器 110:AHB控制器 112:同步整流控制器 114:光耦合器 116:回饋電路 CCOM:補償電容 CIN:輸入電容 CO:輸出電容 Cr:振盪電容 dV1、dV2:預定值 ER:誤差放大器 GH、GL:控制訊號 GNDI:輸入接地線 GNDO:輸出接地線 GSR:同步整流控制訊號 I CS:電流 I DIS:放電電流 I Lr:漏感電流 LA:輔助繞組 Lm:並聯漏感 LP:主繞組 Lr:串聯漏感 LS:二次側繞組 PRM:一次側 R1、R2:電阻 RCS:電流偵測電阻 RES:諧振電路 R PULL:上拉電阻 SEC:二次側 SH:上臂開關 SL:下臂開關 SSR:同步整流開關 Tr:變壓器 V AUX:繞組電壓 V COMP:補償訊號 V CS:電流偵測訊號 V DSL:開關跨壓 V DSR:開關跨壓 V IN:輸入電壓 VIN:輸入電壓線 V O:輸出電壓 VOUT:輸出電壓線 V REF:參考電壓 V S:偵測訊號

Claims (19)

  1. 一種開關式電源供應器的控制方法，該開關式電源供應器用以提供一輸出電壓，該開關式電源供應器包含一電感元件以及一功率開關，該功率開關用於控制流經該電感元件的電流，該控制方法包含： 提供一補償訊號，該補償訊號受控於該輸出電壓； 依據該補償訊號，提供一穩定補償訊號，該穩定補償訊號為該補償訊號的低頻成分； 提供一混合操作模式，在該混合操作模式下，該開關式電源供應器用以交替操作於一開關操作期間以及一忽略期間，其中在該開關操作期間內，該功率開關至少開啟一次，在該忽略期間內，該功率開關持續關閉；以及 根據該補償訊號與該穩定補償訊號之間的差異，停止該開關操作期間與該忽略期間中的一個，並開始該開關操作期間與該忽略期間中的另一個。
  2. 如請求項1所述的控制方法，其中： 當該開關式電源供應器操作於該開關操作期間，若該補償訊號低於該穩定補償訊號且與該穩定補償訊號之間的差值的絕對值達一預設值，則停止該開關操作期間，並開始該忽略期間。
  3. 如請求項1所述的控制方法，其中： 當該開關式電源供應器操作於該忽略期間，若該補償訊號高於該穩定補償訊號且與該穩定補償訊號之間的差值達一預設值，則停止該忽略期間，並開始該開關操作期間。
  4. 如請求項1所述的控制方法，其中該開關式電源供應器為非對稱半橋電源供應器，該非對稱半橋電源供應器具有架構成半橋的一第一臂開關以及一第二臂開關，該功率開關為該第一臂開關，且在該開關操作期間內，該第一臂開關以及該第二臂開關都至少開啟一次。
  5. 如請求項1所述的控制方法，其中依據該補償訊號，提供該穩定補償訊號包含： 低通濾波該補償訊號，以產生該穩定補償訊號。
  6. 如請求項1所述的控制方法，其中依據該補償訊號，提供該穩定補償訊號包含： 週期性取樣該補償訊號，以產生該穩定補償訊號。
  7. 如請求項1至6中任一項所述的控制方法，另包含： 計算在該開關操作期間內，該功率開關的開關週期發生的數目； 比較該數目與預設的最大數；以及 在該數目等於該最大數時，停止該開關操作期間，並開始該忽略期間。
  8. 如請求項7所述的控制方法，另包含： 依據該穩定補償訊號，提供該最大數。
  9. 如請求項1至6中任一項所述的控制方法，另包含： 比較該忽略期間與一最大忽略期間；以及 在該忽略期間等於該最大忽略期間時，停止該忽略期間，並開始該開關操作期間。
  10. 如請求項9所述的控制方法，另包含： 依據該穩定補償訊號，提供該最大忽略期間。
  11. 一種電源控制器，適用於開關式電源供應器，該開關式電源供應器用以提供一輸出電壓，該開關式電源供應器包含一電感元件以及一功率開關，該功率開關用於控制流經該電感元件的電流，在一混合操作模式下，該開關式電源供應器用以交替操作於一開關操作期間以及一忽略期間，在該開關操作期間內，該功率開關至少開啟一次，在該忽略期間內，該功率開關持續關閉，該電源控制器包含： 一訊號產生器，用於依據一補償訊號，提供一穩定補償訊號，其中該補償訊號受控於該輸出電壓，該穩定補償訊號為該補償訊號的低頻成分；以及 一忽略期間產生器，用於根據該補償訊號與該穩定補償訊號之間的差異，停止該開關操作期間與該忽略期間中的一個，並開始該開關操作期間與該忽略期間中的另一個。
  12. 如請求項11所述的電源控制器，其中該開關式電源供應器為非對稱半橋電源供應器，該非對稱半橋電源供應器具有架構成半橋的一第一臂開關以及一第二臂開關，該功率開關為該第一臂開關，且在該開關操作期間內，該第一臂開關以及該第二臂開關都至少開啟一次。
  13. 如請求項11所述電源控制器，其中該訊號產生器為低通濾波器。
  14. 如請求項11所述的電源控制器，其中該訊號產生器用於週期性取樣該補償訊號，以產生該穩定補償訊號。
  15. 如請求項11至14中任一項所述的電源控制器，另包含一計數器，該計數器用於執行以下步驟： 計算在該開關操作期間內，該功率開關的開關週期發生的數目； 比較該數目與最大數；以及 在該數目與該最大數達到一預設條件時，使該忽略期間產生器停止該開關操作期間，開始該忽略期間。
  16. 如請求項15所述的電源控制器，其中該最大數依據該穩定補償訊號而產生。
  17. 如請求項11至14中任一項所述的電源控制器，其中該忽略期間產生器用於執行以下步驟： 比較該忽略期間與一最大忽略期間；以及 在該忽略期間等於該最大忽略期間時，停止該忽略期間，開始該開關操作期間。
  18. 如請求項17所述的電源控制器，其中該忽略期間產生器用於依據該穩定補償訊號，提供該最大忽略期間。
  19. 一種開關式電源供應器，包含： 請求項11至14中任一項所述的電源控制器。
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