TWI507840B

TWI507840B - 功率因數修正器及電力轉換裝置

Info

Publication number: TWI507840B
Application number: TW103110501A
Authority: TW
Inventors: Kuo Ing Hwu
Original assignee: Univ Nat Taipei Technology
Priority date: 2014-03-20
Filing date: 2014-03-20
Publication date: 2015-11-11
Also published as: TW201537331A

Description

功率因數修正器及電力轉換裝置

本發明是有關於一種功率因數修正器及電力轉換裝置，特別是指一種可改善該輸入電流之零交越失真的功率因數修正器及電力轉換裝置。

參閱圖1，一般電力轉換裝置具有一橋式整流器91、一功率因數校正電路92及一高頻濾波電容C_HF ，交流輸入電壓v_in 經由橋式整流器91轉換為正電壓，高頻濾波電容C_HF 則是用來降低輸入端之高頻電流漣波。

參閱圖1及圖2，當輸入電壓v_in 接近零點附近時，由於電流進入反向流動，而輸入電壓v_in 尚未轉為負電壓，此時將造成橋式整流器91無傳送能量，使得輸入電流i_in 的相位領先輸入電壓v_in 的相位為角度。

參閱圖2及圖3，輸入電流i_in 在零點交越點附近產生的零交越失真包括相移失真及突波(Cusp)失真，相移失真及尖端失真可藉由區段OA 、AB 及BC 進行分析。

在區段OA ，輸入電流i_in 大致跟隨理想電流i_ideal ，輸入電流i_in 經傅立葉變換為基頻電流i_in1 ，輸入電流i _in =I _m sin(ωt +)，且ω為輸入電壓v_in 的角頻率。

在區段AB (區段)，當進入A點時，此時超前的輸入電流i_in 降至零，且輸入電流i_in 欲往反方向流動，但此時輸入電壓v_in 為正向，使得輸入電流i_in 被箝位至零，必須等到輸入電壓v_in 達到B點後轉為反向，輸入電流i_in 才會繼續流動。

在區段BC (區段)，此時輸入電流i_in 被箝制在零，此乃由於有殘留電壓停留在高頻濾波電容C_HF 上，而輸入電壓v_in 必須大於此殘留電壓才能使得輸入電流i_in 開始流動。輸入電流i_in 在C點時會先有尖端(Spike)電流出現，再短時間的振盪，然後才恢復至穩定，此現象乃是由於操作模式從截止到導通，輸入電壓v_in 會對高頻濾波電容C_HF 充電及閉迴路動態響應所造成。

區段AB 是發生在電壓的零交越點之前的失真，稱為相移失真，區段BC 是發生在電壓的零交越點之後的失真，稱為尖端失真。

參閱圖3及圖4，在區段BC ，殘留電壓產生的原因，因為在一個切換週期內，當升壓電感L完全去磁且電感電流下降至零時，功率開關Q₁ 及輸出二極體D_o 均截止，由於控制器於偵測到零點之後會延遲T_d 才導通功率開關Q₁ ，在此區間內主功率開關上之寄生電容C_ds 及二極體接面電容C_d 與升壓電感L產生諧振，此時電感電流i_L 反向流動對高頻濾波電容C_HF 充電。隨後在區段CD ，當進入C點時，輸入電壓已克服了高頻濾波電容C_HF 的殘留電壓，此時輸入電流i_in 才繼續追隨理想電流i_ideal 而流動。

本發明之目的，即在提供一種可改善該輸入電流之零交越失真的功率因數修正器及電力轉換裝置。

於是，本發明的功率因數修正器電性連接於一橋式整流電路、一高頻濾波電容及一開關電路，該橋式整流電路配合該高頻濾波電容將一交流電壓整流為一整流電壓後供給該功率因數修正器，該功率因數修正器電性連接該高頻濾波電容及該開關電路之間並產生一輸入電流及一輸出電壓，該開關電路具有一功率開關及一背接電容。

該功率因數修正器包含一二極體、一耦合電感及一幫浦電容。該二極體具有一陽極端及一陰極端，該陽極端電性連接該高頻濾波電容：該耦合電感具有一第一繞組、一第二繞組及一激磁電感，該第一繞組具有一第一打點端及一第一非打點端，該第二繞組具有一第二打點端及一第二非打點端，該第二打點端電性連接該二極體的陰極端，該第二非打點端電性連接該第一打點端；該幫浦電容的一端電性連接該二極體的陽極端及其另一端電性連接該第一打點端，且該幫浦電容之容值大於該背接電容之容值，於該功率開關切換至零點時，通過該耦合電感的激磁提供一疊加電壓予該第二繞組以改善該輸入電流之零交越失真。

本發明的電力轉換裝置包括一橋式整流電路、一高頻濾波電容、一功率因數修正器及一開關電路，該橋式整流電路配合該高頻濾波電容將一交流電壓整流為一整流電壓後供給該功率因數修正器，該功率因數修正器電性連接該高頻濾波電容及該開關電路之間並產生一輸入電流及一輸出電壓，該開關電路具有一功率開關及一背接電容。

本發明功率因數修正器及電力轉換裝置之功效在於：藉由幫浦電容產生的疊加電壓供給耦合電感就可改善輸入電流之零交越失真，無需藉由調整輸入電流命令的相位或增加在零輸入電壓附近時之開關的導通時間，即可降低其總諧波失真。

1‧‧‧功率因數修正器

2‧‧‧橋式整流電路

3‧‧‧開關電路

C_HF ‧‧‧高頻濾波電容

C_ds ‧‧‧背接電容

C_p ‧‧‧幫浦電容

D₁ ‧‧‧二極體

i_L ‧‧‧輸入電流

i_N2 ‧‧‧電流

L‧‧‧耦合電感

L_m ‧‧‧激磁電感

N₁ ‧‧‧第一繞組

N₂ ‧‧‧第二繞組

Q₁ ‧‧‧功率開關

v_d ‧‧‧整流電壓

v_Cp ‧‧‧電壓

v_ds ‧‧‧電壓

v _in ‧‧‧輸入電壓

V_o ‧‧‧輸出電壓

本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是一電路圖，說明具含高頻濾波電容之單相功率因數校正電路的等效電路；圖2是一波形圖，說明具輸入電流超前輸入電壓；圖3是一波形圖，說明輸入電流失真之波形；圖4是一電路圖，說明具功因校正之升壓轉換器的；圖5一電路圖，說明本發明的功率因數修正器及電力轉換裝置的較佳實施例；圖6是一波形圖，說明本較佳實施例之主要波形及時序；圖7是一電路圖，說明本較佳實施例之第一模式；圖8是一電路圖，說明本較佳實施例之第二模式；圖9是一電路圖，說明本較佳實施例之第三模式；圖10是一電路圖，說明本較佳實施例之第四模式；圖11是一波形圖，說明於每一切換週期內之幫浦電容上之跨壓的波形；圖12是一波形圖，說明輸入電流零交越失真之放大波形；圖13A是一波形圖，說明於輸入電壓110伏且輸出功率100瓦下的輸入電壓與輸入電流的波形；圖13B是一波形圖，說明於輸入電壓110伏且輸出功率100瓦下的零點交越時之局部放大波形；圖13C是一示意圖，說明於輸入電壓110伏且輸出功率100瓦下的諧波分布狀況；圖14A是一波形圖，說明於輸入電壓220伏且輸出功率100瓦下的輸入電壓與輸入電流的波形；圖14B是一波形圖，說明於輸入電壓220伏且輸出功率100瓦下的零點交越時之局部放大波形；圖14C是一示意圖，說明於輸入電壓220伏且輸出功率100瓦下的諧波分布狀況；圖15是一示意圖，說明於不同輸入電壓及不同幫浦電容值所對應之總諧波失真。

參閱圖5，本發明之較佳實施例中，電力轉換裝置100包括一功率因數修正器1、一橋式整流電路2、一開關電路3及一高頻濾波電容C_HF ，橋式整流電路2配合高頻濾波電容C_HF 將一交流電的輸入電壓v _in 整流為一整流電壓v_d 後供給功率因數修正器1，功率因數修正器1電性連接高頻濾波電容C_HF 及開關電路3之間並產生一輸入電流i_L 及一輸出電壓V_o ，開關電路3具有一功率開關Q₁ 及一背接電容C_ds 。

功率因數修正器1包含一二極體D₁ 、一耦合電感L及一幫浦電容C_p 。二極體D₁ 具有一陽極端及一陰極端，陽極端電性連接高頻濾波電容C_HF ：耦合電感L具有一第一繞組N₁ 、一第二繞組N₂ 及一激磁電感L_m ，第一繞組N₁ 具有一第一打點端及一第一非打點端，第二繞組N₂ 具有一第二打點端及一第二非打點端，第二打點端電性連接二極體D₁ 的陰極端，第二非打點端電性連接第一打點端；幫浦電容C_p 的一端電性連接二極體D₁ 的陽極端及其另一端電性連接第一打點端，且幫浦電容C_p 之容值大於背接電容C_ds 之容值，於功率開關Q₁ 切換至零點時，通過耦合電感L的激磁提供一疊加電壓v_Cp 予第二繞組N₂ 以改善以往的輸入電流的零交越失真的問題。

以下配合圖6的各元件的波形時序圖說明本發明的動作原理。

參閱圖7，在第一時間區間[t_o ≦t≦t₁ ]時，其中的時刻t₀ ，功率開關Q₁ 導通，輸出二極體D_o 截止，此時整流電壓v_d 與疊加電壓v_Cp 組合成輸入電壓v_B2 共同跨接於耦合電感L上之第一繞組N₁ ，電感電流i_L 由零開始上升，使得第一繞組N₁ 開始儲存能量。

由於第一繞組N₁ 與第二繞組N₂ 極性相同，故第二繞組電壓v_N2 使得二極體D₁ 跨壓為逆偏壓，二極體D₁ 截止，無電流在第二繞組N₂ 上流動，幫浦迴路不動作。然而，當輸入弦波電壓接近谷底時，整流電壓v_d 接近零，此時只有疊加電壓v_Cp 跨接於第一繞組N₁ 上，提供激磁電源，幫浦電容C_p 呈現放電狀態。

另一方面，由於輸出二極體D_o 呈現逆偏壓截止狀態，故輸出負載R_o 由輸出電容C_o 提供能量，使得輸出電容上之電壓呈線性下降。在時間接近t₁ 時，控制器內部之比較器感測到電感電流大於參考電流而使得主功率開關Q₁ 截止。

參閱圖8，在第二時間區間[t₁ ≦t≦t₂ ]時，當時間為t₁ 時，功率開關Q₁ 截止，輸出二體D_o 仍處於截止狀態，此時第一繞組N₁ 之電感電流i_L 對功率開關Q₁ 之背接電容C_ds 充電及第一繞組N₁ 上所儲存的能量傳遞至第二繞組N₂ 以對幫浦電容C_p 充電，電壓v_ds1 快速上升。此時，電壓 v_ds1 之跨壓為：整流電壓v_d 、第二繞組N₂ 之跨壓v_N2 及第一繞組N₁ 之跨壓v_N1 之總和，即v_ds1 =v_d +v_Cp (1+N₁ /N₂ )。同時，輸出電容C_o 繼續供應能量給輸出負載R_o 。當功率開關Q₁ 之跨壓v_ds1 高於輸出電壓V_o 時，二極體D_o 導通。

參閱圖9，在第三時間區間[t₂ ≦t≦t₃ ]時，功率開關Q₁ 仍處於截止狀態，輸出二體D_o 導通，耦合電感L對輸出電容C_o 及負載R_o 繼續釋放所儲存的能量。當耦合電感L能量傳遞完畢時，輸出二極體D_o 自動截止。

參閱圖10，在第四時間區間[t₃ ≦t≦t₄ ]時，功率開關Q₁ 仍處於截止狀態，輸出二體D_o 截止，此時功率開關Q₁ 之背接電容C_ds 與耦合電感L之一次側激磁電感L_m 及幫浦電容C_p 產生諧振，但由於幫浦電容C_p 遠大於背接電容C_ds ，故幫浦電容C_p 對共振區間的影響相對較小。當電壓v_ds1 升壓至整流電壓v_d 時，藉由送出零電流訊號至控制器，控制器送出一高準位訊號使功率開關Q₁ 導通。當功率開關Q₁ 導通，繼續下一週期的循環。

參閱圖11，說明於每一切換週期內之幫浦電容 Cp上之跨壓的波形，其中，功率開關Q₁ 之切換週期的導通時間約為t_on ，且截止時間約為t_off ，而幫浦電容C_p 之電壓v_Cp 為一變動之電壓。功率開關Q₁ 導通之起始時刻t₀ ，功率開關Q₁ 導通之截止時刻t₁ ，責任週期D；功率開關Q₁ 之切換週期T_s 主功率開關Q₁ 導通時，幫浦電容C_p 上之跨壓v_Cp,ton ；功率開關Q₁ 截止時，幫浦電容C_p 上充電後之箝制電壓v_Cp,clamp 。

本發明的功率因數修正器1考量以往的輸入電流零交越失真的兩個失真角度，即相移失真角度φ及尖波失真角度φ_C 以得到在橋式整流器之後所需補足或應疊加的電壓v_Cp,clamp 。以下分成三部份來進行元件設計：幫浦電壓v _Cp 、耦合電感L之匝比n及幫浦電容C_p 之設計。

參閱圖12，為輸入電流i_L 零交越失真之放大波形，輸入電流i_L 零至輸入電壓v _in 之零點前的相角為；輸入電壓v _in 之零點後至輸入電流i_L 不為零的相角為。

因此，幫浦電壓v _Cp 之設計為：交流電壓之峰值V _m 乘以一第一相角的正弦電壓sin，該第一相角為該交流電流開始為零至該交流電流經傅立葉變換之基頻電流為零的相角；該交流電壓之峰值V _m 乘以一第二相角的正弦電壓sin，該第二相角為該交流電流經傅立葉變換之基頻電流為零至該交流電流開始不為零的相角。其中，該疊加電壓V _pump
,need 符合下述公式，

其中，相角φ_C 之表示式為；常數p及q 之表示式為p =4πLfI _m 及q =16πLf φI _m V _m 。

參閱圖9，當功率開關截止時，第二繞組N₂ 上之跨壓為v _N
2 =(V _o -v _d )×n ；其中，n為匝數比，即N₂ /(N₁ +N₂ )。然後，找出在φ點或φ_C 點，且在主功率開關截止時，第二繞組N₂ 上之跨壓，當φ>φ_C 時，取幫浦電容C_p 之電壓；同理，當φ<φ_C 時，取幫浦電容C_p 電壓。因此，耦合電感L之匝比n之設計，該第一繞組N₁ 及該第二繞組N₂ 的匝數比n 符合下述公式，

參閱圖11，定義△v _Cp =m ×v _Cp
,clamp =m ×(V _o -v _d )×n ，其中，m為漣波百分比值，在此取2%。又，電容C_p 之電壓漣波△v _Cp 與電容值之關係為。依據前述公式可得知，幫浦電容C _p 之容值。由於m值小，為了簡化分析，在此令v _Cp
,ton =v _Cp
,clamp =(V _o -v _d )×n ，改寫為幫浦電容C _p 之容值設計在此公式中，t ₁ '-t ₀ '為該幫浦電容的放電區間、v _d 為該整流電壓值、V _o 為該輸出電壓值，及L _m 為該激磁電感值。

以下的實驗是依據輸入電壓90Vrms~264Vrms及額定最大輸出功率100W來進行實作。

參閱圖13A至13C，為輸入電壓110伏且輸出功率100瓦下之波形量測，其中，圖13A為於此工作條件下之輸入電壓與輸入電流的波形，圖13B為於此工作條件下之輸入電壓與輸入電流於零點交越時之局部放大波形，圖13C則為於此工作條件下之輸入電流諧波分布圖，此時所對應之功率因數為1，輸入電流總諧波失真為1.394%，轉換器效率為91.16%。

參閱圖14A至14C，為輸入電壓220伏之波形量測，其中，圖14A為於此工作條件下之輸入電壓與輸入電流的波形，圖14B為於此工作條件下之輸入電壓與輸入電流於零點交越時之局部放大波形，圖14C則為於此工作條件下之輸入電流諧波分布圖，所對應之功率因數為0.966，輸入電流總諧波失真為2.637%，轉換器效率為92.3%。

參閱圖15及表1，為不同輸入電壓及不同幫浦電容值所對應之總諧波失真，其中總諧波失真的單位為百分比(%)。當幫浦電容之容值在1.0μF時，總諧波失真表現較佳，可藉由選擇較佳的效率及可接受的總諧波失真來選擇幫浦電容之容值，也就是選擇2μF為幫浦電容之容值。

綜上所述，本發明的功率因數修正器1及電力轉換裝置100之功效在於：藉由幫浦電容Cp產生的疊加電壓供給耦合電感L就可改善輸入電流之零交越失真，無需藉由調整輸入電流命令的相位或增加在零輸入電壓附近時之開關的導通時間，即可降低其總諧波失真，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。