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TWI487271B - 放大器、音頻系統以及輸入信號的放大方法 - Google Patents

放大器、音頻系統以及輸入信號的放大方法 Download PDF

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TWI487271B
TWI487271B TW098101742A TW98101742A TWI487271B TW I487271 B TWI487271 B TW I487271B TW 098101742 A TW098101742 A TW 098101742A TW 98101742 A TW98101742 A TW 98101742A TW I487271 B TWI487271 B TW I487271B
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signal
amplifier
resistor
coupled
stage
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TW098101742A
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Marius Padure
Laszlo Lipcsei
Serban-Mihai Popescu
Original Assignee
O2Micro Int Ltd
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Description

放大器、音頻系統以及輸入信號的放大方法
本發明係關於一種放大器，特別是一種D類(D-Class)放大器。
D類放大器相較於線性放大器(例如AB類放大器)的優點係在於D類放大器具有相對較高的效率。由於D類放大器的輸出脈波具有固定振幅，開關元件被導通(on)或截斷(off)地切換，而不是以線性模式操作。D類放大器的一種應用是用於揚聲器(speaker)的驅動器。
然而，一些採用標準實現模式的D類放大器可能存在傳播延遲和低電源抑制比的現象。
本發明要解決的技術問題在於提供一種放大器、音頻系統以及輸入信號的放大方法，其能減少因傳播延時而引起的誤差，並且提升電源抑制比。
本發明所提供之放大器，包括：積分級，用於接收定共模電壓以及代表放大器之輸入信號的第一信號，並產生斜波信號；耦接至積分級的比較級，用於根據斜波信號和磁滯(hysteretic)信號產生脈波寬度調變信號；以及耦接至比較級的全橋電路，用於接收電源供應電壓及脈波寬度調變信號，並產生放大器的輸出。
另外，本發明所提供之音頻系統，包括：用於接收輸入信號的放大器，放大器包括積分級，用於接收定共模電壓，接收代表輸入信號的第一信號，並產生斜波信號；耦接至積分級的一比較級，用於根據斜波信號和磁滯信號產生脈波寬度調變信號；以及耦接至比較級的全橋電路，用於接收電源供應電壓及脈波寬度調變信號，並產生放大器的輸出信號。且音頻系統還包括：耦接至放大器的揚聲器，用於將輸出信號轉換成可聽聲音。
除此之外，本發明所提供之輸入信號的放大方法用於放大輸入信號，其方法包括：根據積分級的定共模電壓和輸入信號，產生斜波信號；根據斜波信號和磁滯信號，產生脈波寬度調變信號；以及根據全橋電路的全橋電路的電源供應電壓以及脈波寬度調變信號，產生放大器的輸出。
以下將對本發明的實施例給出詳細的說明。雖然本發明將結合實施例進行闡述，但應理解這並非意指將本發明限定於這些實施例。相反，本發明意在涵蓋由後附申請專利範圍所界定的本發明精神和範圍內所定義的各種變化、修改和均等物。
此外，在以下對本發明的詳細描述中，為了提供針對本發明的完全的理解，提供了大量的具體細節。然而，於本技術領域中具有通常知識者將理解，沒有這些具體細節，本發明同樣可以實施。在另外的一些實例中，對於大家熟知的方法、程序、元件和電路未作詳細描述，以便於凸顯本發明之主旨。
圖1所示為根據本發明一實施例D類放大器100的方塊示意圖。D類放大器100具有相對較高的電源抑制比。如圖1所示，在一實施例中，D類放大器100包括用於接收一電源供應VDC 的電源端點110、一放大級180和一輸出級160。
放大級180可接收一輸入信號170，並產生一斜波信號130。放大級180可根據斜波信號130和一磁滯(hysteretic)信號132產生用於驅動輸出級160的脈波寬度調變信號140。在一實施例中，斜波信號130和磁滯信號132的電壓位準被設定在電源供應電壓VDC 的一半且與電源供應電壓VDC 成比例地變化。舉例說明，在一實施例中，斜波信號130和磁滯信號132以電源供應電壓VDC 的一半為中心。
耦接至電源端點110的輸出級160可從放大級180接收一脈波寬度調變信號140，並產生一放大後之輸出信號190。在一實施例中，輸出級160可為一全橋電路。
如圖1所示，放大級180包括一表示為耦接至全橋電路160的轉換級101的第一電路，用於接收輸入信號170並且產生一已轉換信號120，其中已轉換信號120被設定為電源供應電壓VDC 的一半。更具體地說，當輸入電壓V170 等於零時，已轉換信號120的電壓位準可等於電源供應電壓VDC 的一半。
放大級180還可包括表示為積分級102(例如，一積分器)的一第二電路，可接收來自轉換級101的已轉換信號120和來自全橋電路160的一積分信號122，並進而產生斜波信號130。有利之處在於，在本發明一實施例可省略振盪器和斜波產生器。
比較級103可接收斜波信號130和磁滯信號132，並產生脈波寬度調變信號140以驅動全橋電路160。在一實施例中，斜波信號130可處於磁滯信號132的磁滯邊框範圍內。
概括而言，圖1所示實施例中之D類放大器100包括：一用於接收電源之電源端點110、耦接至電源端點110的一全橋電路160，用於提供一放大後之輸出信號190、耦接至全橋電路160的一轉換級101，用於接收輸入信號170並產生一已轉換信號120、一積分級102，用於接收來自轉換級101的已轉換信號120和來自全橋電路160的積分信號122，並進而產生一斜波信號130、以及一比較級103，用於接收來自積分級102的斜波信號130和來自全橋電路160的磁滯信號132，並且產生用於驅動該全橋電路160的脈波寬度調變信號140。
在一實施例中，斜波信號130和磁滯信號132被設定為電源供應電壓VDC 的一半，並且與電源供應電壓VDC 成比例地變化。舉例說明，磁滯信號132可具有一最大值和一最小值，且磁滯信號132的最大-最小值之間的範圍是以電源供應電壓VDC 的一半為中心。同理，斜波信號130可具有一最大值和一最小值，而斜波信號130的最大-最小值之間的範圍是以電源供應電壓VDC 的一半為中心。
圖2所示為根據本發明一實施例之圖1中所示之耦接至揚聲器(loud speaker)230之放大器100的詳細電路示意圖。在圖2與圖1中標記相同的元件具有相似的功能，在此對這些元件不複贅述。
圖2中所示之放大器100還可包括一以電阻260及電阻262呈現之第一電阻分壓器，其耦接於全橋電路160的第一切換節點LX1和第二切換節點LX2之間，用於提供磁滯信號132給比較級103。
第一電阻分壓器包括一第一電阻260和一第二電阻262。在一實施例中，第一電阻260之阻值R260 等於一第一阻值R1 減去一第一變動阻值ΔR 1 在一實施例中，第二電阻262之阻值R262 等於第一阻值R1 加上第一變動阻值ΔR 1 。因此，R 260 =R 1 -ΔR 1 且R 262 =R 1 +ΔR 1 。
放大器100還包括一以電阻250及電阻252呈現之第二電阻分壓器，其耦接於全橋電路160的第一切換節點LX1和第二切換節點LX2之間，用於提供積分信號122給積分級102。
第二電阻分壓器包括一第三電阻250和一第四電阻252。在一實施例中，第三電阻250之阻值R250 等於一第二阻值R2 加上一第二變動阻值ΔR 2 。在一實施例中，第四電阻252之阻值R252 等於第二阻值R2 減去第二變動阻值ΔR 2 。因此R 250 =R 2 +ΔR 2 且R 252 =R 2 -ΔR 2 。
在一實施例中，轉換級101包括一耦接至積分級102的一運算轉導放大器202，用於將輸入信號170轉換為一輸入電流Iin 。放大器100還包括一以電阻240及電阻242呈現之電阻分壓器，其耦接於第一切換節點LX1和第二切換節點LX2之間，用於接收輸入電流Iin 並且產生一已轉換信號120。在一實施例中，當輸入信號170的電壓值V170 為零時，已轉換信號120的位準可等於電源供應電壓VDC 的一半。在一實施例中，電阻240和電阻242具有相同的阻值R。
積分級102可包括一運算放大器204和一電容234。在一實施例中，積分級102接收已轉換信號120和積分信號122，並且產生斜波信號130給比較級103。
在一實施例中，比較級103(以比較器呈現)可比較磁滯信號132與斜波信號130，並且產生脈波寬度調變信號140以驅動全橋電路160。耦接於第一切換節點LX1和第二切換節點LX2之間的一輸出電容232可以提供放大後之輸出信號190給揚聲器230。因此，揚聲器230可以接收放大後之音頻信號190並產生可聽聲音。
在操作中，運算轉導放大器202可將輸入電壓V170 轉換為輸入電流Iin，並利用電阻分壓器(以電阻240和電阻242呈現)產生一已轉換信號120。如果運算轉導放大器202的增益是g，則已轉換信號120的電壓可由下列方程式得出：
V 120 =g *(R /2)*V 170 +V DC /2-----------------------(1)
在一實施例中，全橋電路160的第一切換節點LX1和第二切換節點LX2係處於不同相位。因此，根據第一切換節點LX1和第二切換節點LX2的狀態，流經電容234的積分電流具有兩個不同值I122 和I122’ 。在一實施例中，當脈波寬度調變信號140為高位準時，第一切換節點LX1上的位準為VDC ，而第二切換節點LX2上的位準為零。相反地，當脈波寬度調變信號140為低位準時，第一切換節點LX1上的位準為零，而第二切換節點LX2上的位準為VDC 。
在一實施例中，由於運算放大器204的反相輸入端(負輸入端)的電壓Vint相等於其非反相輸入端(正輸入端)的電壓V120 ，所以當脈波寬度調變信號140為高位準時的積分電流I122 和當脈波寬度調變信號140為低位準時的積分電流I122’ 可分別由下列方程式得出：
I 122 =(V DC -V 120 )/(R 2 +ΔR 2 )-V 120 /(R 2 -ΔR 2 )----------------(2)
I 122 =(V DC -V 120 )/(R 2 -ΔR 2 )-V 120 /(R 2 +ΔR 2 )----------------(3)
根據方程式(1)，方程式(2)和方程式(3)可被重寫為：
此外，依據脈波寬度調變信號140的位準，磁滯信號132的電壓V132 和V132’ 可以由下列方程式得出：
當脈波寬度調變信號140為高位準時，
V 132 =V DC *(R 1 +ΔR 1 )/2R 1 =V DC /2+V DC *ΔR 1 /2R 1 ------------(6)
當脈波寬度調變信號140為低位準時，
V 132 ' =V DC *(R 1 -ΔR 1 )/2R 1 =V DC /2-V DC *ΔR 1 /2R 1 ------------(7)
在一實施例中，斜波信號130的振幅A130 等於V132 和V132' 之間的差值，即：
A 130 =V DC *ΔR 1 /R 1 -------------------------------(8)
因此，斜波信號130的參數限制可由電阻分壓器(以第一電阻260及第二電阻262呈現)之第一阻值R1 和第一變動阻值ΔR 1 來決定。在一實施例中，上述的斜波信號130的參數限制包括斜波信號130的振幅A130 。
圖3所示為根據本發明一實施例磁滯信號132與斜波信號130的示例性波形。在圖3所示之實施例中，時段T1 之脈波寬度調變信號140為高位準，時段T2 之脈波寬度調變信號140為低位準。以下將結合圖2對圖3進行描述。
如圖3所示，斜波信號130處於磁滯信號132的磁滯邊框302範圍內。在圖3所示的實施例中，在T1 期間，根據方程式(6)可知，磁滯信號132的位準高於VDC 位準的一半。此外，在T2 期間，根據方程式(7)可知，磁滯信號132的位準低於VDC 位準的一半。在一實施例中，當磁滯信號132大於斜波信號130時，脈波寬度調變信號140可為高位準。因此，積分電流I122 可流經電容234，而斜波信號130的位準可隨之增加，直至等於磁滯信號132的位準。隨後，比較器103可輸出一低位準的脈波寬度調變信號140，而磁滯信號132可下降低於VDC 位準的一半。因此，如T2 期間所示，積分電流I122’ 可流經電容234，而斜波信號130的位準可逐漸下降逼近磁滯信號132的位準。比較器103可繼續輸出低位準的脈波寬度調變信號140，直到斜波信號130減少至磁滯信號132的位準。
有利的是，在一實施例中，可根據磁滯信號132和斜波信號130產生脈波寬度調變信號140，而磁滯信號132和斜波信號130均被設定在電源供應電壓VDC 的一半。更具體地說，磁滯信號132的最大-最小值之間的範圍是以電源供應電壓VDC 的一半為中心。同理，斜波信號130的最大-最小值之間的範圍是以電源供應電壓VDC的一半為中心。
有利之處在於，在一實施例中，磁滯信號132的磁滯邊框302係由全橋電路160的切換節點LX1和LX2的狀態決定，這樣可減少/消除因信號在驅動器和全橋電路160的電源開關中傳播的延時而引起的誤差，並且可以減少/消除因電源開關之間的不匹配而引起的誤差。
在一實施例中，如果T1 期間相對較短，那麼在T1 期間的電流I122 可被視為一定值。同理，如果T2 期間相對較短，那麼在T2 期間的電流I122’ 可被視為一定值。因此，在積分級102的電容234上之電荷變化可由下列方程式得之：
ΔQ =C 234 *A 130 =-I 122 *T 1 =I 122 ' *T 2 ---------------------(9)
因此，當方程式(3)和(4)被代入方程式(9)時，由此可得以下方程式：
V DC *(T 2 -T 1 )/(T 2 +T 1 )=g *R *R 2 /ΔR 2 *V 170 ----------------(10)
輸出電容232上的輸出信號190的等效電壓V190 可由以下方程式得之：
V 190 =T 1 /(T 1 +T 2 )*V DC -T 2 /(T 1 +T 2 )*V DC =(T 1 -T 2 )/(T 1 +T 2 )*V DC ---(11)
因此，放大器100的增益A可以下方程式得之：
A =V 190 /V 170 =-g *R *R 2 /ΔR 2 -----------------------(12)
有利的是，在一實施例中，放大器100的增益A可以不倚賴電源供應電壓VDC ，這樣可使放大器100的電源抑制比相對較高。
根據方程式(9)，全橋電路160的切換頻率可由以下方程式得之：
f sw =1/(T 1 +T 2 )=1/((-C 234 *A 130 /I 122 )+(C 234 *A 130 /I 122 ' ))-------(13)
當方程式(2)和(3)被代入方程式(13)時，切換頻率可為：
當方程式(8)被代入方程式(14)時，切換頻率可為：
假設以及，那麼方程式(15)可為：
f sw =K 1 -K 2 *(V 170 /V DC )2 --------------------------(16)
其中，由於K1 和K2 為常數，所以切換頻率fsw與輸入電壓V170 和電源供應電壓VDC 有關。因此，在一實施例中，當輸入信號170為零時，全橋電路160的切換頻率fsw可保持恆定。
因此，本發明提供了一種具有高電源抑制比的低失真D類放大器。再一實施例中，D類放大器的增益可不倚賴電源供應。此外，在本發明中可以不需要振盪器和斜波產生器。而且，本發明還提供了一種音頻系統，該音頻系統包括用於接收一音頻信號的低失真D類放大器，以及耦接至低失真D類放大器的揚聲器，用於將該音頻信號轉換為可聽聲音。
圖4所示為根據本發明一實施例音頻系統400方塊示意圖。在圖4中，與圖1和圖2中標記相同的元件具有相似的功能，在此對這些元件不再贅述。如圖4所示，音頻系統400包括一耦接至揚聲器230的放大器404。放大器404可用於接收一輸入信號170並產生一輸出信號190。耦接至放大器404的揚聲器230可用於將輸出信號190轉換成可聽/音頻聲音。
更具體地說，放大器404包括一積分級402(例如，一積分器)，用於接收一定共模電壓VCM 以及代表放大器404之輸入信號170的一第一信號423，並產生一斜波信號430。此外，放大器404包括一耦接至積分級402的比較級403，用於根據斜波信號430和一磁滯信號432產生一脈波寬度調變信號140。放大器404還包括一耦接至比較級403的全橋電路460，用於接收電源端點110上的電源供應電壓VDC 以及脈波寬度調變信號140，並產生放大器404的輸出信號190。
在一實施例中，放大器404還包括耦接至積分級402的一轉換級401，用於接收輸入信號170，並產生代表輸入信號170的第一信號423給積分級402。全橋電路460可用於提供磁滯信號432給比較級403，並且提供一信號420給積分級402。
有利的是，透過對轉換級401、積分級402、比較級403和全橋電路460，當電源供應電壓VDC 變化，放大器404的增益可維持不變。此外，在一實施例中，如果輸入信號170為零，全橋電路460的切換頻率可以保持恆定。
圖5A所示為根據圖4所示之一實施例耦接至揚聲器230的放大器404詳細電路圖。在圖5A中，與圖1、圖2和圖4中標記相同的元件具有相似的功能，在此對這些元件不複贅述。
如圖5A所示，放大器404還包括一耦接於全橋電路460的第一切換節點LX1和第二切換節點LX2間的電阻分壓器(以第一電阻560和第二電阻562呈現)，用於提供磁滯信號432。在一實施例中，電阻分壓器包括一第一電阻560，其阻值為第一阻值R1 減去第一變動阻值ΔR 1 ，以及一第二電阻562，其阻值為第一阻值R1 加上第一變動阻值ΔR 1 。因此，R 560 =R 1 -ΔR 1 ，以及R 562 =R 1 +ΔR 1 。
在一實施例中，放大器404還包括一耦接於全橋電路460的第一切換節點LX1和第二切換節點LX2之間的電阻分壓器(以第三電阻550和第四電阻552呈現)，用於提供一信號422給積分級402。在一實施例中，電阻分壓器包括一第三電阻550，其阻值為一第二阻值R2 加上一第二變動阻值ΔR2 ，以及一第二電阻562，其阻值為第二阻值R2 減去第二變動阻值ΔR 2 。因此，R 550 =R 2 +ΔR 2 ，以及R 552. =R 2 -ΔR 2 。
在一實施例中，轉換級401包括耦接至積分級402的運算轉導放大器502，用於將輸入信號170轉換成一輸入電流I170 。因此，第一信號423包括輸入電流I170 。如果運算轉導放大器502的增益為g 502 ，並且輸入信號170的電壓為V170 ，則輸入電流I170 可由以下方程式得之：
I 170 =g 502 *V 170 ---------------------------------(17)
在一實施例中，積分級402包括一運算放大器504和一電容510。在一實施例中，轉換級401可耦接至運算放大器504的一負輸入端(反相輸入端)。在一個實施例中，放大器404還包括耦接在全橋電路460的第一切換節點LX1和第二切換節點LX2之間的一以電阻540和542呈現之電阻分壓器，用於提供信號420給積分級402。電阻分壓器之電阻540和542具有相同阻值R。在一實施例中，電阻分壓器耦接至運算放大器504的正輸入端(非反相輸入端)。因此，在一實施例中，如果電源端點110上的電壓值為VDC ，信號420的電壓V420 則為：V 420 =V DC /2。換言之，信號420的電壓位準V420 等於電源供應電壓VDC 的一半。
在一實施例中，由於運算放大器504的負輸入端上的信號422之電壓V422 等於其正輸入端上的之信號420的電壓V420 ，信號422的電壓V422 可由以下方程式得之：
V 422 =V DC /2----------------------------------(18)
因此，信號422的電壓V422 等於電源供應電壓VDC 的一半。換言之，積分級402的共模電壓VCM (V CM =(V 420 +V 422 )/2)可為恆定值，更具體地說，可以等於電源供應電壓VDC 的一半。
有利的是，由於運算放大器504的共模電壓VCM 為定值且獨立於輸入電壓V170 ，所以輸入電壓V170 對運算放大器504的共模抑制比(Common Mode Rejection Ration,CMRR)所可能產生的影響可被消除。
除此之外，在一實施例中，積分級402的一電流分流(current-shunt)回饋(例如，電容510)可減小運算放大器504負輸入端的輸入阻抗，因此耦接至運算放大器504負輸入端的運算轉導放大器502的輸出阻抗可被減小。有利的是，運算轉導放大器502提供大電流並且驅動大容量性負載的能力可被提升。此外，在一實施例中，放大器404的信號雜訊比可被改善。
在一實施例中，全橋電路460的第一切換節點LX1和第二切換節點LX2係處於不同相位。因此，跟據切換節點LX1和LX2的狀態，流經積分級102之電容510的電流可具有兩個不同值。在一個實施例中，當脈波寬度調變信號140為高位準時，第一切換節點LX1上的電壓位準為VDC ，而第二切換節點LX2上的電壓位準為零。與此相反，當脈波寬度調變信號140為低位準時，第一切換節點LX1上的電壓位準為零，而第二切換節點LX2上的電壓位準為VDC 。
更具體地而言，當脈波寬度調變信號140為高位準時，流經電容510的積分電流I510 可透過以下方程式而得：
I 510 =(V DC -V 422 )/(R 2 +ΔR 2 )-V 422 /(R 2 -ΔR 2 )+I 170 ----------(19a)
當脈波寬度調變信號140為低位準時，流經電容510的積分電流I510’ 可透過透過以下方程式而得：
I 510 ' =(V DC -V 422 )/(R 2 -ΔR 2 )-V 422 /(R 2 +ΔR 2 )+I 170 ----------(19b)
根據方程式(17)和(18)，方程式(19a)和(19b)可分別重寫為：
以及
同理，在一實施例中，依據切換節點LX1和LX2的狀態，磁滯信號432的電壓位準可具有兩個不同值。當脈波寬度調變信號140為高位準時，磁滯信號432的電壓位準V432 可透過以下方程式而得：
V 432 =V DC *(R 1 +ΔR 1 )/2R 1 =V DC /2+V DC *ΔR 1 /2R 1 ----------(21a)
當脈波寬度調變信號140為低位準時，磁滯信號432的電壓位準V432’ 可透過以下方程式而得：
V 432 ' =V DC *(R 1 -ΔR 1 )/2R 1 =V DC /2-V DC *ΔR 1 /2R 1 ----------(21b)
因此，磁滯信號432的電壓可以電源供應電壓VDC 的一半為中心。更具體地說，磁滯信號432的最大-最小值之間的範圍是以電源供應電壓VDC 的一半為中心。
由於斜波信號430的振幅A430 可以等於V432 與V432’ 之差，振幅A430 可由以下方程式而得：
A 430 =|V 432 -V 432 ' |=V DC *ΔR 1 /R 1 ----------------------(22)
因此，斜波信號430的參數限制(例如，振幅A430 )可由電阻分壓器(表示為第一電阻560和第二電阻562)來控制。
同理，斜波信號430的電壓位準可以電源供應電壓VDC 的一半為中心。更具體地說，斜波信號430的最大-最小值之間的範圍是以電源供應電壓VDC 的一半為中心。
假設脈波寬度調變信號140在時段T1為高位準，並且脈波寬度調變信號140在時段T2為低位準，那麼在積分級402的電容510上電荷變化ΔQ510 可由以下方程式而得：
ΔQ 510 =C 510 *A 430 =-I 510 *T 1 =I 510 ' *T 2 ------------------(23)
其中C510 是電容510的電容值。因此，當方程式(20a)和(20b)被代入方程式(23)時，可得以下方程式：
因此，
由於輸出信號190的等效電壓V190eq 可由以下方程式得之：
V 190 eq =T 1 /(T 1 +T 2 )*V DC -T 2 /(T 1 +T 2 )*V DC =(T 1 -T 2 )/(T 1 +T 2 )*V DC --(25)
在一實施例中，放大器404的增益A404 可透過以下方程式得之：
有利的是，在一實施例中，如果電源供應電壓VDC 變化，放大器404的增益A404 仍可保持不變。因此，在一實施例中，放大器404的增益A404 不倚賴於電源供應電壓VDC ，這樣可使其電源抑制比相對較高。
根據方程式(23)，全橋電路460的切換頻率f460 可由以下方程式得之：
f 460 =1/(T 1 +T 2 )=1/((-C 510 *A 430 /I 510 )+(C 510 *A 430 /I 510 ' ))------(27a)
當方程式(20a)、(20b)和(22)被代入方程式(27a)時，切換頻率f460 可以重寫為：
由此可得以下方程式：
f 460 =K 3 +K 4 *(V 170 /V DC )2 -------------------------(28)
其中K3 係為一等於之常數，並且K4 係為一等於之常數。
因此，在一實施例中，切換頻率f460 係與輸入電壓V170 和電源供應電壓VDC 有關。此外，如果輸入信號170為零，全橋電路460的切換頻率f460 可以保持恆定。
圖5B所示為根據圖4所示之另一實施例之耦接至揚聲器230之放大器404’的詳細電路示意圖。在圖5B中，與圖5A中標記相同的元件具有相似的功能，在此對這些元件將不複贅述。在一實施例中，圖5A中所示之以第一電阻560和第二電阻562呈現之電阻分壓器和以第三電阻550和第四電阻552呈現之電阻分壓器可結合成如圖5B所示之以電阻570、572和574呈現之單一電阻分壓器。耦接在全橋電路460的第一切換節點LX1和第二切換節點LX2之間的電阻分壓器(以電阻570、572和574呈現)可用於提供磁滯信號432和信號422。
更具體而言，電阻570的電阻值R570 等於一第三阻值R3 減去一第三變動阻值ΔR 3 ，電阻572的電阻值R572 等於第三變動阻值ΔR 3 的兩倍，以及電阻574的電阻值R574 等於第三阻值R3 減去第三變動阻值ΔR 3 。因此，R 570 =R 3 -ΔR 3 、R 572 =2ΔR 3 、以及R 574 =R 3 -ΔR 3 。
圖5B所示之放大器與圖5A中所示之放大器具有相似的功能與操作。在一實施例中，當脈波寬度調變信號140為高位準時，流經電容510的積分電流I510b 可透過以下計算獲得：
當脈波寬度調變信號140為低位準時，流經電容510的積分電流I510b’ 可透過以下方程式獲得：
根據圖5B所示的實施例，可得以下方程式：
V 190 eq =(T 1 -T 2 )/(T 1 +T 2 )*V DC ------------------------(31)
以及
其中A404b 是放大器404’的增益，且如果電源供應電壓VDC 變化，增益A404b 可保持不變。
脈波寬度調變信號140為高位準時，磁滯信號432的電壓位準V432b 可透過以下方程式得之：
V 432 b =V 422 +(V DC -V 422 )*R 572 /(R 570 +R 572 )=(V DC /2)*(1+2ΔR 3 /(R 3 +ΔR 3 ))-(33a)
當脈波寬度調變信號140為低位準時，磁滯信號432的電壓位準V432b’ 可透過以下方程式得之：
V 432 b ' =V 422 *R 570 /(R 570 +R 572 )=(V DC /2)*(1-2ΔR 3 /(R 3 +ΔR 3 ))----(33b)
由此圖5B中之斜波信號430的振幅A430b 可得之：
A 430 b =|V 432 b -V 432 b ' |=2V DC *ΔR 3 /(R 3 +ΔR 3 )----------------(34)
因此，圖5B中全橋電路460的切換頻率f460b 可透過以下方程式得之：
由此可得：
f 460 b =K 5 +K 6 *(V 170 /V DC )2 -------------------------(36)
其中K5 係為一等於=1/(4C 510 *(R 3 -ΔR 3 ))之常數，而K6 係為一等於之常數。
同理，切換頻率f460b 可取決於輸入電壓V170 和電源供應電壓VDC 。此外，如果輸入信號170為零，全橋電路460的切換頻率f460b 可以保持恆定。
在圖5A和圖5B所示的實施例中，上述的每個放大器404和404’可產生電壓位準均以VDC /2為中心的磁滯信號432和斜波信號430。然而，磁滯信號432與/或斜波信號430的電壓位準也可以不等於VDC /2的位準為中心。圖5C所示為根據圖4提供一實施例之耦接至揚聲器230的放大器404”的詳細電路示意圖。在圖5C中，與圖5A和圖5B中標記相同的元件具有相似的功能，在此對這些元件不複贅述。
圖5C所示的電阻576可耦接於以第一電阻560和第二電阻562呈現之電阻分壓器與地之間，用於變換磁滯信號432的電壓位準。如果電阻576的阻值為R1 ，那麼磁滯信號432的電壓位準V432c 和V432c’ 可透過以下方程式得之：
當脈波寬度調變信號140為高位準時，
當脈波寬度調變信號140為低位準時，
因此，圖5C所示的斜波信號430的振幅A430c 可透過以下方程式得之：
因此，圖5C所示的全橋電路460的切換頻率f460c 可透過以下方程式得之：
由此可得：
f 460 c =K 7 +K 8 *(V 170 /V DC )2 -------------------------(40)
其中K7 係為一等於之常數，而K8 係為一等於之常數。同理，如果輸入信號170為零，全橋電路460的切換頻率f460c 可保持恆定。
圖5C所示的放大器404”之增益A404C 的計算與圖5A所示的實施例中之放大器404之增益A404 的計算相似。在一實施例中，放大器404”之增益A404C 可透過此方程式得之：。同理，如果電源供應電壓VDC 變化，放大器404”的增益A404C 可保持不變。
在一實施例中，電阻576也可為其他的電阻值。在另一個實施例中，以第一電阻560和第二電阻562呈現之電阻分壓器與電源端點110之間也可耦接一個電阻(圖5C中未示)，用於變換磁滯信號432的電壓位準。在此，對斜波信號430的振幅和全橋電路460的切換頻率f460c 相似的計算不複贅述。
圖6所示為根據本發明一實施例放大器放大輸入信號170的放大流程示意圖600。以下將結合圖4、圖5A、圖5B和圖5C對圖6進行描述。
在步驟602中，根據一積分級402的一定共模電壓VCM 和一輸入信號170，積分級402產生一斜波信號430。在一實施例中，轉換級401可將輸入信號170轉換成由積分級402接收的一輸入電流。定共模電壓VCM 可等於電源供應電壓VDC 的一半。
比較級403可比較斜波信號430和來自全橋電路460的磁滯信號432，並產生用於驅動全橋電路460的一脈波寬度調變信號140。換言之，在步驟604中，放大器(400、400’、400”)可根據斜波信號430和磁滯信號432產生脈波寬度調變信號140。
因此，在步驟606中，全橋電路460可根據電源供應電壓VDC 以及脈波寬度調變信號140，產生放大器的輸出信號190。有利的是，在一實施例中，儘管電源供應電壓VDC 可能會變化，放大器的增益仍可保持不變。
因此，本發明提供了一種D類放大器。D類放大器可以透過全橋電路、積分級和比較級，將輸入信號放大成輸出信號。由積分級根據入信號所產生的斜波信號，透過比較級，與來自全橋電路的磁滯信號進行比較，以產生脈波寬度調變信號。在一實施例中，脈波寬度調變信號可用於驅動全橋電路，並且其責任週期係由輸入信號決定。因此，全橋電路可以產生一正比於輸入信號的已放大輸出信號。放大器的增益可以獨立於電源供應電壓的電壓值，因此可增加放大器的電源抑制比。
在此描述之實施例僅為本發明的常見實施例，用於說明本發明而非限制。本技術領域中具有通常知識者應可以理解，在本質上不背離由後附申請專利範圍所界定的本發明的發明精神和發明範圍的前提下，可以有眾多其它的實施例。另外，在此描述或申請專利範圍中要求保護的本發明之元素可能為單數，在未明確說明的情況下其複數形式同樣視為處於本發明的保護範圍之內。
100．．．D類放大器/放大器
101．．．轉換級
102．．．積分級
103．．．比較級/比較器
110．．．電源端點
120．．．已轉換信號
122．．．積分信號
130．．．斜波信號
132．．．磁滯信號
140．．．脈波寬度調變信號
160．．．輸出級/全橋電路
170．．．輸入信號
180．．．放大級
190．．．輸出信號
202．．．運算轉導放大器
204．．．運算放大器
230．．．揚聲器
232．．．輸出電容
234．．．電容
240．．．電阻
242．．．電阻
250．．．第三電阻
252．．．第四電阻
260．．．第一電阻
262．．．第二電阻
302．．．磁滯邊框
400．．．音頻系統
401．．．轉換級
402．．．積分級
403．．．比較級
404、404’、404”．．．放大器
420．．．信號
422．．．信號
423．．．第一信號
430．．．斜波信號
432．．．磁滯信號
460．．．全橋電路
502．．．運算轉導放大器
504．．．運算放大器
510．．．電容
540．．．電阻
542．．．電阻
550．．．第三電阻
552．．．第四電阻
560．．．第一電阻
562．．．第二電阻
570、572、574、576．．．電阻
600．．．流程示意圖
602、604、606．．．步驟
以下結合附圖和具體實施例對本發明的技術方法進行詳細的描述，以使本發明的特徵和優點更為明顯。其中：
圖1所示為根據本發明一實施例D類放大器方塊示意圖。
圖2所示為根據本發明一實施例之圖1中所示之耦接至揚聲器(loud speaker)之放大器詳細電路示意圖。
圖3所示為根據本發明一實施例磁滯信號與斜波信號的示例性波形。
圖4所示為根據本發明一實施例音頻系統方塊示意圖。
圖5A所示為根據圖4所示之一實施例耦接至揚聲器的放大器詳細電路圖。
圖5B所示為根據圖4所示之另一實施例之耦接至揚聲器之放大器詳細電路示意圖。
圖5C所示為根據圖4所示之另一實施例之耦接至揚聲器之放大器詳細電路示意圖。
圖6所示為根據本發明一實施例之放大器放大輸入信號的放大流程示意圖。
100．．．D類放大器/放大器
101．．．轉換級
102．．．積分級
103．．．比較級/比較器
110．．．電源端點
120．．．已轉換信號
122．．．積分信號
130．．．斜波信號
132．．．磁滯信號
140．．．脈波寬度調變信號
160．．．輸出級/全橋電路
170．．．輸入信號
180．．．放大級
190．．．輸出信號

Claims (21)

  1. 一種放大器，包括：一積分級，接收一定共模電壓以及代表該放大器之一輸入信號的一第一信號，並產生一斜波信號；一比較級，耦接該積分級，根據該斜波信號和一磁滯信號產生一脈波寬度調變信號；一全橋電路，耦接該比較級，接收一電源供應電壓及該脈波寬度調變信號，並產生該放大器的一輸出；一電阻分壓器，耦接於該全橋電路的一第一切換節點和一第二切換節點之間，提供該磁滯信號；以及一電阻，耦接於該電阻分壓器之一第一電阻和一第二電阻及地之間，可變換該磁滯信號的一電壓位準。
  2. 如申請專利範圍第1項的放大器，其中，該定共模電壓的一電壓位準等於該電源供應電壓的一半。
  3. 如申請專利範圍第1項的放大器，進一步包括：一轉換級，耦接該積分級，接收該輸入信號，並提供該第一信號給該積分級。
  4. 如申請專利範圍第3項的放大器，其中，該轉換級包括一運算放大器，耦接該積分級，將該輸入信號轉換為一輸入電流，其中，該第一信號包括該輸入電流。
  5. 如申請專利範圍第3項的放大器，其中，該積分級包括一運算放大器和一電容，其中，該轉換級耦接該運算放大器的一輸入端。
  6. 如申請專利範圍第1項的放大器，其中，該磁滯信號的一電壓位準以該電源供應電壓的一半為中心。
  7. 如申請專利範圍第1項的放大器，其中，該電阻分壓 器控制該斜波信號的一參數限制。
  8. 如申請專利範圍第1項的放大器，進一步包括：一電阻分壓器，耦接於該全橋電路的該第一切換節點和該第二切換節點之間，提供一第二信號給該積分級。
  9. 如申請專利範圍第8項的放大器，其中，該第二信號的一電壓位準以該電源供應電壓的一半為中心。
  10. 如申請專利範圍第1項的放大器，其中，當該輸入信號為零時，該全橋電路的一切換頻率保持恆定。
  11. 如申請專利範圍第1項的放大器，其中，當該電源供應電壓變化，該放大器的一增益保持不變。
  12. 一種音頻系統，包括：一放大器，接收一輸入信號，包括：一積分級，接收一定共模電壓以及代表該輸入信號的一第一信號，並產生一斜波信號；一比較級，耦接該積分級，根據該斜波信號及一磁滯信號產生一脈波寬度調變信號；一全橋電路，耦接該比較級，接收一電源供應電壓及該脈波寬度調變信號，並產生該放大器的一輸出信號；一電阻分壓器，耦接於該全橋電路的一第一切換節點和一第二切換節點之間，提供該磁滯信號；以及一電阻，耦接於該電阻分壓器之一第一電阻和一第二電阻及地之間，可變換該磁滯信號的一電壓位準；以及一揚聲器，耦接該放大器，將該輸出信號轉換成一可聽聲音。
  13. 如申請專利範圍第12項的音頻系統，其中，該定共 模電壓的一電壓位準等於該電源供應電壓的一半。
  14. 如申請專利範圍第12項的放音頻系統，進一步包括：一轉換級，耦接該積分級，接收該輸入信號，並提供該第一信號給該積分級。
  15. 如申請專利範圍第14項的音頻系統，其中，該轉換級包括一運算放大器，耦接該積分級，將該輸入信號轉換為一輸入電流，其中該第一信號包括該輸入電流。
  16. 如申請專利範圍第14項的音頻系統，其中，該積分級包括一運算放大器和一電容，其中，該轉換級耦接該運算放大器的一輸入端。
  17. 如申請專利範圍第12項的音頻系統，其中，當該輸入信號為零時，該全橋電路的一切換頻率保持恆定。
  18. 如申請專利範圍第12項的音頻系統，其中，當該電源供應電壓變化，該放大器的一增益保持不變。
  19. 一種放大輸入信號的方法，包括：根據一積分級的一定共模電壓和一輸入信號，產生一斜波信號；根據該斜波信號和一磁滯信號，產生一脈波寬度調變信號；以及根據一全橋電路的一電源供應電壓和該脈波寬度調變信號，該全橋電路產生一放大器的一輸出，其中當該電源供應電壓變化時，產生保持不變的一增益，且其中，該放大器包括一電阻分壓器，耦接於該全橋電路的一第一切換節點和一第二切換節點之間，提供該磁滯信號，該放大器還包括一電阻，耦接於該電阻分壓器之一第一電阻和一第二電阻及地之間，可變換該磁 滯信號的一電壓位準。
  20. 如申請專利範圍第19項的方法，其中，該定共模電壓的一電壓位準等於該電源供應電壓的一半。
  21. 如申請專利範圍第19項的方法，進一步包括：將該輸入信號轉換為一輸入電流。
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