TWI331841B - Dc-to-dc converter with improved transient response - Google Patents

Description

1331841 九、發明說明： 本^請案之優先權基於名為可改善暫態響應的直流/直 流轉換器的美國臨時申請，申請號60/813,148，登記日期主 ^006年6月13日，其說明書内容已完全援引且合併於本^ ；. 請案中。本申請案為部分延續申請案，其母案為2006年i 月30曰登記之美國申請’申請號11/342,462;該申請號 _· 11/342,462案也為延續申請案，其母案為2004年1〇月8曰 • 登記之美國申請，申請號_75,711，現為US7,〇〇2,817號 美國專利；該US7,〇〇2,817號美國專利也是延續申請案，^ 母案為2003年6月26日登記之美國申請，申請^ 10/606,537，現為US6,813，173號美國專利，其内容已°完全u 援引且合併於本申請案中；本申請案也是部分延續申請案， 其母案為2006年4月18日登記之美國申請，申請號 11/379，128 ;該申請號11/379,128案也是延續申請案，^母 案為美國申請號10/648,085，現為US7,031，174號美國專 利，該US7,031,174號美國專利也是延續申請案，其母案為 2002年1〇月1日登記之美國申請號1〇/262 537，現為 US6,678，178號美國專利；US6,678，178號美國專利也是延續 申請案，其母案為2001年4月25日登記之美國申請，申請 • 號09/843,200，現為US6,459,602號美國專利，其優先權基 於2000年1〇月26曰登記之美國臨時申請，申請號為 60/244,054,其内容已完全援引且合併於本申請案中。 【發明所屬之技術領域】 本發明係有關於電壓轉換器，更具體而言係有關一種具 有改善暫態響應、精確性和穩定性的直流(DCy直流(DC)轉 換器。 5 1331841 【先前技術】 直流/直流轉換器在電子領域中已熟知。這些電 通常將-直流電壓電位(lev_換為另—直流電壓電位 用於各種例如，-些種類的轉換器用來給微處理器核心 (_)提供電^轉㈣中之—種稱仙定頻率轉換器，又稱 1脈寬調® (PWM)轉鄕。脈寬難轉㈣包 換器和電流型轉換器。 s轉 電壓型脈！*調變轉換H包括—控制迴路，該控制迴路包括 二誤差放大器；-脈寬調變比較器；和—或多個驅動器。 ίΐί常與二同步整流器_來改進生能。該誤差放大器將 =器的^出電壓與一參考電壓進行比較。該脈寬調變比較 =枚該誤差放大器的輸出作為其第一輸入，並接收由一鑛齒 ίίΐΐίΐϊ作為其第二輸人。該脈寬調變比較器的輸出為 優點在於架構簡單，精確度高。它的主要缺點是= %差放大器所需的補償而造成謂負载的暫態響應緩慢。 電〃IL型脈寬調變轉換器包括兩個控制迴路：一個内部電 電流迴路的外部輕迴路岣部電流 括：一電流放大器；一比較器，該比較器採用一來自該 Μ電壓轉的誤差電壓和該電纽Α||賴輸出作為輸 ’ 一正反器，該正反器每次均由該時鐘信號設定(set)、並由 =較器的該輸出重置(reset);和一或多個驅動器。該外部電 路包括一電壓誤差放大器，該電壓誤差放大器將該轉換器 =出電壓和一參考電壓進行比較。該電壓誤差放大器的輸出 内部電流迴路的—參考健。這種轉換器的優點在於穩 ^间、精確度高、並穩定於多相架構。它的主要缺點是由於 k夕。P電壓迴路的補償而造成它對負載的暫態響應緩慢。 另一種直流/直流轉換器為導通時間固定的轉換器 6 1331841 (constant cm time converter)，又稱作脈波頻率調變（pFM 換器。脈波頻。率調變轉換器包括一控制迴路，該控制迴路包2 一誤差放大器，一比較器；和一或多個驅動器β該轉換器 與-同步整流器耦接來改進其性能。該誤差放大器將該輸 壓與-參考電壓進行tb較。該誤差味器的輪出與— 行比較，從而獲得一單觸發的觸發信號，該觸發信號設 的導通時間。這種轉換器的優點在於架構簡單、 ^ 對負載的暫請應相對絲。它的主要缺點7頻=^和^ 穩定於多減肖。 另一種直流/直流轉換器為一種遲滯(hysteretic)轉換 轉換器包括··電壓型遲滯轉換H和電流型遲滯轉換器。電壓g 遲滯轉換H包括-控制迴路，該控制迴路包括: 個驅㈣。該轉換器通常與1步整流器祕來2 其性…具有遲滯效應的比較器將該輸出與—參考電壓 較。該比較器的輸出作為該驅動器的輸入。這種 =架，簡單、精確度高、和對負載的暫態響應快速。= 點疋頻率不固定和不穩定於多相架構。 匕的缺 電流㈣轉脑包括—控伽路。馳制迴路 電壓誤差放大n 遲滯f流比較器；和 :括· ，換器通常與-同步整流_來改進其性=== 的暫態響麟慢，解不固定和敎^多對負載 因此，直流/直流轉換器需要一種更為簡單和相對 ，決方案，並具有對負載的暫態響應快、精確度 疋和適用於多相架構等特性。 頻率固 7 圖1所示為本發明的一種暫態響應快速的直流/直流轉 的電路圖。通常，直流/直流轉換器100根據比較 =輸入端的參考信號使輸出電壓Vout 112穩定。在暫態響 ^中’該輪出負載在從一直流狀態切換到另一直流狀態的過 該直流/直流轉換器100藉由調整占空比有效地減小 ^暫4響應的恢復時間，從而控制v〇泔丨丨2至理想的穩定狀 態。 該直流/直流轉換器100包括：一參考直流電壓源Vref 、—參考信號發生器116、一比較器118、一驅動器120 一對開&關122。該參考信號發生器丨16產生一參考信號 / ’該信號最好為3〇〇千赫茲的鋸齒波信號，或者任何波 形的週期性仏號（例如三角波信號或正弦波信號），並具有 厂由Vref114產生的直流電壓所決定的直流偏置。該比較器 18接收該參考信號126作為其第一輸入。該輸出電壓v〇ut 12透過回饋回路124給該比較器ns,並作為該比較器ug ，第一輸入。該比較器118將Vout 112和該參考信號126進 行比較^並產生一脈寬調變信號128，其占空比決定增大v〇ut U2或是減小v〇ut 112。更詳細地說，若vout 112小於或大 於該參考信號126，該比較器118則透過增大或減小其輸出 脈寬調變信號128的脈寬迫使Vout 112追隨該參^信號 126。具體地說，該驅動器12〇接收該脈寬調變信號作 ，它的輸入，並驅動該開關122〇該開關最好由金屬氧化物 半導體場效應晶體管（MOSFETs)來實現，且高端m〇sfet 與低端MOSFET交替導通來控制該v〇ut 112。最好是該 112接近Vref，並保持在該參考信號126的範圍内。， 該參考信號發生器116在一特定的直流Vref電壓處產生一 鋸齒波參考信號126,該信號的峰-峰鋸齒波波動為1〇〇 伏，即Vref-50毫伏<V〇ut<Vref+50毫伏。另外，輪中 (V〇utll2)與一電感電容（LC)低通濾波器輕接通 1331841 波器的電感130的電感值應儘可能地小，從而減小對負載暫 態響應的恢復時間。 一，2所示為一應用圖1甲的直流/直流轉換器電路1〇〇 的示範性應用電路200。該電路2〇〇採用一參考電壓發生器 如，D1 (TL431) 202)構成對輸入電壓114的變化進 行補償，從而確保該比較器118產生的脈寬調變信號128根 據如上所述的參考電壓調整該輪出電壓v〇ut。一斜波發生器 116由部件U3 (LM311) 204構成，並產生一降峰幅度^ 為100亳伏的三角波信號126。如上所述的比較胃118由U2 fLM311) 206構成，接收該輸出電壓v〇utU2和該三角波 信號126作為輸入，並產生一脈寬調變信號128。該示範性 應用中的該驅動器120由U1 (TPS2830) 208構成。最後， 電源模塊210控制輸出電壓v〇ut，該電 MOSFETsQ^Q2，122；t^Ll，13〇；^R1〇;Jt ΐ ^ 錢/錢概1電路帛纽雜貞餘態響應的 是該發明包括圖2中的應摘路圖的 該凡件和該電路，但不觉限於這些元件和電路。 ζτ£ιι 用的相數而不R。例如’在—個四相架構中， 90度。多相架構的問題是在兩個相 g為 2遠大於另-個相輸出至該負載的電流，轉換效 ，重影響。這種問題類似於將兩個電壓源。 ;源古的電壓不同，它們之間將有電流流經。為了 肌/直机轉換㈣③種問題，難要—電流平衡、 在一個兩相直流/直流轉換器中採用一電流衛如， 1第^相的該輸*電壓’使其與該第—相的該輸出電: 等。透過採用電流檢測電阻，該電流平衡模塊得到 i 偏置電絲調整該第二相的該輸出電>1。實現 制有兩種選擇方法··⑴透過修改|第2 、δΛ電塗’或⑺透過修改該第二相的該回饋電屋β —f 為—個具有—電流平衡模塊的—兩相直流/吉 ί考信#施例，該電流平衡模塊作用於該第二相的 參考^相嶋根據該比較器118的該輸入端的 =二Lit該輸出電壓112。該電流平衡模塊』 從而的錢健傳送賴帛二相嶋， 電壓將大於其反相輸入端的電壓。該誤差 2上λ脸參考電麗的直流值將增大。因此，該第二相難 大ί以°如此，該第二相i〇〇b傳送的一電流值 ίί=21值°當每相傳送的該電流都相等時，該偏置 電廢03將保持該值’以維持各相的電流平衡。 鐘J 具有—電流平衡模塊的另—兩相直流/直流 ，換盗400的實施例，該電流平衡模塊作用於第二相勵 分。該第—相1GGa根據該比較器⑶輸入端的該 =^號U6a建立該輸出電壓伽m。該電流平衡模塊 位移回饋電壓的直流值給該第二相1〇〇b，從而使得每相 =送相等的電流幅值假設流經該第-相lGGa的電流大於 流經該第二相l00b的電流，則該誤差放大器4〇2的反相輸 入端的該電壓大於其非反相輸入端的該電壓。該誤差放大器 4〇2的作用是增大該偏置電壓4〇3的值，這樣，該第二相丨〇〇b ^回饋電壓的直流值將減小。因此’該第二相1GQb的該占 土比將增大。如此，該第二相100b傳遞的一電流值大於以 則的電流值。當每相產生的該電流都相等時，該偏置電壓 4〇3將保持該值不變，以維持各相的電流平衡。值得注意的 是由於圖4中的該電流平衡模塊作用於該回饋電壓，所以圖 4中的該電流平衡模塊的該反相和該非反相輸入端分別與圖 3中的電流平衡模塊的反相和非反相輸入端相反。 圖3和圖4所示的該轉換器所採用的該電流平衡架構的 主要優點在於當負載的變化產生暫態響應時，兩相都動作， 使該輸出電壓恢復至穩定狀態。由於每相的該暫態響應行為 相同（由於所採用的該部件值的不同而只存在微小的差 值）’該電流平衡電路只需要透過細微的修正，即微調圖3 中的參考部分或圖4中的回饋部分的該偏置電壓，而使兩相 的該電流平衡至該新的穩定狀態。 值得注意的是兩種類型的電流平衡方法可用於多相架 構中，其中電流平衡模塊將來自每N相的電流訊息和該輸 出電壓作為輸入’並提供該偏置電壓給第2至第N相，從 而與該第一相的電流相平衡。 圖5A所示為該輸出電壓隨著該輸入電壓變化的示意 圖。對於一特定的輸入電壓Vin，由於參考信號為常數，所 =占空比D卜Voutl/Vin。即該占空比由該電壓ν_與該 J考信號域制。例如，若該輸人電壓減小至k*Vin (其 I 時該新的占空比為D2=V〇Ut2/k*Vin，所以該i 以增大該占空比。因此，該輸出電壓隨著 (鋸齒波參考信號的幅值）的值而減小。甚至 内值t低的該參考信號，由於輸入電壓可在較大的範圍 内變化’所_輸出電壓仍隨著該輸人電壓而變化。 雷所種在輸人電㈣化的情況下補償該輸出 法為逢在一 Α-防止該輸出電壓隨著該輸入電壓變化的方 直ί顧;入電壓成比例、峰值保持在-固定的 篝的兮於λ 的鋸齒波信號。這意味著對於與Vin相 ’該輪出電壓Vout 1與相對應一占空比，其 12 1331841 中該占空比由該輸出電壓與該參考信號相交得到，為 Dl=Voutl/Vin。因此，若該鑛齒波信號的幅值為Asawtooth、 峰值為 Vref，那麼 Voutl=Vref-Dl*Asawtooth，即 Voutl=Vref-Voutl*Asawtooth/Vin，或 Voutl=Vref/(l+Asawtooth/Vin)。

當該輸入電壓隨著系數k<l減小時，該鋸齒波的該幅值 隨者同一系數k減小’以保持該鑛齒波信號的译值在yref。 根據該新的輸入電壓值，該占空比為D2=Vout2/(k*Vin)。然 而，由於

Vout2=Vref-D2*(k*Asawtooth)=Vref-Vout2*k*Asawtooth/(k*

Vin)，Vout2=Vref/(l+Asawtooth/Vin)。此意味著 Voutl=Vout2。因此，該輸出電壓並不隨著該輸入電壓變化。

如上所述的方法的主要優點在於：（1)該輸出電壓不 倚賴於該輸入電壓；（2)該回路的該增益不倚賴於該輸入電 壓，如此，對於各種輸入電壓，該直流/直流轉換器的行為 仍維持相同。該回路的該增益實際上為vin/Asawt〇〇th。由 於A^wtooth與Vin成比例，所以該增益為常數；和（3) 在較高的輸人賴處’由於關的切躺造賴輸出有較高 =雜訊。當該鋸齒波信號幅值增大時，該脈寬調變比較器正 確工作，而不會由於該輸出電壓的該雜訊而產生寄生脈波。 出雷種找輸人電義變化的情況下補償該輪 人-J ί S3 路圖。該時鐘脈波6〇1將該開關602閉 :段時間’該時間足約將電容6〇3充電至％ ί電信ΐ的該峰值正好是^該開關602斷開， ir與該輸人電顧__定電流放電。該電 路?:ίΠ?至達到該所期望的該鋸齒波幅值。該電 種應用疋在筆記本電腦中，其中該輸入電壓可以^電ί 1331841 電壓或該適配器電壓。適配器電壓通常為20v，其中放電 池電壓可低至8V或更小。該系統需要在整個範'圍内工作。 圖7所示為當一負載施加於一兩相直流/直流轉換器 從該轉換器移去時的該暫態響應的波形圖。該負載電流的變 化幅度為20安培。CH1為該輸出電壓（v〇ut)的波形。CH2 為該第一相（PWM1)的該脈寬調變信號的波形❹CH3為該 第二相（PWM2)的該脈寬調變信號的波形。CH4為 電流的波形。當加上該負載（即該電流從〇安培增加到'2〇 安培）時，該Vout下降。由於該轉換器的占空比增大，一 小段時間（該轉換器的暫態響應約為100納秒(ns)，這使得 恢復時間小於10微秒）之後該輸出電壓回到其穩定狀維。 當該負載被移去時，該轉換器減小占空比來恢^复^ v〇ut:如 圖7所示，每相都調整自己的脈寬調變信號來從該暫態狀態 灰復Vout。因此，g採用一多相架構時，Vout的該暫態響 應的恢復取決於相的數目。 ~ a 圖8所示為本發明的一直流/直流轉換器8〇〇的另一個 實施例，其中可採用一種方法來修改信號126的直流電壓電 平，從而提升該直流/直流轉換器800的該輸出電壓的精確 性。通常，一包括一精霉性電路802的直流回路可調整由該 參考直流電麼源114提供的該參考信號126的電壓電平。該 偏置電壓源806也可根據在112端的該輸出電壓電平v〇m 和參考直流電壓源114產生的電壓電平之間的差值調整該 參考信號126的電壓電平。除了偏置電壓源8〇6之外，該^ 確性電路802還可包括一誤差放大器804。 一表示該直流/直流轉換器800的該輸出電壓電平的信 號可經由路徑810回饋至誤差放大器8〇4的一輸入端（例^ 反相輸入端）。另一表示該參考直流電壓源114的信號可經 由路徑812提供給誤差放大器804的另一輸入端（例如非反 14 叫841 ^入端）。該誤差放大H 804將這兩個信號進行比較，並 很據它們的差值輸出一控制信號至該偏置電壓源8〇6。 若在m端的該轉換器輸出電壓電平小於該參考直流 —ίί 114產生的電壓電平，那麼該誤差放大器804將輸出 卫制栺號’該控制信號命令該偏置電壓發生器8〇6產生一 電壓電平，該正偏置電壓電平將與該參考直流電壓源 古冷·生的該電壓電平相加。因此，該斜波參考信號126的 :’平將相應地增大。由於該财參考錢126的直流值 =’該比較器m將增大其輸出脈寬調變信號128的該占 端的該轉換器輸出_將增大，直到達 &參考m原114提供的該參考直流電壓值。 電壓的=轉換11輸出㈣電平大於該參考直流 i電壓電平，那麼該誤差放大器_將輸出 控制信號命令該偏置電壓發生11 _產生一 “_如4 直 acTtT^ 至^十倍頻時才具有小於-單位的增益。 施例3其9二^:;·^，換器900的另-實 方决調整從該Voutll2端到提供比較 15 1331841 器118的回饋值’從而提提供升轉換器9〇〇的精確性。通常， - 一包括一精確性電路902的直流回路可根據轉換器輸出電 壓電平Vout和參考直流電壓源114產生的電壓電平之間的 差值調整一回饋信號，該回饋信號表示轉換器9〇〇的輸出電 壓。精確性電路902可包括一誤差玫大器9〇4和一偏置電壓 源 906 β 一表示直流/直流轉換器900的輸出電壓電平的信號可 經由路徑910回饋回誤差放大器9〇4的一輸入端（例如非反 相輸入端）。另一表示參考直流電壓源114的直流輸出電壓 # 電平的信號可經由路徑912提供給誤差放大器904的另一輸 入端（例如反相輸入端）。誤差放大器9〇4將這兩個信號進 f比較，並根據這兩個信號的差值提供一控制信號至偏置電 壓源906。值得注意的是由於圖9中的精確性電路902作用 於回饋電壓，所以圖9中的誤差放大器9〇4的反相和非反相 輸入端分別與圖8中的誤差放大器8〇4的反相和非反相輸入 端相反。 若在112端的該轉換器輸出電壓電平小於該參考直流 電壓源114產生的該電壓電平，那麼該誤差放大器9〇4將輸 Φ 出一控制信號，該控制信號命令該偏置電壓發生器906產生 一負偏置電壓電平，該負偏置電壓電平將與該回饋信號相 加’使該回饋信號相應地減小。由於經由路徑914至該比較 器118的信號小於該回饋信號（否則在這種情況下無需負偏 置）’所以該比較器118的脈寬調變信號128的該占空比將 增大。接著，該增大的占空比使得該轉換器900在該輸出端 112的該輸出電壓增大，直到達到該參考直流電壓源114產 生的該參考值。 相反’若在該輸出端112的該轉換器的該輸出電壓電平 大於該參考直流電壓源114產生的該電壓電平，那麼該誤差 16 1331841

放大，904將輸㈣信號，該㈣信齡令該偏置電壓 發生益906產生-正偏置電壓電平，該正偏置電壓電平將盘 回饋信號相加，使該回饋信號相應、地增大。由於經由路^ 914至該比較g 118的信號大於該回饋信號（否則在這種情 況下無需正偏置）’所以該比較器118輸出的脈寬調變信號 128的該占空比將減小。接著，該減小的占空比使得該轉換 器900在該輸出端112的該輸出電壓減小，直到達到該參考 直流電壓源114產生的該參考值。調整該比較器118的回饋 電壓電平的該直流精確性回路912為一慢速回路(sl〇w loop)，從而該偏置電壓源906的電壓可緩慢地變化。 本發明直流/直流轉換器的穩定性可透過採用電感電流 訊息（圖10至圖11)或交流電流訊息（圖12至圖13)來 改進。圖10所示為本發明直流/直流轉換器1000的另一個 實施例，該實施例採用電感電流訊息來改進穩定性。通常， 來自該Vout 112端的該回饋電壓值經由一回饋路徑至該比 較器118 ’該回饋電壓可透過一穩定性電路1〇22來改進， 從而增強該直流/直流轉換器1000的穩定性。 該穩定性電路1022可包括一運算放大器1026，以及電

阻R1和R2。一檢測電阻1030還可與該電感L1串聯。該檢 測電阻1030兩端的該電壓表示流經該電感L1的該電流。流 經該電感L1的該電流由該電阻R1和電阻R2設定的系數放 大’且等於Acurrent=l+R2/Rl。如此，在該圖10的實施例 中’回饋至該比較器118的該反相輸入端的該回饋電壓值可 由等式（1)得出。 VPWM comparatorVout+( 1+R2/R1 )*Iinductor*Rsens ( 1 ) 在等式（1)中，Vout為直流/直流轉換器1000的輸出 電壓，R1和R2分別為電阻R1和R2的電阻值，Iinductor 17 為流經電感L1的電感電流’和Rsens為檢測電阻1030的電 阻值。如此，穩定性由於電感電流只平移90度而得到改進。 另外，該輸出電壓Vout隨著電感電流增大而減小，從而減 小在該暫態響應期間該輸出電壓的範圍。 圖11所示的一穩定性電路1103還可包括由一電阻114〇 和電容1142組成的一電阻電容（rc)電路1102。如此，穩 定性還可藉由在由該電感L1和該電容C1組成的該雙重極 點的頻率範圍中增加零點來改進。 穩定性還可透過利用交流電流訊息來改進。例如，圖 12所示的一穩定性電路1203可包括一電阻電容（Rc)電路 1226，該電阻電容電路1226在由該電感L1和該電容C1組 成的該雙重極點的該頻率範圍内加入一零點。電感電阻電路 1226可包括並聯的電阻R1和犯和電容Ccomp。由電阻R1 和R2組成的該分壓器將該輸出電壓按比例減小至一期望 值。應當選擇該電容Ccomp的值，使得該電阻電容電路1226 在該電感L1和該電容C1組成的該雙重極點的該頻率範圍 内可以加入一零點。該電阻電容電路1226的時間常數和該 電感電容雙重極點位置之間的關係由實驗得出，並得到模擬 驗言正，並由等式（2)得出。 3RC= Jlc ( 2 ) 圖13所示為將一放大系數為n的放大器1324加入一 穩定性電路1342。該放大器1324的該輸入可與節點1346 耦接，而該放大器1324的該輸出可與電容Ccomp耦接。如 此’該放大器1324的輸出透過該電容ccomp與電阻R1和 R2並聯組成的回饋分壓器耦接。一電阻電容電路(rc)1326 包括電容Ccomp和並聯的電阻幻和^。如此，該直流/直 流轉換器1300的穩定性還可透過放大該交流電流訊息來進 改進。然而，為了保持該比較器n8產生清晰、穩定的 义見調變脈波，該放大系數N的大小有一特定的範圍。例 ’回饋信號交流峰-峰幅值應當小於斜波參考信號126的 =值。如此’就要透過限制該放大系數N來滿足這個要求。 $如，若在節點1346的該電壓漣波的峰-峰值為10毫伏且 ^斜波參考信號126的幅值為1〇〇亳伏，那麼該放大器1324 =該放大系數應小於1〇。該放大器1324放大的漣波流經電 各Ccomp，且在漣波頻率處，該漣波電壓將與電阻ri和 112和Ccomp的該公共節點處的幅值幾乎相同。在一個實施 例中，放大系數N約為5或6較為合適。 本領域的技術人員了解雖然圖9至圖13所示的對精確 性和穩定性的改進應用於一單相直流/直流轉換器，但是這 些改進同樣也適用於多相直流/直流轉換器。 圖14為一透過檢測内部高端開關的導通電阻來提升穩 定性的直流/直流轉換器1400的例示電路圖。該直流/直流轉 換器1400配置簡單，暫態反映更快，以下將詳細說明。在 該實施例中’該直流/直流轉換器1400包括一參考直流電壓 源114、一參考信號產生器U6、一比較器118、一驅動器 12〇’ ’ 一高端開關1401以及一低端開關1402。該直流/直流 轉換器1400還包括一穩定性電路1410,該穩定性電路1410 主要由一開關1403、一電容1404、一電流汲取器1405、一 電壓分壓器1406和一運算放大器1407形成。由於該直流/ 直流轉換器1400的配置與上文提到的多個直流/直流轉換器 類似，以下僅描述不同之處。 該驅動器120’控制該高端開關1401和該低端開關 1402。在一 Ton期間，該高端開關1401閉合，該電感電流 (即該負載電流）流經該高端開關1401。此時該開關1403 也閉合，並給該電容1404充電。在該Ton時段結束時，該 1331841 中該中儲存了電能並保持-電麼。 在該充電過程中，該電容刚兩端的 1405轉換為-電流。該電流沒取器她^被電抓/及取器 心雄拍。、·》而“， 取盎1405的内部配置下文將 = _〇 (即該電流汲取器1405 ί;?Γ404兩端的該_成正比。該沒取 電^可^-轉接在輸出端和該運算放大器謂的一反相 輸入端之間的一電阻1408。 在112端的該輸出電壓v〇m被該分壓器屬等比例縮

Hri^Dut的電壓°該等比縮小的電壓再傳輸給該運 鼻放大^的_非反相輸人端。該運算放大ϋ浦執行 一加法運鼻，將上述等比縮小的電壓與另一電壓相加，上 ^ 一電壓等於該汲取電流乘以該電阻14〇8的電阻值。該運 算^大器14G7產生-回饋健，該回饋信號可輸入給^比 較器118的該反相輸入端。該回饋信號受到該輸出信號乂〇姐 和該電感電流的影響。換言之，該回饋信號中包含了該輪出 信號Vout和該電感電流的訊息。

不同於上述檢測一電感/電容和一電流檢測電阻的一等 效串聯電阻（ESR)的實施例，該直流/直流轉換器14〇〇被 配置用於檢測該高端開關1401的該導通電阻。這樣，圖μ 的實施例中就去除了檢測電阻。該檢測電阻的去除，使得配 置更為簡單’從而該直流/直流轉換器的整體成本也有所下 在圖14所示的實施例中，該高端開關14〇1較佳是一 PM0S晶體管’該低端開關1402較佳是一]sjMos晶體管。 本領域技術人員將理解，該高端開關也可以是一 NM0S晶 體管。由於該驅動器120’用於為該高端開關和該低端開關$ 供控制信號，該驅動器120’的内部配置可根據不同應用中該 高端開關和該低端開關的具體類型而有所變化。當該高端^ 20 關1401為一 NMOS晶體管時，該驅動器120,也可與上文已 述的該驅動器120使用相同的配置。本領域技術人員將理 解’雖然圖14所示的精確性和穩定性的提升是實現在單相 的直流/直流轉換器上，多相直流/直流轉換器也可獲得同等 的精確性和穩定性的提升。 圖15為圖14中的該電流汲取器1405的實施例1500。 該電流没取器1500包括一運算放大器1501、一電阻1502、 一開關1503和兩個NMOS晶體管1504和1505。在此實施 例中’該開關1503通常為一 PMOS晶體管，但是也可使用 NMOS晶體管或者其它類型的晶體管開關。該晶體 管1504和1505形成一電流鏡。本領域技術人員將理解，該 電流鏡的具體配置並不固定，也可使用其它類型的配置。例 如，可使用兩個PMOS晶體管形成該電流鏡。 該運算放大器1501接收該電容1404保持的該電壓。該 運算放大器1501和該電阻1502形成一電壓隨耦器（v〇ltage follower)’這樣來自該電容1404的該電壓就被轉換成一流 經電阻1502的電流。當該開關1503斷開時，該流經電阻 1502的電流就產生一鏡像流經該電阻14〇8。在此實施例 中’該電阻1502與該電阻1408相匹配。該電阻1502的電 阻值可以是該電阻1408電阻值的N倍。圖15所示的流經 該電阻1502和1408的該電流相等，本領域技術人員應該理 解，流經該電阻1408和1502的該電流可以成正整數倍。 如前已述，該回饋信號由該輸出電壓v〇ut和流經該電 阻1408的汲取電流決定，見等式（3)。 V^ = Vout_d + I\*R\ = Vout d+^P~VpEAK L*P] ^ - R2 Kl (3) 其中Vfb為運算放大器1407的輸出電壓，v〇ut_d為該 分壓器1406等比例縮小該Vouts成的電壓，n為流經該電 21 1331841 阻1408的汲取電流，R1為該電阻1408的電阻值，VPEAK_I 為該電容1404保持的電壓。 如果R1=R2，那麼 vjb = v〇ut_d+vAVD-vPEAKJ (4) 在此實施例中，Vavd等於Vin;其中Vin為直流/直流轉換器 1400的輸入電壓。 ⑶

Vfl = Vout_d + Vin-VPEAK ,

流經該高端開關1401的該電流（即該電感電流）可由 等式（6)決定。 ⑹ (Vin-Vuc)

Ron 其中Ron為該高端開關1401的導通電阻。 在該Ton時段結束時，節點PEAK_I的該電壓由等式（7) 得出。

P^rnin ⑺ 這樣，在該Ton時段結束時流經該高端開關1401的該 電流可由等式（8)計算。 ILpeak = (yin-VPEAK Ron ⑻ 這樣，組合等式（5)、（7)和（8)，該回饋信號可由等 式（9)得出。 (9) Υβ = Vout_d-\- ILpeak * Ron 22 1331841 在此該實施例只是採用本發明的其中幾個，但並不受限 於本發明。顯而易見，還存在其它本領域的技術人員了解的 並不脫離附加權利要求所定義的本發明的精神和範圍的實 施例。 【圖式簡單說明】

本發明對典型實施例的具體實施模式的描述結合下列 附圖進行，將使得本發明的優點顯而易見。 圖1所不為本發明的一種快速暫態響應的直流/直流轉換器 的一個實施例的電路圖； 圖2所不為圖1中的直流/直流轉換器的—個示範性應 電路圖； 圖3所示為一種兩相直流/直流轉換器的一個實施例的電路 圖，該兩相直流/直流轉換器與一個作用於該第二相的 信號的電流平衡模塊耦接； 巧 圖4所示為一種兩相直流/直流轉換器的另一個實施例的 路圖，該《%相m麟換器與—個_於該帛二相 饋部分的電流平衡模塊耦接； 圖5A所示為該直流/直流轉換器的輸出電壓隨著 而變化的示意圖； 电至 圖5B所示為一種採用輸入電壓補償輸出電壓的方案的示 意圖； 、 圖6所示為對輸入電壓的變化補償輸出電壓的機制電路圖； 圖7所示為當一個負载施加於一個兩相直流/直流 從該轉換器移去時的輸出電塵、負載電流和脈寬調變信^ 23 的波形圖； ?二所li:種具有—個精確性電路的示範性直流/直流轉 、’ f邊雜電路仙於—個參考紐來改進該直流/直 轉換器輸出電壓的精確性； 圖9。所不為-種具有一個#餐欧電路的示範性直流，直流轉 換器，該精確性電路侧於—個回饋健來改進該直流/直 流轉換器輸出電壓的精確性。 圖10所示為一種具有一個穩定性電路的示範性直流/直流 轉換器’該穩定性電路採用電感電流訊息來改進該直流/直 流轉換器的穩定性； 圖11所示為圖10中的示範性直流/直流轉換器，其中該穩 定性電路包括一個電阻電容（RC)電路； 圖12所示為一種具有一個穩定性電路的示範性直流/直流 轉換器’該穩定性電路採用交流（AC)電感電流訊息來改 進該直流/直流轉換器的穩定性； 圖13所示為圖丨2中的示範性直流/直流轉換器，其中該穩 定性電路包括一個放大器； 圖14為本發明提供的一種直流/直流轉換器使用電感電流 訊息來提升穩定性的示意圖； 圖15為圖14中直流/直流轉換器的電流沒取器（current sink)的示範性配置。 【主要元件符號說明】 1〇〇 :直流/直流轉換器 112 :輸出電壓(v〇ut) 114 :參考直流電壓源(Vref) 24 1331841 116 :參考信號發生器/斜波發生器 - 118、119 :比較器 120、121 :驅動器 122: —對開關 126 :參考信號/三角波信號 128:脈寬調變信號 200:直流/直流轉換器 202 :集成參考電壓發生器 204 :部件 U3 (LM311) ' 206 ： U2 (LM311) ® 208 ： U1 (TPS2830) 210 :電源模塊 122 : MOSFETs Q1 和 Q2 130 :電感L1 300 :兩相直流/直流轉換器的實施例 100a :第一相 126a ··參考信號 301 :電流平衡模塊 100b :第二相 • 3〇2:誤差放大器 303 :偏置電壓 400 :具有一個電流平衡模塊的兩相直流/直流轉換器的實施 例 401 :電流平衡模塊 402 :誤差放大器 403 :偏置電壓 601 :時鐘脈波 602 :開關 603 :電容 25 1331841 800 :本發明的一個直流/直流轉換器的另一個實施例 • 802 :精確性電路 806 :偏置電壓源 *' 804:誤差放大器 810 :路徑 812 :路徑\直流精確性回路 • 900 :本發明的一個直流/直流轉換器的另一個實施例 902:精確性電路 904 :誤差放大器 ' 906:偏置電壓源 * 910 :路徑 912 :路徑\直流精確性回路 914 :路徑 1000 :本發明直流/直流轉換器的另一個實施例 1022 :穩定性電路 1026 :運算放大器 1030 :檢測電阻 1103 :穩定性電路 1140 :電阻 φ 1142 :電容 1102 :電阻電容（RC)電路 1203 :穩定性電路 1226 :電阻電容（RC)電路 1324 :放大系數為N的放大器 1326 :電阻電容（RC)電路 1342 :穩定性電路 1346 :節點 1300 :直流/直流轉換器 1400 :典型的透過檢測内部高端開關的導通電阻來提升穩定 26 1331841 性的直流/直流轉換器的示意圖 120’ ：驅動器 1401 :高端開關 " 1402:低端開關 1410 :穩定性電路 1403 :開關 1404 :電容 1405 :電流汲取器 1406 :電壓分壓器 ' 1407:運算放大器 _ 1408 :電阻 1410 :穩定性電路 1500 :電流汲取器（1405)的實施例 1501 :運算放大器 1502 :電阻 150 :開關 1504 : NMOS晶體管 1505 : NMOS晶體管 • 27

Claims (1)

1331841 年月日修Λ)正替換頁 96121245非劃線本99年5月 十、申請專利範圍： 1. 一種將輸入電壓轉換成輸出電壓的直流/直流轉換器， 括： 一士較器’該比較器被配置比較一第一信號和一第二信號 f提供一控制信號以回應該第一信號和該第二信號的比 果，該第一彳§號具有一直流偏置，該直流偏置至少部 .直流參考電源蚊’該第二信號代表該直流/直流 轉換器的該輸出電壓； 二驅動器，接收來自該比較器的該控制信號；

連接到該騎器的高賴關，該高端開關接收該輸 壓； :穩=性電路’檢测—電壓信號與基於該賴信號產生該 號，並提供該第二信號給該比較器，且該電壓信號 代表流經該高端開關的一負載電流； 2該驅動ϋ驅_高姻關來控賴直流/直流轉換器 的輸出電壓。 1項所述之直流/直流轉換器，其中該電壓 二據該高端開_—導通電阻和流經 該負載電流而產成。 3m範圍第1項所述之直流/直流轉換器，還包括一低 ^開關’該低朗Η由該驅動器控制。 .咸祀圍第1項所述之直流7直流轉換器，還包括一電 網路’該_電容(LC)網路包括-電感，其中 〜電感連高端關，且該貞载電流流經該電感。 28 1331841 96i2·非劃線本"年5月 > 年厂 &修(更;止眢换頁j ’甲Μ專利範圍第4項所述之直流/直流轉換器，其中流經該 電感的負載電流為一交流電流。 6. 如申睛專範圍第1項所述之直流/直流轉換器，其中該穩定 性^路還包括一電阻網路，該電阻網路用於等比例縮小該 直流/直流轉換器的輸出電壓並產生一等比例縮小的信號。 7. 如申^青專利範圍第6項所述之直流/直流轉換器，其中該穩定 性電，還包括一開關、一電容和一電流汲取器，該開關和 ，電各可將該電壓信號傳輸給該電流汲取器，該電流汲取 器可將該電壓信號轉換成與該電壓信號成正比的 一汲取電 流。 8. 如申凊專利範圍第7項所述之直流/直流轉換器，豆中該轉定 性電路還包括-運算放大器，該運算放大器接^等^ 縮小的電壓和由該負載電流決定的該電壓信號並提供該第 二#號給該比較器。 9·如申請專利範圍第7項所述之直流/直流轉換器，其中該電流 汲取器還包括： 一電塵1^_器，該電壓隨耗器接收該的電壓信號並將其轉換成 一中值電流(intermediate current); 一耦接到該電壓隨耦器的第二開關；以及 一電、"IL鏡’當該苐《一開關閉合時，基於該中值電流被配置提供 一鏡像電流’該鏡像電流即代表流經該高端開關和該電感的^ 負載電流。 / ^ 10.—種將輸入電壓轉換成輸出電壓的直流/直流轉換器，包括： 29 1331841 96121245非劃線本99年5月 ！会 r , 一比較器’該比較器被配置比較一第二 供-控制信號以回應該第-信號和該第二信的比較^ 一信號具有一直流偏置，該直流偏置至少部分由一 a夂^ 源決f丄該第二信號代表該直流/直流轉換器的該輸出ii考電 一驅動器，該驅動器接收來自該比較器的該控制产號. 至少一開關墟到該驅動器，該至少-開“‘ 耦接到該至少一開關的一電感； ’ 卜電壓信號與基於該電麗信號產生該第二 ΐί'卜號給該比較器，且該電壓信號代表流經 該至少一開關和該電感的一電感電流； ίΐίϊ動器驅動該至少-開關來控制該直流/直流轉換器的 11.如申請專利範圍S 1〇項所述之直流/直流轉換哭， 2號是根據該至少-開關的一導通電阻和該t感電二 危生。 I2.如申請專概圍第1G項所述之直流/直流轉換器，其中該穩 包括—電阻網路，該電阻網路用於將該直流/i f換_該輸出電壓等_縮小並產生—等比例縮小的 13. 如申請專利範圍帛12項所述之直流/直流轉換器，盆中該稃 定性電，括—開關、一電容和一電流没取器開2 和該電„該電壓信號傳輸給電流没取器，該電流沒取器 將該電壓信號轉換成與該電壓信號成正比的一沒取電流。 14. 如申叫專利|巳圍第13項所述之直流/直流轉換器，其中該穩 30 96121245非劃線本99年5月1 90· 修娜頁 十；/ 。月 k 2f * 括—運算放大器，該運算放大器接收到該等 該第二^號給及取電流決定的該電壓信號並提供 項所述之直流/直流獅，其中該電 轉換成器，該電壓隨耦器接收該電壓信號並將該電壓信號 、 甲值電流； 到該電壓隨耦器的第二開關；以及 一铲备該第二開關閉合時，基於該中值電流被配置提供 電感電ί"11"，該鏡像電流即代表流經該高端開關和該電感的該

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