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TWI296876B - - Google Patents

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TWI296876B
TWI296876B TW092107406A TW92107406A TWI296876B TW I296876 B TWI296876 B TW I296876B TW 092107406 A TW092107406 A TW 092107406A TW 92107406 A TW92107406 A TW 92107406A TW I296876 B TWI296876 B TW I296876B
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TW092107406A
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TW200306059A (en
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Kozo Ide
Original Assignee
Yaskawa Denki Seisakusho Kk
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Application filed by Yaskawa Denki Seisakusho Kk filed Critical Yaskawa Denki Seisakusho Kk
Publication of TW200306059A publication Critical patent/TW200306059A/zh
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Description

1296876 (1) 玖、發明說明 【發明所屬之技術領域】 本發明乃關於，在同步電動機與感應電動機等的交流 電動機當中，於包含零點速度及零點輸出頻率區之所有驅 動範圍中，不需採用位置及速度感測器，而可以實現穩定 的轉矩、速度、及位置的控制之無感測器控制方法及其控 制裝置。 【先前技術】 以往，於未裝設速度感測器的環境下，或是在控制系 統的低成本化的目的之下，無速度感測器控制乃具有多種 用途。目前，在不要求高速應答性的用途中，採用ν/F控 制，而在要求高_應答性的用途中，則採用無感測器向量 控制。無感測器向量控制爲一種並未採用位置及速度感測 器來推測速度，而可以與具感測器控制相同，來實現轉 矩、速度控制之控制。同步電動機等的速度推測方法，主 要是採用因應旋轉所產生的感生電壓的方法（感生電壓 法）。除了感生電壓法之外，有採用狀態觀測器的方法， 例如於「Lang，U.S. Pat. No. 5,296,793, issued March. 22, 1 9 94」所述者。該手法爲檢測出同步電動機的相電壓及相 電流，並將之輸入於基於電動機的電氣機械方程式之數學 公式所構成的狀態觀測器，來推測同步電動機的轉子的相 位角之方法。此外，基於無刷直流馬達的電壓·電流方程 式之無感測器控制，於「Matsui他，” Sensorless operation (2) 1296876 of brushless DC motor drives,” Proc. IEEE International Conference on Industrial Electronics, Controls, and Instrumentation, vol. 2, pp. 739-744, 1993」中有詳細敘 述。然而，因爲這些手法乃以電動機模式來構成，其對電 動機參數變動的敏感度較高，因而具有電壓誤差產生控制 惡化的問題。因此，無法推測在感生電壓極低之包含零點 速度的極低速區域中之速度。 於推測包含零點速度的極低速中的速度的情況下，有 利用電動機的磁凸極性（Magnetic Saliency )的方法。此 乃將具有電動機的輸出頻率數以外的頻率成分之電壓或是 電流信號，施加於電動機，並觀測依據磁凸極性的定子繞 組的電感或是阻抗的變化，來檢測出位置及速度的方法。 於此方法中 ， 具有 如 「 Ogasawar a 他 ， “Implementation and position control performance of a position sensorless IPM motor drive system based on magnetic saliency,” IEEE Trans . Ind. Appl·，vol. 34，pp. 8 06- 8 1 2, Jul./Aug. 1 998」所述者。因爲此手法於極短的 取樣時間內，採用電壓信號來檢測出電感，因此具有容易 受參數變動或觀測雜訊之影響的問題。其他手法則有，採 用與電動機的旋轉數同步旋轉的高頻信號來觀測磁通量位 置者，如 厂 Jansen 他，uTransducerless position and
velocity estimation in induction and salient A C machines，，，IEEE Trans. Ind. Appl.，vol· 31，pp. 240-247,
Mar./Apr. 1 995」所述者。然而，由於採用與電動機的旋 (3) 1296876 轉數同步旋轉的高頻信號，因此其動態特性受到限制。此 外，將高頻重疊於感應電動機來推測速度的方法，有如 「Ha 他， Sensorless field-orientation control of an induction machine by high-frequency signal injection，’’ IEEE Trans. Ind. Appl.，vol. 35，pp，45-51，Jan./Feb· 1 9 99」所述者，此手法亦可應用於同步電動機。而適用於 磁阻馬達 （Reluctance Motor) 的例子有 「Ha 他， Position-controlled synchronous reluctance motor without any rotational，’’ IEEE Trans. Ind. Appl.， vol. 35， pp. 1 3 93 - 1 3 9 8，Nov./Dec. 1 999」，而適用於永久磁石內部埋 入型電動機的例子有「Ha他，Sensorless position control and initial position estimation of an interior permanent magnet,” Proc. IEEE Industry. Applications Conference, 2 0 0 1 .」所述者。 此手法乃將高頻重疊，並從電動機的一次電壓及電流 來推測磁通量者。所重疊的信號乃重疊於與輸出頻率數同 步旋轉的磁通量軸上，此與先前所示之與電動機的旋轉數 同步旋轉的高頻信號者不同，重疊頻率數爲獨立於反相器 輸出頻率數之頻率數。磁通量位置的推測，可藉由抽出產 生磁凸極性的高頻阻抗來進行。因爲將高頻重疊於磁通量 軸上，因此其轉矩波動相對較少，亦可降低噪音。藉由本 手法，可實現於零點速度、零點輸出頻率數中之轉矩、速 度、及位置的控制。 此外，感應電動機的速度推測及向量控制方法的例 -8 - (4) 1296876 子，有「Schauder, U. S. Pat. No. 4,862,054, issued Aug. 2 9，1 989」所述者。在此，乃搭載了基於電動機的電氣線 路方程式之2個規範模式。1個是基於電動機的初級方程 式之電壓模式，另1個是基於電動機的次級方程式之電流 模式。各個模式構成於直交座標系統。速度推測乃採用 PI控制器來適應性的推測，使各個模式所計算的2個磁 通量偏差爲零。此外，採用磁通量觀測器來適應性的推測 速度之手法，如「Kubota et al.，“Speed Sensorless Field Oriented Control of Induction Motor with Rotor Resistance Adaptation，’’ IEEE Trans. On Ind. Appl·，Vol. 30，No. 5，pp. 12 1 9- 1224. Sep./Oct. 1 994」所述者 ° 於此 文獻當中，乃提出了一種適應性的推測速度的手法，在進 行磁通量推測的同時，使相當於觀測器的轉矩誤差之觀測 器與系統的輸出誤差、及與磁通量推測値的誤差的外積値 爲零。 然而，因爲這些手法乃以電動機模式來構成，其對電 動機參數變動的敏感度較高，因而具有電壓誤差產生控制 惡化的問題。尤其是在零點速度、零點輸出頻率數區域中 不穩定。關於無感測器控制的穩定問題之調查，可參照 「Harnefors， uInstability Phenomena and Remedies in Sensorless Indirect Field Oriented Control，” IEEE Trans· On Power Elec.， Vol. 15， No. 4， pp. 73 3 -743， July, 2000」，及「Sugimoto et al.，“A Consideration about Stability of Vector Controlled Induction Motor Systems (5) 1296876
Using Adaptive Secondary Flux Observer，” Trans. Of ΙΕΕ Japan, Vol· 119-10，No. 10，pp. 1 2 1 2- 1 222，1 999.」所 述。 做爲在零點速度、零點輸出頻率數區域中解決無感測 器控制的課題之方法，有「Sul et al.，“Sensorless Field Orientation Control Method of an Induction Machine by High Frequency Signal Injection，” U. S. Pat. No· 5,8 86,498，issued Mar. 23，1 999.」所述者。在此，與同步 電動機的情況相同，乃將高頻重疊，並從電動機的一次電 壓及電流來推測磁通量的位置。所重疊的信號乃重疊於與 輸出頻率數同步旋轉的磁通量軸上，因此重疊頻率數爲獨 立於反相器輸出頻率數之頻率數。磁通量位置的推測，可 藉由抽出產生磁凸極性的高頻阻抗來進行。關於磁凸極性 的原理，於「Ha et al·，“Physical understanding of high frequency injection method to sensorless drives of an induction machine，’’ Proc. IEEE Industry Applications Conference，Vol· 3，pp. 1 802- 1 808，2000.」中有詳細說 明，其乃藉由有限元素法來說明由高頻重疊所引起的物理 現象，並提出於零點速度、零點輸出頻率數區域中之安定 的無感測器控制方法。在此，所謂的磁凸極性，是指由於 磁通量方向或轉子位置的不同，電感亦有所不同之性質。 然而，此手法亦具有下列問題點。首先，因爲是將高 頻重疊於基本電壓上，因此當限制電壓的情況下則無法使 用，亦即，其控制區域受到限制。其次，此與基於感生電 -10- (6) 1296876 壓的電動機模式不同，乃以所近似的高頻模式爲基本之磁 通量位置推測方法，因此具有因重疊高頻所產生之電壓誤 差及雜訊之轉矩振動要素的問題。 因此，本發明的目的在於，可以提供即使重疊高頻， 亦不會產生電壓誤差及雜訊之轉矩振動要素，並於包含零 點速度及零點輸出頻率區域的所有驅動範圍中，進行穩定 的轉矩、速度、及位置控制之交流電動機的無感測器控制 裝置及其控制方法。 【發明內容】 爲了達成上述目的，申請專利範圍第1項的發明爲一 種交流電動機的無感測器控制裝置，其並未採用位置及速 度感測器，而基於同步電動機的磁通量位置的推測位置， 將電動機電流分離爲磁通量成分及轉矩成分，藉由獨立控 制個別成分，來實現同步電動機之高性能的控制性能，其 特徵爲，具備將高頻信號重疊於電動機的推測磁通量軸上 之高頻生成器；以及從與上述高頻信號同樣頻率成分的電 壓或是電流檢測信號當中，抽出磁通量位置的誤差信號之 高頻成分抽出器，其中，該磁通量位置的誤差信號乃基 於，由依據主磁通量的磁飽和或是依據高頻的集膚效應 (Skin Effect)所產生之高頻區域中之電動機物理量的磁 凸極性（Magnetic Saliency)而獲得；以及從電動機輸入 電壓、檢測電流、及速度推測値當中，推測磁通量的大小 及位置之磁通量觀測器；以及適應性的調整做爲上述高頻 -11 - (8) 1296876 頻生成器具備，用於調整因應磁通量的旋轉速度或是轉子 速度而重疊的高頻信號之裝置。 此外，申請專利範圍第4項的發明的特徵爲，上述高 頻生成器將高頻信號重疊於電壓指令値。 此外，申請專利範圍第5項的發明的特徵爲，上述高 頻生成器將高頻信號重疊於電流指令値。 此外，申請專利範圍第6項的發明的特徵爲，上述磁 通量觀測器具備因應輸出頻率或速度，從電動機輸入電壓 當中消除上述高頻信號之功能。 此外，申請專利範圍第7項的發明的特徵爲，於上述 高頻成分抽出器中所得到的磁通量位置的誤差信號，乃基 於所重疊的高頻信號之阻抗或是導納（Admittance )。 此外，申請專利範圍第8項的發明的特徵爲，上述混 成器具備，於包含零點速度之極低速區域中，消除上述第 2適應調整器的輸出的功能；以及於中高速區域中，消除 上述第1適應調整器的輸出的功能。 此外，申請專利範圍第9項的發明的特徵爲，上述速 度推測器適應性的推測速度，使爲混成器輸出値的誤差信 號爲零。 此外’申請專利範圍第1 0項的發明的特徵爲，上述 磁通量調整器在可維持電動機的特性，亦即高頻區域中之 電動機物理量的磁凸極性之際，以及在可維持高效率之 際，調整磁通量向量，而上述推測誤差校正器，對於高頻 中之磁凸極性降低的情況下所產生的推測磁通量、及推測 -13- 1296876 Ο) 轉子速度、及推測轉子位置，進行誤差的校正。 此外，申請專利範圍第11項的發明的特徵爲，上述 電流控制器，在上述重疊的高頻信號爲電壓的情況下，具 備從反饋的電流當中消除重疊高頻成分之功能，而在上述 重疊的高頻信號爲電流的情況下，則可設定控制器的應答 頻率比重疊頻率數成分還高。 此外，申請專利範圍第1 2項的發明的特徵爲，上述 初始磁極位置推測器，具備從上述重疊高頻的2的N次 方倍（N二-1、1、2、3、..........、η )的高諧波當中，抽 出至少一個頻率之信號處理部，並判別磁極的Ν極或是S 極。 此外，申請專利範圍第1 3項的發明爲一種交流電動 機的無感測器控制方法，其並未採用位置及速度感測器， 而基於同步電動機的磁通量位置的推測位置，將電動機電 流分離爲磁通量成分及轉矩成分，藉由獨立控制個別成 分，來實現同步電動機之高性能的控制性能，其特徵爲， 具備將高頻信號重疊於電動機的推測磁通量軸上之手段； 以及從與上述高頻信號同樣頻率成分的電壓或是電流檢測 信號當中，抽出磁通量位置的誤差信號之手段，其中，該 磁通量位置的誤差信號乃基於，由依據主磁通量的磁飽和 或是依據高頻的集膚效應所產生之高頻區域中之電動機物 理量的磁凸極性而獲得；以及從電動機輸入電壓、檢測電 流、及速度推測値當中，以磁通量觀測器來推測磁通量的 大小及位置之手段；以及適應性的調整做爲上述高頻成分 -14 - (10) 1296876 抽出器的輸出之磁通量位置的誤差信號之第1適應規則手 段；以及適應性的調整於上述磁通量觀測器當中，由磁通 量推測値及觀測器輸出的誤差値所計算之誤差信號之第2 適應規則手段；以及因應速度，切換上述第1及第2適應 規則手段之手段；以及從上述適應規則手段的輸出信號當 中來推測速度的手段。 此外，申請專利範圍第14項的發明爲，如申請專利 範圍第1 3項之交流電動機的無感測器控制方法，其中， 具備爲了維持高頻區域中之電動機物理量的磁凸極性並維 持高效率，而調整磁通量之手段；以及對於推測磁通量、 及推測轉子速度、及推測轉子位置當中所產生的推測誤 差，進行校正之推測誤差校正器；以及從磁通量觀測器中 所推測出的磁通量向量，來計算磁通量的位置之手段；以 及採用所推測的磁通量位置，將檢測電流分離爲磁通量方 向成分及轉矩成分，各自反饋之後，將之與上述磁通量方 向成分及轉矩成分的電流指令値加以比較，來實施電流控 制’使各個偏差爲零之手段；以及比較所推測的速度及指 令速度，來實施速度控制使其偏差爲零，並輸出轉矩指令 値或是相當於轉矩指令値的電流指令値之手段；以及於啓 動之前判別磁極的N極或是S極之初始磁極推測手段。 此外，申請專利範圍第1 5項的發明的特徵爲，因應 速度來切換上述適應規則手段之手段，於包含零點速度或 零點頻率之極低速區域中，消除上述第2適應規則手段的 輸出信號的功能；以及於中高速區域中，消除上述第1適 -15- (11) 1296876 應規則手段的輸出信號的功能。 此外，申請專利範圍第16項的發明的特徵爲，用於 抽出上述基於電動機物理量的磁凸極性所獲得的磁通量位 置的誤差信號之手段，其所採用的電動機物理量，爲電動 機輸入電壓指令値與檢測電流，或是檢測電壓與檢測電 流。 此外，申請專利範圍第17項的發明的特徵爲，上述 重疊高頻之手段具有，調整因應輸出頻率或是速度而重疊 的高頻信號之手段。 此外，申請專利範圍第1 8項的發明的特徵爲，上述 調整磁通量之手段，於包含零點速度或零點頻率之極低速 區域中，因應電動機的固有特性來調整磁通量的大小，使 得到可以檢測出磁通量位置的程度之電動機物理量的磁凸 極性，此外，因負載所產生的磁通量位置的誤差，乃以重 疊高頻的磁通量位置來調整，而該調整手段乃藉由推測誤 差與定子（一次）電流或是指令電流來調整。 此外，申請專利範圍第1 9項的發明的特徵爲，上述 初始磁極推測手段，具備從上述重疊高頻的2的N次方 倍（N = -1、1、2、3、..........、n )的高諧波當中，抽出 至少一個頻率之信號處理部，並判別磁極的Ν極或是S 極。 此外，申請專利範圍第20項的發明爲一種交流電動 機的無感測器控制裝置，其並未採用速度感測器，而基於 感應電動機的磁通量位置的推測値，將電動機電流分離爲 -16- (12) 1296876 磁通量成分及轉矩成分，藉由獨立控制個別成分，來實現 感應電動機之高性能的控制性能，其特徵爲，具備將高頻 信號重疊於電動機的推測磁通量軸上之高頻生成器；以及 從與上述高頻信號同樣頻率成分的電壓或是電流檢測信號 當中，抽出磁通量位置的誤差信號之高頻成分抽出器，其 中，該磁通量位置的誤差信號乃基於，由依據主磁通量的 磁飽和或是依據高頻的集膚效應所產生之高頻區域中之電 動機物理量的磁凸極性而獲得；以及從電動機輸入電壓、 檢測電流、及速度推測値當中，推測磁通量的大小及位置 之磁通量觀測器；以及適應性的調整做爲上述高頻成分抽 出器的輸出之磁通量位置的誤差信號之第3適應調整器； 以及適應性的調整於上述磁通量觀測器當中，由磁通量推 測値及觀測器輸出的誤差値所計算之誤差信號之第4適應 調整器；以及因應速度，於極低速之際切換爲上述第3適 應調整器，於低速之際切換爲上述第3及上述第4適應調 整器，於高速之際切換爲上述第4適應調整器之混成器； 以及從上述混成器的輸出値當中來生成速度推測値之速度 推測器。 此外，申請專利範圍第2 1項的發明爲，如申請專利 範圍第20項之交流電動機的無感測器控制裝置，其中， 具備爲了調整高頻區域中之電動機物理量的磁凸極性，而 調整重疊磁通量指令及高頻信號的磁通量位置之磁通量調 整器；以及從磁通量觀測器中所推測出的磁通量，來計算 磁通量的位置之磁通量位置運算器；以及採用所計算的磁 -17 - (13) 1296876 通量位置，將檢測電流分離爲磁通量方向成分及轉矩成 分，各自反饋之後，將之與上述磁通量方向成分及轉矩成 分的電流指令値加以比較，來實施電流控制’使各個偏差 爲零之電流控制器；以及比較所推測的速度及指令速度， 來實施速度控制使其偏差爲零，並輸出轉矩指令値或是相 當於轉矩指令値的電流指令値之速度控制器。 此外，申請專利範圍第22項的發明的特徵爲，上述 高頻生成器具備，用於調整因應輸出頻率或是速度而重疊 的高頻信號之裝置。 此外，申請專利範圍第23項的發明的特徵爲，上述‘ 高頻生成器將高頻信號重疊於電壓指令値。 此外，申請專利範圍第24項的發明的特徵爲，上述 高頻生成器將高頻信號重疊於電流指令値。 此外，申請專利範圍第25項的發明的特徵爲，上述 磁通量觀測器具備因應輸出頻率或速度，從電動機輸入電 壓當中消除上述高頻信號之功能。 此外，申請專利範圍第26項的發明的特徵爲，於上 述高頻成分抽出器中所得到的磁通量位置的誤差信號，乃 基於所重疊的高頻信號之阻抗或是導納。 此外，申請專利範圍第27項的發明的特徵爲，上述 混成器具備，於包含零點速度之極低速區域中，消除上述 第4適應調整器的輸出的功能；以及於中高速區域中，消 除上述第3適應調整器的輸出的功能。 此外，申請專利範圍第28項的發明的特徵爲，上述 -18- (17) 1296876 的詳細圖不。 第5圖係顯示於第1圖中所示之高頻生成器與磁通量 調整器的詳細圖示。 第6圖係顯示於第1圖中所示之交流電動機的高頻區 域的阻抗與運轉頻率數的關係的詳細圖示。 第7圖係顯示於第1圖中所示之交流電動機的高頻區 域的阻抗與負載的關係的詳細圖示。 第1圖所示之無感測器控制裝置，爲重疊高頻電壓信 號的方式，關於重疊高頻電壓信號的方式將於之後詳細敘 述。 此外，第1圖所示之控制方塊，可藉由數位運算，來 實現採用電壓型反相器1 〇2驅動電動機的方式。此外，亦 可藉由類比電路，或是合倂使用類比電路及數位電路來實 現。 於第1圖中，無感測器控制裝置100具備高頻生成器 及磁通量調整器110，高頻生成器將高頻信號重疊於電動 機的推測磁通量軸上。而磁通量調整器調整高頻區域中之 電動機物理量的磁凸極性，並調整用於補償磁通量推測誤 差之磁通量指令。此外，以重疊高頻的磁通量位置，來調 整由負載所產生的磁通量位置的誤差。 磁通量觀測器1 20從電動機輸入電壓、檢測電流、及 速度推測値當中，推測磁通量的大小及位置。 高頻成分抽出器130從與高頻信號同樣頻率成分的電 壓或是電流檢測信號當中，抽出磁通量位置的誤差信號， -22- (19) 1296876
Vs —e、 (1) ⑵ 在此，vss'爲靜止座標系統（相電壓的u相基準）中 之電壓指令向量’ vse#爲旋轉座標系統（以推測磁通量軸 基準，與輸出頻率數同步來旋轉）中之電壓指令向量。 以下，參照各個圖示來說明各部的動作。 第2圖係顯示於第1圖中所示之磁通量觀測器1 20的 內部構成。靜止座標系統中之同步電動機的數學公式可以 下列來表示。 (3) ⑷ χ=Α (ωΓ,θτ) χ+Β (ΘΓ) u i卜Cx 於第（3 )式及第（4 )式中 x== til it 4 a (以）4Α1(αλΛ) Β1(θ(
Ο ωΓ J β=「β〗(# 0 j u==^=k ν;]、 1=¾ 又;ί， 系統行列式（以Α來表示）、輸出行列式（以c來 表示）、行列式I、J各表示如下。 -24 (20)1296876 A】(cDr，0r) =L^( — RSI—PL】)， B (ΘΓ) -L；1, cos26T sin29r sin26r — cos26 乙|=去(Ld+Lq) 1 +去(Ld-Lq) C=[l oj Ί ο" τ — -0 — Γ 0 ]_ 5 J _1 0 _ 狀態變數爲 iSdS =靜止座標中之一次電流的d軸成分 isqs =靜止座標中之一次電流的q軸成分 λ sdr =靜止座標中之二次磁通量的d軸成分 λ sqr =靜止座標中之二次磁通量的q軸成分 vsds=靜止座標中之一次電壓的d軸成分 vSqS =靜止座標中之一次電壓的q軸成分 ω r =轉子速度 (9 ^ =轉子位置 對第（3)式及第（4)式之擧立如以下構成。 x = Ax + Bv5+G (is^ip iss=Cx isr=c# 在此當中，狀態變數爲 -25- (23) 1296876 之電壓與電流的 測磁通量軸的話，則檢測座標系統3 02 關係以下式表示。 ( τΛ - —Y,cos 2Δ Θ -- + Y2 一 1 2j —Y】cos 2Δ 0 +fj+Y2
在此 爲檢測座標系統的d軸電流的 lqsi爲檢測座標系統的q軸電流的 於本發明中，一次電流3 0 3藉由座標 爲檢測座標系統，而轉換後的電流3 05貝I 濾波器3 1 2，僅僅抽出重疊頻率數成分< 聯·並聯轉換）部3 21中，針對抽出後的 振幅，將其信號分配至振幅運算器322 S 運算器3 22與3 23中求取其2次方値， 3 3 3與3 3 4。相當於檢測座標系統中之導 q軸及d軸中之値的差異之誤差信號，以 〜神糾2—ICfeYiK.sin (2ΔΘ) 爲了維持推測誤差的補償或是磁凸; 輸出Kei 3 3 7，如以下方式來校正誤差信 ε尸 “一 :疊頻率數成分 :疊頻率數成分 :轉換器3 1 1轉換 丨藉由波帶匯流排 於 DEMUX (串 電流信號3 06的 【3 2 3，並於振幅 並個別輸出該値 納的2次方値之 下式來定義。 (5) 性，乃以補償器 % ° (6) -28- (24) 1296876 關於Kei 3 3 7，將於之後所述的第5圖中說明。 第4圖係顯示於第1圖中之混成器14〇 (第4圖中爲 410)與速度推測器150 (第4圖中爲450 )的詳細圖示。 相當於速度推測誤差的誤差信號e i，於觀測器中藉由狀 態推測量來構成如下。
fG2(S)“一b}G,(S) G2(S)(i;s-i:s}G,(S) C 在此，Gi ( s )與G2 ( s )係顯示，於零點速度、零 點頻率數區域中消除輸入信號之傳達函數。 於高速區域中，因爲從第（5)式及第（6)式中所計 算的誤差信號ε i4 1 2當中，無法藉由電壓限制來得到正確 的磁通量位置資訊，因此必須因應速度來消除信號。因 此，於第（5 )式中所計算的誤差信號412乃採用 G3 (s) 433的傳達函數，來產生新的誤差信號。 £2 = G3(s) ε(· 在此，G3 ( s )係顯示於中高速區域中消除輸入信號 之傳達函數。 速度推測器450具有比例積分（PI)調整器460，並 對誤差信號ε i 4 1 1預先進行增益調整，使誤差信號ε 24 1 2 爲零。因爲誤差信號ε i 4 1 1與誤差信號ε 24 1 2的應答性 及調整增益有所不同，因此可個別調整對應誤差信號 ε l4ll (觀測器側的誤差信號）的增益470，以及對應誤 差信號ε 24 12 (基於高頻重疊的誤差信號）的增益480。 -29- (25) (25)1296876 PI調整器460在調整誤差信號使之爲零的同時，亦推測 速度451。 第5圖係顯示於第1圖中之高頻生成器與磁通量調整 器110的詳細圖示。高頻生成器與磁通量調整器110輸出 重疊於推測磁通量軸的高頻信號vsi〃5 15，以及用於調整 磁通量的大小，使得到針對負荷條件可以檢測出磁通量位 置的程度之電動機物理量的磁凸極性之磁通量指令調整値 λ 521，以及用於調整重疊高頻的磁通量位置之調整增 益 Kci 53 1。 高頻信號的振幅大小5 1 1，從經由下式所得到的條件 5 4 1當中，藉由預先對照的對照表5 1 0來決定。 ώ，ώΓ+Κ 磁通量指令調整値λ 5 2 1乃以預先對照的對照表 5 2〇來決定。雖然磁通量指令調整電平的最大値爲得到最 大的電動機物理量的磁凸極性之條件，然而，此乃依據電 動機的固有特性。調整條件爲下式所決定的條件5 45。 依據高頻重疊的磁通量位置檢測法乃基於同步電動機 的高頻區域之阻抗或是導納的特性。第6圖及第7圖係顯 示高頻區域之阻抗的凸極性產生損失的條件。 第6圖係顯示，一旦運轉頻率數增加的話，則顯示阻 抗的凸極性的程度之角度，乃因同步電動機的阻抗特性而 -30- (26) 1296876 產生相位延遲的情形。第7圖係顯示’ 一旦負載增加（q 軸電流增加）的話’則顯不阻抗的凸極性的程度之角度’ 乃因同步電動機的一次漏電感的飽和而產生相位延遲的情 形。用於校正此現象所造成的角度誤差之調整增益 Kci531，乃藉由下式而決定。 ώ,+Κ/ i工+K，i:: 在此，會有磁通量位置與轉子位置不同的情況，因此 具有因電動機特性的不同而校正磁通量位置與轉子位置的 誤差之對照表5 60。 接下來參照圖面，說明本發明的第2實施型態。 第8圖係顯示本發明的第2實施型態之交流電動機的 無感測器控制裝置的構成圖。 第9圖係顯示於第8圖中所示之高頻成分抽出器的詳 細鼠示。 第10圖係顯示於第8圖中所示之高頻生成器與磁通 量調整器的詳細圖示。 第1 1圖係顯示於第8圖中所示的初始磁極推測器當 中，於重疊電壓高頻的情況下之2倍頻率的特性的圖示。 第12圖係顯示於第1圖及第8圖中所示之初始磁極 推測器的說明圖。 第8圖係顯示本發明的第2實施型態之交流電動機的 無感測器控制裝置的構成圖，其顯示重叠高頻電流的方 式。雖然與第1圖之重疊高頻電壓的方式類似，但是關於 -31 - (27) 1296876 將高頻信號重疊於電流控制器8 7 0的輸入部這點，以及關 於從檢測電流反饋部當中消除重疊信號消除器（相當於第 1圖的符號180)這點上則有所不同。關於其他與第1圖 具有相同構成者，則省略其說明。 接下來藉由各個圖示來說明動作。 第9圖係顯示於第8圖中所示之高頻成分抽出器830 的詳細圖示。若假設於重疊頻率上的阻抗呈曲折分布，且 對實際的磁通量軸爲對稱的話，則任意相位角中之重疊頻 率數上的阻抗的大小，以下式來表示。 Ζ (Δ Θ ) ^Zxzqs (2Δ θ ) +Z2 若將頻率數爲ω i、振幅爲ie%si的高頻電壓重疊於推 測磁通量軸的話，則檢測座標系統3 02中之電壓與電流的 關係以下式表示。 <|= Ζ;〔2Δ 0 —晉)+Z2 清 Z.cos 2ΔΘ+ι. + Ζ, 7f 在此， 爲檢測座標系統的d軸電壓的重疊頻率數成分 OS1 爲檢測座標系統的q軸電壓的重疊頻率數成分 於本發明中，一次電壓903藉由座標轉換器911轉換 爲檢測座標系統’而轉換後的電流905則藉由波帶匯流排 濾波器9 1 2，僅僅抽出重疊頻率.數成分。於振幅運算器 -32- (29) 1296876 象會顯現於電流上。而在重疊電流的情況下，則該現象會 顯現於電壓上。在此，針對採用重疊頻率的2倍高頻，來 進行初始磁極推測的情況來說明。 第1 1圖係顯示，於重疊電壓高頻的情況下，爲重疊 頻率的2倍頻率之高頻電流（以下稱爲2倍諧波）的特性 的圖示。於第1 1圖中，，A’區域顯示，將高頻信號重疊於 磁石的N極方向，亦即重疊於d軸方向的情況之2倍諧 波的軌跡，’ B ’區域顯示，將高頻信號重疊於磁石的s極 方向，亦即重疊於· d軸方向的情況之2倍諧波的軌跡。 此時，2倍諧波可藉由以下來檢測出。 IBPF (4) ^dsiu2mh =2LPF(i^h· s^hi) I dcos2 w 丨丨 =2LPF (i^/cos2wht) φ = tan …心-n-2 一
I A<icos2u> h 在此， fds :旋轉座標系列（與磁通量同步旋轉之座標系 列）中之一次電流的d軸成分 i'sh :重疊信號的2倍諧波成分電流 BPF :抽出重疊信號的2倍諧波之波帶匯流排濾波器 Idsinh h :重疊信號的2倍諧波的無效振幅 h :重疊信號的2倍諧波的實效振幅 LPF :消除高頻成分之低通濾波器 0 :重疊信號的2倍諧波的相位角 -34- (30) 1296876 如第1 1圖所示，於重疊信號的2倍諧波的相位角位 於0 [弧度]與0 + ;τ [弧度]的情況下，則顯示+ d軸方向， 若否，則顯示-d軸方向。因此，可判別初始磁極爲N極 或是S極。 第1 2圖係顯示本發明的初始磁極位置推測方法的說 明圖。於啓動之前藉由依據高頻重疊的磁通量位置推測， 來推測初始磁通量位置。與其同時進行，利用重疊頻率數 的2倍諧波成分之特性，來推測初始磁極位置。初始磁極 位置的推測，可藉由以下單一步驟的信號處理來計算。 LPF(BPF (1^) -sin (2ω,ί+φ)) 若是Idsin2wh0爲正，則Ν極與d軸一致。相反的， 若是Idsin20h4爲負，貝U N極與d軸反方向。因此，在 I d s i η 2 ω h 4爲負的情況下’右是於初始狀態所推測的磁通量 位置上加上7Γ，則N極與d軸一致。而校正磁通量位置 的極性的時間（TIME )可任意設定。一旦d軸與N極一 致的話，則依據高頻重疊的磁通量位置推測法，於低速驅 動中，亦幾乎可完全推測出磁極位置。 以上’本實施型態乃敘述了本發明的基本特徵。雖然 可能有部分的改良或是功能的取代之存在，但是所提出的 申請專利範圍，亦將這些部分改良或是功能取代，包含於 基本槪念中。 接下來參照圖面’說明本發明的第3實施型態。 第1 3圖係顯示本發明的第3實施型態之交流電動機 -35- (33) 1296876 與第1圖不同處爲，其消除了轉子位置推測器1 3 5及初始 磁極位置推測器1 3 6。 第14圖係顯示於第13圖中所示之磁通量觀測器I20 的內部構成。靜止座標系統中之感應電動機的數學公式可 &下列來表示。 ⑺ ⑷ χ=Α (ωΓ) x+Bu i;=Cx 第 於 第 及 式 中 式
X-A rlf>s
A A
A A u 系統行列式（以A來 表希）、行列式I、J各表 } 下 I， 示如 表示 0 來 c 以 Γν 式 列 行 出 輸 Α (ωΓ) .L. 12 ULsLr) { ( 1/ ) I— ωΓ1}.
A A I， “怎〜（尺）I+c〇rJ， c=[l 〇1 "l 0" T — Γ" 、 0—1 -0 1 0 -38- (34) (34)1296876 狀態變數爲 isdS =靜止座標中之一次電流的ci軸成分 isqs =靜止座標中之一次電流的q軸成分 λ sdr =靜止座標中之二次磁通量的d軸成分 λ sqr =靜止座標中之二次磁通量的q軸成分 vsds=靜止座標中之一次電壓的d軸成分 vsqs=靜止座標中之一次電壓的q軸成分 ω r =轉子速度 對第（3 )式及第（4 )式之觀測器2 1 0如以下構成。 i = Ax + Bv：+G iss=Cx 在此當中，狀態變數爲 χ4ι &ί， bl^dr tl， 其他行列式 c尸[ο I! -39- (36) 1296876 標系統設置在比推測磁通量位置3 0 1晚了7Γ /4的相位上。 若是推測磁通量位置3 0 1位於實際的磁通量軸及與其直交 的軸之間的位置上的話，則由於高頻阻抗的磁凸極性’而 使檢測座標系統3 02所檢測的高頻成分’與在檢測座標的 基準軸（d軸）及與其直交的軸（q軸）上的値產生差 異。若假設於重疊頻率上的導納呈曲折分布’且對實際的 磁通量軸爲對稱的話，則任意相位角中之重疊頻率上的導 納的大小，以下式來表示。 Υ (ΔΘ) =—'cos (2ΔΘ) +Y2 Αθ = θ- θ, 在此， Θ 爲推測磁通量位置 w t ^ 爲實際磁通量位置 若將頻率數爲ωί、振幅爲v#dsi的高頻電壓重疊於推 測磁通量軸的話，則檢測座標系統3 02中之電壓與電流的 關係以下式表示。
Adsi
•YtCOS 2Δ θ +Υ2 7Γ 在此 imdsi爲檢測座標系統的d軸電流的重疊頻率數成分 imqsi爲檢測座標系統的q軸電流的重疊頻率數成分 -41 - (37) 1296876 於本發明中，一次電流3 Ο 3藉由座標轉換器3 1 1轉換 爲檢測座標系統，而轉換後的電流3 05則藉由波帶匯流排 濾波器3 1 2，僅僅抽出重疊頻率數成分。然後於振幅運算 器3 22與3 23中，求取抽出後的電流信號3 06的振幅的2 次方値3 3 3與3 3 4。相當於檢測座標系統中之導納的2次 方値之q軸及d軸中之値的差異之誤差信號，以下式來定 義。 ^i〇HCsi|2H^i|2=2YlY2V^sin (2Δ θ ) ⑸ 爲了維持推測誤差的補償或是磁凸極性，乃以補償器 輸出Kei 3 3 7，如以下方式來校正誤差信號。 £,= €i0-Kri ⑹ 關於Kei 3 3 7，將於之後所述的第16圖中說明。 第15圖係顯示於第13圖中之混成器14〇 (第15圖 中爲410)與速度推測器150(第15圖中爲450)的詳細 圖示。相當於速度推測誤差的誤差信號e i ’於觀測器中 藉由狀態推測量來構成如下。 ^-G2(s)(i；s~-i；} G/s) 在此，G1 ( s )係顯示，於零點速度、零點頻率數區 域中消除輸入信號之傳達函數。 於中、高速區域中，因爲從第（5)式及第（6)式中 所計算的誤差信號ε i4 1 2當中，無法藉由電壓限制來得到 -42- (38) 1296876 正確的磁通量位置資訊’因此必須因應速度來消除信號。 因此，於第（6 )式中所計算的誤差信號ε〆1 2乃採用 (s) 43 3的傳達函數，來產生新的誤差信號ε 2。 £2 = G2(s) E. 在此，G2 ( S )係顯示於中高速區域中消除輸入信號 之傳達函數。 速度推測器450具有比例積分（PI )調整器46〇，並 對誤差信號ε 011預先進行增益調整’使誤差信號ε 24 12 爲零。因爲誤差信號ε Ml 1與誤差信號ε 2412的應答性 及調整增益有所不同，因此可個別調整對應誤差信號e Μ Π (觀測器側的誤差信號）的增益470，以及對應誤差 信號ε2412(基於高頻重疊的誤差信號）的增益480。卩1 調整器460在調整誤差信號使之爲零的同時’亦推測速度 45 1。 第1 6圖係顯示於第1 3圖中之高頻生成器與磁通量調 整器110的詳細圖示。高頻生成器與磁通量調整器110輸 出重疊於推測磁通量軸的高頻信號vsie、15 ’以及用於調 整磁通量的大小，使得到針對負荷條件可以檢測出磁通量 位置的程度之電動機物理量的磁凸極性之磁通量指令調整 値λ r/521，以及用於調整重疊高頻的磁通量位置之調整 增益 Kei 53 1。 高頻信號的振幅大小5 1 1，從經由下式所得到的條件 541當中，藉由預先對照的對照表510來決定。 -43 - (39) 1296876 < 丨=ώΓκ 磁通量指令調整値λ r/521乃以預先對照的對照表 5 2〇來決定。雖然磁通量指令調整電芊的最大値爲得到最 大的電動機物理量的磁凸極性之條件，然而，此乃依據電 動機的固有特性。調整條件爲下式所決定的條件54 5。 i；； 依據高頻重疊的磁通量位置檢測法，乃基於感應電動 機的高頻區域之阻抗或是導納的特性。關於高頻區域之阻 抗的凸極性產生損失的條件。乃藉由上述實施型態的第6 圖及第7圖來說明。第6圖係顯示，一旦運轉頻率數增加 的話，則顯示阻抗的凸極性的程度之角度，乃因同步電動 機的阻抗特性而產生相位延遲的情形。第7圖係顯示，一 旦負載增加（q軸電流增加）的話，則顯示阻抗的凸極性 的程度之角度，乃因同步電動機的一次漏電感的飽和而產 生相位延遲的情形。用於校正此現象所造成的角度誤差之 調整增益Kei531，乃藉由下式而決定。 Κα·=Κώ· ώΓ+Κ,4· ic^+Kc5- ieqs 接下來參照圖面，說明本發明的第4實施型態。 第1 7圖係顯示本發明的第4實施型態之交流電動機 的無感測器控制裝置的構成圖。 -44 - (40) 1296876 第18圖係顯示於第17圖中所示之高頻生成器與磁通 量調整器的詳細圖示。 第1 7圖係顯示本發明的第4實施型態之重疊高頻電 流的方式。雖然與第13圖之重疊高頻電壓的方式類似， 但是關於將高頻信號8 12重疊於電流控制器870的輸入部 這點，以及關於從檢測電流反饋部當中消除重疊信號消除 器這點上則有所不同。 因爲第17圖中之高頻成分抽出器830的詳細圖示與 第2實施型態的第9圖相同，因此參照第9圖來說明。若 假設於重疊頻率上的阻抗呈曲折分布，且對實際的磁通量 軸爲對稱的話，則任意相位角中之重疊頻率數上的阻抗的 大小，以下式來表示。 Ζ (ΔΘ) =Z,cos (2ΔΘ) +Z2 若將頻率數爲6L)i、振幅爲iedsi的局頻電壓重疊於推 測磁通量軸的話，則檢測座標系統902中之電壓與電流的 關係以下式表示。
2Δ Θ ——* +Z2 麵 ( Z.cos 2ΔΘ+- + Z2 1 1 2 J
在此， vmdsi爲檢測座標系統的d軸電壓的重疊頻率數成分 vmqsi爲檢測座標系統的q軸電壓的重疊頻率數成分 -45- (41) (41)1296876 於本發明中，一次電壓903藉由座標轉換器911轉換 爲檢測座標系統，而轉換後的電流905則藉由波帶匯流排 濾波器9 1 2，僅僅抽出重疊頻率數成分。於振幅運算器 92 1及922中，計算抽出後的電壓信號906的振幅的2次 方値9 3 3及9 3 4。相當於檢測座標系統中之阻抗的2次方 値之q軸及d軸中之値的差異之誤差信號，以下式來定 義。 订-卜:|2=2码》（2Δ Θ ) 第1 8圖係顯示於第1 7圖中之高頻生成器與磁通量調 整器810的詳細圖示。高頻生成器與磁通量調整器81〇輸 出重疊於推測磁通量軸的高頻信號isie、65，以及用於調 整磁通量的大小，使得到針對負荷條件可以檢測出磁通量 位置的程度之電動機物理量的磁凸極性之磁通量指令調整 値λ r/971，以及用於調整重疊高頻的磁通量位置之調整 增益 Kei 981。 以上，本實施型態乃敘述了本發明的基本特徵。雖然 可能有部分的改良或是功能的取代之存在，但是於本發明 的申請專利範圍，亦將這些部分改良或是功能取代，包含 於基本槪念中。 以上，乃參照了詳細說明或是特定的實施型態來說明 本發明，但是，在不脫離本發明的精神及範圍下，可以進 行種種的變更或是修正’而這也是該領域的各業者所明暸 的0 -46 - (42) 1296876 本申請案乃基於2002年4月2日所申請之日本專利 申請案（日本特願2002- 1 00259 )，在此，納入其內容以 做爲參考。 〔產業上的可利用性〕 如以上所說明般，根據本發明，可以提供即使重疊高 頻，亦不會產生電壓誤差及雜訊之轉矩振動要素，並於@ 含零點速度及零點輸出頻率區域的所有驅動範圍中，進@ 穩定的轉矩及速度控制之交流電動機的無感測器控制方& 及其控制裝置。 【圖式簡單說明】 第1圖係顯示本發明的第1實施型態之交流電動機的 無感測器控制裝置的構成圖。 第2圖係顯示於第1圖中所示之磁通量觀測器的詳細 圖示。 第3圖係顯示於第1圖中所示之高頻成分抽出器的詳 細圖示。 第4圖係顯示於第1圖中所示之混成器與速度推測器 的詳細圖示。 第5圖係顯示於第1圖中所示之高頻生成器與磁通量 調整器的詳細圖示。 第6圖係顯示於第1圖中所示之交流電動機的高頻區 域的阻抗與運轉頻率數的關係的詳細圖示。 -47- (43) 1296876 第7圖係顯示於第1圖中所示之交流電動機的高頻區 域的阻抗與負載的關係的詳細圖示。 第8圖係顯示本發明的第2實施型態之交流電動機的 無感測器控制裝置的構成圖。 第9圖係顯示於第8圖中所示之高頻成分抽出器的詳 細圖示。 第10圖係顯示於第8圖中所示之高頻生成器與磁通 量調整器的詳細圖示。 第1 1圖係顯示於第8圖中所示的初始磁極推測器當 中，於重疊電壓高頻的情況下之2倍頻率的特性的圖示。 第1 2圖係顯示於第8圖中所示之初始磁極推測器的 說明圖。 第1 3圖係顯示本發明的第3實施型態之交流電動機 的無感測器控制裝置的構成圖。 第1 4圖係顯示於第1 3圖中所示之磁通量觀測器的詳 細圖不。 第1 5圖係顯示於第1 3圖中所示之混成器與速度推測 器的詳細圖示。 第16圖係顯示於第13圖中所示之高頻生成器與磁通 量調整器的詳細圖示。 第1 7圖係顯示本發明的第4實施型態之交流電動機 的無感測器控制裝置的構成圖。 第18圖係顯不於第17圖中所示之高頻生成器與磁通 量調整器的詳細圖示。 • 48

Claims (1)

1296876
拾、申請專利範圍 第921 07406號專利申請案 - 中文申請專利範·圍修正本 ·
•民國96年9月6日修正 1、一種交流電動機的無感測器控制裝置，其並未採 用位置及速度感測器，而基於同步電動機的磁通量位置的 推測位置，將電動機電流分離爲磁通量成分及轉矩成分， 藉由獨立控制個別成分，來實現同步電動機之高性能的控 制性能，其特徵爲：具備：將高頻信號重疊於電動機的推 測磁通量軸上之高頻生成器；以及 從與上述高頻信號同樣頻率成分的電壓或是電流檢測 信號當中，抽出磁通量位置的誤差信號之高頻成分抽出 器，其中，該磁通量位置的誤差信號乃基於，由依據主磁 通量的磁飽和或是依據高頻的集膚效應所產生之高頻區域 中之電動機物理量的磁凸極性而獲得；以及
從電動機輸入電壓、檢測電流、及速度推測値當中， 推測磁通量的大小及位置之磁通量觀測器；以及 適應性的調整做爲上述高頻成分抽出器的輸出之磁通 量位置的誤差信號之第1適應調整器；以及 適應性的調整於上述磁通量觀測器當中，由磁通量推 測値及觀測器輸出的誤差値所計算之誤差信號之第2適應 調整器；以及 因應速度，於極低速之際切換爲上述第1適應調整 器，於低速之際切換爲上述第1及上述第2適應調整器， 296R76 —正替換頁 於高速之際切換爲上述第2適應調整器之混成器；以及 從上述混成器的輸出値當中來生成速度推測値之速度 推測器。 2、 如申請專利範圍第1項之交流電動機的無感測器 控制裝置，其中，具備：以磁通量位準的調整、及高頻區 域中之電動機物理量的磁凸極性的調整、及效率的調整爲 目的之磁通量調整器；以及
對於推測磁通量、及推測轉子速度、及推測轉子位置 當中所產生的推測誤差，進行校正之推測誤差校正器；以 及 從磁通量觀測器中所推測出的磁通量，來計算磁通量 的位置之磁通量位置運算器；以及
採用所推測的磁通量位置，將檢測電流分離爲磁通量 方向成分及轉矩成分，各自反饋之後，將之與上述磁通量 方向成分及轉矩成分的電流指令値加以比較，來實施電流 控制，使各個偏差爲零之電流控制器；以及 比較所推測的速度及指令速度，來實施速度控制使其 偏差爲零，並輸出轉矩指令値或是相當於轉矩指令値的電 流指令値之速度控制器；以及 於啓動之前推測初始磁極位置之初始磁極位置推測 器。 3、 如申請專利範圍第1項之交流電動機的無感測器 控制裝置，其中，上述高頻生成器具備，用於調整因應磁 通量的旋轉速度或是轉子速度而重疊的高頻信號之裝置。 -2- 12%·—丨 分㈣鳓雜頁 4、 如申請專利範圍第1項之交流電動機的無感測器 控制裝置，其中，上述高頻生成器將高頻信號重疊於電壓 指令値。 5、 如申請專利範圍第1項之交流電動機的無感測器 控制裝置，其中，上述高頻生成器將高頻信號重疊於電流 指令値。
6、 如申請專利範圍第1項之交流電動機的無感測器 控制裝置，其中，上述磁通量觀測器具備因應輸出頻率或 速度’從電動機輸入電壓當中消除上述高頻信號之功能。 7、 如申請專利範圍第1項之交流電動機的無感測器 控制裝置，其中，於上述高頻成分抽出器中所得到的磁通 量位置的誤差信號，乃基於所重疊的高頻信號之阻抗或是 導納（Admittance)。
8、 如申請專利範圍第1項之交流電動機的無感測器 控制裝置，其中，上述混成器具備：於包含零點速度之極 低速區域中，消除上述第2適應調整器的輸出的功能；以 及於中高速區域中，消除上述第1適應調整器的輸出的功 能。 9、 如申請專利範圍第1項之交流電動機的無感測器 控制裝置，其中，上述速度推測器適應性的推測速度，使 爲混成器輸出値的誤差信號爲零。 1 0、如申請專利範圍第2項之交流電動機的無感測器 控制裝置，其中，上述磁通量調整器在可維持電動機的特 性’亦即高頻區域中之電動機物理量的磁凸極性之際，以 1296876 及在可維持高效率之際，調整磁通量向量，而上述推測誤 差校正器，對於高頻中之磁凸極性降低的情況下所產生的 推測磁通量、及推測轉子速度、及推測轉子位置，進行誤 差的校正。
1 1、如申請專利範圍第2項之交流電動機的無感測器 控制裝置，其中，上述電流控制器，在上述重疊的高頻信 號爲電壓的情況下，具備從反饋的電流當中消除重疊高頻 成分之功能，而在上述重疊的高頻信號爲電流的情況下， 則可設定控制器的應答頻率比重疊頻率數成分還高。 1 2、如申請專利範圍第2項之交流電動機的無感測器 控制裝置，其中，上述初始磁極位置推測器，具備從上述 重疊高頻的2的N次方倍（N=-l、1、2、3、..........、 η )的高諧波當中，抽出至少一個頻率之信號處理部，並 判別磁極的Ν極或是S極。
1 3、一種交流電動機的無感測器控制方法，其並未採 用位置及速度感測器，而基於同步電動機的磁通量位置的 推測位置，將電動機電流分離爲磁通量成分及轉矩成分， 藉由獨立控制個別成分，來實現同步電動機之高性能的控 制性能，其特徵爲：具備：將高頻信號重疊於電動機的推 測磁通量軸上之手段；以及 從與上述高頻信號同樣頻率成分的電壓或是電流檢測 信號當中，抽出磁通量位置的誤差信號之手段，其中，該 磁通量位置的誤差信號乃基於，由依據主磁通量的磁飽和 或是依據高頻的集膚效應所產生之高頻區域中之電動機物 -4- 1296876 责9月一妒替換頁 以及 理量的磁凸極性而獲得 從電動機輸入電壓、檢測電流、及速度推測値當中， 以磁通量觀測器來推測磁通量的大小及位置之手段；以及 適應性的調整做爲上述高頻成分抽出器的輸出之磁通 量位置的誤差信號之第1適應規則手段；以及
適應性的調整於上述磁通量觀測器當中，由磁通量推 測値及觀測器輸出的誤差値所計算之誤差信號之第2適應 規則手段；以及 因應速度，切換上述第1及第2適應規則手段之手 段；以及 從上述適應規則手段的輸出信號當中來推測速度的手 段。
1 4、如申請專利範圍第1 3項之交流電動機的無感測 器控制方法，其中，具備：爲了維持高頻區域中之電動機 物理量的磁凸極性並維持高效率，而調整磁通量之手段； 以及 對於推測磁通量、及推測轉子速度、及推測轉子位置 當中所產生的推測誤差，進行校正之推測誤差校正器；以 及 從磁通量觀測器中所推測出的磁通量向量，來計算磁 通量的位置之手段；以及 採用所推測的磁通量位置，將檢測電流分離爲磁通量 方向成分及轉矩成分，各自反饋之後，將之與上述磁通量 方向成分及轉矩成分的電流指令値加以比較，來實施電流 -5- 1296876 r" ...... ............. ~ X.—— — 丨老, J鄉1替換頁i .，… „r __________ 控制，使各個偏差爲零之手段；以及 比較所推測的速度及指令速度，來實施速度控制使其 偏差爲零，並輸出轉矩指令値或是相當於轉矩指令値的電 流指令値之手段；以及 於啓動之前判別磁極的N極或是S極之初始磁極推 測手段。
1 5、如申請專利範圍第1 3項之交流電動機的無感測 器控制方法’其中，因應速度來切換上述適應規則手段之 手段’具備：於包含零點速度或零點頻率之極低速區域 中’消除上述第2適應規則手段的輸出信號的功能；以及 於中高速區域中，消除上述第1適應規則手段的輸出信號 的功能。
1 6 '如申請專利範圍第1 3項之交流電動機的無感測 器@制I方法，其中，用於抽出上述基於電動機物理量的磁 β @ 1生所獲得的磁通量位置的誤差信號之手段，其所採用 的電動機物理量，爲電動機輸入電壓指令値與檢測電流， 或是檢測電壓與檢測電流。 1 7 '如申請專利範圍第1 3項之交流電動機的無感測 器^制1方法，其中，上述重疊高頻之手段具有，調整因應 輔率或是速度而重疊的高頻信號之手段。 -6 - 1 8 '如申請專利範圍第1 4項之交流電動機的無感測 器控制方法，其中，上述調整磁通量之手段，於包含零點 速度或零點頻率之極低速區域中，因應電動機的固有特性 來調整磁通量的大小，使得到可以檢測出磁通量位置的程 1296876
度之電動機物理量的磁凸極性，此外，因負載所產生的磁 通量位置的誤差，乃以重疊高頻的磁通量位置來調整，而 該調整手段乃藉由推測誤差與定子（一次）電流或是指令 電流來調整。 1 9、如申請專利範圍第1 4項之交流電動機的無感測 器控制方法，其中，上述初始磁極推測手段，具備：從上 述重疊高頻的2的N次方倍（N=-l、1、2、3、..........、
η )的高諧波當中，抽出至少一個頻率之信號處理部，並 判別磁極的Ν極或是S極。 20、一種交流電動機的無感測器控制裝置，其並未採 用速度感測器，而基於感應電動機的磁通量位置的推測 値，將電動機電流分離爲磁通量成分及轉矩成分，藉由獨 立控制個別成分，來實現感應電動機之高性能的控制性 能，其特徵爲：具備將高頻信號重疊於電動機的推測磁通 量軸上之高頻生成器；以及
從與上述高頻信號同樣頻率成分的電壓或是電流檢測 信號當中，抽出磁通量位置的誤差信號之高頻成分抽出 器，其中，該磁通量位置的誤差信號乃基於，由依據主磁 通量的磁飽和或是依據高頻的集膚效應所產生之高頻區域 中之電動機物理量的磁凸極性而獲得；以及 從電動機輸入電壓、檢測電流、及速度推測値當中， 推測磁通量的大小及位置之磁通量觀測器；以及 適應性的調整做爲上述高頻成分抽出器的輸出之磁通 量位置的誤差信號之第3適應調整器；以及 |〇Ι· ··纖—^ 適應性的調整於上述磁通量觀測器當中’由磁通量推 測値及觀測器輸出的誤差値所計算之誤差信號之第4適應 調整器；以及 因應速度，於極低速之際切換爲上述第3適應調整 器，於低速之際切換爲上述第3及上述第4適應調整器’ 於高速之際切換爲上述第4適應調整器之混成器；以及
從上述混成器的輸出値當中來生成速度推測値之速度 推測器。 2 1、如申請專利範圍第20項之交流電動機的無感測 器控制裝置，其中，具備：爲了調整高頻區域中之電動機 物理量的磁凸極性，而調整重疊磁通量指令及高頻信號的 磁通量位置之磁通量調整器；以及 從磁通量觀測器中所推測出的磁通量，來計算磁通量 的位置之磁通量位置運算器；以及
採用所計算的磁通量位置，將檢測電流分離爲磁通量 方向成分及轉矩成分，各自反饋之後，將之與上述磁通量 方向成分及轉矩成分的電流指令値加以比較，來實施電流 控制，使各個偏差爲零之電流控制器；以及 比較所推測的速度及指令速度，來實施速度控制使其 偏差爲零，並輸出轉矩指令値或是相當於轉矩指令値的電 流指令値之速度控制器。 2 2、如申請專利範圍第2 0項之交流電動機的無感測 器控制裝置，其中，上述高頻生成器具備：用於調整因應 輸出頻率或是速度而重疊的高頻信號之裝置。 -8 - 1296876
23、 如申請專利範圍第2〇項之交流電動機的無感測 器控制裝置，其中，上述高頻生成器將高頻信號重疊於電 壓指令値。 24、 如申請專利範圍第2()項之交流電動機的無感測 器控制裝置，其中，上述高頻生成器將高頻信號重疊於電 流指令値。
25、 如申請專利範圍第2〇項之交流電動機的無感測 器控制裝置，其中，上述磁通量觀測器具備因應輸出頻率 或速度，從電動機輸入電壓當中消除上述高頻信號之功 能。 2 6、如申請專利範圍第2 0項之交流電動機的無感測 器控制裝置，其中，於上述高頻成分抽出器中所得到的磁 通量位置的誤差信號，乃基於所重疊的高頻信號之阻抗或 是導納。
27、 如申請專利範圍第20項之交流電動機的無感測 器控制裝置，其中，上述混成器具備：於包含零點速度之 極低速區域中，消除上述第4適應調整器的輸出的功能； 以及於中高速區域中，消除上述第3適應調整器的輸出的 功能。 28、 如申請專利範圍第20項之交流電動機的無感測 器控制裝置，其中，上述速度推測器適應性的推測速度， 使爲混成器輸出値的誤差信號爲零。 29、 如申請專利範圍第2 1項之交流電動機的無感測 器控制裝置，其中，上述磁通量調整器，具備：因應至少 -9-
包含電動機的阻抗特性的電動機固有的特性來調整磁通量 的大小，來得到可進行磁通量位置檢測的程度的電動機物 理量的磁凸極性之機能，以及以重疊高頻率的磁通量位置 來調整由於負荷所產生的磁通量位置的誤差的機能。
3 0、如申請專利範圍第2 1項之交流電動機的無感測 器控制裝置，其中，上述電流控制器，在上述重疊的高頻 信號爲電壓的情況下，具備從反饋的電流當中消除重疊高 頻成分之功能，而在上述重疊的高頻信號爲電流的情況 下，則可設定控制器的應答頻率比重疊頻率數成分還高。 3 1、一種交流電動機的無感測器控制方法，其並未採 用速度感測器，而基於感應電動機的磁通量位置的推測 値，將電動機電流分離爲磁通量成分及轉矩成分，藉由獨 立控制個別成分，來實現感應電動機之高性能的控制性 能，其特徵爲：具備：將高頻信號重疊於電動機的推測磁 通量軸上之手段；以及
從與上述高頻信號同樣頻率成分的電壓或是電流檢測 信號當中，抽出磁通量位置的誤差信號之手段，其中，該 磁通量位置的誤差信號乃基於，由依據主磁通量的磁飽和 或是依據高頻的集膚效應所產生之高頻區域中之電動機物 理量的磁凸極性而獲得；以及 從電動機輸入電壓、檢測電流、及推測速度値當中， 以磁通量觀測器來推測磁通量的大小及位置之手段；以及 適應性的調整做爲上述高頻成分抽出器的輸出之磁通 量位置的誤差信號之第3適應規則手段；以及 -10- 適應性的調整於上述磁通量觀測器當中，由磁通量推 測値及觀測器輸出的誤差値所計算之誤差信號之第4適應 規則手段；以及 以速度或是輸出頻率，來切換上述第3及第4適應規 則手段之手段；以及 從上述適應規則手段的輸出信號當中來推測速度之手 段。
3 2、如申請專利範圍第3 1項之交流電動機的無感測 器控制方法，其中，具備：爲了調整高頻區域中之電動機 物理量的磁凸極性，而調整磁通量之手段；以及 從磁通量觀測器中所推測出的磁通量，來計算磁通量 的位置之手段；以及
採用所推測的磁通量位置，將檢測電流分離爲磁通量 方向成分及轉矩成分，各自反饋之後，將之與上述磁通量 方向成分及轉矩成分的電流指令値加以比較，來實施電流 控制，使各個偏差爲零之手段；以及 比較所推測的速度及指令速度，來實施速度控制使其 偏差爲零，並輸出轉矩指令値或是相當於轉矩指令値的電 流指令値之手段。 3 3、如申請專利範圍第31項之交流電動機的無感測 器控制方法’其中，切換上述適應規則手段之手段，具 備：於包含零點速度或零點頻率之極低速區域中，消除上 述第4適應規則手段的輸出信號的功能；以及於中高速區 域中，消除上述第3適應規則手段的輸出信號的功能。 -11 - 1296876 34 '如申請專利範圍第3 1項之交流電動機的無感測 器控制方法，其中，用來抽出上述基於電動機物理量的磁 凸極性所獲得的磁通量位置的誤差信號之手段、及以磁通 胃觀胃器來推測磁通量的大小及位置之手段，其所採用的 S動機物理量，爲電動機輸入電壓指令値與檢測電流、或 是檢測電壓與檢測電流。
3 5 '如申請專利範圍第3 i項之交流電動機的無感測 器控制方法，其中，上述重疊高頻之手段具有：調整因應 _出頻率或是速度而重疊的高頻信號之手段。
36、如申請專利範圍第32項之交流電動機的無感測器 控制方法，其中，於包含零點速度或零點頻率之極低速區 域中，因應至少包含電動機的阻抗特性的電動機的固有特 性來調整磁通量的大小，使得到可以檢測出磁通量位置的 程度之電動機物理量的磁凸極性，此外，因負載所產生的 磁通量位置的誤差，乃以重疊高頻的磁通量位置來調整， 而該調整手段乃藉由推測速度與定子（一次）電流或是指 令電流來調整。 -12- 1296876 第92107406號專利申請案 中文圖式修正頁民國96年9月6日修正 月σ-年脱 曰 寅 5rsl 画Z贼
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI455475B (zh) * 2012-01-24 2014-10-01 Mitsubishi Electric Corp 交流旋轉機之控制裝置

Families Citing this family (118)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7423395B2 (en) * 2002-07-08 2008-09-09 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Sensorless vector control method for alternating-current motor and control apparatus therefor
FI115873B (fi) * 2003-09-05 2005-07-29 Abb Oy Menetelmä avonapaisen kestomagneettitahtikoneen yhteydessä
JP4691916B2 (ja) * 2003-10-29 2011-06-01 ダイキン工業株式会社 回転位置角推定方法及び回転位置角推定装置、並びにモータの制御方法及びモータの制御装置
EP1769410A1 (en) * 2004-07-01 2007-04-04 International Rectifier Corporation Start-up method and system for permanent magnet synchronous motor drive
US7095209B2 (en) * 2004-09-29 2006-08-22 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus to regulate torque provided to loads
US7211984B2 (en) * 2004-11-09 2007-05-01 General Motors Corporation Start-up and restart of interior permanent magnet machines
KR100665061B1 (ko) * 2004-12-08 2007-01-09 삼성전자주식회사 모터의 속도 제어장치 및 속도 제어방법
US7449860B2 (en) * 2005-01-05 2008-11-11 Honeywell International Inc. Control technique for limiting the current of an induction machine drive system
JP4425193B2 (ja) * 2005-08-16 2010-03-03 三洋電機株式会社 モータの位置センサレス制御装置
JP4771126B2 (ja) * 2005-09-28 2011-09-14 富士電機株式会社 同期電動機駆動装置
US7557530B2 (en) * 2005-10-12 2009-07-07 Continental Automotive Systems Us, Inc. Method, apparatus and article for detecting rotor position
US7466088B2 (en) * 2005-12-16 2008-12-16 Hamilton Sundstrand Corporation Signal control for motor position determination
JP4899509B2 (ja) * 2006-01-07 2012-03-21 日本電産株式会社 交流電動機の回転子位相推定装置
KR101258087B1 (ko) * 2006-05-03 2013-04-25 엘지전자 주식회사 모터의 고속운전 제어 장치 및 그 방법
JP4754417B2 (ja) * 2006-06-26 2011-08-24 本田技研工業株式会社 永久磁石型回転電機の制御装置
US7602139B2 (en) * 2006-07-13 2009-10-13 International Rectifier Corporation Signal conditioning apparatus and method for determination of permanent magnet motor rotor position
US7932692B2 (en) * 2006-11-13 2011-04-26 Denso Corporation Control system for rotary electric machine with salient structure
WO2008108292A1 (ja) * 2007-03-07 2008-09-12 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki モータ制御装置とモータおよびトルクリプル補正方法
FI129765B (sv) * 2007-03-21 2022-08-15 Oy Kwh Mirka Ab Kompakt elektrisk slipmaskin
JP4587110B2 (ja) * 2007-06-01 2010-11-24 有限会社シー・アンド・エス国際研究所 同期電動機駆動制御のための回転子位相推定方法
JP4961292B2 (ja) * 2007-07-27 2012-06-27 三洋電機株式会社 モータ制御装置
JP5176420B2 (ja) * 2007-08-02 2013-04-03 株式会社ジェイテクト ブラシレスモータのセンサレス制御装置
CN101247104B (zh) * 2008-03-27 2010-06-02 无锡市飞象电子有限公司 定子磁链定向的交流电机旋转速度和转子位置推测方法
JP2009268267A (ja) * 2008-04-25 2009-11-12 Sanyo Electric Co Ltd モータ制御装置及び発電機制御装置
JP5428202B2 (ja) * 2008-05-29 2014-02-26 富士電機株式会社 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP5309838B2 (ja) * 2008-09-26 2013-10-09 株式会社安川電機 交流電動機の制御装置及びその制御方法
JP4751435B2 (ja) * 2008-10-09 2011-08-17 株式会社東芝 モータ磁極位置検出装置，モータ制御装置，モータ駆動システム及び洗濯機
CN102362424B (zh) * 2009-03-25 2014-12-17 三菱电机株式会社 旋转电机的控制装置以及控制方法
JP5271409B2 (ja) * 2009-03-25 2013-08-21 三菱電機株式会社 回転電機の制御装置
FR2944659B1 (fr) * 2009-04-21 2011-04-01 Schneider Toshiba Inverter Procede de determination de la position du vecteur de flux d'un moteur
KR101470025B1 (ko) * 2009-07-06 2014-12-15 현대자동차주식회사 비상 운전용 고효율 영구자석 동기모터의 각도위치 센서리스 제어 방법
US8339081B2 (en) * 2009-09-11 2012-12-25 GM Global Technology Operations LLC Method and apparatus for low speed permanent magnet motor operation
EP2337211B1 (en) * 2009-12-18 2012-09-26 ABB Oy Method and arrangement for controlling permanent magnet synchronous machines
RU2438229C1 (ru) * 2010-07-29 2011-12-27 Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Национальный исследовательский Томский политехнический университет" Устройство управления асинхронным двигателем
US8531143B2 (en) 2010-09-10 2013-09-10 Wisconsin Alumni Research Foundation Permanent magnet motor with stator-based saliency for position sensorless drive
JP5652217B2 (ja) * 2011-01-18 2015-01-14 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
CN102651629B (zh) * 2011-02-23 2016-03-23 上海捷能汽车技术有限公司 一种永磁磁链的在线估算方法
US8723460B2 (en) 2011-02-23 2014-05-13 Deere & Company Method and system for controlling an electric motor with compensation for time delay in position determination
US8547045B2 (en) 2011-02-23 2013-10-01 Deere & Company Method and system controlling an electrical motor with temperature compensation
US8456115B2 (en) 2011-02-23 2013-06-04 Deere & Company Method and system for controlling an electric motor with variable switching frequency at variable operating speeds
US8624531B2 (en) 2011-02-24 2014-01-07 Deere & Company Method and system for evaluating electrical connections between a motor controller and motor
US8796983B2 (en) 2011-02-24 2014-08-05 Deere & Company Method and system for determining a position of a rotor of an electric motor with noise reduction
US8810189B2 (en) 2011-02-25 2014-08-19 Deere & Company Machine systems including pre-power diagnostics
US8552673B2 (en) 2011-02-28 2013-10-08 Deere & Company Interior permanent magnet machine systems and methods for controlling interior permanent magnet machines
US8744794B2 (en) 2011-02-28 2014-06-03 Deere & Company Method and apparatus for characterizing an interior permanent magnet machine
US8450962B2 (en) 2011-02-28 2013-05-28 Deere & Company System for controlling a motor
US8575482B2 (en) 2011-02-28 2013-11-05 Deere & Company Interface for an enclosure for housing an electrical or electronic device
US8531141B2 (en) 2011-02-28 2013-09-10 Deere & Company System for calibrating an electrical control system
US8648555B2 (en) 2011-02-28 2014-02-11 Deere & Company Method and system for controlling an electric motor at or near stall conditions
US8410737B2 (en) 2011-02-28 2013-04-02 Deere & Company Device and method for generating an initial controller lookup table for an IPM machine
US8880250B2 (en) 2011-02-28 2014-11-04 Deere & Company DC bus voltage control
US8853979B2 (en) 2011-02-28 2014-10-07 Deere & Company Method and system for calibrating rotor position offset of an electric motor
JP5401500B2 (ja) * 2011-04-19 2014-01-29 株式会社日立産機システム 電力変換装置、電動機制御システム
US8644992B2 (en) * 2011-05-05 2014-02-04 General Electric Company Method to improve washer motor efficiency and performance
EP2552015B1 (en) 2011-07-28 2018-05-16 Vestas Wind Systems A/S A method of position sensorless control of an electrical machine
EP2552014A3 (en) 2011-07-28 2016-08-17 Vestas Wind Systems A/S A method of position sensorless control of an electrical machine
JP5652664B2 (ja) * 2011-10-21 2015-01-14 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 回転電機制御装置
DE102012205540B4 (de) * 2012-04-04 2023-08-17 Vitesco Technologies GmbH Verfahren und Vorrichtung zur sensorlosen Regelung einer fremderregten Synchronmaschine
JP5843687B2 (ja) * 2012-04-17 2016-01-13 三菱電機株式会社 モータ制御装置及びモータ制御システム
US8872455B2 (en) 2012-05-22 2014-10-28 Deere & Company Method and controller for an electric motor with fault detection
CN102739150B (zh) * 2012-06-20 2014-07-30 哈尔滨工业大学 无传感器永磁同步电机的参数辨识控制装置及控制方法
US9093878B2 (en) 2012-11-01 2015-07-28 General Electric Company Sensorless electric machine
US9906108B2 (en) 2012-11-01 2018-02-27 General Electric Company Sensorless electric machine
US9641033B2 (en) 2013-09-06 2017-05-02 General Electric Company Electric machine having offset rotor sections
US9941775B2 (en) 2012-11-01 2018-04-10 General Electric Company D-ring implementation in skewed rotor assembly
US9871418B2 (en) 2012-11-01 2018-01-16 General Electric Company Sensorless electric machine
US9287812B2 (en) 2013-06-29 2016-03-15 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for stability control of open loop motor drive operation
US9054621B2 (en) 2013-04-23 2015-06-09 Rockwell Automation Technologies, Inc. Position sensorless open loop control for motor drives with output filter and transformer
US9490738B2 (en) 2013-01-16 2016-11-08 Rockwell Automation Technologies, Inc. Sensorless motor drive vector control
US10158314B2 (en) 2013-01-16 2018-12-18 Rockwell Automation Technologies, Inc. Feedforward control of motor drives with output sinewave filter
US9054611B2 (en) 2013-06-29 2015-06-09 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for stability control of open loop motor drive operation
US9294019B2 (en) 2013-01-16 2016-03-22 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for controlling power converter with inverter output filter
US9124209B2 (en) 2013-01-16 2015-09-01 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for controlling power converter with inverter output filter
US9231500B2 (en) * 2013-01-30 2016-01-05 Nidec Motor Corporation Sensorless motor braking system
JP5693652B2 (ja) * 2013-05-13 2015-04-01 三菱電機株式会社 同期機制御装置
FR3006126B1 (fr) 2013-05-21 2015-05-15 IFP Energies Nouvelles Procede de determination de la position et de la vitesse d'un rotor d'une machine electrique synchrone au moyen d'observateurs d'etat
JP6209372B2 (ja) * 2013-06-27 2017-10-04 株式会社安川電機 回転電機及び回転電機の制御装置
FR3009145B1 (fr) * 2013-07-24 2017-06-09 Thales Sa Baie modulaire d'onduleurs et son procede de pilotage pour un ensemble de machines electriques depourvues de capteurs de position
US9906082B2 (en) 2013-09-06 2018-02-27 General Electric Company Electric machine having reduced torque oscillations and axial thrust
JP2015136237A (ja) * 2014-01-17 2015-07-27 株式会社安川電機 回転電機制御装置、回転電機制御方法、及び制御マップの作成方法
WO2015189896A1 (ja) 2014-06-09 2015-12-17 株式会社安川電機 回転電機、回転電機の制御装置、回転電機の制御方法
US9374028B2 (en) 2014-08-22 2016-06-21 Rockwell Automation Technologies, Inc. Transition scheme for position sensorless control of AC motor drives
JP6344151B2 (ja) * 2014-08-29 2018-06-20 株式会社リコー 位置推定装置、モータ駆動制御装置、位置推定方法及びプログラム
JP6303947B2 (ja) * 2014-09-17 2018-04-04 株式会社デンソー リラクタンス同期モータの駆動制御方法及びリラクタンス同期モータの駆動制御装置
US9716460B2 (en) 2015-01-28 2017-07-25 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for speed reversal control of motor drive
US9774284B2 (en) 2015-02-19 2017-09-26 Rockwell Automation Technologies, Inc. Rotor position estimation apparatus and methods
JP6541092B2 (ja) * 2015-05-19 2019-07-10 富士電機株式会社 永久磁石同期電動機の制御装置
JP6135713B2 (ja) * 2015-06-18 2017-05-31 株式会社安川電機 モータ制御装置、磁束指令の生成装置および磁束指令の生成方法
JP6580899B2 (ja) * 2015-08-26 2019-09-25 株式会社東芝 ドライブシステムおよびインバータ装置
JP6243385B2 (ja) * 2015-10-19 2017-12-06 ファナック株式会社 モータ電流制御における補正値を学習する機械学習装置および方法ならびに該機械学習装置を備えた補正値計算装置およびモータ駆動装置
US9800190B2 (en) 2016-02-03 2017-10-24 Rockwell Automation Technologies, Inc. Control of motor drives with output sinewave filter capacitor current compensation using sinewave filter transfer function
JP6414109B2 (ja) 2016-03-18 2018-10-31 株式会社安川電機 交流電動機の回転制御装置及び交流電動機の回転制御方法
US9985565B2 (en) 2016-04-18 2018-05-29 Rockwell Automation Technologies, Inc. Sensorless motor drive vector control with feedback compensation for filter capacitor current
CN105932912A (zh) * 2016-05-17 2016-09-07 厦门理工学院 一种永磁同步电机转子初始位置检测方法
JP6767213B2 (ja) * 2016-09-05 2020-10-14 東芝インフラシステムズ株式会社 インバータ制御装置および電動機駆動システム
US9948224B1 (en) 2016-10-17 2018-04-17 General Electric Company System and method for sensorless control of electric machines using magnetic alignment signatures
US10020766B2 (en) 2016-11-15 2018-07-10 Rockwell Automation Technologies, Inc. Current control of motor drives with output sinewave filter
JP6870433B2 (ja) * 2017-03-31 2021-05-12 セイコーエプソン株式会社 制御装置、およびロボットシステム
KR101941976B1 (ko) * 2017-09-19 2019-01-24 서울대학교산학협력단 전동기 제어장치
WO2019149675A1 (en) * 2018-01-31 2019-08-08 Atlas Copco Industrial Technique Ab Slotless synchronous permanent magnet motor
CN108599651B (zh) * 2018-05-15 2020-07-03 华中科技大学 基于虚拟电压注入的感应电机无速度传感器驱动控制方法
CN108718165B (zh) * 2018-06-14 2020-01-10 华中科技大学 一种基于误差补偿的感应电机零频稳定控制方法
KR102609253B1 (ko) * 2018-09-11 2023-12-05 한온시스템 주식회사 모터 제어 장치 및 방법
US10833620B2 (en) * 2018-10-05 2020-11-10 Steering Solutions Ip Holding Corporation Dynamic estimation of supply current for electric motor drive
CN111327243B (zh) 2018-12-13 2022-05-27 台达电子工业股份有限公司 旋转电机控制装置及其控制方法
TWI686047B (zh) * 2018-12-13 2020-02-21 台達電子工業股份有限公司 旋轉電機控制裝置及其控制方法
ES2993159T3 (en) 2019-03-12 2024-12-23 Schneider Toshiba Inverter Europe Sas Estimation of the amplitude of a periodic component in a measured signal through a delta-sigma modulator
US11374514B2 (en) 2019-04-25 2022-06-28 Black & Decker Inc. Sensorless variable conduction control for brushless motor
US11196371B2 (en) 2020-01-10 2021-12-07 DRiV Automotive Inc. Sensorless position detection for electric motor
JP7390914B2 (ja) * 2020-02-04 2023-12-04 ニデックインスツルメンツ株式会社 モータ制御方法、モータ駆動装置、産業用ロボットの制御方法、及び産業用ロボット
WO2022202817A1 (ja) * 2021-03-26 2022-09-29 ファナック株式会社 同期モータ制御装置
CN115208262B (zh) 2021-04-08 2026-01-02 台达电子工业股份有限公司 马达控制装置及马达控制方法
TWI774315B (zh) * 2021-04-08 2022-08-11 台達電子工業股份有限公司 馬達控制裝置及馬達控制方法
KR102426117B1 (ko) * 2021-11-25 2022-07-28 주식회사 바바텍 전동기 제어 시스템 및 그에 대한 방법
US12341459B2 (en) 2023-02-09 2025-06-24 Haier Us Appliance Solutions, Inc. Method for avoiding stalled motor in a stand mixer with sensorless BLDC drive
US12355374B2 (en) 2023-02-09 2025-07-08 Haier Us Appliance Solutions, Inc. Field weakening for BLDC stand mixer
US12398717B2 (en) 2023-02-09 2025-08-26 Haier Us Appliance Solutions, Inc. Single phase field oriented control for a linear compressor
US12395103B2 (en) 2023-03-21 2025-08-19 Haier Us Appliance Solutions, Inc. Standstill angle detection for salient motors

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5334923A (en) * 1990-10-01 1994-08-02 Wisconsin Alumni Research Foundation Motor torque control method and apparatus
US5585709A (en) * 1993-12-22 1996-12-17 Wisconsin Alumni Research Foundation Method and apparatus for transducerless position and velocity estimation in drives for AC machines
US5559419A (en) * 1993-12-22 1996-09-24 Wisconsin Alumni Research Foundation Method and apparatus for transducerless flux estimation in drives for induction machines
JP3530911B2 (ja) * 1995-03-29 2004-05-24 正 深尾 可変速発電電動機
JP3253004B2 (ja) * 1996-01-12 2002-02-04 株式会社安川電機 永久磁石形同期電動機の速度推定方法及びその回転子ずれ角推定方法並びに回転子位置修正方法
JP3710621B2 (ja) * 1998-05-29 2005-10-26 三菱電機株式会社 誘導電動機の制御装置
US6069467A (en) * 1998-11-16 2000-05-30 General Electric Company Sensorless rotor tracking of induction machines with asymmetrical rotor resistance
US6462491B1 (en) * 1999-01-27 2002-10-08 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Position sensorless motor control apparatus
JP3419725B2 (ja) 1999-01-27 2003-06-23 松下電器産業株式会社 位置センサレスモータ制御装置
US6639380B2 (en) * 2000-07-14 2003-10-28 Sul Seung-Ki Method and system of sensorless field orientation control for an AC motor
JP2002051580A (ja) * 2000-08-03 2002-02-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd 同期モータの位置センサレス制御方法および位置センサレス制御装置。
US6429616B1 (en) * 2001-03-29 2002-08-06 Ford Global Technologies, Inc. Method of estimating the DC bus voltage in electric machine drives
US6703809B2 (en) * 2002-03-05 2004-03-09 Rockwell Automation Technologies, Inc. Flux position identifier using high frequency injection with the presence of a rich harmonic spectrum in a responding signal

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI455475B (zh) * 2012-01-24 2014-10-01 Mitsubishi Electric Corp 交流旋轉機之控制裝置

Also Published As

Publication number Publication date
CN1322667C (zh) 2007-06-20
WO2003084050A1 (en) 2003-10-09
JP2003299381A (ja) 2003-10-17
JP4370754B2 (ja) 2009-11-25
US20050146306A1 (en) 2005-07-07
EP1492224A1 (en) 2004-12-29
CN1647359A (zh) 2005-07-27
US7045988B2 (en) 2006-05-16
TW200306059A (en) 2003-11-01

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