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WO2022202817A1 - 同期モータ制御装置 - Google Patents

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WO2022202817A1
WO2022202817A1 PCT/JP2022/013186 JP2022013186W WO2022202817A1 WO 2022202817 A1 WO2022202817 A1 WO 2022202817A1 JP 2022013186 W JP2022013186 W JP 2022013186W WO 2022202817 A1 WO2022202817 A1 WO 2022202817A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
synchronous motor
zero
phase
torque
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2022/013186
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
謙治 ▲高▼橋
智久 堤
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fanuc Corp
Original Assignee
Fanuc Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fanuc Corp filed Critical Fanuc Corp
Priority to DE112022000716.8T priority Critical patent/DE112022000716T5/de
Priority to US18/279,269 priority patent/US12388384B2/en
Priority to JP2023509200A priority patent/JP7568832B2/ja
Priority to CN202280017878.9A priority patent/CN117044097A/zh
Publication of WO2022202817A1 publication Critical patent/WO2022202817A1/ja
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Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/20—Estimation of torque
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop

Definitions

  • the present invention relates to a synchronous motor control device.
  • a dq coordinate control system In a synchronous motor, a dq coordinate control system is used to apply current to appropriate phase windings according to the magnetic pole position of the rotor to generate the desired torque. In such a synchronous motor, it is necessary to detect the initial position of the magnetic poles in order to properly control the rotor.
  • a magnetic pole initial position detection method using DC excitation is known as a technique for detecting the magnetic pole initial position in a synchronous motor.
  • a constant excitation current with a fixed current phase continues to flow through the synchronous motor, and after the rotor finally stops, the magnetic pole position is initialized by the current phase.
  • Synchronous motors include synchronous motors with position detection sensors for detecting the magnetic pole position of the rotor and synchronous motors without position detection sensors.
  • Patent Document 1 discloses that, in a synchronous motor having a position detection sensor for detecting the rotor position, the polarity of the acceleration of the rotor is determined from the output of the position detection sensor when a constant excitation current due to DC excitation continues to flow through the synchronous motor. Describe a magnetic pole initial position detection device that detects the time when the torque generated in the rotor becomes zero by detecting the time of change and acquires the magnetic pole initial position based on the actual rotor position at this time (for example, paragraph See [0047]).
  • Patent Document 2 discloses that "an interference current generated in the ⁇ -axis direction when a ⁇ -axis current command from a ⁇ -axis current generating circuit is given as a stepwise alternating current command is observed in a ⁇ / ⁇ s generation circuit and stored. and preliminarily determines the magnetic pole position estimation start phase ⁇ s from the memorized magnitude relationship of the interference current” (abstract).
  • Patent Document 3 describes a synchronous motor control device that performs sensorless control, which includes a feedback current detection unit that detects any one phase current flowing in a PM motor 1 selected by a phase selection signal s as a feedback current Ir; A phase voltage command calculator for calculating a phase voltage command value V* based on a phase current command value I* and a feedback current Ifb, and a three-phase phase voltage command value V* for a phase selected by a phase selection signal s. a three-phase voltage command calculation unit for calculating a voltage command value, and an initial phase selection unit for outputting an initial phase ⁇ 0 set according to the phase selection signal” (abstract).
  • One aspect of the present disclosure is a synchronous motor control device that performs drive control of a synchronous motor by sensorless control, which generates a direct-current excitation command that generates a command to pass a constant excitation current with a fixed current phase to the synchronous motor. and when the excitation current based on the command is flowing through the synchronous motor, the torque generated in the rotor of the synchronous motor becomes equivalent to zero based on data related to voltage or current control for the synchronous motor.
  • a synchronous motor control device comprising: a zero torque equivalent detection unit that detects a time point; and a magnetic pole position update unit that initializes the magnetic pole position based on the fixed current phase at the time point when the detected torque becomes equivalent to zero.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the magnitude of an excitation current to be applied to obtain the magnetic pole initial position of a synchronous motor having saliency, in which the horizontal axis indicates the shift amount ⁇ and the vertical axis indicates the torque Tr . It is a diagram for explaining the magnitude of the excitation current to be applied to obtain the magnetic pole initial position of a synchronous motor having saliency. Show things. It is a figure which illustrates the relationship between the temperature of the permanent magnet provided in a synchronous motor, and the magnetic flux density of the main magnetic flux of a synchronous motor.
  • 4 is a functional block diagram of an excitation position estimator in the motor control device; FIG. FIG. 4 is a waveform diagram of Q-phase current, D-phase current, etc. during DC excitation; FIG.
  • FIG. 4 is a waveform diagram of the rotor actual position, the Q-phase current integrated value, and the rotor actual speed during DC excitation;
  • FIG. 4 is a waveform diagram of a D-phase voltage, a Q-phase voltage, etc. during DC excitation;
  • FIG. 4 is a waveform diagram of a D-phase voltage after high-pass filtering;
  • FIG. 5 is a waveform diagram showing an example of operation when torque equivalent to zero is detected using a Q-phase current integrated value; It is a flow chart showing magnetic pole initial position detection processing.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a synchronous motor control device 100 (hereinafter referred to as the motor control device 100) according to one embodiment.
  • the motor control device 100 is a control device that performs drive control, that is, sensorless control, for the synchronous motor 2 that does not have a position detection sensor.
  • the motor control device 100 receives a speed command ⁇ cmd from a host control device, generates an appropriate torque in the synchronous motor 2, and executes drive control.
  • the motor control device 100 In order to appropriately control the synchronous motor 2, the motor control device 100 needs to grasp the position of the rotor of the synchronous motor 2, that is, the magnetic pole position.
  • the motor control device 100 is configured to detect the magnetic pole initial position using data relating to voltage or current control prior to executing sensorless control to which the speed command ⁇ cmd is applied. When the magnetic pole initial position is detected, the motor control device 100 shifts to normal sensorless control to which the speed command ⁇ cmd is applied.
  • the motor control device 100 includes a speed control unit 31, a current command generation unit 32, a current control unit 33, a dq three-phase conversion unit 34, a power conversion unit 35, a three-phase dq conversion unit 36 , a velocity calculator 37 and a magnetic pole position estimator 40 .
  • the speed controller 31 generates a torque command T cmd based on the speed command ⁇ cmd and the rotor speed ⁇ m of the synchronous motor 2 obtained by the speed calculator 37 .
  • the current command generator 32 generates a d-axis current command Idc and a q-axis current command Iqc based on the torque command Tcmd and the rotor speed ⁇ m of the synchronous motor 2 obtained by the speed calculator 37. .
  • the three-phase dq conversion unit 36 performs three-phase dq conversion on the three-phase currents Iu , Iv , and Iw output from the power conversion unit 35 based on the magnetic pole position ( ⁇ e ) detected by the magnetic pole position estimation unit 40. , the d-axis current I d and the q-axis current I q to the current controller 33 . Note that the three-phase dq converter 36 converts the U -phase current ( Iu ) and V -phase current ( Iv ) to the W -phase current ( Iw ).
  • the switch SW is connected to the current command generator 32 side, and the current command from the current command generator 32 is input to the current controller 33 .
  • the switch SW is connected to the magnetic pole position estimating section 40 side, and the DC excitation command from the magnetic pole position estimating section 40 is input to the current control section 33 .
  • the current control unit 33 During normal motor control, the current control unit 33 generates d -axis voltage commands Vdc and q A shaft voltage command V qc is generated.
  • a d-axis voltage command Vdc and a q-axis voltage command Vqc for current flow are generated. It should be noted that the current control unit 33 performs control using the d-axis current I d and the q-axis current I q fed back from the three-phase dq conversion unit 36 even during DC excitation.
  • the dq three-phase converter 34 performs dq three-phase conversion on the d-axis voltage command Vdc and the q-axis voltage command Vqc based on the magnetic pole position ( ⁇ e) detected by the magnetic pole position estimator 40, and converts the three-phase voltage command Vuc , V vc and V wc are output to the power converter 35 .
  • the power conversion unit 35 is composed of, for example, an inverter (three-phase inverter) composed of a full bridge circuit of semiconductor switching elements, and turns the semiconductor switching elements on and off based on the received three-phase voltage commands V uc , V vc , and V wc . and outputs three-phase currents Iu , Iv , and Iw for driving the synchronous motor 2.
  • an inverter three-phase inverter
  • the speed control unit 31, the current command generation unit 32, the current control unit 33, the dq three-phase conversion unit 34, the three-phase dq conversion unit 36, the speed calculation unit 37, and the magnetic pole position estimation unit 40 are implemented by a CPU core , a memory, an interface function with an external device, and the like are integrated in the microcontroller 3 . That is, in this case, the speed control unit 31, the current command generation unit 32, the current control unit 33, the dq three-phase conversion unit 34, the three-phase dq conversion unit 36, the speed calculation unit 37, and the magnetic pole position estimation unit 40 are connected to the microcontroller 3 can be implemented as software functions executed under the control of the CPU. Alternatively, each of these functional blocks may be realized by a configuration mainly composed of hardware such as ASIC (Application Specific Integrated Circuit).
  • ASIC Application Specific Integrated Circuit
  • the magnetic pole position estimator 40 detects the magnetic pole initial position based on data related to voltage or current control when a constant excitation current with a fixed current phase continues to flow through the synchronous motor 2 during the magnetic pole initial position detection operation. to get The magnetic pole position estimating unit 40 initializes the magnetic pole position counter with the acquired magnetic pole initial position, and after that, magnetic pole position information estimated by sensorless control (hereinafter, such information is also referred to as electrical angle feedback). is updated to keep outputting the magnetic pole position ( ⁇ e). Based on the magnetic pole position ( ⁇ e) signal, the speed calculator 37 calculates the rotor speed by, for example, multiplying the change amount ( ⁇ e) of the magnetic pole position by a speed conversion factor. The details of the function of the magnetic pole position estimation unit 40 will be described later.
  • FIGS. 2A and 2B are diagrams illustrating the behavior of the rotor of the synchronous motor 2 when the current phase is fixed and a constant excitation current continues to flow through the synchronous motor 2.
  • FIG. 2B is an enlarged view of FIG. 2A along the time axis.
  • the solid line indicates the time course of the actual rotor position of the synchronous motor 2
  • the dashed line indicates the speed (rotational angular speed) of the synchronous motor 2.
  • the rotor of the synchronous motor 2 vibrates in the rotational direction, as illustrated in FIGS. 2A and 2B. The vibration of the synchronous motor 2 gradually attenuates, and the rotor finally stops.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between a dq coordinate system related to a synchronous motor and a dq coordinate system related to a motor control device that controls the synchronous motor.
  • dm and qm be the coordinate axes of the dq coordinate system relating to the synchronous motor
  • dc and qc be the coordinate axes of the dq coordinate system relating to the motor control device that controls the synchronous motor.
  • ⁇ be the amount of deviation of the d-axis between the coordinate systems (that is, the angle formed by the coordinate axis d m and the coordinate axis dc).
  • the deviation amount ⁇ is also the q-axis deviation amount between the coordinate systems (that is, the angle formed by the coordinate axis q m and the coordinate axis q c ).
  • Ie be a constant excitation current whose current phase is fixed at 0 degrees in the dq coordinate system of the motor control device.
  • the exciting current I e is represented by Equation (1) in the dq coordinate system for the synchronous motor.
  • Tr the torque generated when the exciting current I e is applied to the synchronous motor having saliency. Tr is expressed as in Equation (2).
  • FIG. 4A-4B the magnitude of the exciting current Ie to be supplied to obtain the magnetic pole initial position of the synchronous motor having saliency will be described with reference to FIGS. 4A-4B and 5.
  • FIGS. 4A and 4B are diagrams for explaining the magnitude of the excitation current to be applied to obtain the magnetic pole initial position of a synchronous motor having saliency.
  • the horizontal axis indicates the deviation ⁇
  • the vertical axis indicates the torque Tr .
  • the horizontal axis indicates the amount of deviation ⁇
  • the vertical axis indicates the result obtained by dividing the generated torque formula by the Q-phase current.
  • the two-dot chain line shows the case where the excitation current I e is 30 Arms
  • the one-dot chain line shows the case where the excitation current I e is 60 Arms
  • the solid line shows the case where the excitation current I e is 80 Arms.
  • the magnitude of the excitation current Ie shown in FIGS. 4A and 4B is merely an example.
  • inequality (5) is obtained from inequality (4).
  • inequality (6) is obtained.
  • the constant excitation current Ie whose current phase is fixed should be set to a magnitude that satisfies the inequality (6).
  • the magnetic pole position estimating unit 40 performs excitation below the upper limit value “ ⁇ /(L q ⁇ L d )”. A command is generated to cause the current I e to flow to the synchronous motor 2 .
  • the upper limit of the exciting current Ie may be set in consideration of the temperature rise of the permanent magnets that is assumed when the synchronous motor 2 having saliency is driven.
  • the magnitude of the exciting current Ie to be supplied to obtain the magnetic pole initial position considering the temperature rise of the permanent magnets of the synchronous motor having saliency will be described with reference to FIG.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating the relationship between the temperature of permanent magnets provided in the synchronous motor and the magnetic flux density of the main magnetic flux of the synchronous motor.
  • the horizontal axis indicates the temperature of the permanent magnets provided in the synchronous motor 2
  • the vertical axis indicates the magnetic flux density ratio when the magnetic flux density is 100% when the permanent magnet temperature is 20.degree.
  • the numerical values shown in FIG. 5 are merely examples, and other numerical values may be used.
  • the exciting current I e is limited in consideration of the magnetic flux ⁇ min (minimum magnetic flux density) at the assumed maximum temperature of the permanent magnets of the synchronous motor 2 . That is, inequality (7) can be obtained from inequality (6).
  • the constant excitation current Ie with a fixed current phase should be set to: It may be set to a size that satisfies the inequality (7).
  • the magnetic pole position estimator 40 generates a command to supply the synchronous motor 2 with an excitation current I e that is less than the upper limit value “ ⁇ min /(L q ⁇ L d )”.
  • FIG. 6 is a functional block diagram of the magnetic pole position estimator 40.
  • the magnetic pole position estimator 40 includes a DC excitation command generator 41, a zero torque equivalent detector 42, a magnetic pole position updater 43, and a sensorless control calculation for executing estimation calculation during normal sensorless control. a portion 44;
  • the command generated by the DC excitation command generation section 41 is sent to the current control section 33 in the motor control device 100 for controlling the driving of the synchronous motor 2 .
  • the current control unit 33 generates a voltage command based on the current command received from the DC excitation command generation unit 41 and the current feedback (I d , I q ) converted with a fixed current phase, and the power conversion unit 35 applies a drive voltage to the synchronous motor 2 based on the received voltage command, thereby generating a constant excitation current with a fixed current phase.
  • this excitation current as a drive source, the synchronous motor 2 begins to be attracted to the phase position of the excitation phase.
  • the zero torque equivalent detector 42 detects the time when the torque applied to the rotor becomes equivalent to zero by processing data related to voltage or current control when a constant excitation current with a fixed current phase is flowing through the synchronous motor 2 . to detect
  • the zero torque detector 42 has a current/voltage data processing unit 42a.
  • the current/voltage data processor 42a processes data related to voltage or current control and detects when the torque becomes zero.
  • the magnetic pole position updating unit 43 regards the current phase (that is, the excitation phase) at that time as the magnetic pole phase and initializes the magnetic pole position counter 43a. As a result, the magnetic pole initial position of the rotor is detected. When the magnetic pole initial position is detected in this manner, the motor control device 100 shifts to normal sensorless control operation that applies a speed command. During normal operation under sensorless control, the sensorless control calculation unit 44 performs calculations for obtaining the rotor position or speed using a predetermined algorithm. During normal operation, the magnetic pole position updating unit 43 continues the operation of updating the magnetic pole position counter 43a based on the rotor position information (electrical angle feedback) obtained from the sensorless control calculating unit 44 and outputting the magnetic pole position ( ⁇ e).
  • the sensorless control calculation unit 44 performs calculations for obtaining the rotor position or speed using a predetermined algorithm.
  • a method of estimating the rotor position, etc. by the sensorless control method during normal operation (estimation calculation algorithm executed by the sensorless control calculation unit 44)
  • a method of using the voltage of the speed electromotive force induced in the motor windings is used.
  • Various methods are known in the art, such as a method using the rotor position dependence of the winding inductance value, and in this embodiment, various methods known in the art as sensorless control methods are applied. be able to.
  • the zero torque equivalent detection unit 42 has a function of detecting a time point corresponding to zero torque based on the current data and a time point corresponding to zero torque based on the voltage command data as a function of detecting a time point corresponding to zero torque applied to the rotor during DC excitation. and a function to detect Specifically, the zero torque equivalent detection unit 42 is configured to detect the time when the torque becomes equivalent to zero according to (1) to (4) described below.
  • the zero torque equivalent detector 42 can detect the zero torque equivalent by any of the following functions (A1) to (A1) A function of detecting a phase equivalent to zero torque using the Q-phase current. (A2) A function of detecting a phase equivalent to zero torque using the D-phase current. (A3) A function of detecting a phase equivalent to zero torque using the D-phase voltage command. (A4) A function of detecting a phase equivalent to zero torque using the Q-phase voltage command.
  • the Q-phase current Iq when the Q -phase current Iq during excitation crosses zero, the polarity of the generated torque (Tr) changes. This time is the time when the torque is zero.
  • current control is performed by the current control unit 33 even during magnetic pole detection, changes in the Q -phase current Iq are small, and direct detection of the zero cross is likely to cause erroneous detection.
  • the Q-phase current Iq which corresponds to torque, corresponds to acceleration, and the Q-phase current integrated value obtained by integrating this is considered to correspond to speed, the extreme values (maximum value, minimum value) of this Q-phase current integrated value are If detected, it corresponds to detection of zero torque. Since the polarity of the Q-phase current detected at this time is opposite to the polarity of the actual torque, the Q-phase current integrated value is obtained by ⁇ (-I q ) in order to align the polarities.
  • Figure 7 shows the Q-phase current (I q ), D-phase current (I d ), and rotor actual position when the D-phase current command (I d command) is set to a constant value and the Q-phase current command (I q command) is set to zero. , shows an example of the time course of the actual rotor speed.
  • the graph labeled 171 represents the Id command
  • the graph labeled 172 represents the D-phase current (I d )
  • the graph labeled 173 represents the Iq command
  • the graph represents the Q-phase current (I q )
  • the graph labeled 175 represents the actual rotor speed
  • the dashed line graph labeled 176 represents the actual rotor position.
  • the integrated value of the Iq current is used to detect the point of time corresponding to zero torque.
  • FIG. 8 is a diagram showing temporal transitions of the rotor actual position, the Q-phase current integrated value, and the rotor actual speed during execution of DC excitation.
  • Graph 181 in FIG. 8 indicates the actual rotor position
  • graph 182 indicates the Q-phase current integrated value
  • graph 183 indicates the actual rotor speed.
  • the DC excitation starts at time t1
  • the rotor begins to be attracted to the phase position of the excitation phase and starts to vibrate. This oscillation is damped.
  • the graph 182 showing the Q-phase current integrated value at this time is almost the same as the graph 183 showing the actual rotor speed. Therefore, the Q-phase current integrated value can be used as data indicating the rotor speed.
  • a dashed line denoted by reference numeral 184 indicates one of the points in time when the Q-phase current integrated value (rotor speed) takes an extreme value and corresponds to zero torque.
  • (A2) A function of detecting a phase equivalent to zero torque using the D-phase current. Next, a method for detecting the point of time equivalent to zero torque using the D-phase current will be described.
  • the D-phase voltage formula is represented by the following formula (8).
  • the Q-phase current Iqc is controlled to be approximately 0, so the D-phase current is considered to be the following formula (9).
  • Vdc in the numerator is the component generated by current control
  • the second term is the interference component with the d-axis caused by the magnetic pole deviation. Therefore, in order to keep I dc constant, a voltage command is generated by adding the voltage command for setting the interference component voltage to 0 and the resistance component voltage R*I e as the control voltage.
  • the voltage command component for suppressing the interference component has a slight time delay with respect to the interference component voltage. Assuming that the phase delay due to this time delay is ⁇ , the D-phase current is considered to be expressed by the following equation (11).
  • FIG. 7 includes a graph 172 representing the D-phase current waveform. From the positional relationship between the waveform data (reference numeral 172) of the D-phase current in FIG. You can understand that they are consistent. Therefore, the zero torque equivalent detector 42 can detect the time when the torque is equivalent to zero by detecting the time when the D-phase current reaches the maximum (maximum).
  • Equation (14) When the D-phase voltage represented by Equation (13) is passed through a high-pass filter, the result after filtering is as shown in Equation (14) below.
  • FIG. 9 is a graph showing an example of temporal transition of each data such as the D-phase voltage command, Q-phase current, Q-phase current command, Q-phase voltage command, etc. during DC excitation.
  • a graph denoted by reference numeral 191 is a graph representing a D -phase voltage command (hereinafter also referred to as Vd command 191)
  • a graph denoted by reference numeral 192 is a graph representing a Q-phase current command (hereinafter also referred to as Iq command 192).
  • Graph 193 is a graph showing the Q-phase current (hereinafter also referred to as I q 193)
  • 194 is a graph showing the Q-phase voltage command (hereinafter also referred to as V q command 194).
  • FIG. 191 is a graph representing a D -phase voltage command (hereinafter also referred to as Vd command 191)
  • a graph denoted command 192 is a graph representing a Q-phase current command (hereinafter also referred
  • FIG. 9 also includes a graph 195 showing actual rotor speed and a graph 196 showing actual rotor position.
  • An arrow (only a part of which is labeled) denoted by reference numeral 198 in FIG. 9 represents the point in time when the torque crosses zero (the point in time corresponding to zero torque).
  • FIG. 10 shows a graph 197 (hereinafter also referred to as HPF (V d ) 197) representing the waveform after passing the V d command 191 shown in FIG. ing.
  • Graph 197 corresponds to equation (14) above. From FIG. 10, it can be understood that the point in time when HPF (V d ) 197 crosses zero (from positive to negative) coincides with the peak of the actual speed, that is, coincides with zero torque.
  • FIG. 9 Also included in FIG. 9 is a graph 194 representing the waveform of the Q-phase voltage command. From the graph 194 of the V q command in FIG. 9, it can be understood that the extreme values (maximum value, minimum value) of the V q command coincide with the arrow 198 at the time corresponding to zero torque. However, in order to prevent erroneous detection near zero of the V q command, the extreme value may be detected on the condition that the absolute value of the V q command exceeds a predetermined threshold.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of temporal transition of various data waveforms when magnetic pole initial position detection is performed using the Q-phase current integrated value. In each data waveform diagram on the upper side of FIG.
  • graph 211 represents the I q integrated value (SUMIQA)
  • graph 212 represents the value of the internal variable (MAXSMQ) indicating the maximum value of the I q integrated value
  • graph 213 represents the I q It represents the value of the internal variable (MINSMQ) that indicates the minimum value of the integrated value.
  • graph 221 represents the speed command
  • graph 222 represents the measured speed of the rotor
  • graph 223 represents the measured position of the rotor.
  • the magnetic pole position estimating section 40 of the motor control device 100 executes a magnetic pole initial position detection operation by DC excitation before reflecting the speed command.
  • the motor control device 100 initializes the variable SUMIQA indicating the integrated value of I q to 0, and starts to flow the excitation current for DC excitation.
  • the rotor of the motor begins to vibrate. Detection is suspended until T2. That is, for stable operation, the motor control device 100 suspends detection of the extreme value of the Iq integrated value for a predetermined period after the DC excitation is started.
  • MAXSMQ and MINSMQ are initialized with SUMIQA to start detection.
  • a series of operations for detecting extreme values and updating variables are performed at predetermined intervals. Since SUMIQA changes at the next update timing of these variables, SUMIQA is compared with previous MAXSMQ and MINSMQ, and MAXSMQ and MINSMQ are updated as follows.
  • the period from time T4 to T5 may be set as a preparation period for starting sensorless control, and the sensorless control may be started after waiting for the voltage data to increase to some extent.
  • the magnetic poles are rotated according to the command speed, so that the magnetic poles are rotated together.
  • a predetermined switching speed is reached at time T5
  • sensorless control is started.
  • the maximum value of the D-phase current is detected by the same algorithm as described above after time T2 when the detection suspension period shown in FIG. 11 is completed.
  • the magnetic pole position is initialized on the assumption that torque equivalent to zero is detected. After that, the normal operation for applying the speed command is performed in the same manner as the operation after time T4.
  • the positive-to-negative zero crossing of the D-phase voltage command HPF (V dc ) after passing through the high-pass filter is detected. take action.
  • a positive-to-negative zero crossing of HPF(V dc ) can be detected by capturing the polarity reversal of HPF(V dc ) during the fall of HPF(V dc ).
  • the magnetic pole position is initialized assuming that the point of time equivalent to zero torque has been detected. After that, the normal operation for applying the speed command is performed in the same manner as the operation after time T4.
  • the operation of detecting the maximum or minimum of the Q-phase voltage command is performed after time T2 when the detection suspension period shown in FIG. 11 is completed.
  • the detection of the maximum or minimum of the Q-phase voltage command can be detected by the same method as the detection of the maximum or minimum of the Iq integrated value.
  • the magnetic pole position is initialized assuming that torque equivalent to zero has been detected. After that, the normal operation for applying the speed command is performed in the same manner as the operation after time T4.
  • FIG. 12 is a flowchart for realizing the magnetic pole initial position detection process described above with reference to FIG. For example, this process is started in response to the input of a speed command, and is periodically executed at a predetermined cycle until the magnetic pole initial position detection is completed. This process is executed under the control of the CPU of the microcontroller 3 .
  • step S1 it is assumed that various variables (CNT, FLG, CNT2) used for program control have been initialized. If it is determined in step S1 that the magnetic pole has been detected, or if it is determined in step S2 that the magnetic pole is not being detected, various variables are initialized in step S26, and the process exits.
  • a series of processing from steps S2 to S7 corresponds to the operation of waiting for detection from time T1 to time T2 in FIG.
  • it is determined that the magnetic pole is being detected (S2: YES), and the process proceeds to step S3.
  • step S3 the integrated value ( ⁇ (-I q )) of the Q-phase current is acquired and stored in the variable SUMIQA.
  • step S4 the maximum value between CNT-1 and 0 is obtained by the function max(CNT-1, 0) and stored in the variable CNT (step S4). This corresponds to the process of decrementing the variable CNT.
  • variable CNT is 1 (counted down to 1) (S5: YES)
  • the variable MAXSMQ stores the maximum value of the Q-phase current integration
  • the variable MINSMQ stores the minimum value of the Q-phase current integration.
  • step S4 When the process starts from step S2 in the next cycle, CNT is decremented in step S4, and after step S5: NO, a YES determination is made in step S7. This exits the detection waiting loop and enters the detection operation.
  • step S8 the variable CNT2 is incremented.
  • step S9 the polarity of the speed command is determined. If the direction of the speed command is positive as shown in FIG. 11, the process proceeds to step S10. If the direction of the speed command is the minus side, the process proceeds to step S18. If the speed command is zero, the process proceeds to step S17, and if CNT2 does not exceed the threshold value, the process exits.
  • step S10 When the speed command is in the positive direction, SUMIQA and MINSMQ are compared in step S10.
  • SUMIQA ⁇ MINSMQ the Q-phase current integrated value is decreasing when the speed command is positive.
  • step S14 the variable MAXSMQ is updated to the current Q-phase current integrated value.
  • step S17 it is determined that the variable CNT2 is equal to or less than the threshold value (S17: NO), and this processing is temporarily exited.
  • step S10 If the process from step S10 is entered while the Q-phase current integrated value continues to rise, YES is determined in step S13, and the variable MAXSMQ is updated by the Q-phase current integrated value through the processes from step S15 to step S16. processing is continuously executed. Then, when the Q-phase current integrated value reaches the maximum value and begins to decrease, it is determined in step S15 that SUMIQA ⁇ MAXSMQ, and in step S25 the magnetic pole position matches the excitation phase, and magnetic pole detection is completed.
  • step S18 if it is determined in step S18 that SUMIQA ⁇ MAXSMA, that is, that SUMIQA is decreasing, MAXSMQ is updated with the current value in step S20, and then it is determined whether or not the flag FLG is 1 in step S21. do.
  • FLG since FLG has an initial value of 0, the process proceeds to step S22.
  • step S17 it is determined that CNT2 is equal to or less than the threshold value (S17: NO), and this process is temporarily exited.
  • SUMIQA>MINSMQ is determined in step S23 when a minimum value (peak) of SUMIQA is detected. In this case, the process proceeds to step S25, and the magnetic pole detection is completed assuming that the magnetic pole position matches the excitation phase.
  • step S17 the state in which SUMIQA ⁇ MINSMQ is determined in step S10 and the process of step S12 is performed, or the state in which SUMIQA ⁇ MAXSMQ is determined in step S15 and the process of step S16 is performed continues, and a YES determination is made in step S17.
  • the magnetic pole detection may be completed in step S25.
  • the control unit (microcontroller 3) of the motor control device 100 detects that the actual magnetic pole position is Magnetic pole detection (initialization of the magnetic pole position) may be completed assuming that it is in the vicinity of the excitation phase. It should be noted that such a state can be detected as a situation in which a yes determination is made in step S17 of the process of FIG.
  • the configuration of the magnetic pole position estimator shown in FIG. 6 is an example, and the function of detecting the magnetic pole initial position by DC excitation described in the above-described embodiment detects the magnetic pole initial position before starting the speed control, It can be applied to various types of motor control devices for sensorless control.
  • the program for executing various processes such as the magnetic pole initial position detection process (FIG. 12) in the above-described embodiment is stored in various computer-readable recording media (for example, ROM, EEPROM, semiconductor memory such as flash memory, magnetic recording medium). , CD-ROM, DVD-ROM, etc.).
  • various computer-readable recording media for example, ROM, EEPROM, semiconductor memory such as flash memory, magnetic recording medium. , CD-ROM, DVD-ROM, etc.

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Abstract

同期モータに対してセンサレス制御による駆動制御を行う同期モータ制御装置（１００）であって、電流位相を固定した一定の励磁電流を同期モータへ流す指令を生成する直流励磁指令生成部（４１）と、同期モータに上記指令に基づく励磁電流が流れているときにおいて、同期モータに対する電圧又は電流制御に係わるデータに基づいて、同期モータのロータに発生するトルクがゼロ相当となる時点を検出するトルクゼロ相当検出部（４２）と、検出されたトルクがゼロ相当となる時点で、固定した電流位相に基づき磁極位置を初期化する磁極位置更新部（４３）と、を備える。

Description

同期モータ制御装置
　本発明は、同期モータ制御装置に関する。
　同期モータにおいてはｄｑ座標制御系を用いてロータの磁極位置に応じて適切な位相巻線に電流を流し、所望のトルクを発生させる。このような同期モータでは、ロータの適切な制御を行うために、磁極初期位置を検出する必要が生じる。同期モータにおいて磁極初期位置を検出する手法として、直流励磁による磁極初期位置検出法が知られている。直流励磁による磁極初期位置検出法では、同期モータに電流位相を固定した一定の励磁電流を流し続け、ロータが最終的に停止した後、当該電流位相によって磁極位置を初期化する。
　同期モータには、ロータの磁極位置を検出するための位置検出センサを有する同期モータと、位置検出センサを有しない同期モータがある。特許文献１は、ロータ位置を検出する位置検出センサを備えた同期モータにおいて、直流励磁による一定の励磁電流を同期モータに流し続けているときにおいて、位置検出センサの出力からロータの加速度の極性が変化した時点を検出することによりロータに発生するトルクがゼロとなった時点を検出し、この時点におけるロータ実位置に基づいて磁極初期位置を取得する磁極初期位置検出装置を記載する（例えば、段落［００４７］参照）。
　特許文献２は、「γ軸電流発生回路からのγ軸電流指令をステップ状の交番電流指令として与えたときのδ軸方向に発生する干渉電流をθγ・θｓ作成回路内で観測して、記憶し、このようにして記憶した干渉電流の大小関係より予め磁極位置推定開始位相θｓを決定するという手順で処理するようにした、ブラシレスモータの初期磁極位置推定方法」を記載する（要約書）。
　特許文献３はセンサレス制御を行う同期電動機制御装置として、「相選択信号ｓで選択された、ＰＭモータ１に流れているいずれか１相の電流をフィードバック電流Irとして検出するフィードバック電流検出部と、相電流指令値Ｉ＊とフィードバック電流Ｉｆｂとに基づいて相電圧指令値Ｖ＊を演算する相電圧指令演算部と、相選択信号ｓによって選択された相を相電圧指令値Ｖ＊とする３相電圧指令値を演算する３相電圧指令演算部と、前記相選択信号に応じて設定されている初期位相θ０を出力する初期位相選択部を備える」ものを記載する（要約書）。
特開２０２０－０６５４３３号公報 特開２００６－０１４４２３号公報 特開２０１７－２２１００１号公報
　位置検出センサを使用できるモータ制御装置の場合、特許文献１に記載のように、直流励磁による一定の励磁電流が流れているときにおいて、位置検出センサの信号からロータ速度、加速度等を算出しトルクゼロ相当の時点を検出し、それにより磁極初期位置を短時間で検出可能な構成をとることができる。しかしながら、位置検出センサの信号を利用できないセンサレス制御の場合、位置検出センサの信号を用いる場合の様に直接的にトルクゼロ（加速度ゼロ又は速度極値）を検出することはできない。磁極位置センサを有しないセンサレス制御を行うモータ制御装置でありながらも短時間で磁極初期位置を検出可能なモータ制御装置が望まれている。
　本開示の一態様は、同期モータに対してセンサレス制御による駆動制御を行う同期モータ制御装置であって、電流位相を固定した一定の励磁電流を前記同期モータへ流す指令を生成する直流励磁指令生成部と、前記同期モータに前記指令に基づく前記励磁電流が流れているときにおいて、前記同期モータに対する電圧又は電流制御に係わるデータに基づいて、前記同期モータのロータに発生するトルクがゼロ相当となる時点を検出するトルクゼロ相当検出部と、検出された前記トルクがゼロ相当となる時点で前記固定した電流位相に基づき磁極位置を初期化する磁極位置更新部と、を備える同期モータ制御装置である。
　上記構成によれば、モータに位置検出センサを有しないセンサレス制御を行うモータ制御装置においても、トルクゼロ相当となる時点の検出が可能となり、直流励磁方式による磁極初期値の検出を短時間で行うことが可能となる。
　添付図面に示される本発明の典型的な実施形態の詳細な説明から、本発明のこれらの目的、特徴および利点ならびに他の目的、特徴および利点がさらに明確になるであろう。
一実施形態に係るモータ制御装置を示すブロック図である。 電流位相を固定して一定の励磁電流を同期モータに流し続けたときにおける同期モータのロータの挙動を例示する図である。 図２Ａを時間軸方向に拡大した図である。 同期モータに係るｄｑ座標系と同期モータを制御するモータ制御装置に係るｄｑ座標系との関係を示す図である。 突極性を有する同期モータの磁極初期位置を取得するために流す励磁電流の大きさを説明する図であり、横軸はずれ量θを示し、縦軸はトルクＴrを示す。 突極性を有する同期モータの磁極初期位置を取得するために流す励磁電流の大きさを説明する図であり、横軸はずれ量θを示し、縦軸は発生トルクの式をＱ相電流で除したものを示す。 同期モータに設けられる永久磁石の温度と同期モータの主磁束の磁束密度との関係を例示する図である。 モータ制御装置における励磁位置推定部の機能ブロック図である。 直流励磁中におけるＱ相電流、Ｄ相電流等の波形図である。 直流励磁中におけるロータ実位置、Ｑ相電流積算値、及びロータ実速度の波形図である。 直流励磁中におけるＤ相電圧、Ｑ相電圧等の波形図である。 ハイパスフィルタ処理後のＤ相電圧の波形図である。 Ｑ相電流積算値を用いてトルクゼロ相当を検出する場合の動作例を表す波形図である。 磁極初期位置検出処理を表すフローチャートである。
　以下、本開示の実施形態について図面を参照して説明する。参照する図面において、同様の構成部分または機能部分には同様の参照符号が付けられている。理解を容易にするために、これらの図面は縮尺を適宜変更している。また、図面に示される形態は本発明を実施するための一つの例であり、本発明は図示された形態に限定されるものではない。
　図１は、一実施形態に係る同期モータ制御装置１００（以下、モータ制御装置１００と記載）の構成を表すブロック図である。モータ制御装置１００は、位置検出センサを有しない同期モータ２に対する駆動制御、すなわちセンサレス制御を行う制御装置である。モータ制御装置１００は、上位制御装置から速度指令ωcmdを受け、同期モータ２に適切なトルクを発生させて駆動制御を実行する。
　同期モータ２を適切に制御するためには、モータ制御装置１００において同期モータ２のロータの位置、すなわち磁極位置を把握しておく必要がある。モータ制御装置１００は、速度指令ωcmdを適用したセンサレス制御を実行するのに先立ち、電圧又は電流制御に係わるデータを用いて磁極初期位置を検出するように構成される。磁極初期位置が検出されると、モータ制御装置１００は、速度指令ωcmdを適用した通常のセンサレス制御に移行する。
　図１に示すように、モータ制御装置１００は、速度制御部３１と、電流指令生成部３２と、電流制御部３３と、ｄｑ３相変換部３４と、電力変換部３５と、３相ｄｑ変換部３６と、速度計算部３７と、磁極位置推定部４０とを備える。
　速度制御部３１は、速度指令ωcmdと速度計算部３７によって取得された同期モータ２のロータの速度ωmとに基づいて、トルク指令Ｔcmdを生成する。
　電流指令生成部３２は、トルク指令Ｔcmdと速度計算部３７によって取得された同期モータ２のロータの速度ωmとに基づいて、ｄ軸電流指令Ｉdc及びｑ軸電流指令Ｉqcを生成する。
　３相ｄｑ変換部３６は、電力変換部３５から出力された三相電流Ｉu、Ｉv、Ｉwを磁極位置推定部４０で検出された磁極位置（θｅ）に基づいて三相ｄｑ変換し、ｄ軸電流Ｉd及びｑ軸電流Ｉqを電流制御部３３へ出力する。なお、３相ｄｑ変換部３６は、三相電流Ｉu、Ｉv、Ｉw相互の関係に基づき、Ｕ相電流（Ｉu）とＶ相電流（Ｉv）とからＷ相電流（Ｉw）を求める。
　通常のセンサレス制御による同期モータ２の駆動制御時には、スイッチＳＷは電流指令生成部３２側に接続され、電流指令生成部３２からの電流指令が電流制御部３３へ入力される。他方、磁極初期位置検出時には、スイッチＳＷは磁極位置推定部４０側に接続され、磁極位置推定部４０からの直流励磁指令が電流制御部３３へ入力される。
　電流制御部３３は、通常のモータ制御時には、ｄ軸電流指令Ｉdc及びｑ軸電流指令Ｉqcとｄ軸電流Ｉd及びｑ軸電流Ｉqとに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖdc及びｑ軸電圧指令Ｖqcを生成する。また、電流制御部３３は、磁極初期位置検出時には、磁極位置推定部４０から出力された直流励磁指令（Ｉd＝Ｉe，Ｉq＝０）に基づいて、電流位相を固定した一定の励磁電流を流すためのｄ軸電圧指令Ｖdc及びｑ軸電圧指令Ｖqcを生成する。なお、直流励磁の実行中においても、電流制御部３３は、３相ｄｑ変換部３６からフィードバックされるｄ軸電流Ｉd及びｑ軸電流Ｉqによる制御を実行する。
　ｄｑ３相変換部３４は、ｄ軸電圧指令Ｖdc及びｑ軸電圧指令Ｖqcを磁極位置推定部４０で検出された磁極位置（θｅ）に基づいてｄｑ三相変換し、三相電圧指令Ｖuc、Ｖvc、Ｖwcを電力変換部３５へ出力する。
　電力変換部３５は、例えば半導体スイッチング素子のフルブリッジ回路からなる逆変換器（三相インバータ）で構成され、受信した三相電圧指令Ｖuc、Ｖvc、Ｖwcに基づいて半導体スイッチング素子のオンオフを制御し同期モータ２を駆動するための三相電流Ｉu、Ｉv、Ｉwを出力する。
　図１の構成において、速度制御部３１、電流指令生成部３２、電流制御部３３、ｄｑ３相変換部３４、３相ｄｑ変換部３６、速度計算部３７、及び磁極位置推定部４０は、ＣＰＵコア、メモリ、外部機器とのインタフェース機能等が集積されたマイクロコントローラ３により実現されても良い。すなわち、この場合、速度制御部３１、電流指令生成部３２、電流制御部３３、ｄｑ３相変換部３４、３相ｄｑ変換部３６、速度計算部３７、及び磁極位置推定部４０を、マイクロコントローラ３のＣＰＵの制御下で実行されるソフトウェアの機能として実現することができる。或いは、これらの各機能ブロックを、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等のハードウェアを主体とした構成により実現しても良い。
　上記構成において、磁極位置推定部４０は、磁極初期位置検出動作時、電流位相を固定した一定の励磁電流を同期モータ２に流し続けたときにおける電圧又は電流制御に係わるデータに基づいて磁極初期位置を取得する。磁極位置推定部４０は、取得した磁極初期位置により磁極位置カウンタを初期化し、以後はセンサレス制御により推定される磁極位置情報（以下、このような情報を電気角フィードバックとも記載する）により磁極位置カウンタを更新することで磁極位置（θｅ）を出力し続ける。速度計算部３７は、この磁極位置（θｅ）の信号に基づき、例えば磁極位置の変化量（Δθｅ）に速度換算係数を乗じて、ロータ速度を算出する。磁極位置推定部４０の機能の詳細については後述する。
　図２Ａ－図２Ｂは、電流位相を固定して一定の励磁電流を同期モータ２に流し続けたときにおける同期モータ２のロータの挙動を例示する図であって、図２Ａはロータの速度及び位置の時間経過を例示する図であり、図２Ｂは図２Ａを時間軸方向に拡大した図である。図２Ａ及び図２Ｂにおいて、実線は同期モータ２のロータ実位置の時間経過を示し、一点鎖線は同期モータ２の速度（回転角速度）を示す。電流位相を固定して一定の励磁電流を同期モータ２に流し続けると、図２Ａ－図２Ｂに例示するように、同期モータ２のロータは回転方向に振動する。同期モータ２の振動は徐々に減衰していき、ロータは最終的には停止する。
　図３は、同期モータに係るｄｑ座標系と同期モータを制御するモータ制御装置に係るｄｑ座標系との関係を示す図である。同期モータに係るｄｑ座標系の座標軸をｄm及びｑm、同期モータを制御するモータ制御装置に係るｄｑ座標系の座標軸をｄc及びｑcとする。また、各座標系間のｄ軸のずれ量（すなわち座標軸ｄmと座標軸ｄcとのなす角）をθとする。なお、ずれ量θは、各座標系間のｑ軸のずれ量（すなわち座標軸ｑmと座標軸ｑcとのなす角）でもある。
　電流位相をモータ制御装置に係るｄｑ座標系において０度に固定した一定の励磁電流をＩeとする。このとき、励磁電流Ｉeは、同期モータに係るｄｑ座標系では、式（１）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　同期モータ２の極対数をｐｐ、主磁束をΦ、ｄ相インダクタンスをＬd、ｑ相インダクタンスをＬqとしたとき、突極性を有する同期モータに励磁電流Ｉeを流したときに発生するトルクＴrは式（２）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　また、非突極性の同期モータ（すなわち突極性を有さない同期モータ）では、ｄ相インダクタンスＬdとｑ相インダクタンスＬqとは等しい。したがって、非突極性の同期モータに励磁電流Ｉeを流したときに発生するトルクＴrは、式（２）を変形して式（３）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　電流位相を固定して一定の励磁電流を同期モータに流し続けると、図２Ａ－図２Ｂに例示するように、同期モータのロータは回転方向に振動し、振動は徐々に減衰していき、最終的には停止する。同期モータのロータが最終的な停止位置にあるとき、このロータの停止位置は励磁位相と合致し、各座標系間のずれ量θはゼロとなる。同期モータに励磁電流を流し続けてロータが回転方向の振動している間、ずれ量θが刻々と変化している。式（２）及び式（３）には「ｓｉｎθ」が含まれるが、ずれ量θがゼロのとき「ｓｉｎθ」はゼロになり、したがってトルクＴrはゼロとなる。逆に言えば、トルクＴrがゼロのとき、式（２）及び式（３）における「ｓｉｎθ」がゼロであり、すなわちずれ量θがゼロとなり得る。よって、電流位相を固定して一定の励磁電流を同期モータに流し続けているときにおいて、トルクＴrがゼロ相当となる時点を検出し、この検出時点の電流位相（励磁位相）により磁極位置を初期化することができる。
　ただし、突極性を有する同期モータの場合は、励磁電流Ｉeの大きさによっては、θがゼロ以外のときに式（２）における「｛Φ－（Ｌq－Ｌd）・Ｉe・ｃｏｓθ｝」がゼロになり、すなわち式（２）で表されるトルクＴrがゼロとなる可能性がある。つまり、突極性を有する同期モータの場合は、トルクＴrがゼロであるからといっても必ずしもずれ量θがゼロであるとは限らない。したがって、突極性を有する同期モータに本実施形態を適用する際には、「｛Φ－（Ｌq－Ｌd）・Ｉe・ｃｏｓθ｝」がゼロになるような励磁電流Ｉeを流さないようにする必要がある。一方、非突極性の同期モータの場合は、ずれ量θは式（３）で表されるので、トルクＴrがゼロとなるのはずれ量θがゼロのときに限られるので、非突極性の同期モータに本実施形態を適用する際には、電流位相を固定した一定の励磁電流Ｉeに上限値を設ける必要はない。
　ここで、突極性を有する同期モータの磁極初期位置を取得するために流すべき励磁電流Ｉeの大きさについて、図４Ａ－図４Ｂ及び図５を参照して説明する。
　図４Ａ及び図４Ｂは、突極性を有する同期モータの磁極初期位置を取得するために流す励磁電流の大きさを説明する図である。図４Ａにおいて、横軸はずれ量θを示し、縦軸はトルクＴrを示す。図４Ｂにおいて、横軸はずれ量θを示し、縦軸は発生トルクの式をＱ相電流で除したものを示す。また、図４Ａ及び図４Ｂにおいて、二点鎖線は励磁電流Ｉeが３０Ａｒｍｓの場合を示し、一点鎖線は励磁電流Ｉeが６０Ａｒｍｓの場合を示し、実線は励磁電流Ｉeが８０Ａｒｍｓの場合を示す。なお、図４Ａ及び図４Ｂに示した励磁電流Ｉeの大きさはあくまでも一例である。
　励磁電流Ｉeが３０Ａｒｍｓの場合及び６０Ａｒｍｓの場合は、図４Ａに示すようにずれ量θがゼロのときのみ、トルクＴrがゼロになっている。これに対し、励磁電流Ｉeが８０Ａｒｍｓの場合はずれ量θがゼロのときのみならず「－４４度」付近でもトルクＴrがゼロになっている。このように励磁電流Ｉeが８０Ａｒｍｓの場合において、ずれ量θがゼロ以外のときにもトルクＴrがゼロになる状態が発生するのは、図４Ｂに示すように発生トルクの式をＱ相電流で除したものに負の領域が発生するからである。よって、突極性を有する同期モータに本実施形態を適用する際には、ずれ量θがゼロである以外の全ての場合において、式（２）で表されるトルクＴｒが正（すなわちゼロよりも大きい）となるような励磁電流Ｉeを設定する必要がある。具体的には次の通りである。
　式２において「Ｔr＞０」かつ「θ≠０」を適用し、整理すると、不等式（４）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　不等式（４）において「－１≦ｃｏｓθ≦１」が成り立つので、不等式（４）から不等式（５）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　不等式（５）を整理すると、不等式（６）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　よって、突極性を有する同期モータに本実施形態を適用する際には、電流位相を固定した一定の励磁電流Ｉeは、不等式（６）を満たす大きさに設定すべきである。本実施形態では、磁極初期位置が取得されるべき同期モータが突極性を有する同期モータである場合は、磁極位置推定部４０は、上限値「Φ／（Ｌq－Ｌd）」未満の励磁電流Ｉeを同期モータ２へ流すような指令を生成する。
　なお、主磁束Φは、同期モータ２に設けられる永久磁石の温度の上昇に従って、低下する。よって、突極性を有する同期モータ２の駆動時に想定される永久磁石の温度上昇を考慮して、励磁電流Ｉeの上限値を設定してもよい。ここで、突極性を有する同期モータの永久磁石の温度上昇を考慮した磁極初期位置を取得するために流すべき励磁電流Ｉeの大きさについて、図５を参照して説明する。
　図５は、同期モータに設けられる永久磁石の温度と同期モータの主磁束の磁束密度との関係を例示する図である。図５において、横軸は同期モータ２に設けられる永久磁石の温度を示し、縦軸は永久磁石が２０℃のとき磁束密度を１００％としたときの磁束密度の比率を示す。なお、図５に示す数値はあくまでも一例であって、その他の数値であってもよい。例えば、突極性を有する同期モータ２の駆動時に想定される永久磁石の最高温度が１６０度である場合、永久磁石が１６０度のときでもずれ量θがゼロ以外で発生トルクがゼロとなることがないように、想定される同期モータ２の永久磁石の最高温度における磁束Φmin（もっとも小さくなる磁束密度）を考慮して、励磁電流Ｉeを制限する。すなわち、不等式（６）から不等式（７）を得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　よって、突極性を有する同期モータに本実施形態を適用する際には、電流位相を固定した一定の励磁電流Ｉeは、同期モータの駆動時に想定される永久磁石の温度上昇を考慮して、不等式（７）を満たす大きさに設定してもよい。この場合、磁極位置推定部４０は、上限値「Φmin／（Ｌq－Ｌd）」未満の励磁電流Ｉeを同期モータ２へ流すような指令を生成する。
　図６は、磁極位置推定部４０の機能ブロック図である。図６に示すように、磁極位置推定部４０は、直流励磁指令生成部４１と、トルクゼロ相当検出部４２と、磁極位置更新部４３と、通常のセンサレス制御時における推定演算を実行するセンサレス制御演算部４４とを備える。直流励磁指令生成部４１は、電流位相を所定の位相に固定した一定の励磁電流を同期モータ２へ流すための指令を生成する（本実施形態において、Ｉd＝Ｉe、Ｉq＝０とする）。直流励磁指令生成部４１によって生成された指令は、同期モータ２の駆動を制御するためのモータ制御装置１００内の電流制御部３３へ送られる。電流制御部３３は、直流励磁指令生成部４１から受信した電流指令と固定された電流位相で変換される電流フィードバック（Ｉd，Ｉq）とに基づいて電圧指令を生成し、電力変換部３５は受信した電圧指令に基づいて同期モータ２に駆動電圧を印加することで、電流位相を固定した一定の励磁電流を生成する。この励磁電流を駆動源にして同期モータ２は励磁位相の位相位置に吸引され始める。
　トルクゼロ相当検出部４２は、同期モータ２に電流位相を固定した一定の励磁電流が流れているときにおいて、電圧又は電流制御に係わるデータを処理することにより、ロータにかかるトルクがゼロ相当となる時点を検出する。トルクゼロ相当検出部４２は電流・電圧データ処理部４２ａを有し、この電流・電圧データ処理部４２ａが電圧又は電流制御に係わるデータを処理し、トルクがゼロ相当となる時点を検出する。
　磁極位置更新部４３は、トルクゼロ相当検出部４２がトルクゼロ相当の時点を検出したときに、その時点の電流位相（すなわち、励磁位相）を磁極位相とみなして磁極位置カウンタ４３ａを初期化する。これによりロータの磁極初期位置が検出されたことになる。このように磁極初期位置の検出がなされると、モータ制御装置１００は、速度指令を適用する通常のセンサレス制御の動作に移行する。センサレス制御による通常の動作中は、センサレス制御演算部４４において所定のアルゴリズムによりロータ位置或いは速度を求める演算が行われる。磁極位置更新部４３は、通常動作時には、センサレス制御演算部４４から得られるロータ位置情報（電気角フィードバック）により磁極位置カウンタ４３ａを更新して磁極位置（θｅ）を出力する動作を継続する。
　なお、通常動作時のセンサレス制御法による回転子位置等の推定方法（センサレス制御演算部４４により実行される推定演算アルゴリズム）としては、モータ巻線に誘起される速度起電力の電圧を利用する方法、巻線インダクタンス値が持つ回転子位置依存性を利用する方法等の様々な手法が当分野で知られており、本実施形態においてはセンサレス制御法として当分野で知られた各種手法を適用することができる。
　トルクゼロ相当検出部４２は、直流励磁時にロータにかかるトルクがゼロ相当となる時点を検出する機能として、電流データに基づきトルクゼロ相当の時点を検出する機能と、電圧指令データに基づいてトルクゼロ相当の時点を検出する機能とを有する。具体的には、トルクゼロ相当検出部４２は、以下で示す（１）から（４）によりトルクゼロ相当となる時点を検出できるように構成されている。トルクゼロ相当検出部４２は、以下の（Ａ１）から（Ａ４）の機能のいずれかによりトルクゼロ相当を検出することができる。

（Ａ１）Ｑ相電流を用いてトルクゼロ相当の位相を検出する機能。
（Ａ２）Ｄ相電流を用いてトルクゼロ相当の位相を検出する機能。
（Ａ３）Ｄ相電圧指令を用いてトルクゼロ相当の位相を検出する機能。
（Ａ４）Ｑ相電圧指令を用いてトルクゼロ相当の位相を検出する機能。
　以下では、トルクゼロ相当となる時点を検出するための上記機能（Ａ１）から（Ａ４）の各々について説明する。
（Ａ１）Ｑ相電流を用いてトルクゼロ相当の位相を検出する機能。
　上述したように非突極性の電動機を想定した場合、トルク（Ｔｒ）は下記式により表される。
Ｔｒ＝ｋ・Φ・Ｉq
ここで、ｋ：比例定数
　　　　Φ：主磁束
　　　　Ｉq：Ｑ相電流
である。
　よって、励磁中のＱ相電流Ｉqがゼロクロスするとき、発生トルク（Ｔｒ）の極性が変化する。この時がトルクゼロの時点である。しかし、磁極検出中も電流制御部３３による電流制御がなされているためＱ相電流Ｉqの変化は小さく、ゼロクロスを直接検出するのは誤検出が生じやすいと考えられる。そこで、トルク相当であるＱ相電流Ｉqを加速度相当と考え、これを積算したＱ相電流積算値を速度相当と考えると、このＱ相電流積算値の極値（極大値、極小値）を検出すれば、それがトルクゼロを検出したことに相当する。なお、この時検出されるＱ相電流の極性と実トルクの極性が逆なので極性を揃えるため、Ｑ相電流積算値をΣ（－Ｉq）により求めることとする。
　図７にＤ相電流指令（Ｉd指令）を一定値、Ｑ相電流指令（Ｉq指令）をゼロとした場合におけるＱ相電流（Ｉq）、Ｄ相電流（Ｉd）、ロータ実位置、ロータ実速度の時間推移の例を示す。図７において、符号１７１を付したグラフはＩｄ指令を表し、符号１７２を付したグラフはＤ相電流（Ｉd）を表し、符号１７３を付したグラフはＩｑ指令を表し、符号１７４を付したグラフはＱ相電流（Ｉq）を表し、符号１７５を付したグラフはロータ実速度を表し、符号１７６を付した破線のグラフはロータ実位置を表す。
　図７に示すように時刻ｔ０においてＩd＝一定値、Ｉq＝０とする直流励磁を開始する。これに伴い、上述したようにロータは励磁位相位置に吸引され振動する挙動を示し、ロータ速度（符号１７５）及びロータ実位置（符号１７６）は図中に示すように振動的に変化する。また、電流制御部３３が直流励磁指令と電流フィードバック（Ｉd，Ｉq）とに基づいて電圧指令を生成する動作を行うことにより、Ｉd電流データ（符号１７２）及びＩq電流データ（符号１７３）は図のように変化する。図７中符号１８０を付した矢印（一部のみに符号を付している）は、トルクがゼロクロスする時点（トルクゼロ相当の時点）を表している。図７からＩq電流データがゼロクロスする時点（実速度が極値をとる時点）が、トルクゼロに相当していることが理解できる。ただし上述したように、本実施形態では、誤検出を回避するためＩｑ電流の積算値を用いてトルクゼロ相当の時点を検出することとしている。
　図８は、直流励磁の実行中におけるロータ実位置、Ｑ相電流積算値、及びロータ実速度の時間推移を示す図である。図８におけるグラフ１８１はロータ実位置を示し、グラフ１８２はＱ相電流積算値を示し、グラフ１８３はロータ実速度を示す。時刻ｔ１で直流励磁が開始すると、ロータは励磁位相の位相位置に吸引され始め振動する動作を開始する。この振動は減衰する。この時のＱ相電流積算値を示すグラフ１８２は、ロータ実速度を示すグラフ１８３とほぼ同じとなっていることが理解できる。したがって、Ｑ相電流積算値をロータの速度を示すデータとして利用できる。なお。図８には、Ｑ相電流積算値（ロータ速度）が極値をとりトルクゼロ相当となる時点の一つを符号１８４を付した破線で示している。
（Ａ２）Ｄ相電流を用いてトルクゼロ相当の位相を検出する機能。
　次にＤ相電流を用いてトルクゼロ相当の時点を検出する手法について説明する。Ｄ相の電圧式は、下記数式（８）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　直流励磁において、Ｑ相電流Ｉqcはほぼ０に制御されているので、Ｄ相電流は下記数式（９）となると考えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　ここで数式（３）のトルク式から加速度も同様に－sinθで変化することが分かるので、加速度を積分した速度ωは余弦波（ｃｏｓ）状に変化する。よって、ω=Acosθとすれば、数式（９）は次式（１０）に書き改める事ができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　式（１０）において、分子中のＶdcが電流制御が生成する成分であり、第２項は磁極がずれているために生ずるｄ軸への干渉成分である。このため、Ｉdcを一定に保つために、制御電圧には干渉分電圧を０にしようとする電圧指令と抵抗分電圧Ｒ*Ｉeを加算した電圧指令を生成する。しかし、干渉分を抑制するための電圧指令分は干渉分電圧に対して、わずかに時間遅れがある。この時間遅れによる位相遅れをαとすると、Ｄ相電流は以下の式（１１）のようになると考えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　ここで、α≒0なので、cosα=１、sinα=αとなり、Ｄ相電流の式は以下の式（１２）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　トルク０となるのはθ＝０の時であり、この時cos2θは最大となるので、Ｄ相電流Ｉdcも最大となる。よって、Ｄ相電流が最大（極大）になる事を検出できれば、トルク０を検出した事になる。
　図７にはＤ相電流波形を表すグラフ１７２が含まれている。図７のＤ相電流の波形データ（符号１７２）とトルクゼロ相当の時点である符号１８０の矢印の時点との位置関係からも、Ｄ相電流が最大（極大）となる時点とトルクゼロの位置とが一致していることを理解することができる。したがって、トルクゼロ相当検出部４２は、Ｄ相電流が最大（極大）となる時点を検出することで、トルクゼロ相当となる時点を検出することができる。
（Ａ３）Ｄ相電圧指令を用いてトルクゼロ相当の位相を検出する機能。
　Ｄ相の電圧式は、上記式（８）で表せるが、直流励磁下でも、電流制御は機能しており、Ｉqc＝０、Ｉdc=Ｉeとするように制御するので、Ｄ相電圧は、以下の式（１３）のようになると考えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　式（１３）により表されるＤ相電圧をハイパスフィルタに掛けると、フィルタ後は、下記式（１４）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　ここで、速度ωの変動を考えると、磁極位置が励磁位相から最も離れた位置で速度が0、磁極位置が励磁位相に合致（θ＝０)すると最大もしくは最小(負の最大)となるので、速度は余弦波（cosθ）状に変化する。よって、ハイパスフィルタ通過後、HPF（Vdc）は－sin（２θ）状に変化することになる。よって、θ=－９０度、０度、９０度、そして１８０度と９０度毎に０クロスすることになるが、トルクゼロとなる箇所は速度が極大もしくは極小となる点であり、それは０度、１８０度なので、HPF（Vdc）が正から負に変化する所に相当する。
　図９は、直流励磁中のＤ相電圧指令、Ｑ相電流、Ｑ相電流指令、Ｑ相電圧指令等の各データの時間推移の例を示すグラフである。符号１９１のグラフはＤ相電圧指令を表すグラフ（以下、Ｖd指令１９１とも記載）であり、符号１９２のグラフはＱ相電流指令を示すグラフであり（以下、Ｉq指令１９２とも記載）であり、符号１９３のグラフはＱ相電流を示すグラフであり（以下、Ｉq１９３とも記載）、符号１９４はＱ相電圧指令を示すグラフである（以下、Ｖq指令１９４とも記載）。図９には、更に、ロータ実速度を示すグラフ１９５、及びロータ実位置を示すグラフ１９６が含まれている。図９中符号１９８を付した矢印（一部のみに符号を付している）は、トルクがゼロクロスする時点（トルクゼロ相当の時点）を表している。
　図９に示すように、時刻ｔ１０での直流励磁の開始に伴い、ロータ実速度及びロータ実位置はグラフ１９５及びグラフ１９６にそれぞれ示すように振動的に変動する。このときＱ相電流はグラフ１９３で示すように変動し、また、Ｄ相電圧指令及びＱ相電圧指令はグラフ１９１及びグラフ１９４でそれぞれ示すように変動する。Ｄ相電圧指令のグラフ１９１は、上記式（１３）に対応する。
　図１０は、図９に示したＶd指令１９１をハイパスフィルタに通した後の波形を表すグラフ１９７（以下、HPF（Vd）１９７とも記載）を示すと共に、実速度のグラフ１９５を再掲している。グラフ１９７は、上記式（１４）に対応する。図１０から、HPF（Vd）１９７がゼロクロス（正から負）する時点が実速度のピークと一致し、すなわち、トルクゼロと一致していることを理解できる。
（Ａ４）Ｑ相電圧指令を用いてトルクゼロ相当の位相を検出する機能。
　Ｑ相の電圧式から、Ｑ相電流は次式（１５）で流れていると考えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　直流励磁下でも電流制御は機能しており、Ｉqc＝０、Ｉdc＝Ｉeとなるように制御するので、Ｑ相電圧指令は以下の式（１６）のようになると考えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　上記式（１６）において括弧内の値はθ＝０で最大となり、この時ωは最大、もしくは最小(負の最大)となる。よって、Ｑ相電圧指令の極大、もしくは極小を検出することが、トルク０を検出した事に相当する。
　図９にはＱ相電圧指令の波形を表すグラフ１９４も含まれている。図９中のＶq指令のグラフ１９４から、Ｖq指令の極値（極大値、極小値）がトルクゼロ相当の時点の矢印１９８に一致することを理解することができる。ただし、Ｖq指令のゼロ近傍での誤検出を防止するため、Ｖq指令の絶対値が所定の閾値を超えていることを条件として極値を検出するようにしても良い。
　次に、以上で説明したトルクゼロ相当の時点を検出する機能を用いて直流励磁により磁極初期位置を検出する場合の動作例について図１１を参照して説明する。ここでは、Ｑ相電流積算値（Ｉq積算値）を用いてトルクゼロ相当を検出する場合の動作例を説明する。図１１は、Ｑ相電流積算値を用いて磁極初期位置検出を行う場合における各種データ波形の時間推移の例を示す図である。図１１の上段側の各データ波形図において、グラフ２１１はＩq積算値（ＳＵＭＩＱＡ）を表し、グラフ２１２はＩq積算値の極大値を示す内部変数（ＭＡＸＳＭＱ）の値、グラフ２１３はＩq積算値の極小値を示す内部変数（ＭＩＮＳＭＱ）の値を表している。また、図１１の下段側の各データの波形図において、グラフ２２１は速度指令を表し、グラフ２２２はロータの測定速度を表し、グラフ２２３はロータの測定位置を表している。
　図中、時点Ｔ１で速度指令が入力されると、モータ制御装置１００の磁極位置推定部４０は、速度指令を反映させる前に直流励磁による磁極初期位置検出動作を実行する。はじめに、モータ制御装置１００は、Ｉq積算値を示す変数ＳＵＭＩＱＡを０に初期化すると共に、直流励磁の励磁電流を流し始める。これにより、モータのロータは振動的な動きをはじめるが、図中破線の丸印（符号２３０）で示した部分の波形のような過渡時の影響により極値の誤検出を行わないように時点Ｔ２までは検出を保留するようにする。すなわち、モータ制御装置１００は、安定的な動作のため、直流励磁の開始後、所定の期間はＩq積算値の極値の検出を保留する。
　検出保留期間が終わった時点Ｔ２において、ＭＡＸＳＭＱ、ＭＩＮＳＭＱをＳＵＭＩＱＡで初期化して検出を開始する。例示として、極値の検出や変数の更新の一連の動作は、所定の周期で実行するものとする。これら変数の次回の更新タイミングではＳＵＭＩＱＡが変化するので、ＳＵＭＩＱＡと前回のＭＡＸＳＭＱ、ＭＩＮＳＭＱとを比較して、ＭＡＸＳＭＱ、ＭＩＮＳＭＱを以下のように更新する。

（動作ａ）ＳＵＭＩＱＡ≧ＭＡＸＳＭＱの場合、Ｉｑ積算値が上昇中であるため、ＭＡＸＳＭＱ＝ＳＵＭＩＱＡとして、極大値を検出することとする。
（動作ｂ）ＳＵＭＩＱＡ≦ＭＩＮＳＭＱの場合、Ｉｑ積算値が下降中であるため、ＭＩＮＳＭＱ＝ＳＵＭＩＱＡとして、極小値を検出することとする。
　さらに次の更新タイミング以降では、上記動作において（動作ａ）であった場合と（動作ｂ）であった場合とで以下の様に処理する。
（動作ｃ）：上記で（動作ａ）であった場合、ＳＵＭＩＱＡ≧ＭＡＸＳＭＱであった場合、ＭＡＸＳＭＱ＝ＳＵＭＩＱＡとして、検出（極大値の検出）を継続する。他方、ＳＵＭＩＱＡ＜ＭＡＸＳＭＱであった場合、ＳＵＭＩＱＡが反転して（ＳＵＭＩＱＡが極大値となり）トルクゼロとなったとみなして、磁極位置が励磁位相に合致したものとみなす。
（動作ｄ）：上記で（動作ｂ）であった場合、ＳＵＭＩＱＡ≦ＭＩＮＳＭＱであった場合、ＭＩＮＳＭＱ＝ＳＵＭＩＱＡとして、検出（極小値の検出）を継続する。他方、ＳＵＭＩＱＡ＞ＭＩＮＳＭＱであった場合、ＭＩＮＩＱＡが反転して（ＳＵＭＩＱＡの極小値が検出され）トルクゼロとなったとみなして、磁極位置が励磁位相に合致したものとみなす。
　図１１の動作例では、時点Ｔ３で極小値を検出できるためこの時点でトルクゼロを検出したとして磁極位置を検出することも可能であるが、本例では速度指令の方向（極性）でＩq積算値の極値を検出することとしている。すなわち、時点Ｔ３でＭＡＸＳＭＱ＝ＳＵＭＩＱＡに初期化して極大値を検出する準備をする。時点Ｔ３からＴ４の間はＳＵＭＩＱＡ≧ＭＡＸＳＭＱであるため、ＭＡＸＳＭＱ＝ＳＵＭＩＱＡと更新し、時点Ｔ４でＳＵＭＩＱＡ＜ＭＡＸＳＭＱを検出し、磁極位置が励磁位相に合致したとみなして、検出を完了する。本例のように、速度指令の極性と、Ｉｑ積算値の極値検出の極性を合わせることで、直流励磁動作（磁極初期位置検出動作）と通常の速度制御動作（センサレス制御）とをスムーズにつなげることが可能となる。
　磁極初期位置検出が完了したら、次に、保留していた速度指令を読み込んで、速度指令に応じた加速を開始する。
　なお、本例のように、時点Ｔ４からＴ５の期間はセンサレス制御を開始する準備期間とし、ある程度、電圧データが大きくなるのを待ってセンサレス制御を開始するようにしても良い。センサレス制御において電圧データを用いた方式とする場合、電圧分解能が低い低速域を乗り越えるため、本例では、指令速度に応じて磁極を回転させることで、磁極を連れ回らせている。時点Ｔ５で所定の切換え速度に達したら、センサレス制御を開始する。
　図１１を参照して説明した磁極初期位置検出動作における、検出保留期間を設ける考え方、極値を検出するアルゴリズム、センサレス制御を開始する前の準備期間を設ける考え方等は、トルクゼロを検出のためにＤ相電流を用いる場合、Ｄ相電圧指令を用いる場合、及びＱ相電圧指令を用いる場合にも適用することができる。
　Ｄ相電流を用いる場合には、図１１に示した検出保留期間が完了した時点Ｔ２以降に、Ｄ相電流の極大値を上述と同様のアルゴリズムにより検出する。Ｄ相電流の極大値が検出されたら、トルクゼロ相当が検出されたとして、磁極位置を初期化する。以降は、上記時点Ｔ４以降と同様の動作により速度指令を適用する通常動作へと移行する。
　Ｄ相電圧指令を用いる場合には、図１１に示した検出保留期間が完了した時点Ｔ２以降に、ハイパスフィルタ通過後のＤ相電圧指令HPF（Vdc）の正から負へのゼロクロスを検出する動作を行う。HPF（Vdc）の正から負へのゼロクロスは、HPF（Vdc）の下降中にHPF（Vdc）の極性の反転をとらえることで検出することができる。HPF（Vdc）の正から負へのゼロクロスが検出されたら、トルクゼロ相当の時点が検出されたとして磁極位置を初期化する。以降は、上記時点Ｔ４以降と同様の動作により速度指令を適用する通常動作へと移行する。
　Ｑ相電圧指令を用いる場合には、図１１に示した検出保留期間が完了した時点Ｔ２以降に、Ｑ相電圧指令の極大又は極小を検出する動作を行う。Ｑ相電圧指令の極大又は極小の検出は、Ｉｑ積算値の極大又は極小の検出と同様の手法により検出することができる。Ｑ相電圧指令の極大又は極小が検出されたら、トルクゼロ相当が検出されたとして磁極位置を初期化する。以降は、上記時点Ｔ４以降と同様の動作により速度指令を適用する通常動作へと移行する。
　図１２は、図１１を参照して上述した磁極初期位置検出処理を実現するフローチャートである。例えば、速度指令の入力に伴い本処理が起動され、磁極初期位置検出が完了するまで本処理を所定の周期で周期的に実行する。本処理は、マイクロコントローラ３のＣＰＵによる制御の下で実行される。はじめに、磁極初期位置が検出済みか否かが判定される（ステップＳ１）。この判定は、例えば、磁極位置推定部４０内の記憶部（不図示）に磁極初期位置が記憶済みであるか否かにより判定しても良い。未検出である場合（Ｓ１：ＮＯ）、ステップＳ２において磁極検出動作が実行中であるか否かが判定される。なお、ここでは、プログラムの制御に用いる各種変数（ＣＮＴ，ＦＬＧ，ＣＮＴ２）は初期化されているものとする。なお、ステップＳ１において検出済みと判定される場合や、ステップＳ２において磁極検出中ではないと判定される場合は、ステップＳ２６において各種変数を初期化し、本処理を抜け出る。
　ステップＳ２からＳ７に至る一連の処理は、図１１の時間Ｔ１からＴ２まで検出を待機する動作に対応する。この場合には磁極検出中であると判定され（Ｓ２：ＹＥＳ）、処理はステップＳ３に進む。ステップＳ３では、Ｑ相電流の積算値（Σ（－Ｉq））を取得し、変数ＳＵＭＩＱＡに格納する。次に、関数ｍａｘ（ＣＮＴ－１，０）によりＣＮＴ－１と０のうちの最大値を求め変数ＣＮＴに格納する（ステップＳ４）。これは変数ＣＮＴをデクリメントする処理に相当する。変数ＣＮＴが１となっている場合（１までカウントダウンされている場合）（Ｓ５：ＹＥＳ）、Ｑ相電流積算の最大値を格納する変数ＭＡＸＳＭＱ、及びＱ相電流積算の最小値を格納する変数ＭＩＮＳＭＱを、それぞれ現時点におけるＱ相電流積算値ＳＵＭＩＱＡで初期化する（ステップＳ６）。ここでは、ＣＮＴ＝１であるため、次のステップＳ７にてＮＯ判定となり、一旦、本処理を抜けることとなる。
　次の周期にてステップＳ２からの処理に入ると、ステップＳ４においてＣＮＴがデクリメントされ、ステップＳ５：ＮＯに続き、ステップＳ７にてＹＥＳ判定がなされる。これにより検出を待機するループを抜け、検出動作に入る。
　ステップＳ８では変数ＣＮＴ２をインクリメントする。次にステップＳ９では、速度指令の極性を判定する。図１１で示したように速度指令の方向がプラス側である場合、処理はステップＳ１０に進む。速度指令の方向がマイナス側である場合、処理はステップＳ１８に進む。なお、速度指令がゼロの場合には、処理はステップＳ１７に進み、ＣＮＴ２が閾値を超えていない場合は本処理を抜け出るようにする。
　速度指令がプラス方向である場合、ステップＳ１０にて、ＳＵＭＩＱＡとＭＩＮＳＭＱとを対比する。ＳＵＭＩＱＡ≦ＭＩＮＳＭＱである場合は、速度指令がプラスである場合においてＱ相電流積算値が下降している状況である。この場合、ステップＳ１２でＭＩＮＳＭＱをＱ相電流積算値ＳＵＭＩＱＡで更新し、ステップＳ１７にてＮＯ判定され、一旦、本処理を抜け出る。Ｑ相電流積算値が減少を続ける間、ステップＳ１０でのＳＵＭＩＱＡ≦ＭＩＮＳＭＱの判定、ステップＳ１２でのＭＩＮＳＭＱ＝ＳＵＭＩＱＡの更新が継続することとなる。
　そして、Ｑ相電流積算値が上昇に転じると、ステップＳ１０にてＳＵＭＩＱＡ＞ＭＩＮＳＭＱと判定され、ＭＩＮＳＭＱを現在値に更新するステップＳ１１を経た後、ステップＳ１３においてフラグ変数ＦＬＧ＝１であるか否かを判定する。ここではまだＦＬＧ＝１となっていないので（Ｓ１３：ＮＯ）、処理はステップＳ１４に進む。ステップＳ１４では、変数ＭＡＸＳＭＱを現在のＱ相電流積算値に更新する。次に、ステップＳ１７において変数ＣＮＴ２は閾値以下であると判定され（Ｓ１７：ＮＯ）、一旦本処理から抜け出る。
　Ｑ相電流積算値が上昇を続けている間、ステップＳ１０からの処理に入ると、ステップＳ１３にてＹＥＳと判定され、ステップＳ１５からステップＳ１６の処理により変数ＭＡＸＳＭＱがＱ相電流積算値により更新される処理が継続的に実行される。そして、Ｑ相電流積算値が極大値に達し減少し始めると、ステップＳ１５にてＳＵＭＩＱＡ＜ＭＡＸＳＭＱと判定され、ステップＳ２５にて磁極位置が励磁位相と合致したとして磁極検出完了とされる。
　以上のＳ１０からＳ１６、Ｓ２５における一連の処理により、速度指令がプラスの場合には極小値を検出することなく最初に生じる極大値を検出し磁極検出を完了することができる。すなわち、図１１を参照して上述した磁極検出動作が達成されることとなる。
　ステップＳ１８からステップＳ２４に至る一連の処理は、速度指令がマイナス方向である場合において、Ｉｑ積算値の極小値の時点をトルクゼロ相当して検出するための処理である。速度指令がマイナスであると判定された場合（Ｓ９：速度指令“－”）、ステップＳ１８においてＳＵＭＩＱＡの値の状態を確認する。ＳＵＭＩＱＡ≧ＭＡＸＳＭＱ、すなわち、ＳＵＭＩＱＡが増加していると判定されると、処理はステップＳ１９に進みＭＡＸＳＭＡを現在のＳＵＭＩＱＡで更新する（ＭＡＸＳＭＡ＝ＳＵＭＩＱＡ）。
　他方、ステップＳ１８においてＳＵＭＩＱＡ＜ＭＡＸＳＭＡ、すなわち、ＳＵＭＩＱＡが下降していると判定されると、ステップＳ２０においてＭＡＸＳＭＱを現在値で更新した後、ステップＳ２１にてフラグＦＬＧが１であるか否かを判定する。ここでは、ＦＬＧは初期値０であるため処理はステップＳ２２へ進む。ステップＳ２２では、ＭＩＮＳＭＱを現在のＳＵＭＩＱＡの値に更新し（ＭＩＮＳＭＱ＝ＳＵＭＩＱＡ）、フラグＦＬＧに１をセットする。
　これにより、ＳＵＭＩＱＡの下降中にステップＳ１８、Ｓ２０を経てステップＳ２１においてフラグＦＬＧ＝１であると判定されると、処理はステップＳ２３へ進む。ステップＳ２３では、ＳＵＭＩＱＡの状態を確認する。ＳＵＭＩＱＡがさらに下降中であると判定されると（Ｓ２３：ＳＵＭＩＱＡ≦ＭＩＮＳＭＱ）、ＳＵＭＩＱＡは更に下降しているのでＭＩＮＳＭＱを現在のＳＵＭＩＱＡで更新する（ＭＩＮＳＭＱ＝ＳＵＭＩＱＡ）（ステップＳ２４）。そして、ここではステップＳ１７においてＣＮＴ２は閾値以下であると判定され（Ｓ１７：ＮＯ）、本処理を一旦抜け出る。他方、ステップＳ２３においてＳＵＭＩＱＡ＞ＭＩＮＳＭＱと判定されるのは、ＳＵＭＩＱＡの極小値（ピーク）が検出された場合である。この場合、処理はステップＳ２５に進み、磁極位置が励磁位相に合致した状態が得られたとして磁極検出を完了する。
　なお、ステップＳ１０でＳＵＭＩＱＡ≦ＭＩＮＳＭＱと判定されステップＳ１２の処理がなされる状態や、ステップＳ１５にてＳＵＭＩＱＡ≧ＭＡＸＳＭＱと判定されステップＳ１６の処理がなされる状態が継続しステップＳ１７にてＹＥＳ判定がなされるような場合（或いは、ステップＳ１８でＳＵＭＩＱＡ≧ＭＡＸＳＭＱと判定されステップＳ１９の処理がなされる状態や、ステップＳ２３にてＳＵＭＩＱＡ≦ＭＩＮＳＭＱと判定されステップＳ２４の処理がなされる状態が継続しステップＳ１７にてＹＥＳ判定がなされるような場合）に、ステップＳ２５にて磁極検出を完了させても良い。
　磁極検出処理の開始時に実磁極位置が直流励磁の励磁位相近傍にあった場合、Ｑ相電流がほとんど流れず、トルクゼロ相当を検出できない可能性がある。しかしながら、この場合、実磁極位置が励磁位相近傍にあり、励磁位相にあるとみなすことができる。そこで、モータ制御装置１００の制御部（マイクロコントローラ３）は、磁極検出処理の開始時に、Ｑ相電流の振幅が所定の閾値以下の状態が所定の時間以上継続した場合には、実磁極位置が励磁位相近傍にあるとみなして磁極検出（磁極位置の初期化）を完了しても良い。なお、このような状態は、図１２の処理のステップＳ１７にてｙｅｓ判定される状況として検出され得る。
　以上説明したように、本実施形態によれば、モータに位置検出センサを有しないセンサレス制御を行うモータ制御装置においても、トルクゼロ相当となる時点の検出が可能となり、直流励磁方式による磁極初期値の検出を短時間で行うことが可能となる。
　以上、典型的な実施形態を用いて本発明を説明したが、当業者であれば、本発明の範囲から逸脱することなしに、上述の各実施形態に変更及び種々の他の変更、省略、追加を行うことができるのを理解できるであろう。
　上述の実施形態において図１や図６に記載したモータ制御装置の構成は例示であり、上述の実施形態で説明した各種機能は、ｄｑ座標系を用いてセンサレスによる制御を実行する各種モータ制御装置に適用し得る。
　図６に示した磁極位置推定部の構成は例示であり、上述の本実施形態で説明した直流励磁による磁極初期位置の検出機能は、速度制御の始動前に磁極初期位置を検出しそれを通常のセンサレス制御に適用する様々なタイプのモータ制御装置に適用することができる。
　上述した実施形態における磁極初期位置検出処理（図１２）等の各種の処理を実行するプログラムは、コンピュータに読み取り可能な各種記録媒体（例えば、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、フラッシュメモリ等の半導体メモリ、磁気記録媒体、ＣＤ－ＲＯＭ、ＤＶＤ－ＲＯＭ等の光ディスク）に記録することができる。
　２　　同期モータ
　３　　マイクロコントローラ
　３１　　速度制御部
　３２　　電流指令生成部
　３３　　電流制御部
　３４　　ｄｑ三相変換部
　３５　　電力変換部
　３６　　三相ｄｑ変換部
　３７　　速度計算部
　４０　　磁極位置推定部
　４１　　直流励磁指令生成部
　４２　　トルクゼロ相当検出部
　４２ａ　　電流・電圧データ処理部
　４３　　磁極位置更新部
　４３ａ　　磁極位置カウンタ
　４４　　センサレス制御演算部
　１００　　同期モータ制御装置

Claims (8)

  1. 　同期モータに対してセンサレス制御による駆動制御を行う同期モータ制御装置であって、
    　電流位相を固定した一定の励磁電流を前記同期モータへ流す指令を生成する直流励磁指令生成部と、
    　前記同期モータに前記指令に基づく前記励磁電流が流れているときにおいて、前記同期モータに対する電圧又は電流制御に係わるデータに基づいて、前記同期モータのロータに発生するトルクがゼロ相当となる時点を検出するトルクゼロ相当検出部と、
    　検出された前記トルクがゼロ相当となる時点で前記固定した電流位相に基づき磁極位置を初期化する磁極位置更新部と、を備える同期モータ制御装置。
  2. 　前記トルクゼロ相当検出部は、Ｑ相電流積算値の極値を検出することによって前記トルクがゼロ相当となる時点を検出する、請求項１に記載の同期モータ制御装置。
  3. 　前記トルクゼロ相当検出部は、Ｄ相電流の極大値を検出することによって前記トルクがゼロ相当となる時点を検出する、請求項１に記載の同期モータ制御装置。
  4. 　前記トルクゼロ相当検出部は、Ｄ相電圧指令のゼロクロスを検出することによって前記トルクがゼロ相当となる時点を検出する、請求項１に記載の同期モータ制御装置。
  5. 　前記トルクゼロ相当検出部は、Ｑ相電圧指令の極値を検出することによって前記トルクがゼロ相当となる時点を検出する、請求項１に記載の同期モータ制御装置。
  6. 　前記トルクゼロ相当検出部は、前記一定の励磁電流を前記同期モータへ流す指令の開始から所定の時間経過後から前記電圧又は電流制御に係わるデータに基づき前記トルクがゼロ相当となる時点の検出を開始する、請求項１から５のいずれか一項に記載の同期モータ制御装置。
  7. 　速度指令が入力されると、前記直流励磁指令生成部、前記トルクゼロ相当検出部、及び前記磁極位置更新部により前記磁極位置の初期化を行い、前記磁極位置の初期化が完了したら前記センサレス制御を開始する、請求項１から６のいずれか一項に記載の同期モータ制御装置。
  8. 　Ｑ相電流振幅が所定の閾値以下の状態が所定の時間以上継続した場合、前記ロータの実位相が前記固定した電流位相近傍で停止しているものとみなし、前記磁極位置の初期化を完了する、請求項１から７のいずれか一項に記載の同期モータ制御装置。
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