CN1647359A - 交流电动机的无传感器控制装置及控制方法 - Google Patents

Abstract

一种交流电动机的无传感器控制装置。其具有：向推测磁通轴迭加高频信号的高频发生器(110)；从与高频信号相同的频率成分的电压或电流检测信号中提取磁通位置的误差信号的高频成分提取器(130)；推测磁通的大小和位置的磁通观测器(120)；对高频迭加侧的误差信号进行适应性调整的第1适应调整器；对磁通观测器侧的误差信号进行适应性调整的第2适应调整器；根据速度，在极低速时切换到第1适应调整器、在低速时切换到第1和第2适应调整器、在高速时切换到第2适应调整器的混合器(140)；根据混合器的输出值生成速度推测值的速度推测器(150)。由此，可以在包括零速度、零输出频率区域的所有驱动范围内实现稳定控制。

Description

交流电动机的无传感器控制装置及控制方法

技术领域

本发明涉及对于同步电动机或感应电动机等的交流电动机，在不使用位置及速度传感器的情况下，在包括零速度、零输出频率区域的所有驱动范围内实现稳定的转矩、速度、位置控制的无传感器控制方法及其控制装置。

背景技术

以往，在不能安装速度传感器的环境下或基于控制系统的低成本化的目的，无速度传感器控制被广泛应用于各种用途。现在，在不需要快速响应性的用途中采用V/F控制，但在需要快速响应性的用途中使用无传感器矢量控制。无传感器矢量控制是不使用位置和速度传感器来推测速度，而实现与有传感器控制相同的转矩、速度控制的控制。作为同步电动机等的速度推测方法，主要采用根据旋转产生的感应电压的方法(感应电压法)。除感应电压法以外，也有使用状态观测器的方法“Lang，U.S.Pat.No.5,296,793，issued March.22，1994”。该方法是检测同步电动机的相电压和相电流，并输入给基于电动机的电气机械方程式的由数学模型构成的状态观测器，推测同步电动机的转子的相位角。另外，基于无刷DC电机的电压·电流方程式的无传感器控制，还被记载在“Matsui等，“Sensorless operation of brushless DC motordrives，”Proc.IEEE International Conference on IndustrialElectronics，Control，and Instrumentation，vol.2，pp.739-744，1993”中。但是，这些方法由于根据电动机模型构成，所以相对电动机的参数变动的灵敏度高，其存在着相对电压误差产生控制劣化的问题。因此，特别是在包括感应电压低的零速度的极低速区域不能推测速度。

在推测包括零速度的极低速的速度时，有利用电动机的磁凸极性的方法。是通过向电动机施加具有除电动机的输出频率以外的频率成分的电压或电流信号，观测基于磁凸极性的定子线圈的电感或阻抗的变化来检测位置和速度。

其中的方法之一有[Ogasawara等，“Implementation and positioncontrol performance of a position sensorless IPM motor drive systembased on magnetic saliency，”IEEE Trans.Ind.Appl.，vol.34，pp.806-812，Jul./Aug.1998.]记载的方法。该方法由于使用电压信号在较短的抽样时间内检测电感，所以存在着容易受参数变动和观测噪声影响的问题。作为其他方法，有使用与电动机的转数同步旋转的高频信号来观测磁通位置的[Jansen等，“Transducerless position and velocityestimation in induction and salient AC machines，”IEEE Trans.Ind.Appl.，vol.31，pp.240-247，Mar/Apr.1995]记载的方法。但是，由于使用与电动机的转数同步旋转的高频信号，所以使得动特性受到限制。作为其他向感应电动机迭加高频来推测速度的方法，有[Ha等，“Sensorlessfield-orientation control of an induction machine by high-frequencysignal injection，”IEEE Trans.Ind.Appl.，vol.35，pp.45-51，Jan/Feb.1999]记载的方法，该方法也适用于同步电动机。作为适用于磁阻电动机的例子，有[Ha等，“Position-controlled synchronous reluctance motorwithout any rotational，”IEEE Trans.Ind.Appl.，vol.35，pp.1393-1398，Nov./Dec.1999]记载的方法，作为适用于永久磁铁内部嵌入型电动机的方法，有[Ha等，“Sensorless position control and initial positionestimation of an interior permanent magnet，”Proc.IEEEIndustry.Applications Conference，2001.]记载的方法。

该方法是通过迭加高频波来根据电动机的一次电压和电流推测磁通位置的方法。由于迭加的信号被迭加在与输出频率同步旋转的磁通轴上，所以作为与前面所述的与电动机的转数同步旋转的高频信号不同的方法，迭加频率是独立于转换器输出频率的频率。磁通位置的推测可以通过提取产生磁凸极性的高频阻抗来进行。由于在磁通轴上迭加高频，所以转矩脉动变得较小，噪声也降低。根据本方法可以实现在零速度、零输出频率时的转矩、速度及位置控制。

另外，作为感应电动机的速度推测和矢量控制方法的示例，有“Schauder，U.S.Pat.No.4,862,054，issued Aug.29，1989”记载的方法。在该方法中使用基于电动机的电气电路方程式的两个规范模型。一个是基于电动机的输入端方程式的电压模型，另一个是基于输出端方程式的电流模型。各个模型在正交坐标系中构成。速度推测是使用PI控制器来进行适应性推测，以使根据各个模型计算的两个磁通的偏差为零。另外，使用磁通观测器对速度进行适应性推测的方法，有[Kubota et al.，“Speedsensorless Field Oriented Control of Induction Motor with RotorResistance Adaptation，”IEEE Trans.on Ind.Appl.，vol.30，No.5，pp.1219-1224，Sep./Oct.1994]记载的方法。在该文献中提出的方法是通过对速度进行适应性推测，使相当于和磁通推测同时观测的转矩误差的观测器和系统的输出误差与磁通推测值的矢积值为零。

但是，这些方法由于用电动机模型构成，所以相对电动机的参数变动的灵敏度高，具有相对电压误差产生控制劣化的问题。特别是在零速度、零输出频率区域中容易变得不稳定。有关无传感器控制的稳定问题在下述调查报告中曾有记载，即，[Harnefors，“Instability Phenomenaand Remedies in Sensorless Indirect Field Oriented Control，”IEEETrans.on Power Elec.，Vol.15，No.4，pp.733-743，July，2000”、和“Sugimoto et al.，“A Consideration about Stability of VectorControlled Induction Motor Systems Using Adaptive Secondary FluxObserver，”Trans.of IEE Japan，Vol.119-10，No.10，pp.1212-1222，1999]。

这种解决零速度、零输出频率区域的无传感器控制问题的方法之一，有[Sul et al.，“Sensorless Field Orientation Control Method of anInduction Machine by High Frequency Signal Injection，”U.S.Pat.No.5,886,498，issued Mar.23，1999.]记载的方法。该方法和同步电动机的情况相同，通过迭加高频来从电动机的一次电压和电流推测二次磁通的位置。迭加的信号被迭加在与输出频率同步旋转的磁通轴上，所以迭加频率是不同于输出频率的独立的频率。磁通位置的推测可以通过提取产生磁凸极性的高频阻抗来进行。关于该磁凸极性的原理，根据[Ha etal.，“Physical understanding of high frequency injection method tosensorless drives of an induction machine，”Proc.IEEE IndustryApplications Conference，Vol.3，pp.1802-1808，2000.]的记载，利用有限要素法来解释因高频迭加产生的物理现象，提出在零速度、零输出频率的更稳定的无传感器控制方法。另外，此处所说的磁凸极性是指电感因磁通方向或转子位置而不同的性质。

但是，该方法也存在以下问题。问题之一是由于向基本电压迭加高频，在电压受限制的部分不能使用，即控制区域受到限制。问题之二是由于采用以和基于感应电压的电动机模型不同的近似的高频模型为基础的磁通位置推测方法，所以具有产生因迭加高频而造成的电压误差或噪声这种转矩振动要素的问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种交流电动机的无传感器控制装置及控制方法，即使迭加高频也不会产生电压误差或噪声这种转矩振动要素，在包括零速度、零输出频率区域的所有驱动范围内实现稳定的转矩、速度、位置控制。

为了达到上述目的，本发明之一的交流电动机的无传感器控制装置，不使用位置和速度传感器，根据同步电动机的磁通位置的推测位置把电动机电流分离为磁通成分和转矩成分，通过对它们进行独立控制，实现同步电动机的高性能的控制性能，其特征在于，具有：高频发生器，向电动机的推测磁通轴迭加高频信号；高频成分提取器，从与所述高频信号相同的频率成分的电压或电流检测信号中，提取根据通过主磁通的磁饱和或高频的趋肤效应产生的高频区域的电动机物理量的磁凸极性而得到的磁通位置的误差信号；磁通观测器，根据电动机输入电压、检测电流及速度推测值推测磁通的大小和位置；第1适应调整器，对所述高频成分提取器的输出即磁通位置的误差信号进行适应性调整；第2适应调整器，对在所述磁通观测器内用磁通推测值和观测器输出的误差值计算的误差信号进行适应性调整；混合器，对应速度，在极低速时切换到所述第1适应调整器、在低速时切换到所述第1和第2适应调整器、在高速时切换到第2适应调整器；速度推测器，根据所述混合器的输出值生成速度推测值。

并且，本发明之二是根据本发明之一的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，具有：磁通调整器，用于进行磁通量的调整、高频区域的电动机物理量的磁凸极性的调整以及效率的调整；推测误差校正器，用于校正在推测磁通、推测转子速度及推测转子位置中产生的推测误差；磁通位置运算器，根据由磁通观测器推测的磁通计算磁通位置；电流控制器，使用所推测的磁通位置把检测电流分离为磁通方向成分和转矩成分并将它们反馈，比较所述磁通方向成分和转矩成分的电流指令值并实施电流控制，使各自的偏差为零；速度控制器，将所推测的速度与指令速度进行比较并实施速度控制，使其偏差为零，输出转矩指令值或相当于转矩指令值的电流指令值；初始磁极位置推测器，在起动之前推测初始磁极位置。

并且，本发明之三的特征在于，所述高频发生器具有根据磁通的旋转速度或转子速度调整迭加的高频信号的装置。

并且，本发明之四的特征在于，所述高频发生器向电压指令值迭加高频信号。

并且，本发明之五的特征在于，所述高频发生器向电流指令值迭加高频信号。

并且，本发明之六的特征在于，所述磁通观测器具有根据输出频率或速度从电动机输入电压中去除所述高频信号的功能。

并且，本发明之七的特征在于，在所述高频成分提取器中得到的磁通位置的误差信号是基于所迭加的高频区域的阻抗或导纳的信号。

并且，本发明之八的特征在于，所述混合器具有在包括零速度的极低速区域去除所述第2适应调整器的输出的功能、和在中高速区域去除所述第1适应调整器的输出的功能。

并且，本发明之九的特征在于，所述速度推测器对速度进行适应性推测，以使混合器的输出值即误差信号为零。

并且，本发明之十的特征在于，所述磁通调整器在可以保持作为电动机的特性的高频区域的电动机物理量的磁凸极性的点、以及达到高效率的点调整磁通量，所述推测误差校正器校正高频下的磁凸极性降低时产生的推测磁通、推测转子速度及推测转子位置误差。

并且，本发明之十一的特征在于，所述电流控制器具有在所述迭加的高频信号为电压时从反馈的电流中去除迭加高频成分的功能，在所述迭加的高频信号为电流时把控制器的响应频率设定得高于迭加频率成分。

并且，本发明之十二的特征在于，所述初始磁极位置推测器具有提取所述迭加高频的2的N次方倍(N＝-1、1、2、3、…、n)的高频中的至少一个频率的信号处理部，判别是磁极的N极还是S极。

并且，本发明之十三的交流电动机的无传感器控制方法，不使用位置和速度传感器，根据同步电动机的磁通位置的推测位置把电动机电流分离为磁通成分和转矩成分，通过对它们进行独立控制，实现同步电动机的高性能的控制性能，其特征在于，具有：向电动机的推测磁通轴迭加高频信号的单元；从与所述高频信号相同的频率成分的电压或电流检测信号中，提取根据通过主磁通的磁饱和或高频的趋肤效应产生的高频区域的电动机物理量的磁凸极性而得到的磁通位置的误差信号的单元；利用磁通观测器根据电动机输入电压、检测电流及速度推测值推测磁通的大小和位置的单元；对作为所述高频成分提取器的输出的磁通位置的误差信号进行适应性调整的第1适应性调整单元；对在所述磁通观测器内用磁通推测值和观测器输出的误差值计算的误差信号进行适应性调整的第2适应性调整单元；根据速度切换所述第1和第2适应性调整单元的切换单元；根据在所述适应性调整单元的输出信号推测速度的单元。

并且，本发明之十四是根据本发明之十三的交流电动机的无传感器控制方法，其特征在于，具有：为了保持高频区域的电动机物理量的磁凸极性并保持高效率而调整磁通的单元；校正在推测磁通、推测转子速度及推测转子位置产生的推测误差的推测误差校正单元；根据由磁通观测器推测的磁通矢量计算磁通位置的单元；使用所推测的磁通位置把检测电流分离为磁通方向成分和转矩成分并将它们反馈，比较所述磁通方向成分和转矩成分的电流指令值并实施电流控制，使各自的偏差为零的单元；将所推测的速度与指令速度进行比较并实施速度控制使其偏差为零，输出转矩指令值或相当于转矩指令值的电流指令值的单元；和在起动之前判别磁极是N极还是S极的初始磁极推测单元。

并且，本发明之十五的特征在于，根据速度切换所述适应性调整单元的切换单元具有：在包括零速度、零频率的极低速区域去除所述第2适应性单元的输出信号的功能；和在中高速区域去除所述第1适应性单元的输出信号的功能。

并且，本发明之十六的特征在于，提取根据所述电动机物理量的磁凸极性得到的磁通位置的误差信号的单元使用的电动机物理量是电动机输入电压指令值和检测电流或检测电压和检测电流。

并且，本发明之十七的特征在于，迭加所述高频的单元具有根据输出频率或速度来调整迭加的高频信号的调整单元。

并且，本发明之十八是根据本发明之十四的交流电动机的无传感器控制方法，其特征在于，调整所述磁通的单元在包括零速度和零频率的极低速时，根据电动机的固有特性调整磁通的大小，以获得可以检测磁通位置的电动机物理量的磁凸极性，并且由负荷产生的磁通位置的误差是在迭加高频的磁通位置进行调整的，该调整单元根据推测误差和定子(一次)电流或指令电流进行调整。

并且，本发明之十九的特征在于，所述初始磁极推测单元具有提取迭加高频的2的N次方倍(N＝-1、1、2、3、…、n)的高频中的至少一个频率的信号处理单元，以便判别是磁极的N极还是S极。

并且，本发明之二十的交流电动机的无传感器控制装置，不使用速度传感器，根据感应电动机的磁通位置的推测值把电动机电流分离为磁通成分和转矩成分，通过对它们进行独力控制，实现感应电动机的高性能的控制性能，其特征在于，具有：高频发生器，向电动机的推测磁通轴迭加高频信号；高频成分提取器，从与所述高频信号相同的频率成分的电压或电流检测信号中，提取根据通过主磁通的磁饱和或高频的趋肤效应产生的高频区域的电动机物理量的磁凸极性而得到的磁通位置的误差信号；磁通观测器，根据电动机输入电压、检测电流及速度推测值推测磁通的大小和位置；第3适应调整器，对所述高频成分提取器的输出即磁通位置的误差信号进行适应性调整；第4适应调整器，对在所述磁通观测器内用磁通推测值和观测器输出的误差值计算的误差信号进行适应性调整；混合器，根据速度，在极低速时切换到所述第3适应调整器、在低速时切换到所述第3和第4适应调整器、在高速时切换到第4适应调整器；速度推测器，根据所述混合器的输出值生成速度推测值。

并且，本发明之二十一是根据本发明之二十的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，具有：磁通调整器，为了调整高频区域的电动机物理量的磁凸极性，调整磁通指令和迭加高频信号的磁通位置；磁通位置运算器，根据由磁通观测器推测的磁通计算磁通位置；电流控制器，使用所计算的磁通位置把检测电流分离为磁通方向成分和转矩成分并将它们反馈，比较所述磁通方向成分和转矩成分的电流指令值并实施电流控制，使各自的偏差为零；速度控制器，将所推测的速度与指令速度进行比较并实施速度控制使其偏差为零，输出转矩指令值或相当于转矩指令值的电流指令值。

并且，本发明之二十二的特征在于，所述高频发生器具有根据输出频率或速度来调整迭加的高频信号的装置。

并且，本发明之二十三的特征在于，所述高频发生器向电压指令值迭加高频信号。

并且，本发明之二十四的特征在于，所述高频发生器向电流指令值迭加高频信号。

并且，本发明之二十五的特征在于，所述磁通观测器具有根据输出频率或速度从电动机输入电压中去除所述高频信号的功能。

并且，本发明之二十六的特征在于，在所述高频成分提取器得到的磁通位置的误差信号是基于所迭加的高频区域的阻抗或导纳的信号。

并且，本发明之二十七的特征在于，所述混合器具有在包括零速度、零频率的极低速区域去除所述第4适应调整器的输出的功能、和在中高速区域去除所述第3适应调整器的输出的功能。

并且，本发明之二十八的特征在于，所述速度推测器对速度进行适应性推测，以使混合器的输出值即误差信号为零。

并且，本发明之二十九的特征在于，所述磁通调整器具有：根据电动机的固有特性调整磁通的大小，以获得可以检测磁通位置的电动机物理量的磁凸极性的功能；和在迭加高频的磁通位置调整由负荷产生的磁通位置的误差的功能。

并且，本发明之三十的特征在于，所述电流控制器具有在所述迭加的高频信号为电压时从反馈的电流中去除迭加高频成分的功能，在所述迭加的高频信号为电流时把控制器的响应频率设定得高于迭加频率成分。

并且，本发明之三十一的交流电动机的无传感器控制方法，不使用速度传感器，根据感应电动机的磁通位置的推测值把电动机电流分离为磁通成分和转矩成分，通过对它们进行独立控制，实现感应电动机的高性能的控制性能，其特征在于，具有：向电动机的推测磁通轴迭加高频信号的单元；从与所述高频信号相同的频率成分的电压或电流检测信号中，提取根据通过主磁通的磁饱和或高频的趋肤效应产生的高频区域的电动机物理量的磁凸极性而得到的磁通位置的误差信号的单元；利用磁通观测器，根据电动机输入电压、检测电流及推测速度推测磁通的大小和位置的单元；对所述高频成分提取器的输出即磁通位置的误差信号进行适应性调整的第3适应性调整单元；对在所述磁通观测器内用磁通推测值和观测器输出的误差值计算的误差信号进行适应性调整的第4适应性调整单元；根据速度或输出频率切换所述第1和第2适应性调整单元的单元；根据在所述适应性调整单元输出的输出信号推测速度的单元。

并且，本发明之三十二是根据本发明之三十一的交流电动机的无传感器控制方法，其特征在于，具有：为了调整高频区域的电动机物理量的磁凸极性而调整磁通的单元；根据由磁通观测器推测的磁通计算磁通位置的单元；使用所计算的磁通位置把检测电流分离为磁通方向成分和转矩成分并将它们反馈，比较所述磁通方向成分和转矩成分的电流指令值并实施电流控制，使各自的偏差为零的单元；将所推测的速度与指令速度进行比较并实施速度控制使其偏差为零，输出转矩指令值或相当于转矩指令值的电流指令值的单元。

并且，本发明之三十三的特征在于，切换所述适应性调整单元的切换单元具有：在包括零速度、零频率的极低速区域去除所述第4适应性调整单元的输出信号的功能；和在中高速区域去除所述第3适应性调整单元的输出信号的功能。

并且，本发明之三十四的特征在于，在提取根据所述电动机物理量的磁凸极性得到的磁通位置的误差信号的单元、以及利用磁通观测器推测所述磁通的大小和位置的单元中所使用的电动机物理量是，电动机输入电压指令值和检测电流或检测电压和检测电流。

并且，本发明之三十五的特征在于，在本发明之十二所述的无速度传感器控制中，迭加所述高频的单元具有根据输出频率或速度来调整迭加的高频信号的单元。

并且，本发明之三十六的特征在于，在包括零速度和零频率的极低速时，根据电动机的固有特性调整磁通的大小，以获得可以检测磁通位置的电动机物理量的磁凸极性，并且由负荷产生的磁通位置的误差是在迭加高频的磁通位置进行调整的，该调整单元根据推测误差和定子(一次)电流或指令电流进行调整。

附图说明

图1是本发明第一实施方式的交流电动机的无传感器控制装置的结构图。

图2是表示图1所示磁通观测器的详细图。

图3是表示图1所示高频成分提取器的详细图。

图4是表示图1所示混合器和速度推测器的详细图。

图5是表示图1所示高频发生器和磁通调整器的详细图。

图6是表示图1所示交流电动机的高频区域的阻抗和运转频率的关系图。

图7是表示图1所示交流电动机的高频区域的阻抗和负荷的关系图。

图8是本发明第二实施方式的交流电动机的无传感器控制装置的结构图。

图9是表示图8所示高频成分提取器的详细图。

图10是表示图8所示高频发生器和磁通调整器的详细图。

图11是表示在图8所示初始磁极推测器迭加电压高频时的2倍频率的特性图。

图12是图8所示初始磁极推测器的说明图。

图13是本发明第三实施方式的交流电动机的无传感器控制装置的结构图。

图14是表示图13所示磁通观测器的详细图。

图15是表示图13所示混合器和速度推测器的详细图。

图16是表示图13所示高频发生器和磁通调整器的详细图。

图17是本发明第四实施方式的交流电动机的无传感器控制装置的结构图。

图18是表示图17所示高频发生器和磁通调整器的详细图。

图中：100、800-无传感器控制装置；101、801-交流电动机；102、802-电压型转换器；110、810-高频发生器和磁通调整器；120、820-磁通观测器；130、830-高频成分提取器；135-转子位置推测器；136、836-初始磁极位置推测器；140、840-混合器；150、850-速度推测器；160、860-速度控制器；170、870-电流控制器；180-迭加频率去除器；190、191、890、891-坐标转换器。

具体实施方式

以下，参照附图说明本发明的第一实施方式。

图1是本发明第一实施方式的交流电动机的无传感器控制装置的结构图。

图2是表示图1所示磁通观测器的详细图。

图3是表示图1所示高频成分提取器的详细图。

图4是表示图1所示混合器和速度推测器的详细图。

图5是表示图1所示高频发生器和磁通调整器的详细图。

图6是表示图1所示交流电动机的高频区域的阻抗和运转频率的关系图。

图7是表示图1所示交流电动机的高频区域的阻抗和负荷的关系图。

图1所示无传感器控制装置是迭加高频电压信号的方式，关于迭加高频电流信号的方式将在后面叙述。

另外，图1所示控制单元只要能够使用电压型转换器102驱动电动机，可以通过数字运算来实现。并且，也可以使用模拟电路、或并用模拟电路和数字电路来实现。

在图1中，无传感器控制装置100具有高频发生器和磁通调整器110，高频发生器用于向电动机的推测磁通轴迭加高频信号。磁通调整器调整高频区域的电动机物理量的磁凸极性，为了校正磁通推测误差而调整磁通指令。并且，在迭加高频的磁通位置调整由负荷产生的磁通位置的误差。

磁通观测器120根据电动机输入电压、检测电流、速度推测值推测磁通的大小和位置。

高频成分提取器130从与高频信号相同的频率成分的电压或电流检测信号中，提取根据通过主磁通的磁饱和或高频的趋肤效应产生的高频区域的电动机物理量的磁凸极性而得到的磁通位置的误差信号。转子位置推测器135用于输入磁通观测器120的磁通位置122和磁极位置校正器113，推测转子位置。初始磁极位置推测值136用于输入检测电流和迭加频率指令wi，在起动之前的停止状态下推测初始磁极位置。

混合器140根据速度，平稳地把对高频成分提取器的输出即磁通位置的误差信号进行适应性调整的适应调整器、以及对在磁通观测器内根据磁通推测值和观测器输出的误差值计算的误差信号进行适应性调整的适应调整器从低速切换到高速。速度推测器150对速度进行适应性推测，以使混合器140的输出值即误差信号为零。

并且，无传感器控制装置100具有磁通及速度控制器160和电流控制器170。

需要具备从反馈到电流控制器170的电流中去除迭加频率成分的迭加频率去除器180。去除迭加频率成分的迭加频率去除器180由低通滤波器或陷波滤波器构成。由此，使得在作为电流控制器170的输出的电压指令值171中不包括迭加的频率成分。

坐标转换器190和191使用所推测的磁通位置实施矢量坐标转换，以便分别满足下述公式(1)、(2)。

$v_s^{s*}=e^{j\widehat{{\mathrm{\θ}}_e}}{v}_s^{e*}---\left(1\right)$

$v_s^{e*}=e^{-j\widehat{{\mathrm{\θ}}_e}}{v}_s^{s*}---\left(2\right)$

其中，V_s ^s*表示静止坐标系(相电压的U相基准)的电压指令矢量，V_s ^e*表示旋转坐标系(以推测磁通轴基准与输出频率同步旋转)的电压指令矢量。

以下，参照各附图说明各部分的动作。

图2表示图1的磁通观测器120的内部结构。静止坐标系的同步电动机的数学模型可以表示如下。

$\stackrel{\·}{x}=A({\mathrm{\ω}}_r,{\mathrm{\θ}}_r)x+B\left({\mathrm{\θ}}_r\right)u---\left(3\right)$

$i_s^s=\mathrm{Cx}---\left(4\right)$

在公式(3)、(4)中，

$x={\left[\begin{array}{cccc}{i}_{\mathrm{ds}}^s& i_{\mathrm{qs}}^s& {\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ds}}^s& {\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qr}}^s\end{array}\right]}^r,$

$A({\mathrm{\ω}}_r,{\mathrm{\θ}}_r)=\left[\begin{array}{cc}A1({\mathrm{\ω}}_r,{\mathrm{\θ}}_r)& B1\left({\mathrm{\θ}}_r\right)\\ 0& {\mathrm{\ω}}_{r}J\end{array}\right],$

$B=\left[\begin{array}{c}{B}_1\left({\mathrm{\θ}}_r\right)\\ 0\end{array}\right],$

$u=B_s^s={\left[\begin{array}{cc}{v}_{\mathrm{ds}}^s& v_{\mathrm{qs}}^s\end{array}\right]}^r,$

${\mathrm{\λ}}_r={\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{dr}}^s& {\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qr}}^s\end{array}\right]}^r,$

系统矩阵(用A表示)、输出矩阵(用C表示)、矩阵I、J分别表示如下。

$A_1({\mathrm{\ω}}_r,{\mathrm{\θ}}_r)=L_1^{-1}(-R_{s}I-{\mathrm{pL}}_1),$

$B\left({\mathrm{\θ}}_r\right)=L_1^{-1},$

$L^1=\frac{1}{2}(L_d+L_q)I+\frac{1}{2}(L_d-L_q)\left[\begin{array}{cc}\cos 2{\mathrm{\θ}}_r& \sin 2{\mathrm{\θ}}_r\\ \mathrm{sim}2{\mathrm{\θ}}_r& -\cos 2{\mathrm{\θ}}_r\end{array}\right],$

C＝[I 0]

$I=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right],$

$J=\left[\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right],$

状态变量如下：

i_ds ^s＝静止坐标系的一次电流的d轴成分

i_qs ^s＝静止坐标系的一次电流的q轴成分

λ_ds ^s＝静止坐标系的二次磁通的d轴成分

λ_qs ^s＝静止坐标系的二次磁通的q轴成分

v_ds ^s＝静止坐标系的二次电压的d轴成分

v_qs ^s＝静止坐标系的一次电压的q轴成分

ω_r＝转子速度

θ_r＝转子位置

相对公式(3)、(4)的观测器210构成如下。

$\stackrel{\stackrel{\·}{^}}{x}=A\hat{x}+B{v}_s^s+G({\hat{i}}_s^s-i_s^s)$

${\hat{i}}_s^s=C\hat{x}$

${\widehat{\mathrm{\λ}}}_r^s=C_I\hat{x}$

其中，状态变量如下：

$\hat{x}={\left[\begin{array}{cc}{\hat{i}}_s^s& {\widehat{\mathrm{\λ}}}_r^s\end{array}\right]}^r,$

${\hat{i}}_s^s={\left[\begin{array}{cc}{\hat{i}}_{\mathrm{ds}}^s& {\hat{i}}_{\mathrm{qs}}^s\end{array}\right]}^r,$

${\widehat{\mathrm{\λ}}}_r^s={\left[\begin{array}{cc}{\widehat{\mathrm{\λ}}}_{\mathrm{ds}}^s& {\widehat{\mathrm{\λ}}}_{\mathrm{qr}}^s\end{array}\right]}^r,$

其他矩阵是

C_I＝[0 I]

G＝观测器增益矩阵。

在状态观测器210中，反馈信号233和输入信号234通过迭加频率成分去除器230去除迭加频率并输出。这是基于去除高频迭加信号的影响的需要。推测磁通227通过磁通量运算器223和磁通位置运算器224被转换为磁通量225和相位角226。

初始磁通推测器输出241表示在起动之前磁极位置被推测为0或π，之后决定N极或S极的的符号，乘以以下所示矩阵N，以校正初始磁通。

$N=\left[\begin{array}{cc}I& 0\\ 0& -I\end{array}\right]$

图3是表示图1的高频成分提取器130的详细图。高频成分提取器从与迭加的高频信号相同的频率成分的电压或电流检测信号中，提取根据通过主磁通的磁饱和或高频的趋肤效应产生的高频区域的电动机物理量的磁凸极性而得到的磁通位置的误差信号。在本实施方式中是从电流检测信号中提取。高频成分提取器由从检测电压或电流中提取迭加的高频成分的迭加频率成分提取部310和运算磁通位置的误差信号的磁通位置误差信号运算部320构成。

在推测磁通位置301和实际值不一致的情况下，利用迭加在旋转坐标系d轴的高频电压，使q轴产生高频电流。因此，为了推测磁通位置，向推测磁通位置301迭加高频信号。在电动机起动时，把任意轴假定为推测磁通位置301。为了检测所迭加的高频的影响而设置正交的检测坐标系302。该坐标系被设置在从推测磁通位置301推迟π/4弧度的相位。如果推测磁通位置301位于实际磁通轴和与其垂直的轴之间，由于在检测坐标系302中检测的高频成分是高频阻抗的磁凸极性，检测坐标的基准轴(d轴)和与其垂直的轴(q轴)上的值产生差异。在迭加频率下的导纳分布成弯曲状，假定相对实际磁通轴对称，则任意相位角的迭加频率下的导纳的大小表示如下。

Y(Δθ)＝-Y₁cos(2Δθ)+Y₂

$\mathrm{\Δ\θ}={\widehat{\mathrm{\θ}}}_c-{\mathrm{\θ}}_c$

其中，

表示推测磁通位置，θ_c表示实际磁通位置。

如果向推测磁通轴迭加频率为ωi、振幅为Vdsi*的高频电压，则检测坐标系302中的电压和电流的关系表示如下。

$\left|i_{\mathrm{dsi}}^m\right|=[-Y_1\cos (2\mathrm{\Δ\θ}-\frac{\mathrm{\π}}{2})+Y_2]\frac{V_{\mathrm{dsi}}^{*}}{\sqrt{2}}$

$\left|i_{\mathrm{qsi}}^m\right|=[-Y_1\cos (2\mathrm{\Δ\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{2})+Y_2]\frac{v_{\mathrm{qsi}}^{*}}{\sqrt{2}}$

i_dsi ^m表示检测坐标系的d轴电流的迭加频率成分，

i_qsi ^m表示检测坐标系的q轴电流的迭加频率成分。

在本发明中，一次电流303通过坐标转换器311被转换为检测坐标系，所转换的电流305通过带通滤波器312仅提取迭加频率成分。把所提取的电流信号306的振幅通过DEMUX(串行·并行转换)部321向振幅运算器322和323分配信号，通过振幅运算器322和323求出其二次方的值，分别输出该值333和334。把相当于检测坐标系的导纳的二次方值的q轴和d轴的值的差异的误差信号定义如下。

${\mathrm{\ϵ}}_{i0}={\left|i_{\mathrm{qsi}}^m\right|}^2-{\left|i_{\mathrm{dsi}}^m\right|}^2=2Y_1{Y}_2{v}_{\mathrm{dsi}}^{*2}\sin \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)---\left(5\right)$

为了保持推测误差的补偿或磁凸极性，利用补偿器输出Kci337按以下所述校正误差信号。

ε_i＝ε_i0-K_ci               公式(6)

关于Kci337将在后述的图5中说明。

图4是用于说明图1的混合器140(在图4中为410)和速度推测器150(在图4中为450)的详细图。相当于速度推测误差的误差信号ε1根据观测器的状态推测量构成如下。

${\mathrm{\ϵ}}_1=G_2\left(s\right)(i_{\mathrm{ds}}^s-{\hat{i}}_{\mathrm{ds}}^s)\·G_1\left(s\right){\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qr}}^s-G_2\left(s\right)(i_{\mathrm{qs}}^s-{\hat{i}}_{\mathrm{qs}}^s)\·G_1\left(s\right){\mathrm{\λ}}_{\mathrm{dr}}^s$

此处，G1(s)和G2(s)表示在零速度、零频率区域去除输入信号的传递函数。

在中、高速区域中，由于电压限制不能从根据公式(5)、公式(6)计算的误差信号εi412获得准确的磁通位置信息，所以必须根据速度去除信号。因此，根据公式(5)计算的误差信号412使用G3(s)433的传递函数重新生成误差信号。

ε₂＝G₃(s)ε_i

其中，G₃(s)表示在中高速区域去除输入信号的传递函数。

速度推测器450具有比例积分(PI)调整器460，预先调整增益，使误差信号ε₁411和误差信号ε₂412为零。由于误差信号ε₁411和误差信号ε₂412的响应性和调整增益不同，所以可以分别调整为对应误差信号ε₁(观测器侧的误差信号)的增益470和对应误差信号ε₂412(基于高频迭加的误差信号)的增益480。PI调整器460在把这些误差信号调整为零的同时进行速度451的推测。

图5用于说明图1的高频发生器和磁通调整器110。高频发生器和磁通调整器110为了获得迭加在推测磁通轴的高频信号V_si ^e*515、相对负荷条件可以检测磁通位置的电动机物理量的磁凸极性，输出用于调整磁通大小的磁通指令调整值λ_rc ^*521和用于调整迭加高频的磁通位置的调整增益Kci531。

高频信号的振幅大小511由从根据下式得到的条件541预先匹配的表510决定。

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{\mathrm{rc}1}={\widehat{\mathrm{\ω}}}_r+K_{c1}\·i_{\mathrm{qs}}^{e^{*}}$

磁通指令调整值λrc*521由预先匹配的表520决定。磁通指令调整水平的最大值是电动机物理量的磁凸极性为最大的条件，这是由电动机固有的特性确定的。调整条件为由下式决定的条件545。

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{\mathrm{rc}2}={\widehat{\mathrm{\ω}}}_r+K_{c2}\·i_{\mathrm{qs}}^{e^{*}}$

使用高频迭加的磁通位置检测方法是基于同步电动机的高频区域的阻抗或导纳特性的方法。图6和图7表示高频区域的阻抗的凸极性损耗的条件。图6说明运转频率增加时，表示阻抗的凸极性状态的角度由于同步电动机的电感特性发生相位延迟的情况。图7说明负荷增加(q轴电流增加)时，表示阻抗的凸极性状态的角度由于同步电动机的一次泄漏电感的饱和而发生相位延迟的情况。校正因这种现象造成的角度误差的调整增益Kci531由下式决定。

$K_{\mathrm{ci}}=K_{c3}\·{\widehat{\mathrm{\ω}}}_r+K_{c4}\·i_{\mathrm{ds}}^{e^{*}}+K_{c5}\·i_{\mathrm{qs}}^{e^{*}}$

此处，磁通位置有时和转子位置不同，具有根据电动机特性补偿磁通位置和转子位置的误差的表560。

下面，参照附图说明本发明的第二实施方式。

图8是本发明第二实施方式涉及的交流电动机的无传感器控制装置的结构图。

图9是表示图8所示高频成分提取器的详细图。

图10是表示图8所示高频发生器和磁通调整器的详细图。

图11是表示在图8所示初始磁极推测器迭加电压高频时的2倍频率的特性图。

图12是图1和图8所示初始磁极推测器的说明图。

图8是表示本发明第二实施方式涉及的交流电动机的无传感器控制装置的结构图，表示迭加高频电流的方式。虽然和图1的迭加高频电压的方式类似，但不同之处是向电流控制器870的输入部迭加高频信号812和在检测电流反馈部删除了迭加信号去除器(相当于图1的180)。其他和图1的结构相同，省略重复说明。

下面，根据各附图说明其动作。

图9是说明图8的高频成分提取器的830的图。迭加频率的阻抗分布成弯曲状，假定相对实际磁通轴是对称的，任意相位角的迭加频率的阻抗大小表示如下。

Z(Δθ)＝Z₁cos(2Δθ)+Z₂

如果向推测磁通轴迭加频率为ωi、振幅为idsie*的高频电流，则检测坐标系902中的电压和电流的关系表示如下。

$\left|v_{\mathrm{dsi}}^m\right|=[Z_1\cos (2\mathrm{\Δ\θ}-\frac{\mathrm{\π}}{2})+Z_2]\frac{i_{\mathrm{dsi}}^{e^{*}}}{\sqrt{2}}$

$v_{\mathrm{qsi}}^m=[Z_1\cos (2\mathrm{\Δ\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{2})+Z_2]\frac{i_{\mathrm{qsi}}^{e^{*}}}{\sqrt{2}}$

其中，

V_dsi ^m表示检测坐标系的d轴电压的迭加频率成分，

V_qsi ^m表示检测坐标系的q轴电压的迭加频率成分。

在本发明中，一次电压903通过坐标转换器911被转换为检测坐标系，所转换的电压905通过带通滤波器912仅提取迭加频率成分。所提取的电压信号906的振幅的平方值933和934通过振幅运算器921和922进行计算。把相当于检测坐标系的阻抗的二次方值的q轴和d轴的值的差异的误差信号定义如下。

${\mathrm{\ϵ}}_{i0}={\left|v_{\mathrm{qsi}}^m\right|}^2-{\left|v_{\mathrm{dsi}}^m\right|}^2=2Z_1{Z}_2{i}_{\mathrm{dsi}}^{e^{*}2}\sin \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)$

图10是说明图8的高频发生器和磁通调整器810的图。高频发生器和磁通调整器810(图8)为了获得迭加在推测磁通轴的高频信号i_si ^e*965、相对负荷条件可以检测磁通位置的电动机物理量的磁凸极性，输出用于调整磁通大小的磁通指令调整值λ_rc ^*971和用于调整迭加高频的磁通位置的调整增益Kci981。

然后，鉴于存在利用永久磁体同步电动机进行无传感器控制的情况和根据起动方法伴随有逆转的情况，必须在起动前的停止状态下推测初始磁极位置。以往的方法大多利用铁心磁通的饱和特性。在本发明中利用迭加高频、与迭加的频率成分的电动机物理量相关的信号。N极磁极位置可以根据铁心磁通的磁饱和时的磁滞和因转子位置的电动机物理量的变化进行推测。

如果向推测磁通轴(d轴)迭加高频，则由于磁滞影响而发生变形的周期相对迭加频率产生偶数倍的频率。在迭加了电压时，这种现象表现在电流中。在迭加了电流时，则表现在电压中。此处，对使用迭加频率的2倍高频进行初始磁极推测的示例进行解说。

图11表示迭加电压高频时的迭加频率的2倍频率即高频电流(以下称为2倍谐波)的特性。在图11中，‘A’区域表示向磁铁的N极方向即d轴方向迭加高频信号时的2倍谐波的轨迹，‘B’区域表示向磁铁的S极方向即-d轴方向迭加时的2倍谐波的轨迹。此时，2倍谐波可以用以下公式检测。

$i_{\mathrm{dsh}}^r=\mathrm{BPF}\left(i_{\mathrm{ds}}^r\right)$

$I_{d\sin 2\mathrm{\ωh}}=2\mathrm{LPF}(i_{\mathrm{dsh}}^r\·\sin 2{\mathrm{\ω}}_{h}t)$

$I_{d\cos 2\mathrm{\ωh}}=2\mathrm{LPF}(i_{\mathrm{dsh}}^r\·\cos 2{\mathrm{\ω}}_{h}t)$

$\mathrm{\φ}={\tan }^{-1}\frac{I_{d\sin 2\mathrm{\ωh}}}{I_{d\cos 2\mathrm{\ωh}}}$

其中，

i_ds ^r：旋转坐标系(与磁通同步旋转的坐标系)的一次电流的d轴成分

i_dsh ^r：迭加信号的2倍谐波成分电流

BPF：提取迭加信号的2倍谐波的带通滤波器

1_dsin2ωh：迭加信号的2倍谐波的无效成分振幅

1_dcos2ωh：迭加信号的2倍谐波的实效成分振幅

LPF：去除高频成分的低通滤波器

Φ：迭加信号的2倍谐波的相位角

如图11所示，迭加信号的2倍谐波的相位角在位于Φ[弧度]和Φ+π[弧度]时，表示+d轴方向，否则表示-d轴方向。因此，可以判别初始磁极的N极S极。

图12表示本发明的初始磁极位置的推测方法。在起动之前根据高频迭加的磁通位置推测，推测初始磁通位置。与此并行，利用迭加频率的2倍谐波成分的特性，推测初始磁极位置。磁极位置的推测可以按以下所示一步到位(one step)的信号处理进行计算。

$I_{d\sin 2\mathrm{\ωh\Φ}}=2\·\mathrm{LPF}(\mathrm{BPF}\left(I_{\mathrm{ds}}^r\right)\·\sin (2{\mathrm{\ω}}_{h}t+\mathrm{\Φ}))$

如果L_dsin2ωhΦ为正，则N极和d轴一致。相反如果为负，则N极为d轴的反方向。因此，在为负的情况下，如果在初始状态下向磁通位置加算π，则N极和d轴一致。校正磁通位置的极性的时间(TIME)可以任意设定。一旦d轴和N极一致，使用高频迭加的磁通位置推测方法在低速驱动时几乎不会推断错磁极位置。

以上，本实施方式记述了本发明的基本特征。虽然可以对本发明进行部分改良或功能置换，但本发明所提出的保护技术方案以及部分改良或功能置换全都包括在基本概念中。

下面，参照附图说明本发明的第三实施方式。

图13是表示本发明第三实施方式的交流电动机的无传感器控制装置的结构图。

图14是表示图13所示磁通观测器的详细图。

图15是表示图13所示混合器和速度推测器的详细图。

图16是表示图13所示高频发生器和磁通调整器的详细图。

在上述实施方式中，说明了交流电动机(同步电动机)的示例，在本实施方式中说明感应电动机。图13所示控制单元只要能够使用电压型转换器102驱动和图1相同的交流电动机(感应电动机)101，可以通过数字运算来实现。并且，也可以使用模拟电路或并用模拟电路和数字电路来实现。

在图13中，无传感器控制器100和图1的结构相同，具有高频发生器和磁通调整器110，高频发生器向电动机的推测磁通轴迭加高频信号。磁通调整器为了调整高频区域的电动机物理量的磁凸极性、补偿磁通推测误差，调整磁通指令。并且，在迭加高频的磁通位置调整由于负荷产生的磁通位置的误差。

磁通观测器120根据电动机输入电压、检测电流、速度推测值推测磁通的大小和位置。高频成分提取器130从与高频信号相同的频率成分的电压或电流检测信号中，提取根据通过主磁通的磁饱和或高频的趋肤效应产生的高频区域的电动机物理量的磁凸极性而得到的磁通位置的误差信号。混合器140根据速度，在没有冲击的状态下，把对高频成分提取器的输出即磁通位置的误差信号进行适应性调整的适应调整器、以及对在磁通观测器内根据磁通推测值和观测器输出的误差值计算的误差信号进行适应性调整的适应调整器从低速切换到高速。

速度推测器150对速度进行适应性推测，以使混合器的输出值即误差信号为零。并且，无传感器控制装置具有磁通及速度控制器160和电流控制器170。需要从反馈到电流控制器170的电流中去除迭加频率成分的迭加频率去除器180。去除迭加频率成分的迭加频率去除器180由低通滤波器或陷波滤波器构成。由此，不包括迭加在电流控制器170的输出即电压指令值171的频率成分。坐标转换器190和191使用所推测的磁通位置，实施如下述公式(1)、(2)所示的矢量坐标转换。

${V_s}^{s^{*}}=e^{j\widehat{{\mathrm{\θ}}_e}}{V_s}^{e^{*}}---\left(1\right)$

${V_s}^{e^{*}}=e^{-j\widehat{{\mathrm{\θ}}_e}}{V_s}^{s^{*}}---\left(2\right)$

其中，V_s ^s*表示静止坐标系(相电压的U相基准)的电压指令矢量，V_s ^e*表示旋转坐标系(以推测磁通轴基准与输出频率同步旋转)的电压指令矢量。

这样，在图13所示本实施方式中，利用与图1所示控制单元相同的结构和控制方法控制感应电动机101，和图1不同之处是删除了转子位置推测器135和初始磁极位置推测器136。

图14表示图13的磁通观测器120的内部结构。静止坐标系的感应电动机的数学模型可以表示如下。

$\stackrel{\·}{x}=A\left({\mathrm{\ω}}_r\right)x+\mathrm{Bu}---\left(7\right)$

$i_s^s=\mathrm{Cx}---\left(4\right)$

在上述公式(7)、公式(4)中，

$x={\left[\begin{array}{cccc}{i}_{\mathrm{ds}}^s& i_{\mathrm{qs}}^s& {\mathrm{\λ}}_{\mathrm{dr}}^s& {\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qr}}^s\end{array}\right]}^r,$

$A\left({\mathrm{\ω}}_r\right)=\left[\begin{array}{ccc}{A}_{11}& A& {\left({\mathrm{\ω}}_r\right)}_{12}\\ A_{21}& A& {\left({\mathrm{\ω}}_r\right)}_{11}\end{array}\right],$

$u=v_s^s={\left[\begin{array}{cc}{v}_{\mathrm{ds}}^s& v_{\mathrm{qs}}^s\end{array}\right]}^r,$

系统矩阵(用A表示)、输出矩阵(用C表示)、矩阵I、J分别表示如下。

$A_{11}=-\{\mathrm{Rs}/\left({\mathrm{\σL}}_s\right)+(1-\mathrm{\σ})/\left(\mathrm{\σ}{\mathrm{\τ}}_r\right)\}I,$

$A{\left({\mathrm{\ω}}_r\right)}_{12}=L_m/\left(\mathrm{\σ}{L}_s{L}_r\right)\{(1/{\mathrm{\τ}}_r)I-{\mathrm{\ω}}_{r}J\},$

$A_{21}=(L_m/{\mathrm{\τ}}_r)I,$

$A{\left({\mathrm{\ω}}_r\right)}_{22}=-(1/{\mathrm{\τ}}_r)I+{\mathrm{\ω}}_{r}J,$

C＝[I 0]，

$I=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right],$

$J=\left[\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right],$

状态变量如下：

i_ds ^s＝静止坐标系的一次电流的d轴成分

i_qs ^s＝静止坐标系的一次电流的q轴成分

λ_dr ^s＝静止坐标系的二次磁通的d轴成分

λ_qr ^s＝静止坐标系的二次磁通的q轴成分

v_ds ^s＝静止坐标系的一次电压的d轴成分

v_qs ^s＝静止坐标系的一次电压的q轴成分

ω_r＝转子速度

相对公式(7)、(4)的观测器210构成如下。

$\stackrel{\stackrel{\·}{^}}{x}=A\hat{x}+B{v}_s^s+G({\hat{i}}_s^s-i_s^s)$

${\hat{i}}_s^s=C\hat{x}$

${\widehat{\mathrm{\λ}}}_r^s=C_I\hat{x}$

其中，状态变量如下：

$\hat{x}={\left[\begin{array}{cc}{\hat{i}}_s^s& {\widehat{\mathrm{\λ}}}_r^s\end{array}\right]}^r,$

${\hat{i}}_s^s={\left[\begin{array}{cc}{\hat{i}}_{\mathrm{ds}}^s& \widehat{i_{\mathrm{qs}}^s}\end{array}\right]}^r,$

${\widehat{\mathrm{\λ}}}_r^s={\left[\begin{array}{cc}{\widehat{\mathrm{\λ}}}_{\mathrm{dr}}^s& {\widehat{\mathrm{\λ}}}_{\mathrm{qr}}^s\end{array}\right]}^r,$

其他矩阵是

C_I＝[0 I]

G＝观测器增益矩阵。

在状态观测器210中，反馈信号233和输入信号234通过迭加频率成分去除器230去除迭加频率并输出。这是基于去除高频迭加信号的影响的需要。推测磁通227通过磁通量运算器223和磁通位置运算器224被转换为磁通量225和相位角226。

另外，在图14中省略了初始磁通推测器输出。

下面，关于图13的高频成分提取器130的说明，由于结构相同，所以共用上述实施方式的图3进行说明。高频成分提取器从与迭加的高频信号相同的频率成分的电压或电流检测信号中，提取根据通过主磁通的磁饱和或高频的趋肤效应产生的高频区域的电动机物理量的磁凸极性而得到的磁通位置的误差信号。

此处是从电流检测信号中提取。高频成分提取器由从检测电压或电流中提取迭加的高频成分的迭加频率成分提取部310和运算磁通位置的误差信号的磁通位置误差信号运算部320构成。

在推测磁通位置301和实际值不一致的情况下，利用迭加在旋转坐标系d轴的高频电压，使q轴产生高频电流。因此，为了推测磁通位置，向推测磁通位置301迭加高频信号。在电动机起动时，把任意轴假定为推测磁通位置301。为了检测所迭加的高频的影响而设置正交的检测坐标系302。该坐标系被设置在从推测磁通位置301推迟π/4弧度的相位。如果推测磁通位置301位于实际磁通轴和与其垂直的轴之间，则由于在检测坐标系302中检测的高频成分是高频阻抗的磁凸极性，所以检测坐标的基准轴(d轴)和与其垂直的轴(q轴)上的值产生差异。在迭加频率下的导纳分布成弯曲状，假定相对实际磁通轴对称，则任意相位角的迭加频率下的导纳的大小表示如下。

Y(Δθ)＝-Y₁cos(2Δθ)+Y₂

$\mathrm{\Δ\θ}={\widehat{\mathrm{\θ}}}_c-\mathrm{\θc}$

此处，

表示推测磁通位置，θ_c表示实际磁通位置。

如果向推测磁通轴迭加频率为ωi、振幅为Vdsi*的高频电压，则检测坐标系302的电压和电流的关系表示如下。

$\left|i_{\mathrm{dsi}}^m\right|=[-Y_1\cos (2\mathrm{\Δ\θ}-\frac{\mathrm{\π}}{2})+Y_2]\frac{V_{\mathrm{dsi}}^{*}}{\sqrt{2}}$

$\left|i_{\mathrm{qsi}}^m\right|=[-Y_1\cos (2\mathrm{\Δ\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{2})+Y_2]\frac{v_{\mathrm{qsi}}^{*}}{\sqrt{2}}$

i_dsi ^m表示检测坐标系的d轴电流的迭加频率成分，

i_qsi ^m表示检测坐标系的q轴电流的迭加频率成分。

在本发明中，一次电流303通过坐标转换器311被转换为检测坐标系，所转换的电流305通过带通滤波器312仅提取迭加频率成分。所提取的电流信号306的振幅的二次方值333或334通过振幅运算器321和322进行计算。把相当于检测坐标系中的导纳的二次方值的q轴和d轴的值的差异的误差信号定义如下。

${\mathrm{\ϵ}}_{i0}={\left|i_{\mathrm{qsi}}^m\right|}^2-{\left|i_{\mathrm{dsi}}^m\right|}^2=2Y_1{Y}_2{v}_{\mathrm{dsi}}^{*2}\sin \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)---\left(5\right)$

为了保持推测误差的补偿或磁凸极性，利用补偿器输出Kci337按以下所述校正误差信号。

ε_i＝ε_i0-K_ci                         (6)

关于Kci337将在后述的图16中说明。

图15用于说明图13的混合器140(在图15中为410)和速度推测器(在图15中为450)。相当于速度推测误差的误差信号ε1根据观测器的状态推测量构成如下。

${\mathrm{\ϵ}}_1=(i_{\mathrm{ds}}^s-{\hat{i}}_{\mathrm{ds}}^s)\·G_1\left(s\right){\mathrm{\λ}}_{\mathrm{qr}}^s-G_2\left(s\right)(i_{\mathrm{qs}}^s-{\hat{i}}_{\mathrm{qs}}^s)\·G_1\left(s\right){\mathrm{\λ}}_{\mathrm{dr}}^s$

此处，G1(s)表示在零速度、零频率区域去除输入信号的传递函数。

在中、高速区域中，由于电压限制不能从根据公式(5)、公式(6)计算的误差信号εi412获得准确的磁通位置信息，所以必须根据速度去除信号。因此，根据公式(6)计算的误差信号εi412使用G2(s)433的传递函数重新生成误差信号ε2。

ε₂＝G₂(s)ε_i

此处，G₂(s)表示在中高速区域去除输入信号的传递函数。

速度推测器450具有比例积分(PI)调整器460，预先调整增益，使误差信号ε₁411和误差信号ε₂412为零。由于误差信号ε₁411和误差信号ε₂412的响应性和调整增益不同，所以可以分别调整为对应误差信号ε₁(观测器侧的误差信号)的增益470和对应误差信号ε₂412(基于高频迭加的误差信号)的增益480。PI调整器460在把这些误差信号调整为零的同时进行速度451的推测。

图16用于说明图13的高频发生器和磁通调整器110。高频发生器和磁通调整器110为了获得迭加在推测磁通轴的高频信号V_si ^e*515、相对负荷条件可以检测磁通位置的电动机物理量的磁凸极性，输出用于调整磁通大小的磁通指令调整值λrc*521和用于调整迭加高频的磁通位置的调整增益Kci531。

高频信号的振幅大小511由从根据下式得到的条件541预先匹配的表510决定。

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{\mathrm{rc}1}={\widehat{\mathrm{\ω}}}_r+K_{c1}\·i_{\mathrm{qs}}^{e^{*}}$

磁通指令调整值λrc*521由预先匹配的表520决定。磁通指令调整水平的最大值是电动机物理量的磁凸极性为最大的条件，这是由电动机固有的特性确定的。调整条件为由下式决定的条件545。

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{\mathrm{rc}2}={\widehat{\mathrm{\ω}}}_r+K_{c2}\·i_{\mathrm{qs}}^{e^{*}}$

使用高频迭加的磁通位置检测方法是基于感应电动机的高频区域的阻抗或导纳特性的方法。利用上述实施方式的图6和图7说明高频区域的阻抗的凸极性损耗的条件。图6说明运转频率增加时，表示阻抗的凸极性状态的角度由于感应电动机的电感特性发生相位延迟的情况。图7说明负荷增加(q轴电流增加)时，表示阻抗的凸极性状态的角度由于感应电动机的一次泄漏电感的饱和发生相位延迟的情况。校正因这种现象造成的角度误差的调整增益Kci531由下式决定。

$K_{\mathrm{ci}}=K_{c3}\·{\widehat{\mathrm{\ω}}}_r+K_{c4}\·i_{\mathrm{ds}}^{e^{*}}+K_{c5}\·i_{\mathrm{qs}}^{e^{*}}$

下面，参照附图说明本发明的第四实施方式。

图17是表示本发明第四实施方式的交流电动机的无传感器控制装置的结构图。

图18是表示图17所示高频发生器和磁通调整器的详细图。

图17表示第四实施方式的迭加高频电流的方式。虽然和图13的迭加高频电压的方式类似，但不同之处是向电流控制器870的输入部迭加高频信号812，并且在检测电流反馈部删除了迭加信号去除部。

图17的高频成分提取器830的详细图和第二实施方式的图9相同，所以参照图9进行说明。迭加频率的阻抗分布成弯曲状，假定相对实际磁通轴是对称的，任意相位角的迭加频率的阻抗大小表示如下。

Z(Δθ)＝Z₁cos(2Δθ)+Z₂

如果向推测磁通轴迭加频率为ωi、振幅为i_dsi ^e*的高频电流，则检测坐标系902中的电压和电流的关系表示如下。

$\left|v_{\mathrm{dsi}}^m\right|=[Z_1\cos (2\mathrm{\Δ\θ}-\frac{\mathrm{\π}}{2})+Z_2]\frac{i_{\mathrm{dsi}}^{e^{*}}}{\sqrt{2}}$

$v_{\mathrm{qsi}}^m=[Z_1\cos (2\mathrm{\Δ\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{2})+Z_2]\frac{i_{\mathrm{qsi}}^{e^{*}}}{\sqrt{2}}$

其中，

V_dsi ^m表示检测坐标系的d轴电压的迭加频率成分，

V_qsi ^m表示检测坐标系的q轴电压的迭加频率成分。

在本发明中，一次电压903通过坐标转换器911被转换为检测坐标系，所转换的电压905通过带通滤波器912仅提取迭加频率成分。所提取的电压信号906的振幅的二次方值933和934通过振幅运算器921和922进行计算。把相当于检测坐标系的阻抗的二次方值的q轴和d轴的值的差异的误差信号定义如下。

${\mathrm{\ϵ}}_{i0}={\left|v_{\mathrm{qsi}}^m\right|}^2-{\left|v_{\mathrm{dsi}}^m\right|}^2=2Z_1{Z}_2{i}_{\mathrm{dsi}}^{e^{*}2}\sin \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)$

图18是说明图17的高频发生器和磁通调整器810的图。高频发生器和磁通调整器810为了获得迭加在推测磁通轴的高频信号i_si ^e*965、相对负荷条件可以检测磁通位置的电动机物理量的磁凸极性，输出用于调整磁通大小的磁通指令调整值λ_rc ^*971和用于调整迭加高频的磁通位置的调整增益Kci981。

以上的本实施方式记述了本发明的基本特征。虽然可以进行部分改良或功能置换，但部分改良或功能置换也全都包括在所提出的技术方案的基本概念中。

虽然参照特定实施方式详细说明了本发明，但对本行业人员来说当然可以在不脱离本发明的技术思想和范围的情况下进行各种变更或修改。

本申请是基于2002年4月2日申请的日本专利申请(特愿2002-100259)的申请，作为参考也记述了其内容。

如上所述，根据本发明可以提供一种交流电动机的无传感器控制方法及其控制装置，对在即使迭加高频也不会产生电压误差和噪声的转矩振动要素、并且包括零速度、零输出频率区域的所有驱动范围内，实现稳定的转矩及速度控制非常有效。

Claims (36)

1.一种交流电动机的无传感器控制装置，不使用位置和速度传感器，根据同步电动机的磁通位置的推测位置把电动机电流分离为磁通成分和转矩成分，通过对它们进行独立控制，实现同步电动机的高性能的控制性能，其特征在于，具有：

高频发生器，向电动机的推测磁通轴迭加高频信号；

高频成分提取器，从与所述高频信号相同的频率成分的电压或电流检测信号中，提取根据通过主磁通的磁饱和或高频的趋肤效应产生的高频区域的电动机物理量的磁凸极性而得到的磁通位置的误差信号；

磁通观测器，根据电动机输入电压、检测电流及速度推测值推测磁通的大小和位置；

第1适应调整器，对所述高频成分提取器的输出即磁通位置的误差信号进行适应性调整；

第2适应调整器，对在所述磁通观测器内用磁通推测值和观测器输出的误差值计算的误差信号进行适应性调整；

混合器，对应速度，在极低速时切换到所述第1适应调整器、在低速时切换到所述第1和第2适应调整器、在高速时切换到第2适应调整器；

速度推测器，根据所述混合器的输出值生成速度推测值。

2.根据权利要求1所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，具有：

磁通调整器，用于进行磁通量的调整、高频区域的电动机物理量的磁凸极性的调整以及效率的调整；

推测误差校正器，用于校正在推测磁通、推测转子速度及推测转子位置中产生的推测误差；

磁通位置运算器，根据由磁通观测器推测的磁通计算磁通位置；

电流控制器，使用所推测的磁通位置把检测电流分离为磁通方向成分和转矩成分并将它们反馈，比较所述磁通方向成分和转矩成分的电流指令值并实施电流控制，使各自的偏差为零；

速度控制器，将所推测的速度与指令速度进行比较并实施速度控制，使其偏差为零，输出转矩指令值或相当于转矩指令值的电流指令值；

初始磁极位置推测器，在起动之前推测初始磁极位置。

3.根据权利要求1所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，所述高频发生器具有根据磁通的旋转速度或转子速度调整迭加的高频信号的装置。

4.根据权利要求1所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，所述高频发生器向电压指令值迭加高频信号。

5.根据权利要求1所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，所述高频发生器向电流指令值迭加高频信号。

6.根据权利要求1所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，所述磁通观测器具有对应输出频率或速度从电动机输入电压中去除所述高频信号的功能。

7.根据权利要求1所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，在所述高频成分提取器中得到的磁通位置的误差信号是基于所迭加的高频区域的阻抗或导纳的信号。

8.根据权利要求1所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，所述混合器具有：在包括零速度的极低速区域去除所述第2适应调整器的输出的功能；和在中高速区域去除所述第1适应调整器的输出的功能。

9.根据权利要求1所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，所述速度推测器对速度进行适应性推测，以使作为混合器的输出值的误差信号为零。

10.根据权利要求2所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，所述磁通调整器在可以保持电动机的特性即保持高频区域的电动机物理量的磁凸极性的点、以及达到高效率的点调整磁通量，所述推测误差校正器校正高频下的磁凸极性降低时产生的推测磁通、推测转子速度及推测转子位置误差。

11.根据权利要求2所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，所述电流控制器具有在所述迭加的高频信号为电压时从反馈的电流中去除迭加高频成分的功能，在所述迭加的高频信号为电流时把控制器的响应频率设定得高于迭加频率成分。

12.根据权利要求2所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，所述初始磁极位置推测器具有提取所述迭加高频的2的N次方倍(N＝-1、1、2、3、…、n)的高频中的至少一个频率的信号处理部，以便判别是磁极的N极还是S极。

13.一种交流电动机的无传感器控制方法，不使用位置和速度传感器，根据同步电动机的磁通位置的推测位置把电动机电流分离为磁通成分和转矩成分，通过对它们进行独立控制，实现同步电动机的高性能的控制性能，其特征在于，具有：

向电动机的推测磁通轴迭加高频信号的单元；

从与所述高频信号相同的频率成分的电压或电流检测信号中，提取根据通过主磁通的磁饱和或高频的趋肤效应产生的高频区域的电动机物理量的磁凸极性而得到的磁通位置的误差信号的单元；

利用磁通观测器根据电动机输入电压、检测电流及速度推测值推测磁通的大小和位置的单元；

对作为所述高频成分提取器的输出的磁通位置的误差信号进行适应性调整的第1适应性调整单元；

对在所述磁通观测器内用磁通推测值和观测器输出的误差值计算的误差信号进行适应性调整的第2适应性调整单元；

根据速度切换所述第1和第2适应性调整单元的切换单元；

根据在所述适应性调整单元的输出信号推测速度的单元。

14.根据权利要求13所述的交流电动机的无传感器控制方法，其特征在于，具有：

为了保持高频区域的电动机物理量的磁凸极性并保持高效率而调整磁通的单元；

校正在推测磁通、推测转子速度及推测转子位置产生的推测误差的推测误差校正单元；

根据由磁通观测器推测的磁通矢量计算磁通位置的单元；

使用所推测的磁通位置把检测电流分离为磁通方向成分和转矩成分并将它们反馈，比较所述磁通方向成分和转矩成分的电流指令值并实施电流控制，使各自的偏差为零的单元；

将所推测的速度与指令速度进行比较并实施速度控制使其偏差为零，输出转矩指令值或相当于转矩指令值的电流指令值的单元；和

在起动之前判别磁极是N极还是S极的初始磁极推测单元。

15.根据权利要求13所述的交流电动机的无传感器控制方法，其特征在于，根据速度切换所述适应性调整单元的切换单元具有：在包括零速度、零频率的极低速区域去除所述第2适应性单元的输出信号的功能；和在中高速区域去除所述第1适应性单元的输出信号的功能。

16.根据权利要求13所述的交流电动机的无传感器控制方法，其特征在于，提取根据所述电动机物理量的磁凸极性得到的磁通位置的误差信号的单元使用的电动机物理量是电动机输入电压指令值和检测电流或检测电压和检测电流。

17.根据权利要求13所述的交流电动机的无传感器控制方法，其特征在于，迭加所述高频的单元具有根据输出频率或速度来调整迭加的高频信号的调整单元。

18.根据权利要求14所述的交流电动机的无传感器控制方法，其特征在于，调整所述磁通的单元在包括零速度和零频率的极低速时，根据电动机的固有特性调整磁通的大小，以获得可以检测磁通位置的电动机物理量的磁凸极性，并且由负荷产生的磁通位置的误差是在迭加高频的磁通位置进行调整的，该调整单元根据推测误差和定子(一次)电流或指令电流进行调整。

19.根据权利要求14所述的交流电动机的无传感器控制方法，其特征在于，所述初始磁极推测单元具有提取迭加高频的2的N次方倍(N＝-1、1、2、3、…、n)的高频中的至少一个频率的信号处理单元，以便判别是磁极的N极还是S极。

20.一种交流电动机的无传感器控制装置，不使用速度传感器，根据感应电动机的磁通位置的推测值把电动机电流分离为磁通成分和转矩成分，通过对它们进行独立控制，实现感应电动机的高性能的控制性能，其特征在于，具有：

高频发生器，向电动机的推测磁通轴迭加高频信号；

高频成分提取器，从与所述高频信号相同的频率成分的电压或电流检测信号中，提取根据通过主磁通的磁饱和或高频的趋肤效应产生的高频区域的电动机物理量的磁凸极性而得到的磁通位置的误差信号；

磁通观测器，根据电动机输入电压、检测电流及速度推测值推测磁通的大小和位置；

第3适应调整器，对所述高频成分提取器的输出即磁通位置的误差信号进行适应性调整；

第4适应调整器，对在所述磁通观测器内用磁通推测值和观测器输出的误差值计算的误差信号进行适应性调整；

混合器，对应速度，在极低速时切换到所述第3适应调整器、在低速时切换到所述第3和第4适应调整器、在高速时切换到第4适应调整器；

速度推测器，根据所述混合器的输出值生成速度推测值。

21.根据权利要求20所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，具有：

磁通调整器，为了调整高频区域的电动机物理量的磁凸极性，调整磁通指令和迭加高频信号的磁通位置；

磁通位置运算器，根据由磁通观测器推测的磁通计算磁通位置；

电流控制器，使用所计算的磁通位置把检测电流分离为磁通方向成分和转矩成分并将它们反馈，比较所述磁通方向成分和转矩成分的电流指令值并实施电流控制，使各自的偏差为零；

速度控制器，将所推测的速度与指令速度进行比较并实施速度控制使其偏差为零，输出转矩指令值或相当于转矩指令值的电流指令值。

22.根据权利要求20所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，所述高频发生器具有根据输出频率或速度来调整迭加的高频信号的装置。

23.根据权利要求20所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，所述高频发生器向电压指令值迭加高频信号。

24.根据权利要求20所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，所述高频发生器向电流指令值迭加高频信号。

25.根据权利要求20所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，所述磁通观测器具有根据输出频率或速度从电动机输入电压中去除所述高频信号的功能。

26.根据权利要求20所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，在所述高频成分提取器得到的磁通位置的误差信号是基于所迭加的高频区域的阻抗或导纳的信号。

27.根据权利要求20所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，所述混合器具有：在包括零速度、零频率的极低速区域去除所述第4适应调整器的输出的功能；和在中高速区域去除所述第3适应调整器的输出的功能。

28.根据权利要求20所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，所述速度推测器对速度进行适应性推测，以使混合器的输出值即误差信号为零。

29.根据权利要求21所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，所述磁通调整器具有：根据电动机的固有特性调整磁通的大小，以获得可以检测磁通位置的电动机物理量的磁凸极性的功能；和在迭加高频的磁通位置调整由负荷产生的磁通位置的误差的功能。

30.根据权利要求21所述的交流电动机的无传感器控制装置，其特征在于，所述电流控制器具有在所述迭加的高频信号为电压时从反馈的电流中去除迭加高频成分的功能，在所述迭加的高频信号为电流时把控制器的响应频率设定得高于迭加频率成分。

31.一种交流电动机的无传感器控制方法，不使用速度传感器，根据感应电动机的磁通位置的推测值把电动机电流分离为磁通成分和转矩成分，通过对它们进行独立控制，实现感应电动机的高性能的控制性能，其特征在于，具有：

向电动机的推测磁通轴迭加高频信号的单元；

从与所述高频信号相同的频率成分的电压或电流检测信号中，提取根据通过主磁通的磁饱和或高频的趋肤效应产生的高频区域的电动机物理量的磁凸极性而得到的磁通位置的误差信号的单元；

利用磁通观测器，根据电动机输入电压、检测电流及推测速度推测磁通的大小和位置的单元；

对所述高频成分提取器的输出即磁通位置的误差信号进行适应性调整的第3适应性调整单元；

对在所述磁通观测器内用磁通推测值和观测器输出的误差值计算的误差信号进行适应性调整的第4适应性调整单元；

根据速度或输出频率切换所述第1和第2适应性调整单元的单元；

根据在所述适应性调整单元输出的输出信号推测速度的单元。

32.根据权利要求31所述的交流电动机的无传感器控制方法，其特征在于，具有：

为了调整高频区域的电动机物理量的磁凸极性而调整磁通的单元；

根据由磁通观测器推测的磁通计算磁通位置的单元；

使用所计算的磁通位置把检测电流分离为磁通方向成分和转矩成分并将它们反馈，比较所述磁通方向成分和转矩成分的电流指令值并实施电流控制，使各自的偏差为零的单元；

将所推测的速度与指令速度进行比较并实施速度控制使其偏差为零，输出转矩指令值或相当于转矩指令值的电流指令值的单元。

33.根据权利要求31所述的交流电动机的无传感器控制方法，其特征在于，切换所述适应性调整单元的切换单元具有：在包括零速度、零频率的极低速区域去除所述第4适应性调整单元的输出信号的功能；和在中高速区域去除所述第3适应性调整单元的输出信号的功能。

34.根据权利要求31所述的交流电动机的无传感器控制方法，其特征在于，在提取根据所述电动机物理量的磁凸极性得到的磁通位置的误差信号的单元、以及利用磁通观测器推测所述磁通的大小和位置的单元中所使用的电动机物理量是，电动机输入电压指令值和检测电流或检测电压和检测电流。

35.根据权利要求31所述的交流电动机的无传感器控制方法，其特征在于，迭加所述高频的单元具有根据输出频率或速度来调整迭加的高频信号的单元。

36.根据权利要求32所述的交流电动机的无传感器控制方法，其特征在于，在包括零速度和零频率的极低速时，根据电动机的固有特性调整磁通的大小，以获得可以检测磁通位置的电动机物理量的磁凸极性，并且由负荷产生的磁通位置的误差是在迭加高频的磁通位置进行调整的，该调整单元根据推测误差和定子(一次)电流或指令电流进行调整。

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