JP5935631B2 - 補償装置及び無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、補償装置及び無線通信装置に関するものである。

直交変調信号を受信すると、その受信信号に対する直交復調が必要となる。このような直交復調は、特許文献１に記載されている。

特開２０１０−１３０６３０号公報

直交復調を、特許文献１に示すようにアナログ信号処理で行う場合、受信信号が直交復調器によって歪を受けることがある。
歪の要因としては、直交復調器における直交度のずれ、及び、Ｉ／Ｑゲイン不平衡（アナログ直交復調器内のＩ／Ｑ不平衡）などがある。直交度のずれ及びＩＱゲイン不平衡（Ｉ／Ｑ不平衡）によって生じる歪は、イメージ成分とよばれる。

本発明者は、イメージ成分の除去をするための補償処理の研究を行う中で、単に、直交度のずれ及びＩＱゲイン不平衡（Ｉ／Ｑ不平衡）を補償しても、イメージ成分を十分に除去できない場合があることを新規に見出した。

つまり、直交復調器から出力されたＩ信号及びＱ信号それぞれに対して、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）などのフィルタによってフィルタリング処理が行われることがある。フィルタを構成する素子（インダクタ，キャパシタなど）の定数のばらつきや、回路製作時の実装のばらつきにより、Ｉ信号用のフィルタの周波数特性とＱ信号用のフィルタの周波数特性とには、特性差が生じることがある。
本発明者は、このフィルタの周波数特性差が、イメージ成分を十分に除去できない原因となっていることを発見した。

本発明は、フィルタの周波数特性差が、イメージ成分を十分に除去できない原因となっているという新規な知見に基づくものであり、フィルタの周波数特性差を考慮することで、イメージ成分の除去をより効果的に行えるようにすることを目的とする。

（１）ある観点からみた本発明は、直交復調信号中のイメージ成分を除去する補償処理を行う補償装置であって、Ｉ信号及びＱ信号を有する前記直交復調信号の補償を行う直交復調補償部を備え、前記直交復調補償部は、前記Ｉ信号に対するフィルタ処理を行う第１フィルタの周波数特性と、前記Ｑ信号に対するフィルタ処理を行う第２フィルタの周波数特性と、の特性差を補償する補償処理を行うよう構成されていることを特徴とする補償装置である。
ある観点からみた前記本発明によると、第１フィルタ及び第２フィルタの周波数特性差を補償することができるため、イメージ成分を十分に除去できない原因を減少させて、イメージ成分の除去をより効果的に行うことができる。

（２）前記直交復調補償部が行う前記補償処理は、前記直交復調信号を出力する直交復調器によって生じたイメージ成分を除去するとともに、前記特性差を補償する処理であるのが好ましい。この場合、直交復調器によって生じたイメージ成分を除去するとともに、第１フィルタ及び第２フィルタの周波数特性差を補償することができる。

（３）前記第１フィルタ及び前記第２フィルタは、それぞれ、アナログフィルタであり、前記直交復調補償部は、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタから出力されたアナログの前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号がデジタルに変換された信号を受け付けて、デジタル信号処理によって、前記補償処理を行うよう構成されているのが好ましい。この場合、アナログフィルタである第１フィルタ及び第２フィルタの周波数特性差をデジタル信号処理によって補償することができる。

（４）前記直交復調補償部は、前記Ｉ信号及びＱ信号の少なくともいずれかに対する遅延処理を行う遅延部を有し、前記遅延部は、前記第１フィルタによって生じる群遅延と、前記第２フィルタによって生じる群遅延と、の間の群遅延差を抑制するのが好ましい。この場合、第１フィルタ及び第２フィルタの周波数特性差によって生じる群遅延差を抑制することで、周波数特性差を補償することができる。

（５）前記遅延部は、前記Ｉ信号及びＱ信号のうちの一方の信号に対して遅延処理を行う第１遅延処理部と、前記Ｉ信号及びＱ信号のうちの他方の信号に対して遅延処理を行う第２遅延処理部と、を備え、前記第１遅延処理部は、前記一方の信号に所定の遅延量の遅延を生じさせるよう構成され、前記第２遅延処理部は、前記第１遅延処理部による前記所定の遅延量よりも小さい遅延量の遅延を生じさせる第１処理と、前記第１遅延処理部による前記所定の遅延量よりも大きい遅延量の遅延を生じさせる第２処理と、を実行可能に構成されているのが好ましい。この場合、Ｉ信号及びＱ信号のいずれが遅れているかわからない状態でも対応することができる。

（６）前記第１フィルタ及び前記第２フィルタの次数をＮとした場合に、前記第２遅延処理部の次数は、２Ｎ以下に設定されているのが好ましい。この場合、第２遅延処理部によって第１フィルタ及び第２フィルタの周波数特性差を確実に補償することができる。

（７）他の観点からみた本発明は、前記（１）〜（６）のいずれか１項に記載の前記補償装置を備えた無線通信装置である。

なお、本発明は、上記補償装置、信号発生器、及び無線通信装置の機能の一部又は全てを備えた半導体集積回路（ＬＳＩ）として実現してもよい。

無線通信装置（受信機）の構成図である。 直交復調補償部の構成図である。 図２の直交復調補償部によるイメージ抑圧性能評価グラフである。 実施形態に係る直交復調補償部の構成図である。 実施形態に係る直交復調補償部の変形例を示す構成図である。 図４の直交復調補償部によるイメージ抑圧性能評価グラフである。 図４の直交復調補償部によるシミュレーション結果を示す周波数スペクトラムである。 図４の直交復調補償部によるイメージ抑圧性能評価結果を示す表である。 信号発生器の回路図である。 外部信号発生器及びその周辺の回路図である。 （ａ）はＶＣＯへの制御信号を示し、（ｂ）はＶＣＯの発振周波数を示す図である。 （ａ）はＶＣＯへの制御信号を示し、（ｂ）はＶＣＯの発振周波数を示す図である。 制御部の構成図である。 ＱＤＣ演算処理のフローチャートである。 基準信号を示す図である。 ＤＣオフセットを有するＩ信号を示す図である。 ＤＣオフセットを有するＱ信号を示す図である。 （ａ）は直交復調信号を示す図であり、（ｂ）は直交復調信号から生成した基準信号レプリカである。 （ａ）は直交復調信号を示す図であり、（ｂ）はイメージ成分だけが存在する部分が抽出された信号を示す図であり、（ｃ）基準信号だけが存在する部分が抽出された信号を示す図であり、（ｄ）は（ｂ）と（ｃ）のとの合成信号を示す図である。 ＲｘＡＬＣ演算処理のフローチャートである。 （ａ）は図４の直交復調補償部７の行う補償処理を示す式２であり、（ｂ）はイメージ成分を示す式３である。

以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。
［１．通信装置の構成］
図１は、送受信機能を有する無線通信装置における受信機の構成を示している。なお、無線通信装置は、無線基地局装置又は無線端末装置として用いられる。また、図１の構成は、受信機に限らず、自身の無線通信装置の送信機から送信された送信信号を監視（送信アンプのＤＰＤ（歪補償）のための監視など）するために、自身が送信した送信信号を受信するモニタ装置としても使用できる。

図１に示す受信機１は、受信信号を直交復調する機能を有している。また、受信機１は、直交復調の際に生じる直交復調歪を補償する補償装置としての機能をも有している。
この受信機１は、図示しないアンテナで受信した受信信号を増幅する増幅器（ローノイズアンプ）２、受信信号の利得調整を行う可変アッテネータ３、受信信号の直交復調を行う直交復調器５を備えている。
受信機１は、更に、直交復調器５から出力された直交復調信号（Ｉ／Ｑ信号）それぞれを増幅する増幅器５１ａ，５１ｂ、Ｉ／Ｑ信号それぞれに対するフィルタリング処理を行うフィルタ（ローパスフィルタ）５３ａ，５３ｂ、アナログＩ／Ｑ信号をデジタル信号に変換するＡＤＣ６ａ，６ｂを備えている。

受信機１は、更に、直交復調信号（Ｉ／Ｑ信号）の補償を行う直交復調補償部７、及び、直交復調信号（Ｉ／Ｑ信号）の利得を補償する利得補償部８を備えている。
直交復調補償部７及び利得補償部８は、デジタル信号処理によって補償処理を行うよう構成されている。直交復調補償部７は、ＡＤＣ６ａ，６ｂによってデジタル信号に変換されたＩ／Ｑ信号を受け付けて補償処理を行う。

直交復調器５は、受信搬送周波数の信号（受信搬送周波数に一致する周波数の信号）を生成する発振器５ａ、π／２移相器５ｂ、乗算器５ｃ，５ｄなどのアナログ素子を備えており、アナログ信号処理によって直交復調処理を行うアナログ直交復調器（ＡＱＤ；Ａｎａｌｏｇ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ）である。直交復調器５を構成するアナログ素子のばらつきにより、受信信号を直交復調した直交復調信号（Ｉ／Ｑ信号）は、歪を受ける。

歪の要因としては、
１）発振器５ａから注入される搬送周波数の漏れ（ｆｅｅｄ ｔｈｒｏｇｈ）
２）π／２移相器５ｂの製造ばらつきに起因する直交度のずれ
３）直交復調器５からＡＤＣ６ａ，６ｂまでの間の２つのパスで生じるゲイン不平衡
４）ＤＣオフセット
などが挙げられる。

直交復調補償部７は、直交復調器補正（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）機能を有し、直交復調器５などによって直交復調信号（Ｉ／Ｑ信号）に生じた歪の補償を行う。
図２は、ローカルリーク除去部７ａと、イメージ成分除去部７ｂと、だけを有する直交復調補償部７を示している。

ローカルリーク除去部（ＱＤＣ＿ＬＬＲ；Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ＤｅｍｏｄｕｌａｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎ＿Ｌｏｃａｌ Ｌｅａｋａｇｅ Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ）７ａは、直交復調歪のうち、ローカルリークを除去する。ローカルリークは、搬送周波数の漏れ及び／又はＤＣオフセットを原因として発生する。
イメージ成分除去部（ＱＤＣ＿ＩＲ；Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ＤｅｍｏｄｕｌａｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎ＿Ｉｍａｇｅ Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ）７ｂは、直交復調歪のうち、イメージ成分を除去する。イメージ成分は、直交度のずれ及び／又はゲイン不平衡を原因として発生する。
なお、ローカルリークは、信号の有無にかかわらず観測できる。イメージ成分は信号によって歪の生じ方が変化する。

ローカルリーク除去部７ａ及びイメージ成分除去部７ｂは、直交復調歪（ローカルリーク又はイメージ成分）を補償するための補償パラメータ（補償係数）Ｒ_１１，Ｒ_２１，Ｒ_２２，ｄ_ｃ１，ｄ_ｃ２を用いて、歪補償を行う。補償パラメータは、制御部９にて演算される。

図２に示す直交復調補償部７の行う補償処理は、上記補償パラメータを用いて次の式１で表すことができる。

ｄ_ｃ１，ｄ_ｃ２は、ローカルリークを除去するための第１補償パラメータである。Ｒ_１１，Ｒ_２１，Ｒ_２２は、イメージ成分を除去するための第２補償パラメータである。
補償パラメータＲ_１１，Ｒ_２１，Ｒ_２２，ｄ_ｃ１，ｄ_ｃ２は、制御部９によって算出される。

本発明者は、図２に示す直交復調補償部７を用いても、イメージ成分の抑圧が十分にできないケースが生じることを見出した。そこで、本発明者は、イメージ成分の抑圧が十分にできない原因がＬＰＦ５３ａ，５３ｂにあるという仮説を立て、その検証を行った。

ここで、アナログフィルタは、フィルタを構成する素子（インダクタ，キャパシタなど）の定数のばらつきや、回路製作時の実装のばらつきにより、フィルタの周波数特性にばらつきが生じる。フィルタの周波数特性のばらつきは、フィルタの群遅延のばらつきを生じさせる。
本発明者は、Ｉ信号に対してフィルタリング処理を行う第１ＬＰＦ（第１フィルタ）５３ａの周波数特性と、Ｑ信号に対してフィルタリング処理を行う第２ＬＰＦ（第２フィルタ）５３ｂの周波数特性と、の特性差が、メージ成分の抑圧が十分にできない原因ではないかと考えた。
そこで、本発明者は、アナログフィルタ（ＬＰＦ）５３ａ，５３ｂの周波数特性の特性差が、イメージ成分の抑圧が十分にできない原因となるか、シミュレーションにて検証した。

図３は、シミュレーション結果を示している。このシミュレーションでは、ＬＰＦ５３ａ，５３ｂの周波数特性の特性差によって、ＬＰＦ５３ａ，５３ｂの群遅延に差（群遅延差）があった場合における、直交復調補償部７によるイメージ成分抑圧性能の評価を実施した。

図３の縦軸は、イメージレベル［ｄＢｃ］を示し、横軸は補償パラメータＲ_１１，Ｒ_２１，Ｒ_２２，ｄ_ｃ１，ｄ_ｃ２を算出するアルゴリズム(ＱＤＣアルゴリズム)の繰り返し実行回数を示している。
このシミュレーションでは、ＬＰＦ５３ａ，５３ｂの群遅延差として、−１［ｎｓ］，−０．７５［ｎｓ］，−０．５［ｎｓ］，−０．２５［ｎｓ］，０［ｎｓ］，０．２５［ｎｓ］，０．５［ｎｓ］，０．７５［ｎｓ］，１［ｎｓ］の場合それぞれについて評価した。なお、群遅延差がマイナスの場合はＩ信号が先行し、群遅延差がプラスの場合はＱ信号が先行することを意味する。０［ｎｓ］は群遅延差なし、を意味する。

図３に示すように、繰り返し実行することで、イメージレベルは低下する。ただし、群遅延差がない場合には、繰り返し実行するほどイメージレベルは低下していくのに対し、群遅延差がある場合には、繰り返し実行しても、イメージ抑圧レベルが底打ちになっていることがわかる。

なお、群遅延とＩ−Ｑ信号の位相差の関係は、±１０ｋＨｚ辺りにおいて、
群遅延差＝０．００［ｎｓ］ ： 位相差＝±０．０［ｄｅｇｒｅｅ］
群遅延差＝０．２５［ｎｓ］ ： 位相差＝±０．９［ｄｅｇｒｅｅ］
群遅延差＝０．５０［ｎｓ］ ： 位相差＝±１．８［ｄｅｇｒｅｅ］
群遅延差＝０．７５［ｎｓ］ ： 位相差＝±２．７［ｄｅｇｒｅｅ］
群遅延差＝１．００［ｎｓ］ ： 位相差＝±３．６［ｄｅｇｒｅｅ］
となっており、図３より、わずかな位相差があっても、イメージ抑圧を抑制する原因となっていることがわかる。

そこで、実施形態に係る直交復調補償部７では、図４に示すように、図２にも示すローカルリーク除去部７ａ及びイメージ成分除去部７ｂのほか、ＬＰＦ５３ａ，５３ｂの周波数特性差を除去するための非対称等化部（Ａｓｙｍｍｅｔｒｙ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）７ｃが設けられている。
非対称等化部７ｃは、ＬＰＦ５３ａ，５３ｂの周波数特性差を補償することで、イメージ成分除去部７ｂとともにイメージ成分を除去することができる。
図２に示す直交復調補償部７の構成では、直交復調器５、増幅器５１ａ，５１ｂ、ＡＤＣ６ａ，６ｂにて生じる理想特性からのずれを補償することはできても、ＬＰＦ５３ａ，５３ｂがイメージ成分の抑圧を阻害するのを抑制できなかったが、図４に示す直交復調補償部７では、ＬＰＦ５３ａ，５３ｂがイメージ成分の抑圧を阻害するのを抑制できるため、図２に示す直交復調補償部７よりもさらに効果的にイメージ成分を除去することができる。

図４に示す非対称等化部７ｃは、直交復調信号（Ｉ信号／Ｑ信号）に対して遅延処理を行う遅延部（遅延補償用等化器）として構成されている。
遅延部７ｃは、第１ＬＰＦ５３ａによって生じる群遅延と第２ＬＰＦ５３ｂによって生じる群遅延と、の間の群遅延差を抑制することで、両フィルタ５３ａ，５３ｂによる周波数特性差を解消している。

遅延部７ｃは、Ｉ信号に対して遅延処理を行う第１遅延処理部７１と、Ｑ信号に対して遅延処理を行う第２遅延処理部７２と、を備えている。
第1遅延処理部７１は、Ｎ遅延器（Ｚ^−Ｎ）を有して構成されており、Ｉ信号に対してＮ遅延（単位遅延Ｚ^−１のＮ倍の遅延；所定の遅延量）を生じさせる遅延処理を行うよう構成されている。
第２遅延処理部７２は、ＦＩＲフィルタとして構成されている。ＦＩＲフィルタとして構成された第2遅延処理部７１によって、Ｑ信号が処理されるＱ−チャネルにおける周波数特性を、Ｉ信号が処理されるＩ−チャネルと同一にすることができる。これにより、イメージ抑圧量の改善が図られる。
なお、第２遅延処理部７２は、ＩＩＲフィルタとして構成されていてもよい。

ＦＩＲフィルタ型の第２遅延処理部７２は、次数が２Ｎ（タップ数が２Ｎ＋１）であり、Ｚ^−１〜Ｚ^−２Ｎまでの２Ｎ個の遅延器７２１−１〜７２１−２Ｎと、２Ｎ＋１個の乗算器７２２と、２Ｎ＋１個の加算器７２３と、を備えている。
２Ｎ＋１個の乗算器７２２において乗じられる２Ｎ＋１個のパラメータｋ_Ｎ，ｋ_Ｎ−１，・・・，ｋ_１，ｋ_０，ｋ_−１，・・・，ｋ_−Ｎが、フィルタ５３ａ，５３ｂの周波数特性差を除去するための補償パラメータ（第３補償パラメータ）である。これらの補償パラメータｋ_Ｎ，ｋ_Ｎ−１，・・・，ｋ_１，ｋ_０，ｋ_−１，・・・，ｋ_−Ｎは、制御部９によって算出される。

図４に示す直交復調補償部７の行う補償処理は、第１〜第３補償パラメータを用いて、図２１（ａ）に示す式２で表すことができる。
なお、式２において、^＊（ｎ・Ｔ）は、サンプリング間隔Ｔ（秒）としたときの時刻ｎ×Ｔにおけるアナログ信号を示す。

第２遅延処理部７２の次数を２Ｎとしたのは、第１遅延処理部７１の遅延量Ｎ（所定の遅延量）を基準として、Ｑ信号が先行する場合でも遅行する場合でも対応できるようにするためである。
第１遅延処理部７１の遅延量Ｎを基準とすると、Ｚ^−０（図４において遅延器としては図示されていない）及びＺ^−１〜Ｚ^−Ｎの遅延器７２１−１〜７２１−Ｎは、（遅延量Ｎの遅延、及び）遅延量Ｎよりも小さい遅延量の遅延、を生じさせる第１処理を行うことができ、Ｑ信号がＩ信号に対して遅れている場合の群遅延差を抑制する。
また、第１遅延処理部７１の遅延量Ｎを基準とすると、Ｚ^−Ｎ〜Ｚ^−２Ｎの遅延器７２１−Ｎ〜７２１−２Ｎは、（遅延量Ｎの遅延、及び）遅延量Ｎよりも大きい遅延量の遅延、を生じさせる第２処理を行うことができ、Ｉ信号がＱ信号に対して遅れている場合の群遅延差を抑制するためのものである。

第２遅延処理部７２の次数を２Ｎをとすることで、Ｉ信号とＱ信号のどちらが遅れているかわからない状態でも対応することができる。
なお、第１遅延処理部７１をＱ−チャネルに設け、第２遅延処理部７２をＩ−チャネルに設けてもよい。
また、Ｉ信号とＱ信号のどちらが遅れているかがわかっている場合には、第１遅延処理部を省略し、第２遅延処理部７２の次数をＮとするとともに、第２遅延処理部７２を遅れている信号側のチャネルに設けてもよい。

図５は、図４に示す直交復調補償部７の変形例を示している。図５に示す直交復調補償部７では、イメージ成分除去部７ｂにおいて補償パラメータＲ_２２を乗じる乗算器が省略されている。その代わり、図５に示す直交復調補償部７では、第２遅延処理部７２における２Ｎ＋１個の乗算器７２２それぞれにおいて、補償パラメータＲ_２２が、２Ｎ＋１個のパラメータｋ_Ｎ，ｋ_Ｎ−１，・・・，ｋ_１，ｋ_０，ｋ_−１，・・・，ｋ_−Ｎとともに乗じられている。
図５の直交復調補償部７は、図４と同じ補償処理を行えるが、イメージ成分除去部７ｂの乗算器を一つ省略でき、回路の簡素化が図られている。

図６は、ＬＰＦ５３ａ，５３ｂ間の群遅延差として１［ｎｓ］を想定した場合のイメージ抑制性能の評価（シミュレーション）結果を示している。
このシミュレーションでは、第２遅延処理部７２の次数２Ｎが、０，２，４，６，８である場合それぞれについて評価した。
図６に示すように、第２遅延処理部７２の次数が大きくなるほど、イメージ抑圧性能が向上していることがわかる。ただし、図６の結果では、群遅延差１［ｎｓ］程度であれば、次数を６程度にすることで、イメージ抑圧性能が飽和した。

図７は、実際の受信信号を用いたシミュレーションを行った結果を示している。図７のシミュレーション結果は、直交復調補償部７による補償を行わない場合（図７中のＮｏＱＤＣ）、図２の直交復調補償部７による補償を行った場合(図７中のＱＤＣ)、図４の直交復調補償部７（第２遅延処理部７２の次数２Ｎ＝８）による補償を行った場合（図７中のＱＤＣｗ２Ｎ−ＡＥ））の周波数スペクトラムを示している。なお、このシミュレーションでは、ローカルリーク除去は実施していない。

図７に示すように、図２の直交復調補償部７による補償を行うと、補償を行わない場合のイメージ成分（イメージレベル＝−３９．６７３［ｄＢｃ］）よりはイメージ成分を抑圧でき、イメージレベルが−４７．１１７［ｄＢｃ］となる。
そして、図４の直交復調補償部７による補償を行うと、さらにイメージ成分を抑圧でき、イメージレベルが−６８．４５９［ｄＢｃ］となる。
このように、図４の直交復調補償部７による補償を行うと、イメージ抑圧性能が改善することがわかる。

図８も、イメージレベルの抑圧性能を検証したシミュレーション結果を示している。
ここでは、図１に示す回路におけるＬＰＦ５３ａ，５３ｂとして、複数の異なる条件のＬＰＦ（ＬＰＦ−Ａ，ＬＰＦ−Ｂ，ＬＰＦ−Ｃ）を用いた。また、同一条件のＬＰＦについて、それぞれ４つの回路（Ｎｏ．１〜Ｎｏ．４）を製作した。つまり、ある条件のＬＰＦ−Ａについて、４つの回路（Ｎｏ．１〜Ｎｏ．４）を製作し、別の条件のＬＰＦ−Ｂについて、４つの回路（Ｎｏ．１〜Ｎｏ．４）を製作し、さらに別の条件のＬＰＦ−Ｃについて、４つの回路（Ｎｏ．１〜Ｎｏ．４）を製作した。
図８において、「補償前」は、図４の直交復調補償部７による補償を行わない場合のイメージレベルを示している。ＬＰＦの条件が異なる場合はもちろん、同一条件のＬＰＦであっても、ＬＰＦを構成する素子のばらつきにより回路の特性が微妙に変化してしまい、イメージレベルには差があることがわかる。

図８では、各ＬＰＦ(ＬＰＦ−Ａ，ＬＰＦ−Ｂ，ＬＰＦ−Ｃ)の回路Ｎｏ．１〜Ｎｏ．４それぞれについて、第２遅延処理部７２の次数２Ｎを、０，２，４，６，８とした場合それぞれのシミュレーション結果を示している。
図８から明らかなように、第２遅延処理部７２の次数２Ｎを４以上にすると、イメージ成分を−６５［ｄＢｃ］に抑えることが出来る。

ここで、第２遅延処理部７２の次数は、第１フィルタ５３ａ及び第２フィルタ５３ｂの次数をＮとした場合に、２Ｎ以下であるのが好ましい。
第１フィルタ５３ａ及び第２フィルタ５３ｂの次数がＮであれば、これらのフィルタ５３ａ，５３ｂの周波数特性差を抑制するには、最大でも次数ＮのＦＩＲフィルタとして構成された第２遅延処理部７２があればよい。そして、本実施形態の第２遅延処理部７２は、
Ｉ信号，Ｑ信号のどちらが遅れているかわからない場合でも対応できるようにするため、周波数特性差抑制に必要な次数Ｎの２倍の次数を有するフィルタとして構成されている。
以上より、第２遅延処理部７２の次数は、第１フィルタ５３ａ及び第２フィルタ５３ｂの次数をＮとした場合に、２Ｎ以下であればよい。

さて、図１に戻り、制御部９は、補償パラメータＲ_１１，Ｒ_２１，Ｒ_２２，ｋ_Ｎ，ｋ_Ｎ−１，・・・，ｋ_１，ｋ_０，ｋ_−１，・・・，ｋ_−Ｎ，ｄ_ｃ１，ｄ_ｃ２を求める際には、アンテナによって受信した通常の受信信号ではなく、所定の帯域幅を持つ特別な信号（基準信号）を用いる。補償パラメータを求めるために用いる基準信号は、信号発生器１０が発生する。

つまり、前記基準信号を発生させる信号発生器１０と、前記基準信号を直交復調した直交復調信号に基づいてイメージ成分を除去するための補償パラメータＲ_１１，Ｒ_２１，Ｒ_２２，ｋ_Ｎ，ｋ_Ｎ−１，・・・，ｋ_１，ｋ_０，ｋ_−１，・・・，ｋ_−Ｎを演算する制御部９と、補償パラメータＲ_１１，Ｒ_２１，Ｒ_２２，ｋ_Ｎ，ｋ_Ｎ−１，・・・，ｋ_１，ｋ_０，ｋ_−１，・・・，ｋ_−Ｎを用いて直交復調歪のうちのイメージ成分を除去する直交復調補償部７とは、直交復調器５によって生じたイメージ成分を除去する補償処理を行う補償装置を構成している。
なお、図４に示すように、直交復調補償部７は、ローカルリーク除去部７ａと、イメージ成分除去部７ｂと、非対称等化部（遅延部）７ｃと、を備えているが、前記補償装置が直交復調器５によって生じたイメージ成分を除去するためだけであれば、ローカルリーク除去部７ａは省略できる。

［２．信号発生器］
図９は、信号発生器１０の回路構成を示している。信号発生器は、位相ロックループ（ＰＬＬ；Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）方式の発振回路に、外部信号発生器（外部信号発生部）２１を付加したものである。

図９に示すＰＬＬ方式の発振回路は、位相比較器２２、チャージポンプ（Ｃｈａｒｇｅ Ｐｕｍｐ）回路２３、ローパスフィルタ（ループフィルタ）２４、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２５、分周器２６，２７を備えている。

位相比較器２２は、基準周波数ｆ_ｒｅｆに対してＲ分周を行う分周器２７の出力信号と、電圧制御発振器２５の出力信号（周波数ｆ_ｏｕｔ）に対してＮ分周を行う分周器２６の出力信号と、を比較し、両者の位相差に応じた電圧を出力する。位相比較器２２の出力電圧は、チャージポンプ回路２３及びローパスフィルタ２４を通過することで、電圧制御発振器２５への制御信号（制御電圧）となる。
電圧制御発振器２５の出力信号は、分周器２６を介して、位相比較器２２にフィードバックされ、位相ロックループが形成される。一般的な位相ロックループ方式の発振回路では、位相ロックループによって、電圧制御発振器２５から、一定の周波数の信号が出力される。

これに対し、図９に示す信号発生器１０は、外部信号発生器２１が設けられている。図１０に示すように、外部信号発生器２１は、正弦波のように時間変動する信号を生成する発振器（可変周波数発振器）２９を備えている。発振器２９によって発生した信号（外部信号）Ｖ_ｅｘｔは、電圧制御発振器２５の制御信号に重畳される。
すなわち、位相比較器２２の出力電圧が、チャージポンプ回路２３及びローパスフィルタ２４を通過することで生成された原制御信号（原制御電圧）Ｖ_ｃｔｒｌ’に、外部信号Ｖ_ｅｘｔが重畳された制御信号（制御電圧）Ｖ_ｃｔｒｌが生成される。

図１０の信号発生器１０では、発振器２９の出力信号は、非反転増幅器３０、切替部（スイッチ）３０ｂ、コンデンサ３０ｃを介して、電圧制御発振器２５の入力ライン２８上に与えられる。

非反転増幅器３０は、発振器２９によって発生した外部信号の振幅を調整する機能を有している。なお、外部信号Ｖ_ｅｘｔの振幅調整が必要ない場合には、非反転増幅器３０を、ボルテージフォロア回路として構成してもよい。

切替部３０ｂは、外部信号Ｖ_ｅｘｔの制御信号への重畳のＯＮ／ＯＦＦを行う機能を有している。切替部３０ｂをＯＮにすることで、位相比較器２２の出力電圧に外部信号Ｖ_ｅｘｔが重畳された制御電圧Ｖ_ｅｘｔが電圧制御発振器２５に与えられる第１モードにすることができる。また、切替部３０ｂをＯＦＦにすることで、位相比較器２２の出力電圧に外部信号Ｖ_ｅｘｔが重畳されていない制御電圧Ｖ_ｅｘｔ’が電圧制御発振器２５に与えられる第２モードにすることができる。
切替部３０ｂにおけるＯＮ／ＯＦＦ切替は、制御部９からの制御信号（Ｃｈｉｒｐ／ＣＷ信号）によって行われる。
なお、コンデンサ３０ｃは、ＡＣカップリングの役割をし、原制御信号Ｖ_ｃｔｒｌ’をバイアス電圧として外部信号Ｖ_ｅｘｔをスイングさせる機能を有している。

電圧制御発振器（ＶＣＯ）２５の入出力特性は、制御信号（制御電圧）Ｖ_ｃｔｒｌに対して、出力周波数（発振周波数）ｆ_ｏｕｔが単調増加する。つまり、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２５からは、制御信号Ｖ_ｃｔｒｌの大きさに応じた出力周波数（発振周波数）ｆ_ｏｕｔの信号が出力される。
なお、ＶＣＯ２５の出力側には可変アッテネータ４０が設けられており、受信機の利得を上げる際に、信号発生器１０から入力される信号が飽和しないようにするため等の目的でＶＣＯ２５の出力を調整することができる。可変アッテネータ４０は、制御部９から調整できる。

図１１（ａ）に示すように、外部信号Ｖ_ｅｘｔが重畳されず、位相比較器２２の出力電圧に応じた制御信号（制御電圧）Ｖ_ｃｔｒｌ’だけが電圧制御発振器２５に与えられる場合には、信号発生器１０は、通常の位相ロックループ回路として機能し、図１１（ｂ）に示すように、単一の周波数ｆ_０の信号（無変調連続波）が、電圧制御発振器２５から出力される。

一方、図１２（ａ）に示すように、位相比較器２２の出力電圧に応じた制御信号（制御電圧）Ｖ_ｃｔｒｌ’に、外部信号発生器２１によって発生した外部信号（正弦波）Ｖ_ｅｘｔが重畳された制御信号（制御電圧）Ｖ_ｃｔｒｌが、電圧制御発振器２５に与えられる場合には、図１２（ｂ）に示すように、電圧制御発振器２５から出力される出力信号の周波数ｆ_ｏｕｔは、外部信号Ｖ_ｅｘｔの振幅値の時間的変化に応じて、周波数ｆ_０を中心として時間的に変化する。

つまり、外部信号Ｖ_ｅｘｔの振幅値がゼロであれば、電圧制御発振器２５の出力周波数は、制御信号（制御電圧）Ｖ_ｃｔｒｌ’によってロックされる周波数ｆ_０となるが、外部信号Ｖ_ｅｘｔの時間変動によって、外部信号Ｖ_ｅｘｔの振幅値がゼロよりも大きくなると、電圧制御発振器２５の出力周波数は、ｆ_０よりも大きくなる。逆に、外部信号Ｖ_ｅｘｔの時間変動によって、外部信号Ｖ_ｅｘｔの振幅値がゼロよりも小さくなると、電圧制御発振器２５の出力周波数は、ｆ_０よりも小さくなる。

外部信号Ｖ_ｅｘｔの時間変動に応じた、電圧制御発振器２５の出力周波数（発振周波数）の変動は、ｆ_０を中心として、ｆ_０−（ｆ_ｗ／２）からｆ_０＋（ｆ_ｗ／２）の間で生じる。つまり、電圧制御発振器２５の出力周波数が時間的に変化する周波数範囲はｆ_ｗである。

信号発生器１０は、外部信号発生器２１を有していることで、チャープ信号（ｃｈｉｒｐ ｓｉｇｎａｌ）のように、所定の周波数範囲ｆ_ｗ内で周波数が時間的に変化する信号を生成することができる。
チャープ信号のように、所定の周波数範囲ｆ_ｗ内で周波数が時間的に変化する信号は、時間を無視すれば、周波数帯域幅がｆ_ｗである信号とみなすことができる。したがって、信号発生器１０は、所定の帯域幅ｆ_ｗの信号（基準信号）を発生する装置であるとみなすことができる。

従来、チャープ信号を生成するには、デジタルで生成した信号をアナログ変換し、さらに変調する必要があり、装置のコスト高及び大型化を招くおそれがあった。
しかし、図９に示す信号発生器１０では、一般的なＰＬＬ回路に外部信号発生器２１を追加するだけで、容易にチャープ信号を生成することができる。

信号発生器１０によって発生する信号の帯域（周波数範囲）ｆ_ｗの値は、主に、外部信号Ｖ_ｅｘｔの振幅によって決定される。外部信号Ｖ_ｅｘｔの振幅を調整することで帯域（周波数範囲）ｆ_ｗの値を調整する第１調整部として、非反転増幅器３０を利用できる。非反転増幅器の可変抵抗３０ａの値を調整することで、非反転増幅器３０の増幅率を変更でき、その結果、外部信号Ｖ_ｅｘｔの振幅を調整することができる。なお、非反転増幅器３０の増幅率を変更する信号Ｃｔｒｌ_Ａは、制御部９から与えられる。

信号発生器１０によって発生する信号の帯域（周波数範囲）ｆ_ｗの値は、外部信号Ｖ_ｅｘｔの振幅以外の他の要因によっても影響を受ける。他の要因としては、例えば、位相比較器２２における位相比較周波数ｆ_ｒｅｆと、外部信号Ｖ_ｅｘｔの周波数との比が挙げられる。位相比較器２２における位相比較周波数ｆ_ｒｅｆが高ければ、位相比較器２２における位相比較が頻繁に行われ、外部信号Ｖ_ｅｘｔによって変動した周波数がｆ_０に戻ろうとする度合いが高くなる。したがって、位相比較器における位相比較周波数ｆ_ｒｅｆが高くなるほど、信号発生器１０によって発生する信号の帯域（周波数範囲）ｆ_ｗを小さくできる。

位相比較器２２における位相比較周波数ｆ_ｒｅｆと、外部信号Ｖ_ｅｘｔの周波数との比を調整する第２調整部として、可変周波数発振器２９を利用できる。外部信号_ｅｘｔの周波数を調整することで、位相比較周波数ｆ_ｒｅｆと外部信号Ｖ_ｅｘｔの周波数との比が調整され、その結果、外部信号Ｖ_ｅｘｔの振幅を調整することができる。なお、可変周波数発振器２９の発振周波数を変更する信号Ｃｔｒｌ_Ｂは、制御部９から与えられる。

ここで、図９の回路が、位相ロックループとして機能するには、外部信号Ｖ_ｅｘｔの周波数が小さいほうがよい。外部信号Ｖ_ｅｘｔの周波数が大きすぎると、外部信号Ｖ_ｅｘｔによって変動する周波数を適切に制御できなくなるからである。かかる観点からは、外部信号Ｖ_ｅｘｔの周波数は、例えば、位相比較器２２における位相比較周波数ｆ_ｒｅｆよりも小さいのが好ましく、位相比較器２２における位相比較周波数ｆ_ｒｅｆの１／１０以下であるのが更に好ましい。

信号発生器１０によって発生する信号の帯域（周波数範囲）ｆ_ｗの値に影響を与える他の要因としては、チャージポンプ回路２３のチャージポンプ電流が挙げられる。チャージポンプ電流が大きくなると、位相比較器２２の出力電圧の変化に対する制御電圧Ｖ_ｃｔｒｌ’の応答性が高くなる。このため、外部信号Ｖ_ｅｘｔによって変動した周波数がｆ_０に戻ろうとする反応速度が速くなる。したがって、チャージポンプ電流を大きくするほど、信号発生器１０によって発生する信号の帯域（周波数範囲）ｆ_ｗを小さくできる。

チャージポンプ電流を調整するには、チャージポンプ回路２３においてチャージポンプ電流の大きさを左右する抵抗を可変抵抗しておけばよい。この可変抵抗が、チャージポンプ電流を調整する第３の調整部となる。なお、チャージポンプ電流を変更する信号Ｃｔｒｌ_Ｃは、制御部９から与えられる。

信号発生器１０によって発生する信号の帯域（周波数範囲）ｆ_ｗの値に影響を与える他の要因としては、ＬＰＦ２４の時定数が挙げられる。チャージポンプ電流が一定であっても、ＬＰＦ２４自体の応答性が高くなれば、ＬＰＦ２４の出力電圧（制御電圧Ｖ_ｃｔｒｌ’）の応答性が高くなる。このため、外部信号Ｖ_ｅｘｔによって変動した周波数がｆ_０に戻ろうとする反応速度が速くなる。したがって、ＬＰＦ２４の応答性が高くなるように時定数を小さくするほど、信号発生器１０によって発生する信号の帯域（周波数範囲）ｆ_ｗを小さくできる。

ＬＰＦ２４の時定数を調整するには、ＬＰＦ２４において時定数を左右する素子を可変素子としておけばよい。この可変素子が、ＬＰＦ２４の時定数を調整する第４の調整部となる。

上記のように構成された信号発生器１０から発生した信号は、スイッチ部１１を介して、増幅器２に与えられ、直交復調器５によって直交復調される。スイッチ部１１は、増幅器２（直交復調器５）に与えられる信号を、図示しないアンテナにて受信した受信信号とするか、信号発生器１０にて発生した信号とするか、を切り替えることができる。スイッチ部１１への切替制御信号は、制御部９から与えられる。

［３．制御部の処理］
図１３に示すように、制御部９は、直交復調補償に用いる補償パラメータを演算するＱＤＣ演算部（直交復調補償演算部）３１と、可変アッテネータ３及び／又は利得補償部８が利得補償を行う際に参照する補償値を演算するＲｘＡＬＣ演算部（利得補償演算部）３４を備えている。
［３．１ 直交復調補償］
ＱＤＣ演算部３１は、直交復調器５から出力された直交復調信号（Ｉ／Ｑ信号）を、（利得補償部８の出力側から）取得する。ＱＤＣ演算部３１は、取得した直交復調信号に基づいて、直交復調歪を補償するための補償パラメータを演算する。演算により求めた補償パラメータは、直交復調補償部７に適用される。直交復調補償部７は、補償パラメータを用いて、前記直交復調信号（Ｉ／Ｑ信号）の直交復調歪を除去する。

ＱＤＣ演算部３１は、ＱＤＣ＿ＬＬＲ演算部（ローカルリーク演算部）３２と、ＱＤＣ＿ＩＲ演算部（イメージ成分演算部）３３と、を備えている。
ＱＤＣ＿ＬＬＲ演算部（ローカルリーク演算部）３２は、ローカルリークを除去するための第１補償パラメータｄ_ｃ１，ｄ_ｃ２を演算する演算部である。
ＱＤＣ＿ＩＲ演算部（イメージ成分演算部）３３は、イメージ成分を除去するための第２補償パラメータＲ_１１，Ｒ_２１，Ｒ_２２及びフィルタ５３ａ，５３ｂの周波数特性差を補償する第３補償パラメータｋ_Ｎ，ｋ_Ｎ−１，・・・，ｋ_１，ｋ_０，ｋ_−１，・・・，ｋ_−Ｎを演算する演算部である。

ＱＤＣ＿ＬＬＲ演算部３２で求めた第１補償パラメータｄｃ１，ｄｃ２は、ローカルリーク除去部７ａに適用される。ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３で求めた第２補償パラメータＲ_１１，Ｒ_２１，Ｒ_２２は、イメージ成分除去部７ｂに適用される。また、ＱＣＤ＿ＩＲ演算部３３で求めた第３補償パラメータｋ_Ｎ，ｋ_Ｎ−１，・・・，ｋ_１，ｋ_０，ｋ_−１，・・・，ｋ_−Ｎは、非対称等化器（遅延部）７ｃに適用される。
なお、図５の直交復調補償部７の場合、ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３で求めた第２補償パラメータＲ_２２は、非対称等化器（遅延部）７ｃに適用される。

なお、制御部９は、少なくとも、イメージ成分を除去するための第２補償パラメータＲ_１１，Ｒ_２１，Ｒ_２２及び第３補償パラメータｋ_Ｎ，ｋ_Ｎ−１，・・・，ｋ_１，ｋ_０，ｋ_−１，・・・，ｋ_−Ｎを演算するＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３を備えていれば、直交復調器５によって生じたイメージ成分を除去する補償処理を行う補償装置の演算部としての機能を実現することができる。

図１４は、補償パラメータを演算（更新）するための処理フローチャートを示している。まず、制御部９は、信号発生器１０が発生したチャープ信号を、直交復調器５の入力側に与える（ステップＳ１）。
なお、受信機１に受信信号の処理を行う系（図１の回路）が複数設けられている場合には、補償パラメータを演算する対象となる系の選択が、ステップＳ１に先立って行われる。

ステップＳ１では、制御部９は、信号発生器１０にて発生した信号が増幅器２（直交復調器５）側に与えられるようにスイッチ部１１を切り替える切替制御信号を、スイッチ部１１に対して出力する。また、制御部９は、信号発生器１０が単一周波数の信号（ＣＷ；Ｃｏｎｓｔａｎ Ｗａｖｅ）ではなく、所定の帯域ｆ_ｗを有するチャープ（Ｃｈｉｒｐ）信号を出力する第１モードとなるように、モード切替制御信号（Ｃｈｉｒｐ／ＣＷ信号）を信号発生器１０の外部信号発生器２１に対して出力する。

信号発生器１０にチャープ信号を発生させるためのモード切替制御信号（Ｃｈｉｒｐ／ＣＷ信号）が、外部信号発生器２１の切替部３０ｂに与えられると、外部信号Ｖ_ｅｘｔが重畳された制御電圧Ｖ_ｃｔｒｌが、電圧制御発振器２５に与えられる。すると、電圧制御発振器２５は、図１５に示すように、所定の帯域幅を持つ信号（基準信号）を出力する。
なお、チャープ信号の帯域は、運用の際のシステム帯域に応じて、適宜、決定できる。例えば、システム帯域に合わせて数パターンの外部信号Ｖ_ｅｘｔ振幅を予め設定しておき、選択されたシステム帯域に応じて、どの外部信号Ｖ_ｅｘｔの振幅にするかを選択すればよい。また、外部信号Ｖ_ｅｘｔの振幅によって定まるチャープ信号帯域を、位相比較周波数ｆ_ｒｅｆと外部信号Ｖ_ｅｘｔの周波数との比の調整、チャージポンプ電流の調整、ＬＰＦ２４の時定数の調整によって微調整することができる（前記各調整の内、少なくとも１つを調整することによって調整することができる）。

基準信号は、受信帯域（ｆ_{ｒ−ｍｉｎ}−ｆ_{ｒ−ｍａｘ}）内において、所定の帯域（（ｆ_０−（ｆ_ｗ／２））−（ｆ_０＋（ｆ_Ｗ／２）））を持つ信号として生成される。
基準信号は、受信帯域の中心周波数である受信搬送周波数ｆｃに対して、高周波数側に偏った帯域を有している。図１５では、基準信号の帯域は、搬送周波数ｆｃに対して、高周波数側だけに存在しており、搬送周波数ｆｃよりも低周波数側には存在しない。また、基準信号の帯域は、搬送周波数ｆｃに対して離れて位置している。
なお、搬送周波数ｆｃ（受信信号の中心周波数）は、変更される場合があるが、搬送周波数ｆｃが変更されても、図１５のような関係を維持できるように、チャープ信号の中心周波数ｆ_０及び／又は帯域ｆ_ｗを調整してもよい。

図１５に示す基準信号は、直交復調器５を通過することで、直交復調歪が付加される。直交復調歪を有する直交復調信号（Ｉ／Ｑ信号）は、ＱＤＣ演算部３１にてサンプリングされる（ステップＳ２）。

ＱＤＣ＿ＬＬＲ演算部３２は、サンプリングした直交復調信号に基づいてローカルリーク量を計算する（ステップＳ３）。基準信号は、図示しないＡＣカップリングによって直流成分を有しないものとなっているため、ローカルリークがなければ、ＩＱコンスタレーションの中心は、ＩＱ平面の原点になるはずである。しかし、Ｉ／Ｑ信号それぞれにローカルリークによる影響が含まれていると、直交復調信号のコンスタレーションのゼロ点は、ＩＱ平面の原点からずれる。

つまり、図１６及び図１７に示すように、ローカルリークによって、Ｉ／Ｑ信号それぞれにＤＣ成分Ｉ_ＤＣ，Ｑ_ＤＣが含まれている場合、Ｉ／Ｑ信号それぞれの時間平均をとると、ローカルリークに対応したＤＣ成分Ｉ_ＤＣ，Ｑ_ＤＣが得られる。得られたＤＣ成分Ｉ_ＤＣ，Ｑ_ＤＣは、ローカルリークを打ち消すための第１補償パラメータｄｃ１，ｄｃ２の更新（ステップＳ５）に用いられる。

ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３は、サンプリングした直交復調信号に基づいてイメージ成分を計算する（ステップＳ４）。
ここで、
直交復調器５によるイメージ成分が生じていないＩ信号をＲｅｆｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］とし、直交復調器５によるイメージ成分が生じていないＱ信号をＲｅｆｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］とし、Ｒｅｆｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］に対して直交復調器５によるイメージ成分が重畳されたＩ信号をＲｘｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］とし、
Ｒｅｆｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］に対して直交復調器５によるイメージ成分が重畳されたＱ信号をＲｘｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］とすると、
直交復調器によって生じるイメージ成分は、図２１（ｂ）に示す式３のように表すことができる。

式３において、Ｒ_{ｔｍｐ１１}，Ｒ_{ｔｍｐ２１}，Ｒ_{ｔｍｐ２２}，ktmp_Ｎ，ktmp_Ｎ−１，・・・，ktmp_１，ktmp_０，ktmp_−１，・・・，ktmp_−Ｎが、イメージ成分に対応する。
なお、式３において、^*［ｎ］は、サンプリング間隔Ｔ（秒）としたときに、時刻ｎ×Ｔにサンプリングしたデジタル複素ベースバンドＩＱ表現の信号である。

ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３は、イメージ成分として、上記のＲ_{ｔｍｐ１１}，Ｒ_{ｔｍｐ２１}，Ｒ_{ｔｍｐ２２}，ktmp_Ｎ，ktmp_Ｎ−１，・・・，ktmp_１，ktmp_０，ktmp_−１，・・・，ktmp_−Ｎを算出する。
ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３は、上記式中のＲ_{ｔｍｐ１１}，Ｒ_{ｔｍｐ２１}，Ｒ_{ｔｍｐ２２}，ktmp_Ｎ，ktmp_Ｎ−１，・・・，ktmp_１，ktmp_０，ktmp_−１，・・・，ktmp_−Ｎを、最小２乗法など任意の数値計算手法を用いて推定する。

ここで、デジタルで処理を行うＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３が、上記式を用いて、イメージ成分を算出するには、直交復調器５の出力信号Ｒｘｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］，Ｒｘｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］のほか、直交復調器５によるイメージ成分が生じていないデジタルＩ／Ｑ信号Ｒｅｆｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］，Ｒｅｆｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］が必要である。

図１の回路構成から明らかなように、デジタルで処理を行うＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３にとって、直交復調器５の出力信号Ｒｘｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］，Ｒｘｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］の取得は容易である。一方、直交復調器５によるイメージ成分が生じていないデジタルＩ／Ｑ信号Ｒｅｆｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］，Ｒｅｆｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］の取得は容易ではない。
しかし、本実施形態に係る受信機１では、直交復調器５の出力信号Ｒｘｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］，Ｒｘｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］から、Ｒｅｆｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］，Ｒｅｆｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］のレプリカを生成できるため、イメージ成分の算出が容易となっている。

なお、ここでは、直交復調器５の出力として、直交復調補償部７（及び利得補償部８）の出力を考える。つまり、以下の通りである。
Ｒ_Ｉ’’：Ｒｘｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］
Ｒ_Ｑ’’：Ｒｘｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］

さて、本実施形態に係る受信機１では、補償パラメータを演算する際には、信号発生器１０から出力された基準信号（図１５）が直交復調器５へ入力される。

この基準信号が、直交復調器５を通過することで得られる直交復調信号Ｒｘｓｉｇ［ｎ］（＝Ｒｘｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］＋ｉ×Ｒｘｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］）は、図１８（ａ）に示すように、元々の基準信号の部分と、イメージ成分の部分とが、異なる部分に現れる。これは、基準信号の帯域が、搬送周波数ｆｃを基準として片側（高周波数側）だけに存在しており、イメージ成分は、搬送周波数ｆｃを基準として対称的に現れるからである。つまり、イメージ成分は、搬送周波数ｆｃを基準としたときに、基準信号の帯域に対して周波数方向に対称な帯域に現れる。
なお、図１８では、デジタルで処理を行う直交復調補償部７において扱う信号を表しているため、搬送周波数ｆｃに相当する周波数が０となっている。

基準信号の帯域が、搬送周波数ｆｃを基準として片側（高周波数側）だけに存在しているため、ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３としては、搬送周波数ｆｃを基準とした他方側（低周波数側）に存在する成分は、基準信号ではなく、イメージ成分であるとみなすことができる。

そこで、ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３は、図１８（ａ）に示すような直交復調信号Ｒｘｓｉｇ［ｎ］（＝Ｒｘｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］＋ｉ×Ｒｘｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］）を取得すると、その直交復調信号から、搬送周波数ｆｃよりも低周波数側（ここでは、周波数＝０よりも低周波数側）の信号を除去する。図１８（ｂ）に示すように、除去後の直交復調信号は、イメージ成分がなく、基準信号だけが残っている。
本実施形態では、元々の基準信号の部分と、イメージ成分との部分とが、異なる周波数に現れるため、両者を容易に分離可能である。

ここで、理想的なデジタル基準信号Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］＝Ｒｅｆｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］＋ｉ×Ｒｅｆｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］としては、信号発生器１０が出力されたアナログの基準信号を、直交復調歪のない直交復調器５によって直交復調し、さらにＡＤＣ６ａ，６ｂにてデジタル信号に変換したものとなる。そして、図１８（ｂ）の信号には、イメージ成分がない。
したがって、図１８（ｂ）の信号は、理想的なデジタル基準信号Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］のレプリカ（基準信号レプリカ）となっている。

ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３は、図１８（ａ）に示す信号（演算用信号）と、図１８（ｂ）に示す基準信号レプリカと、を用いて、イメージ成分Ｒ_{ｔｍｐ１１}，Ｒ_{ｔｍｐ２１}，Ｒ_{ｔｍｐ２２}，ktmp_Ｎ，ktmp_Ｎ−１，・・・，ktmp_１，ktmp_０，ktmp_−１，・・・，ktmp_−Ｎを示すパラメータを算出する。
すなわち、ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３は、取得した直交復調信号Ｒ_Ｉ’’，Ｒ_Ｑ’’を、そのまま、イメージ成分の演算用信号Ｒｘｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］，Ｒｘｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］として用いるとともに、基準信号Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］のレプリカ（Ｒｅｐｌｉｃａ＿Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］）を、基準信号Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］（＝Ｒｅｆｓｉｇ＿Ｒｅ［ｎ］＋ｉ×Ｒｅｆｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］）として用いて、Ｒ_{ｔｍｐ１１}，Ｒ_{ｔｍｐ２１}，Ｒ_{ｔｍｐ２２}，ktmp_Ｎ，ktmp_Ｎ−１，・・・，ktmp_１，ktmp_０，ktmp_−１，・・・，ktmp_−Ｎを算出する。
なお、基準信号Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］のレプリカＲｅｐｌｉｃａ＿Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］＝Ｒｅｐｌｉｃａ＿Ｒｅｆｓｉｇ＿Ｒｅ［ｎ］＋ｉ×Ｒｅｐｌｉｃａ＿Ｒｅｆｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］である。
また、Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］＝α×Ｒｅｐｌｉｃａ＿Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］である（αは、０でない正の実数値である）。

続いて、ＱＤＣ演算部３１は、ステップＳ３で演算されたＤＣ成分Ｉ_ＤＣ，Ｑ_ＤＣを打ち消すための第１補償パラメータｄｃ１，ｄｃ２を演算（更新する（ステップＳ５）。
また、ＱＤＣ演算部３１は、ステップＳ４で推定されたイメージ成分Ｒ_{ｔｍｐ１１}，Ｒ_{ｔｍｐ２１}，Ｒ_{ｔｍｐ２２}，ktmp_Ｎ，ktmp_Ｎ−１，・・・，ktmp_１，ktmp_０，ktmp_−１，・・・，ktmp_−Ｎを打ち消すための第２補償パラメータＲ_１１，Ｒ_２１，Ｒ_２２及び第３補償パラメータｋ_Ｎ，ｋ_Ｎ−１，・・・，ｋ_１，ｋ_０，ｋ_−１，・・・，ｋ_−Ｎを演算（更新）する（ステップＳ５）。ＱＤＣ演算部３１は、求めた第１、第２及び第３補償パラメータを、直交復調補償部７に与える。

本実施形態では、図１７に示すように、基準信号は、搬送周波数ｆｃを基準として高周波数側の帯域だけに存在していた。しかし、基準信号は、搬送周波数ｆｃを基準として低周波数側の帯域だけに存在していてもよい。
また、基準信号は、搬送周波数ｆｃに対して、高周波数側又は低周波数側のいずれか一方に偏った帯域を有するものであればよい。つまり、基準信号は、搬送周波数ｆｃを跨った状態で、搬送周波数ｆｃの高周波数側又は低周波数側のいずれか一方に偏っていてもよい。

基準信号が、高周波数側又は低周波数側のいずれか一方に偏っていれば、図１９（ａ）に示すように、元々の基準信号の部分のうちの少なくとも一部に、イメージ成分が重畳されていない部分が確保される。イメージ成分が重畳されていない部分を基準信号レプリカとして用いることで、イメージ成分の推定が可能である。

例えば、図１９（ａ）に示すように基準信号の帯域が、−ｆ_１からｆ_２であるとものとする（ｆ_１＜ｆ_２）。この場合、イメージ成分は、−ｆ_２からｆ_１の範囲に現れ、基準信号と重なっている。
ここで、基準信号とイメージ成分とは大きさレベル差があるため、ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３は、基準信号に対して、閾値（例えば、２０ｄＢ）以上のレベル差を有する部分を、イメージ成分だけが存在する部分であるとして検出することができる。これにより、図１９（ｂ）に示すように、−ｆ_２からｆ_１の範囲にあるイメージ成分だけが抽出できる。

そして、−ｆ_２からｆ_１の範囲にあるイメージ成分は、搬送周波数ｆｃ（図１９では、周波数＝０）を中心として対称的な位置であるｆ_１からｆ_２の基準信号によって生じたものである。そして、ｆ_１からｆ_２の範囲では、基準信号に対するイメージ成分の重なりも無い。

そこで、ＱＤＣ＿ＩＲ演算部３３は、図１９（ａ）の信号から、ｆ_１からｆ_２の範囲の信号を抽出することで、図１９（ｃ）に示すように、イメージ成分が重畳されていない基準信号（の一部）が得られる。図１９（ｃ）に示す信号（基準信号の一部に相当）を、基準信号レプリカＲｅｐｌｉｃａ＿Ｒｅｆｓｉｇ［ｎ］として用いても良い。

また、イメージ成分の演算用信号Ｒｘｓｉｇ＿ｒｅ［ｎ］，Ｒｘｓｉｇ＿Ｉｍ［ｎ］としては、図１９（ｃ）の基準信号レプリカと、図１９（ｂ）の信号（図１９（ｃ）の基準信号レプリカによって生じたイメージ成分）と、を合成した図１９（ｄ）の信号を用いればよい。

このように、イメージ成分の演算に用いる基準信号レプリカとしては、基準信号全体に対応する部分であってもよいし、基準信号にイメージ成分が重畳されている場合には、イメージ成分が重畳されている部分を除去したものであってもよい。
また、演算用信号としても、直交復調信号をそのまま使用してもよいし、直交復調信号中に基準信号とイメージ成分との重畳部分がある場合には、当該重畳部分を除去したものであってもよい。

［３．２ 利得補償］
制御部９は、信号発生器１０から出力された信号（ＣＷ）を用いて、利得補償のための演算を行うこともできる。
図１３に示すように、利得補償のため補償値を演算するＲｘＡＬＣ演算部３４は、電力計算部３５、検波器出力校正部３６、ゲイン計算部３７と、を備えている。

ＲｘＡＬＣ演算部（測定部；利得補償演算部）３４は、信号発生器１０から出力された信号（ＣＷ）の電力と、直交復調された受信信号Ｒ_Ｉ’’、Ｒ_Ｑ’’の電力と、の比を測定及び監視することで、可変アッテネータ３及び／又は利得補償部８での利得補償のため補償値を演算する。

図１にも示すように、ＲｘＡＬＣ演算部３４には、信号発生器１０から出力された信号(ＳＷ)を検波する検波器１２の出力が、ＡＤＣ１２ａを介して、与えられる。また、ＲｘＡＬＣ演算部３４には、直交復調された信号Ｒ_Ｉ’’、Ｒ_Ｑ’’が与えられる。
さらに、ＲｘＡＬＣ演算部３４には、温度センサ１３の出力が、ＡＤＣ１４を介して、与えられる。

ＲｘＡＬＣ演算部３４の電力計算部３５は、直交復調された信号Ｒ_Ｉ’’、Ｒ_Ｑ’’の受信電力を計算する。
検波器出力校正部３６は、検波器１２の出力（信号（ＣＷ）の電力）を、温度（温度センサ１３の出力）で校正し、校正された受信電力を演算する。検波器出力校正部３６は、温度校正用テーブルを有しており、当該テーブルを参照することにより、校正された受信電力を演算する。

ゲイン計算部３７は、検波器出力に基づく受信電力と、直交復調された信号Ｒ_Ｉ’’、Ｒ_Ｑ’’の受信電力と、の比を求める。ゲイン計算部３７の出力は、演算器３８に与えられる。演算器３８は、ゲイン計算部３７の出力と、ゲイン基準値と、の偏差ΔＧａｉｎを求める。

図２０は、可変アッテネータ３及び／又は利得補償部８での利得補償のため補償値となるゲインΔＧａｉｎ１，ΔＧａｉｎ２を演算するための処理フローチャートを示している。まず、制御部９は、信号発生器１０から発生した信号（ＣＷ；無変調連続波）を、通常の受信信号の代わりに、受信機１の入力に与える（ステップＳ１１）。
なお、受信機１に受信信号の処理を行う系（図１の回路）が複数設けられている場合には、利得補償のための演算の対象となる系の選択が、ステップＳ１１に先立って行われる。

ステップＳ１１では、制御部９は、信号発生器１０にて発生した信号が増幅器２（直交復調器５）側に与えられるようにスイッチ部１１を切り替える切替制御信号を、スイッチ部１１に対して出力する。また、制御部９は、信号発生器１０が単一周波数の信号（ＣＷ；Ｃｏｎｓｔａｎ Ｗａｖｅ）を出力する第２モードとなるように、モード切替制御信号（Ｃｈｉｒｐ／ＣＷ信号）を信号発生器１０の外部信号発生器２１に対して出力する。

ＣＷ信号を発生させる切替制御信号（Ｃｈｉｒｐ／ＣＷ信号）が、外部信号発生器２１の切替部３０ｂに与えられると、外部信号Ｖ_ｅｘｔが重畳されていない制御電圧Ｖ_ｃｔｒｌ’が、電圧制御発振器２５に与えられる。すると、電圧制御発振器２５は、単一周波数の信号（ＣＷ）を出力する。

ＲｘＡＬＣ演算部３４は、信号発生器１０が発生した単一周波数の信号（ＣＷ）が、直交復調され、デジタル信号に変換されたデジタル直交復調信号Ｒ_Ｉ’’、Ｒ_Ｑ’’のサンプリングを行う（ステップＳ１２）。また、ＲｘＡＬＣ演算部３４は、信号発生器１０が発生した単一周波数の信号（ＣＷ）を検波器１２にて検波した電力値（検波器出力）を、ＡＤＣ１４にてデジタル信号に変換したものを、取得する（ステップＳ１２）。

ステップＳ１２の信号の取得が終了すると、制御部９は、信号発生器１０からの信号（ＣＷ）の発生を停止させる（ステップＳ１３）。信号発生器１０からの信号（ＣＷ）の発生を停止させるには、ＶＣＯ２５の出力側に設けられたスイッチ２８ａを終端２８ｂ側に切り替えればよい。

検波器出力校正部３６は、温度校正用テーブルを参照して、検波器出力（電力）の校正を行う（ステップＳ１４）。

電力計算部３５は、サンプリングして得たデジタル直交復調信号Ｒ_Ｉ’’、Ｒ_Ｑ’’から、単一周波数の信号（ＣＷ）の電力の時間平均値を演算し、その演算結果をゲイン計算部３７に与える。
ゲイン計算部３７では、電力計算部３５から出力された電力と、検波器出力校正部３６から出力された電力との比を計算して出力する（ステップＳ１５）。
演算器３８では、ゲイン計算部３７から出力された電力比と、ゲイン基準値と、を用いて演算する。演算器３８では、ゲイン基準値に対する、ゲイン計算部３７から出力された電力比の偏差ΔＧａｉｎを求める。ゲイン基準値は、ゲイン計算部３７から出力された電力比を調整する上でのターゲットとなる値であり、検波器出力とデジタル直交復調信号の電力との、理論的な電力比である。

ゲイン計算部３７から出力された電力比が、ゲイン基準値を超えている場合、制御部９は、前記偏差ΔＧａｉｎが無くなるように、可変アッテネータ３及び／又は利得補償部８の利得を調整する信号を、可変アッテネータ３及び／又は利得補償部８に与える。
可変アッテネータ３及び／又は利得補償部８は、制御部９からの信号に基づいて、利得を調整し、前記偏差ΔＧａｉｎが無くなるように動作する。
なお、ゲイン基準値は、例えば、事前に定めておいてもよいし、入力インターフェースを介して外部から入力してもよい。

［４．付記１］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
また、今回開示された実施の形態の内、ある実施形態として開示された構成要素の少なくとも１部を、他の実施形態として開示された構成要素の少なくとも１部と組み合わせてもよい。

［５．付記２］
直交復調信号によって発生したイメージ成分の除去を容易に行えるようにするための技術的手段は、以下の通りである。
（５−１）搬送周波数の信号を用いて直交復調を行う直交復調器から出力された直交復調信号に対して、前記直交復調器によって生じたイメージ成分を除去する補償処理を行う補償装置であって、受信帯域内において所定の帯域幅を持つ基準信号を発生させて、当該基準信号を前記直交復調器の入力側に与える信号発生器と、前記直交復調器によって前記基準信号を直交復調した信号に基づいて、前記イメージ成分を除去するための補償パラメータを演算する演算部と、前記補償パラメータを用いて、前記直交復調信号から前記イメージ成分を除去するイメージ成分除去部と、を備え、前記基準信号は、前記搬送周波数に対して、高周波数側又は低周波数側のいずれか一方に偏った帯域を有する信号であり前記演算部は、前記直交復調器から出力された、前記基準信号を直交復調した信号のうち、前記イメージ成分が重畳されていない帯域の信号を、基準信号レプリカとして生成するとともに、前記基準信号レプリカ及び前記基準信号レプリカによって生じたイメージ成分を有する演算用信号と、前記基準信号レプリカと、に基づいて、前記補償パラメータを演算することを特徴とする補償装置である。
上記構成の補償装置によれば、演算部は、基準信号を直交復調した信号のうち、基準信号の帯域が搬送周波数に対して偏っていることによってイメージ成分が重畳されていない帯域の信号を、基準信号レプリカとして生成するとともに、基準信号レプリカ及び基準信号レプリカによって生じたイメージ成分を有する演算用信号と、基準信号レプリカと、に基づいて、補償パラメータを演算する。
つまり、基準信号が、搬送周波数に対して偏っていることで、元々の基準信号の部分のうちの少なくとも一部に、イメージ成分が重畳されていない部分が確保される。イメージ成分が重畳されていない部分を基準信号レプリカとして用いることで、イメージ成分の推定が可能であり、ひいてはイメージ成分を除去するための補償パラメータを演算することが可能となる。

（５−２）前記基準信号は、前記搬送周波数の高周波数側又は低周波数側のいずれか一方の帯域だけに存在しており、前記演算部は、前記直交復調器から出力された、前記基準信号を直交復調した信号のうち、前記基準信号全体に対応する帯域の信号を基準信号レプリカとして生成し、前記演算用信号は、前記基準信号を直交復調した信号であるのが好ましい。
イメージ成分は、搬送周波数を基準として対称的に現れるため、基準信号は、搬送周波数の高周波数側又は低周波数側のいずれか一方の帯域だけに存在していると、イメージ成分は、基準信号とは異なる部分に現れる。したがって、イメージ成分と基準信号との分離が容易となる。

（５−３）前記演算部は、前記搬送周波数に対応する周波数を基準として、前記基準信号が存在しない側の帯域の信号を、前記基準信号を直交復調した信号から除去することで、前記基準信号レプリカを生成するのが好ましい。搬送周波数に対応する周波数を基準として、基準信号が存在しない側の帯域には、イメージ成分が存在するため、その帯域の信号を除去することで、イメージ成分のない基準信号レプリカを容易に生成することができる。

（５−４）前記基準信号は、前記搬送周波数を跨った状態で、前記搬送周波数の高周波数側又は低周波数側のいずれか一方に偏っており、前記演算部は、前記直交復調器から出力された、前記基準信号を直交復調した信号において前記基準信号に対応する帯域の信号から、前記イメージ成分が重畳されている部分を除去した信号を基準信号レプリカとして生成し、前記演算用信号は、前記基準信号を直交復調した信号から、前記イメージ成分の重畳部分が除去された信号であるのが好ましい。基準信号が搬送周波数を跨っている場合であっても、搬送周波数の高周波数側又は低周波数側のいずれか一方に偏っていれば、元々の基準信号の部分のうちの少なくとも一部に、イメージ成分が重畳されていない部分が確保される。イメージ成分が重畳されていない部分を基準信号レプリカとして用いることで、イメージ成分の推定が可能である。

（５−５）前記信号発生器は、位相比較器の出力信号に基づく制御電圧によって電圧制御発振器の発振周波数が決定される位相ロックループ方式の信号発生器であるとともに、時間変動する外部信号を発生する外部信号発生部を備え、前記制御電圧は、前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳されたものであるのが好ましい。位相比較器の出力信号に、時間変動する外部信号を重畳させることで、周波数が時間的に変化する信号を生成することができる。そして、周波数が時間的に変化する信号は、時間を無視すれば、周波数帯域幅を有する信号であるとみなすことができる。つまり、上記の信号発生器によれば、帯域幅を有する信号を容易に生成できる。

（５−６）前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳された制御電圧が前記電圧制御発振器に与えられる第１モードと、前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳されていない制御電圧が前記電圧制御発振器に与えられる第２モードと、を切り替える切替部を更に備えているのが好ましい。この場合、第１モードでは、周波数の時間変動によって帯域幅を有する信号を生成でき、第２モードでは、一定の周波数の信号を生成できる。

（５−７）無線通信装置は、前記（５−１）記載の前記補償装置を備えた無線通信装置である。

（５−８）さらに他の観点からみた無線通信装置は、前記（５−５）記載の前記補償装置を備えた無線通信装置であって、前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳された制御電圧が前記電圧制御発振器に与えられる第１モードと、前記位相比較器の出力信号に前記外部信号が重畳されていない制御電圧が前記電圧制御発振器に与えられる第２モードと、を切り替える切替部と、前記第２モードの前記信号発生器から出力された単一周波数の信号を、前記受信機に与えて前記受信機の利得を測定する測定部と、を更に備えている無線通信装置である。

１：通信装置（受信機）、２：増幅器、３：可変アッテネータ、４：周波数変換器、５：直交復調器、５ａ：発振器、５ｂ：移相器、５ｃ，５ｄ：乗算器、６ａ，６ｂ：ＡＤＣ、７：直交復調補償部、７ａ：ローカルリーク除去部、７ｂ：イメージ成分除去部、７ｃ：非対称等化器（遅延部）、８：利得補償部、９：制御部、１０：信号発生器、１１：スイッチ部、１２：検波器、１３：温度センサ、２１：外部信号発生器、２２：位相比較器、２３：チャージポンプ回路、２４：ローパスフィルタ、２５：電圧制御発振器、２６：分周器、２８：入力ライン、３０：非反転増幅器、３０ａ：可変抵抗、３０ｂ：スイッチ、３０ｃ：コンデンサ、３１：直交復調補償演算部、３２：ローカルリーク演算部、３３：イメージ成分演算部、３４：利得補償演算部（測定部）、３５：電力計算部、３５：受信電力計算部、３６：検波器出力校正部、３７：ゲイン計算部、３８：演算器、５１ａ，５１ｂ：増幅器、５３ａ：第１ＬＰＦ（第１フィルタ）、５３ｂ：第２ＬＰＦ（第２フィルタ）、７１：第１遅延処理部、７２：第２遅延処理部

Claims (6)

1. 直交復調信号中のイメージ成分を除去するための補償パラメータを演算するイメージ成分演算部と、
   前記補償パラメータを用いて、Ｉ信号及びＱ信号を有する前記直交復調信号中のイメージ成分を除去する直交復調補償部と、を備え、
   前記補償パラメータを用いてイメージ成分を除去する前記直交復調補償部は、前記Ｉ信号に対するフィルタ処理を行う第１フィルタの周波数特性と、前記Ｑ信号に対するフィルタ処理を行う第２フィルタの周波数特性と、の特性差を補償する補償処理を行うよう構成され、
   前記イメージ成分演算部は、イメージ成分を除去するための前記補償パラメータとして、前記特性差を補償するためのパラメータを含むパラメータを演算するよう構成されている
   ことを特徴とする補償装置。
2. 前記第１フィルタ及び前記第２フィルタは、それぞれ、アナログフィルタであり、
   前記直交復調補償部は、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタから出力されたアナログの前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号がデジタルに変換された信号を受け付けて、デジタル信号処理によって、前記補償処理を行うよう構成されている
   請求項１記載の補償装置。
3. 前記直交復調補償部は、前記Ｉ信号及びＱ信号の少なくともいずれかに対する遅延処理を行う遅延部を有し、
   前記遅延部は、前記第１フィルタによって生じる群遅延と、前記第２フィルタによって生じる群遅延と、の間の群遅延差を抑制する
   請求項１又は２記載の補償装置。
4. 前記遅延部は、
   前記Ｉ信号及びＱ信号のうちの一方の信号に対して遅延処理を行う第１遅延処理部と、前記Ｉ信号及びＱ信号のうちの他方の信号に対して遅延処理を行う第２遅延処理部と、を備え、
   前記第１遅延処理部は、前記一方の信号に所定の遅延量の遅延を生じさせるよう構成され、
   前記第２遅延処理部は、前記第１遅延処理部による前記所定の遅延量よりも小さい遅延量の遅延を生じさせる第１処理と、前記第１遅延処理部による前記所定の遅延量よりも大きい遅延量の遅延を生じさせる第２処理と、を実行可能に構成されている
   請求項３記載の補償装置。
5. 前記第１フィルタ及び前記第２フィルタの次数をＮとした場合に、
   前記第２遅延処理部の次数は、２Ｎ以下に設定されている
   請求項４記載の補償装置。
6. 請求項１記載の前記補償装置を備えた無線通信装置。