JP5637065B2 - 増幅回路及び無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、増幅回路及び無線通信装置に関するものである。

高出力増幅器（High Power Amplifier、以下、「ＨＰＡ」という）などの増幅器を用いて、電力を増幅する場合、増幅器の非線形な歪特性のため、所望の入出力特性を得ることができないことがある。
特に、増幅したい無線信号の周波数が高い場合には、非線形特性を補正して増幅器を線形化するために、無線信号に変換する前の周波数の低い複素ＩＱベースバンド信号に対して、特許文献１に示すように、前置歪補償（predistortion）を施す必要がある。
前置歪補償を行う歪補償処理部は、デジタル信号処理を用いて、増幅器の非線形歪を打ち消すための信号を生成する。

歪補償処理部から出力された信号は、直交変調器によって直交変調され、その後、ＨＰＡにて増幅される。
ここで、直交変調器にて変調誤差が生じると、ＨＰＡの非線形歪を打ち消すための信号に、変調誤差による歪が生じる。したがって、ＨＰＡの非線形歪を打ち消すための信号が、期待されるとおりには、ＨＰＡに到達せず、ＨＰＡの非線形歪の補償特性が劣化する。

かかる直交変調誤差を補償する技術としては、特許文献２記載のものがある。

特開２００９−１９４４３２号公報 特開２００２−７７２８５号公報

特許文献２には、直交変調誤差を自動的に補償する技術が開示されている。特許文献２記載の技術では、直交変調誤差を検出するための追加的なフィードバックループが必要でハードウェアが複雑になり高コスト化を招く。

そこで、本発明は、直交変調誤差を検出するための追加的なフィードバックループを設けなくても、直交変調誤差を補償できるようにすることを目的とする。

（１）本発明は、ＩＱベースバンド信号を直交変調する直交変調器と、直交変調された信号を増幅する増幅器と、前記増幅器の歪を補償する第１補償係数を用いて、前記増幅器の歪の補償をする歪補償部と、前記歪補償部から出力されたＩＱベースバンド信号に対して、直交変調誤差を補償する直交変調誤差補償部と、前記直交変調誤差補償部が直交変調誤差を補償するために用いる第２補償係数を更新する更新部と、前記直交変調誤差補償部から出力されたＩＱベースバンド信号が、前記直交変調器にて直交変調されることによって生じるＩＱベースバンド信号の誤差を推定する誤差推定部と、前記第２補償係数の更新後における、前記増幅器の出力の予測値を演算する予測部と、を備えた増幅回路である。前記更新部は、推定された前記誤差に基づいて、前記第２補償係数を更新する。前記誤差推定部は、前記歪補償部によって補償される前のＩＱベースバンド信号と、前記増幅器の出力を直交復調したＩＱベースバンド信号と、に基づいて、前記誤差を推定する。前記予測部は、推定された前記誤差と、前記第２補償係数が当該誤差に基づいて更新される前における前記増幅器の出力を直交復調したＩＱベースバンド信号と、に基づいて、前記予測値を演算する。前記歪補償部は、前記予測値に基づいて、前記第１補償係数を演算する。

（２）前記誤差推定部は、前記直交変調誤差補償部から出力されたＩＱベースバンド信号のＤＡ変換及び前記直交変調器による直交変調によって生じる誤差を推定することができる。

（３）前記誤差推定部が推定する前記誤差は、前記直交変調誤差補償部から出力されたＩＱベースバンド信号のＤＡ変換を行うＤＡ変換器から前記直交変調器までに発生するＤＣオフセット及び／又は搬送波の漏れと、前記直交変調誤差補償部から出力されたＩＱベースバンド信号のＤＡ変換を行うＤＡ変換器から前記直交変調器までに発生するＩＱゲインインバランス及び／又は直交度のずれと、を含むことができる。

（４）他の観点からみた本発明は、前記（１）〜（３）いずれか１記載の増幅回路を備えた無線通信装置である。

（５）他の観点から見た本発明は、ＩＱベースバンド信号を直交変調する直交変調器と、直交変調された信号を増幅する増幅器と、前記増幅器の歪を補償する第１補償係数を用いて、前記増幅器の歪の補償をする歪補償部と、前記歪補償部から出力されたＩＱベースバンド信号に対して、前記直交変調器による直交変調誤差を補償する直交変調誤差補償部と、を備えた増幅回路を用いて信号の補償を行うための方法である。
前記方法は、前記直交変調誤差補償部から出力されたＩＱベースバンド信号が、前記直交変調器にて直交変調されることによって生じるＩＱベースバンド信号の誤差を、前記歪補償部によって補償される前のＩＱベースバンド信号と、前記増幅器の出力を直交復調したＩＱベースバンド信号と、に基づいて、推定するステップと、
前記直交変調誤差補償部が直交変調誤差を補償するために用いる第２補償係数を、推定された前記誤差に基づいて、更新するステップと、
推定された前記誤差と、前記第２補償係数が当該誤差に基づいて更新される前における前記増幅器の出力を直交復調したＩＱベースバンド信号と、に基づいて、前記第２補償係数の更新後における、前記増幅器の出力の予測値を演算するステップと、
前記前記予測値に基づいて、前記第１補償係数を演算するステップと、を含む。

（６）前記（５）において、演算された新たな第１補償係数及び更新された新たな第２補償係数は、ほぼ同時に、前記歪補償部及び前記直交変調誤差補償部によって用い始められるのが好ましい。

実施形態に係る増幅回路のブロック図である。 歪補償部、ＩＱオフセット・インバランス補償部、及び演算部のブロック図である。 直交変調誤差歪を示す図である。 増幅器の非線形歪を示す図である。 直交変調歪みと増幅器の非線形歪とが重畳された状態を示す図である。 ＤＡＣから直交変調器までの経路で発生する誤差を示す図である。 ＤＡＣ及び直交変調器の等価モデルである。 ＤＡＣ及び直交変調器の等価モデルと当該等価モデルにおける直交変調誤差を補正するためのＩＱオフセット・インバランス補償部のモデルである。 第１補償係数及び第２補償係数の演算処理を示すフローチャートである。 比較例に係る歪補償部、ＩＱオフセット・インバランス補償部、及び演算部のブロック図である。

以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。
［１．増幅回路の全体構成］
図１は、実施形態に係る増幅回路１を示している。この増幅回路１は、無線基地局装置などの無線通信装置に搭載され、送信信号の増幅を行うために用いられる。なお、増幅回路１は、受信信号の増幅に用いても良い。

図１に示す増幅回路１は、高出力増幅器（ＨＰＡ）２と、可変電源３と、歪補償部４と、ＩＱオフセット・インバランス補償部９と、直交変調器３３と、演算部１０と、を備えている。
増幅器２は、入力された信号を増幅するためのものであり、信号が入力される信号入力ポート２ａ、及び、信号を出力する信号出力ポート２ｂを備えている。増幅器２は、さらに、電源電圧（ドレイン電圧）Ｖ［ｎ］が供給される電源ポート２ｃを備えている。

本実施形態の増幅回路１は、エンベロープトラッキング駆動方式である。このため、前記可変電源３は、信号ｘ［ｎ］（＝ｘ_Ｉ［ｎ］＋ｉ×ｘ_Ｑ［ｎ］）のエンベロープ信号に応じて、増幅器２の電源ポート２ｃに供給される電源電圧Ｖ［ｎ］を変化させる。つまり、増幅器２及び可変電源３は、エンベロープトラッキング動作する増幅器（以下、ＥＴ増幅器）２００を構成している。増幅器２に供給される電源電圧が、信号ｘ［ｎ］のエンベロープに応じて変化することで、増幅器２を高効率動作させることができる。なお、増幅回路１は、エンベロープトラッキング駆動方式でなくてもよい。

ここで、^＊［ｎ］は、サンプリング間隔Ｔ（秒）としたときに、時刻ｎ×Ｔにサンプリングしたデジタル複素ベースバンドＩＱ表現の信号である。また、^＊（ｔ）は、時刻ｔにおけるアナログ信号を示す。

可変電源３は、電源電圧（ドレイン電圧）Ｖ［ｎ］を変化させるものに限らず、電源電流（ドレイン電流）を変化させるものであってもよい。以下では、可変電源３は、電源電圧を変化させるものとして説明するが、以下の説明において「電源電圧」とある部分を、「電源電流」と置き換えても、機能的に等価である。

可変電源３に信号ｘ［ｎ］のエンベロープ信号を与えるため、増幅回路１は、信号ｘ［ｎ］の電力検出部５、及び電力−電圧変換部６を備えている。
電力検出部５は、信号ｘ［ｎ］（ＩＱベースバンド信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］）の電力値（エンベロープ信号）を検出し、出力する。電力−電圧変換部６は、電力検出部５により検出された電力を、増幅器２へ供給される電源電圧値に変換する機能を有している。電力−電圧変換部６は、変換された電源電圧値(エンベロープ電圧値)を可変電源３に出力する。可変電源３は、変換された電源電圧値(エンベロープ電圧値)に応じて、増幅器２の電源ポート２ｃに供給される電圧Ｖ［ｎ］を動的に変化させる。

なお、歪補償部４及び／又は電力−電圧変換部６の手前には、タイミング調整部３１ａ，３１ｂが設けられている。タイミング調整部３１ａ，３１ｂは、増幅回路の入力（ｘ_Ｉ［ｎ］、ｘ_Ｑ［ｎ］）から各々の経路を通って増幅器出力に到達するまでの時刻を一致させるために、タイミング調整を行う。

図２に示すように、歪補償部４は、信号ｘ［ｎ］に対して前置歪補償（Predistortion）の処理を行う歪補償処理部４ａと、ＥＴ増幅器２００の歪を補償する補償係数（第１補償係数）を推定する推定部４ｂと、を備えている。歪補償処理部４ａは、第１補償係数を用いて、歪補償処理を行う。
なお、本実施形態の推定部４ｂは、ＥＴ増幅器２００の逆特性を推定する逆歪特性推定部４ｂとして構成されている。

歪補償処理部４ａは、推定部４ｂが推定した第１補償係数を用いて、信号ｘ［ｎ］に対して歪補償処理を行い、歪補償後の信号ｕ’［ｎ］（＝ｕ’_Ｉ［ｎ］＋ｉ×ｕ’_Ｑ［ｎ］）を出力する。ＥＴ増幅器２００の歪特性とは逆の特性で補償された信号を、歪特性を有するＥＴ増幅器２００側へ与えることで、増幅器出力の歪を抑制できる。
逆歪特性推定部４ｂは、後述の予測部１０ｃから出力された増幅器出力の予測値に基づいて、逆特性を推定する演算処理を行うことで第１補償係数を得る。

歪補償部４（歪補償処理部４ａ）の出力側には、ＩＱオフセット・インバランス補償部９が設けられている。ＩＱオフセット・インバランス補償部（直交変調誤差補償部）９は、歪補償部４から出力されたＩＱベースバンド信号に対して、直交変調器３３のＩＱオフセット・インバランスを補償する処理を行う。図２に示すように、ＩＱオフセット・インバランス補償部９は、ＩＱオフセット・インバランス補償処理部（直交変調誤差補償処理部）９ａと、ＩＱオフセット・インバランス補償係数保存部（直交変調誤差補償係数保存部）９ｂと、を備えている。

ＩＱオフセット・インバランス補償処理部９ａは、ＩＱオフセット・インバランス補償係数保存部９ｂに保存されているＩＱオフセット・インバランス補償係数（第２補償係数）を用いて、歪補償後の信号ｕ’［ｎ］に対して、ＩＱオフセット・インバランスを補償する処理を行い、補償後の信号ｕ［ｎ］（＝ｕ_Ｉ［ｎ］＋ｉ×ｕ_Ｑ［ｎ］）を出力する。
ＩＱオフセット・インバランス補償係数保存部９ｂに保存されているＩＱオフセット・インバランス補償係数（第２補償係数）は、後述のＩＱオフセット・インバランス補償係数更新部１０ｂによって更新される。なお、第２補償係数が一度も更新されていない状態では、ＩＱオフセット・インバランス補償係数保存部９ｂには、ゼロ値などの初期値が設定されている。

図１に戻り、ＩＱオフセット・インバランス補償部９の出力側には、デジタル信号ｕ［ｎ］をアナログ信号ｕ（ｔ）に変換（ＤＡ変換）するＤＡ変換器（ＤＡＣ）３２ａ，３２ｂが設けられている。ＤＡＣ３２によって変換されたアナログＩＱベースバンド信号が、直交変調器３３によって直交変調される。
直交変調後の信号は、周波数変換部３４によってアップコンバートされる。アップコンバート後の信号は、１又は複数の駆動増幅器３５ａ，３５ｂに与えられ、増幅される。駆動増幅器３５ａ，３５ｂの出力は、ＥＴ増幅器２００を構成する増幅器２に与えられる。

増幅器２の出力信号ｙ(ｔ)は、カプラ３６によって検出され、可変減衰器（１／Ｇ）３７を介して、周波数変換部３８に与えられる。周波数変換部３８は、信号をダウンコンバートする。周波数変換後の信号は、フィルタ（ローパスフィルタ又はバンドパスフィルタ）３９を介して、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）４０に与えられる。ＡＤＣ４０はアナログ信号ｙ（ｔ）をデジタル信号ｙ［ｎ］（＝Ｇ×（ｙ_Ｉ［ｎ］＋ｉ×ｙ_Ｑ［ｎ］））に変換し、その出力を信号処理部４１に与える。信号処理部４１は、デジタル直交復調などの信号処理を行い、デジタルＩＱベースバンド信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］を、演算部１０に与える。

図２に示すように、演算部１０は、誤差推定部１０ａと、ＩＱオフセット・インバランス補償係数更新部（直交変調誤差補償係数更新部）１０ｂと、予測部１０ｃと、を備えている。
誤差推定部１０ａは、ＩＱオフセット・インバランス補償部９（補償処理部９ａ）から出力された信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］が、直交変調器３３にて直交変調されることによって生じる誤差を推定する。誤差推定部１０ａは、誤差を、信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］及び信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］に基づいて推定する。誤差の推定の仕方については、後述する。

ＩＱオフセット・インバランス補償係数更新部１０ｂは、ＩＱオフセット・インバランス補償係数保存部９ｂに保存されている第２補償係数の更新を行う。ＩＱオフセット・インバランス補償係数更新部１０ｂは、ＩＱオフセット・インバランス補償係数保存部９ｂに保存されている第２補償係数を、誤差推定部１０ａによって推定された誤差を用いて更新する。第２補償係数の更新の仕方については、後述する。

予測部１０ｃは、誤差によって第２補償係数が更新された後における増幅器２の出力の予測値Ｐ_Ｉ［ｎ］，Ｐ_Ｑ［ｎ］を予測する演算を行う。予測部１０ｃは、第２補償係数の更新に用いられた誤差と、第２補償係数が当該誤差に基づいて更新される前における増幅器２の出力ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］と、に基づいて、前記予測値を演算する。予測値の演算の仕方については、後述する。

ここで、図中における信号名について、以下に説明しておく。
ｘ［ｎ］は、歪補償部４による歪補償前の信号であり、ｘ_Ｉ［ｎ］は、ｘ［ｎ］の実部（Ｉ−ｃｈａｎｎｅｌ）であり、ｘ_Ｑ［ｎ］は、ｘ［ｎ］の虚部（Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌ）である。すなわち、ｘ［ｎ］＝ｘ_Ｉ［ｎ］＋ｉ×ｘ_Ｑ［ｎ］である。
ｕ’［ｎ］は、歪補償部４による歪補償後の信号であり、ｕ_Ｉ’［ｎ］は、ｕ’［ｎ］の実部（Ｉ−ｃｈａｎｎｅｌ）であり、ｕ_Ｑ’［ｎ］は、ｕ’［ｎ］の虚部（Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌ）である。すなわち、ｕ’［ｎ］＝ｕ_Ｉ’［ｎ］＋ｉ×ｕ_Ｑ’［ｎ］である。

ｕ”［ｎ］は、歪補償部４による歪補償後の信号ｕ’［ｎ］のレプリカ信号であり、ｕ_Ｉ”［ｎ］は、ｕ”［ｎ］の実部（Ｉ−ｃｈａｎｎｅｌ）であり、ｕ_Ｑ”［ｎ］は、ｕ”［ｎ］の虚部（Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌ）である。すなわち、ｕ”［ｎ］＝ｕ_Ｉ”［ｎ］＋ｉ×ｕ_Ｑ”［ｎ］である。

ｕ［ｎ］は、ＩＱオフセット・インバランス補償部９によるＩＱオフセット・インバランス補償後の信号であり、ｕ_Ｉ［ｎ］は、ｕ［ｎ］の実部（Ｉ−ｃｈａｎｎｅｌ）であり、ｕ_Ｑ［ｎ］は、ｕ［ｎ］の虚部（Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌ）である。すなわち、ｕ［ｎ］＝ｕ_Ｉ［ｎ］＋ｉ×ｕ_Ｑ［ｎ］である。

ｙ［ｎ］は、増幅器２の出力信号であり、ｙ_Ｉ［ｎ］は、ｙ［ｎ］の実部（Ｉ−ｃｈａｎｎｅｌ）であり、ｙ_Ｑ［ｎ］は、ｙ［ｎ］の虚部（Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌ）である。すなわち、ｙ［ｎ］＝Ｇ×（ｙ_Ｉ［ｎ］＋ｉ×ｙ_Ｑ［ｎ］）である。

Ｐ［ｎ］は、増幅器２の出力信号の予測値であり、Ｐ_Ｉ［ｎ］は、ｙ［ｎ］の実部（Ｉ−ｃｈａｎｎｅｌ）であり、Ｐ_Ｑ［ｎ］は、Ｐ［ｎ］の虚部（Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌ）である。すなわち、Ｐ［ｎ］＝Ｐ_Ｉ［ｎ］＋ｉ×Ｐ_Ｑ［ｎ］である。

［２．直交変調誤差による歪と増幅器の非線形歪］
図３は、直交変調器３３における直交変調誤差（ＩＱオフセット・インバランス）による信号の歪を示している。図３は、正規の信号（主信号）ｘ［ｎ］の成分のほか、直交変調誤差による信号の歪として、ローカルリークとイメージ成分とを示している。ローカルリークは、ＩＱのＤＣオフセットのずれ及び／又は直交変調器３３における搬送波の漏れを原因として生じる。イメージ成分は、直交変調器の直交度のずれ及び／又はＩＱゲインインバランスを原因として発生する。
前記ＩＱオフセット・インバランス補償部（直交変調誤差補償部）９は、直交変調誤差による信号の歪であるローカルリークとイメージ成分とを除去するためのものである。

一方、図４は、増幅器２の非線形特性により生じる歪を示している。図４は、正規の信号（主信号）ｘ［ｎ］の成分のほか、３次歪及び５次歪を示している。
前記歪補償部４は、３次歪及び５次歪などの、増幅器２の非線形特性により生じる歪を除去するためのものである。

図５に示すように、増幅回路１のＤＡＣ３２ａ，３２ｂに、歪の無い正規の信号が与えられても、その信号が、ＤＡＣ３２ａ，３２ｂ、直交変調器３３及び周波数変換部３４を通過することで、直交変調された主信号にローカルリークとイメージ成分とが生じる。そして、ローカルリークとイメージ成分とが生じた信号（直交変調された主信号；変調信号）が、増幅器２を通過することで、さらに、増幅器２の非線形歪が重畳される。

図５では、理解の容易のため、直交変調器３３の直交変調誤歪と増幅器２の非線形歪とを区別して描いているが、実際には、直交変調誤歪と増幅器２の非線形歪とのうち、電力が小さい方の歪は、電力が大きい方の歪にマスクされてしまうため、観測することができない。
したがって、単に、増幅器２の出力ｙ（ｔ）を観測しても、歪信号が、直交変調器３３に起因するものなのか、増幅器２に起因するものなのか、区別することができない。
しかし、本実施形態の増幅回路１では、２種類の異なる歪が存在する状況下においても、２種類の歪を分離することなく、直交変調器３３の補償と、増幅器２の補償と、を行うことができる。

［３．補償のための演算処理］
［３．１ ＱＭＣ（Quadrature Modulator Correction；直交変調補正）の概略］
図６は、ＤＡＣ３２ａ，３２ｂから直交変調器３３までの経路で発生する誤差（直交変調誤差）を示したものである。ＤＡＣ３２ａ，３２ｂでは、ＩＱ間でゲイン差及びオフセット差が生じ得る。また、ＤＡＣ３２ａ，３２ｂと直交変調器３３との間の配線では、ＩＱ間で配線遅延差が生じ得る。また、直交変調器３３では、発振器からＩＦ_ｏｕｔ（ｔ）までのフィードスルー及び直交変調器３３内における直交度のずれが発生し得る。

図７は、上記のような誤差が生じるＤＡＣ３２ａ，３２ｂ及び直交変調器３３の等価モデルを示している。なお、ここでは、信号はすべてアナログ信号として考える。
直交変調器３３の出力を、ＩＦ_ｏｕｔ（ｔ）とすると、図７より、ＩＦ_ｏｕｔ（ｔ）は、次の式のように表される。

ここで、

とおくと、上記２式より、下記式が得られる。

図８は、上記式に基づく等価モデル（ＤＡＣ３２ａ，３２ｂ及び直交変調器３３）と、当該等価モデルにおける直交変調誤差を補正するためのＩＱオフセット・インバランス補償部９のモデルを示している。
図８におけるＩＱオフセット・インバランス補償部９のモデル中に示した記号Ｒ_１１，Ｒ_２１，Ｒ_２２，ｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍの定義に従うと、ＩＱオフセット・インバランス補償部９は、次の式で表現できる。

Ｒ_１１，Ｒ_２１，Ｒ_２２，ｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍは、それぞれ、ＩＱオフセット・インバランス補償部９にて補償に用いられる第２補償係数（ＩＱオフセットインバランス補償係数）である。ＩＱオフセット・インバランス補償係数保存部（直交変調誤差補償係数保存部）９ｂでは、これらの第２補償係数を保存し、ＩＱオフセット・インバランス補償係数更新部（直交変調誤差補償係数更新部）１０ｂでは、これらの第２補償係数を更新する。

第２補償係数は、更新が複数回繰り返し行われることで、適切な値（最適値）に収束して行く。したがって、収束前の第２補償係数は、最適値に対する誤差（残差）を有する。

［３．２ ＤＰＤ（Digital Pre-Distortion；デジタル歪補償）の概略］
図２に示すように、本実施形態の歪補償部４の逆歪特性推定部４ｂは、歪補償部４による歪補償後の信号ｕ’［ｎ］のレプリカ信号ｕ”［ｎ］を推定する。
逆歪特性推定部４ｂでは、増幅器２からの出力の予測値Ｐ［ｎ］に対して、逆歪特性推定部４ｂが現在有する増幅器逆モデル（第１補償係数によって示されるモデル）に基づく歪補償を行い、歪補償部４による歪補償後の信号ｕ’［ｎ］のレプリカ信号ｕ”［ｎ］を求める。

そして、逆歪特性推定部４ｂは、歪補償部４による歪補償後の信号ｕ’［ｎ］とそのレプリカ信号ｕ”［ｎ］との誤差（ｅｒｒｏｒ）を取得し、その誤差が最小化されるように、逆モデル（第１補償係数）を最適化する。このようにして得られた逆モデル（第１補償係数）は、歪補償処理部４ａにコピーされ、歪補償処理部４ａにおける歪補償処理に用いられる。なお、第１補償係数も、複数回の推定が繰り返し行われることで、適切な値（最適値）に収束して行く。
また、歪補償部４による歪補償の方式は、上記のものに限られない。

［３．３ 第１補償係数及び第２補償係数の演算］
図９は、第１補償係数及び第２補償係数の演算処理を示すフローチャートである。図９のフローチャートは、信号処理部４１、演算部１０、逆歪特性推定部４ｂによる処理を示している。信号処理部４１は、図９のステップＳ１及びＳ２を実行し、演算部１０は、図９のステップＳ３〜Ｓ８を実行する。
なお、図９の処理は、増幅回路１が有する図示しないコンピュータが、コンピュータプログラムを実行することによって行われる。そのコンピュータプログラムは、増幅回路１が有する図示しない記憶媒体(メモリ)に格納されている。

まず、前処理として、増幅器出力の取得（ステップＳ１）と直交復調処理（ステップＳ２）などの処理が行われる。ステップＳ１では、信号処理部４１は、ＡＤＣ４０から出力された増幅器出力信号ｙ［ｎ］を取得する。ステップＳ２では、信号処理部４１は、取得した増幅器出力信号ｙ［ｎ］の直交復調処理を行いＩＱ信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］を出力する。信号処理部４１が出力したＩＱ信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］は、演算部１０に与えられる。

演算部１０は、増幅器出力のＩＱ信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］を取得すると、ＩＱオフセット・インバランス補償係数保存部９ｂから、現在適用中の第２補償係数Ｒ_１１，Ｒ_１２，Ｒ_２１，Ｒ_２２，ｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍを取得する（ステップＳ３）。
先に演算部１０が取得した増幅器出力ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］は、演算部１０が取得した第２補償係数をＩＱオフセット・インバランス補償部９が用いてＩＱオフセット・インバランスを補償したＩＱ信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］が、直交変調器３３及び増幅器２を通過して得られた信号である。

続いて、演算部１０は、ＱＭＣ＿ＬＬＲ（QMC_Local Leak Rejection）処理を行う（ステップＳ４）。ＱＭＣ＿ＬＬＲ処理では、ＤＡＣ３２ａ，３２ｂから直交変調器３３までに発生しているＤＣオフセット及び搬送波の漏れを除去することで、図３に示すローカルリークを打ち消すための第２補償係数（ｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍ）を求める処理などをおこなう。ＱＭＣ＿ＬＬＲ処理は、誤差推定処理（ステップＳ４−１）、第２補償係数更新処理（ステップＳ４−２）、予測値演算処理（ステップＳ４−３）を含んでいる。

誤差推定処理（ステップＳ４−１）では、演算部１０の誤差推定部１０ａが、ＩＱオフセット・インバランスとして、ローカルリークを推定する。
第２補償係数が最適値であれば、ＩＱオフセット・インバランス補償部９によって、直交変調器３３による直交変調誤差歪（ＩＱオフセット・インバランス）が完全に打ち消され、ＩＱオフセット・インバランスはゼロとなる。
しかし、第２補償係数が最適値に収束する前は、ＩＱオフセット・インバランス補償部９による補償処理が行われても、第２補償係数が適切でないため、補償しきれなかったＩＱオフセット・インバランス（直交変調誤差）が多少残る。

そこで、ステップＳ４−１の誤差推定処理では、第２補償係数を最適値に近づけるため、ＩＱオフセット・インバランスのうちローカルリーク量（第１誤差）を推定する。ローカルリーク量は、補償前のＩＱ信号であるｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］（歪補償前の信号）と、実際の増幅器出力のＩＱ信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］と、を比較することで求められる。
増幅器出力にローカルリークが含まれていると、補償前のＩＱ信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］（歪補償前の信号）のコンスタレーションのゼロ点と、増幅器出力のＩＱ信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］のコンスタレーションのゼロ点がずれる。本実施形態では、この特性を利用して、ローカルリーク量を計算する。

以下、現在のローカルリーク量（第１誤差）を求めるための実際のアルゴリズムの例を示す。

上記アルゴリズム中の演算子の用法は、Ｃ言語のような一般的なプログラミング言語における演算子の用法に従っている（以下、同様）。
上記のアルゴリズム中の変数の意味を下記に示す（以下、同様）。
LocalLeak_re：ｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ（ローカルリーク量（複素数）の実部）
LocalLeak_im：ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍ（ローカルリーク量（複素数）の虚部）
Refsig_re ：ｘ_Ｉ［ｎ］
Refsig_im ：ｘ_Ｑ［ｎ］
Rxsig_re ：ｙ_Ｉ［ｎ］
Rxsig_im ：ｙ_Ｑ［ｎ］
DATALEN ：データの数

上記のアルゴリズムでは、簡易化のため、補償前のＩＱ信号であるｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］（歪補償前の信号）と、実際の増幅器出力のＩＱ信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］と、の差の平均値を、ゼロ点のずれ量とみなしている。

上記のアルゴリズムでは、最初の２行は、ローカルリーク量をゼロに初期化する処理である。
続く４行が、ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］と、ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］との差の総和を求める演算である。
最後の２行が、求めた総和をデータ数（DATALEN）で割って、ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］と、ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］との差の平均値を求める演算である。

上記アルゴリズムの実行後の、LocalLeak_re及びLocalLeak_imが、増幅器出力ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］に含まれる現在のローカルリーク量を示している。
ここで、増幅器出力は、現在適用中の第２補償係数でＩＱオフセット・インバランスが補償された信号が直交変調器３３などを通過して得られたものである。したがって、上記アルゴリズムで得られた現在のローカルリーク量LocalLeak_re，LocalLeak_imは、直交変調器３３によって実際に生じるローカルリーク全体の量ではなく、最適値ではない第２補償係数によって誤差として残ったローカルリーク量である。

第２補償係数更新処理（ステップＳ４−２）では、ＩＱオフセット・インバランス補償係数更新部１０ｂが、ステップＳ４−１で求められたローカルリーク量（第１誤差）を用いて、ローカルリークを打ち消すための第２補償係数であるｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍを更新する。
本実施形態において、ローカルリークに関する第２補償係数ｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍは、繰り返し求めた複数のローカルリーク量（第１誤差）の累積値（積分値）として求められる。
したがって、第２補償係数更新処理（ステップＳ４−２）では、ＩＱオフセット・インバランス補償部９において現在用いられているｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍに、今回求めたローカルリーク量を打ち消すための値（典型的には、ローカルリーク量の正負を逆にした値）を加算する。これにより、ｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍの更新値が得られる。ただし、ステップＳ４−２の演算が完了しても、ｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍの更新値は、ＩＱオフセット・インバランス補償係数保存部９ｂに保存されるだけで、ＩＱオフセット・インバランス補償処理部９ａには転送されない。つまり、この時点では、ｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍの更新値は、まだ、ＩＱオフセット・インバランス補償処理部９ａにおいて用いられない。

以下に、ステップＳ４−２の第２補償係数更新処理における更新式を示す。

上記の更新式における変数の意味を下記に示す。
QMCCoeffI[2] ：ｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ
QMCCoeffQ[2] ：ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍ

上記更新式では、LocalLeak_re，LocalLeak_imが、QMCCoeffI[2]，QMCCoeffQ[2]に加算される。なお、QMCCoeffI[2]，QMCCoeffQ[2]は、ローカルリークを打ち消すための値であるため、上記更新式の右辺の値のマイナス値が加算される。

予測値演算処理（ステップＳ４−３）では、第１補償係数の演算のため、増幅器２の出力の予測値Ｐ_Ｉ［ｎ］，Ｐ_Ｑ［ｎ］を予測する演算（予測値演算の前半）を行う。ステップＳ４−３の時点では、第２補償係数（ｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍ）の更新結果は、ＩＱオフセット・インバランス補償部９側に反映されておらず、第２補償係数（ｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍ）更新後の増幅器出力ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］も得られていない。
このため、予測値演算処理（ステップＳ４−３）では、誤差に基づいて第２補償係数（ｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍ）が更新された後における増幅器出力の予測値Ｐ_Ｉ［ｎ］，Ｐ_Ｑ［ｎ］を求め、この予測値を、第１補償係数の演算に用いる。

具体的には、予測値演算処理（ステップＳ４−３）では、増幅器出力のＩＱ信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］から、ローカルリーク量を引く演算が行われる。その演算式を、以下に示す。なお、ステップＳ４−３で求めた予測値は、予測値としての演算途中のもの（仮の予測値）であり、最終的な予測値ではない。最終的な予測値は、後述のステップＳ５−３で得られる。

上記の演算式における変数の意味を下記に示す。
P_re ：Ｐ_Ｉ［ｎ］
P_im ：Ｐ_Ｑ［ｎ］

次に、演算部１０は、ＱＭＣ＿ＩＲ（QMC_image Rejection）処理を行う（ステップＳ５）。ＱＭＣ＿ＩＲ処理は、ＤＡＣ３２ａ，３２ｂから直交変調器３３までに発生しているＩＱゲインインバランスと直交度のずれを除去し、図３に示すイメージ成分を打ち消すための第２補償係数（Ｒ_１１，Ｒ_２１，Ｒ_２２）を求めるための処理などを行う。ＱＭＣ＿ＩＲ処理は、誤差推定処理（ステップＳ５−１）、第２補償係数更新処理（ステップＳ５−２）、予測値演算処理（ステップＳ５−３）を含んでいる。

ステップＳ５−１の誤差推定処理では、第２補償係数を最適値に近づけるため、演算部１０の誤差推定部１０ａが、ＩＱオフセット・インバランスのうち、ＩＱゲインインバランスと直交度のずれ（第２誤差）を推定する。

ＩＱゲインインバランスと直交度のずれに関して、補償前のＩＱ信号Refsig_re（ｘ_Ｉ），Refsig_im（ｘ_Ｑ［ｎ］）、及び、増幅器出力のＩＱ信号Rxsig_re（ｙ_Ｉ），Rxsig_im（ｙ_Ｑ［ｎ］）は、下記のように表すことができる。

そして、上記式中のＲ_{ｔｍｐ２１}，Ｒ_{ｔｍｐ２１}，Ｒ_{ｔｍｐ２２}を、

という関係となることを踏まえて推定することで、ＩＱゲインインバランスと直交度のずれを補償することができる。

まず、直交度のずれＲ_{ｔｍｐ２１}，Ｒ_{ｔｍｐ２２}は、

を最小二乗法（正規方程式）で解くことで得られる。

以下に、Ｒ_{ｔｍｐ２１}，Ｒ_{ｔｍｐ２２}を求めるためのアルゴリズム（最小二乗法）の例を示す。

ここで、ＩＱゲインインバランスＲ_Ｉ，Ｒ_Ｑを求める。Ｒ_Ｉは、Ｉ信号の平均のゲインであり、Ｒ_Ｑは、Ｑ信号の平均ゲインである。なお、一組のＩＱ信号が通過する増幅器２にかかるエンベロープ電圧は同じであるから、増幅器２で発生する平均ゲインは、ＩＱともに同じとなるはずである。

ＩＱゲインインバランスＲ_Ｉ，Ｒ_Ｑは、以下のようにして算出される。なお、Ｒ_Ｉ＝Ｒ_{ｔｍｐ１１}である。

続いて、先に求めた直交度のずれＲ_{ｔｍｐ２１}，Ｒ_{ｔｍｐ２２}を、次のように、Ｒ_Ｑで正規化する。

ステップＳ５−２の第２補償係数更新処理では、ＩＱオフセット・インバランス補償係数更新部１０ｂが、ステップＳ５−１で求められたＲ_{ｔｍｐ２１}，Ｒ_{ｔｍｐ２２}，Ｒ_Ｉを用いて、イメージ成分を打ち消すための第２補償係数であるＲ_１１,Ｒ_２１,Ｒ_２２を更新する。

以下に、ステップＳ５−２の第２補償係数更新処理における更新式を示す。なお、ＮｏｒｍＲは、直交変調器を補正する補償行列のノルムを１に維持して正規化するための変数である。

なお、αは、０＜α≦１の調整パラメータである。

上記の更新式における変数の意味を下記に示す。
QMCCoeffI[0] ：Ｒ_１１
QMCCoeffI[1] ：Ｒ_２１
QMCCoeffQ[1] ：Ｒ_２２

ステップＳ５−３の予測値演算処理では、第１補償係数の演算のため、増幅器２の出力の予測値Ｐ_Ｉ［ｎ］，Ｐ_Ｑ［ｎ］を予測する演算（予測値演算の後半）を行う。
ここでは、ステップＳ４−３で求めた仮の予測値に対して、ステップＳ５−１で求められたＲ_{ｔｍｐ２１}，Ｒ_{ｔｍｐ２２}，Ｒ_Ｉを加味して、最終的な予測値Ｐ_Ｉ［ｎ］，Ｐ_Ｑ［ｎ］を得る。そのための演算式を下記に示す。
なお、Ｎｏｒｍ＿Ｒも、ＮｏｒｍＲと同様に正規化のための変数である。下記式では、正規化されたＲ_{ｔｍｐ２１}，Ｒ_{ｔｍｐ２２}，Ｒ_Ｉに基づいて、最終的な予測値Ｐ_Ｉ［ｎ］，Ｐ_Ｑ［ｎ］が得られる。

続いて、逆歪特性推定部４ｂは、ステップＳ５−３で得られた予測値Ｐ_Ｉ［ｎ］，Ｐ_Ｑ［ｎ］を用いて、第１補償係数の推定を行う（ステップＳ６）。逆歪特性推定部４ｂでは、実際の増幅器２の出力ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］を用いるのではなく、第２補償係数が更新された後の増幅器出力の予測値Ｐ_Ｉ［ｎ］，Ｐ_Ｑ［ｎ］を用いて、第１補償係数を求める。
これにより、逆歪特性推定部４ｂが推定する第１補償係数は、第２補償係数の更新後において、適切な値となる。

ステップＳ６で算出された第１補償係数と、ステップＳ４−２及びＳ５−２で更新された第２補償係数Ｒ_１１，Ｒ_１２，Ｒ_２１，Ｒ_２２，ｄｃＯｆｆｓｅｔＲｅ，ｄｃＯｆｆｓｅｔＩｍとは、それぞれ、ほぼ同時に、歪補償処理部４ａ及びＩＱオフセット・インバランス補償処理部９ａに転送される（ステップＳ７，Ｓ８）。これにより、第１補償係数と第２補償係数は、それぞれ、歪補償処理部４ａ及びＩＱオフセット・インバランス補償処理部９ａにおいて、補償のために、ほぼ同時に用い始められる。新たな第１補償係数及び第２補償係数を、ほぼ同時に用い始めることで、新旧の補償係数の混在を回避して、適切な補償が行える。なお、図９では、ステップＳ７，Ｓ８が順次実行されているが、連続して行われるため、実質的に同時であると考えて良い。
また、更新された第２補償係数は、ＩＱオフセット・インバランス補償係数保存部９ｂに保存される。

図１０は、図２において、予測部１０ｃを設けない場合のブロック図を示している。図１０の場合、逆歪特性推定部４ｂは、増幅器２の出力ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］を用いて、第１補償係数を求めることになる。
ここで、歪補償部４は、増幅器２の歪補償という側面が大きいものの、その原理上、歪補償部４より後段側（増幅器２側）のすべての回路素子の非線形特性を補償するものである。そして、本実施形態の増幅回路１では、歪補償部４の後段に、ＩＱオフセット・インバランス補償部９が存在する。このため、ＩＱオフセット・インバランス補償部９が用いる第２補償係数の変動は、歪補償部４における補償の適切さに大きく影響する。

そして、増幅器２の出力ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］は、第２補償係数を更新する前のものであるから、図１０のように、逆歪特性推定部４ｂが、増幅器２の出力ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］を用いて、第１補償係数を求めると、この第１補償係数は、第２補償係数を更新する「前」における「歪補償部４より後段側の回路素子の非線形特性」を補償するものとなる。
しかし、第１補償係数と第２補償係数とはほぼ同時に用い始められるため、第１補償係数が用いられる際には、第２補償係数を更新した「後」における「歪補償部４より後段側の回路素子の非線形特性」を補償する必要がある。
このように、図１０の場合、歪補償部４が補償しようとする非線形特性と、実際の非線形特性とが異なるものとなるため、第１補償係数の推定を繰り返しても、第１補償係数を収束させるのが非常に困難となったり、かえって補償性能が劣化する。

これに対して、図２に示すように、歪特性推定部４ｂが、第２補償係数の更新後の増幅器出力の予測値Ｐ_Ｉ［ｎ］，Ｐ_Ｑ［ｎ］を用いて、第１補償係数の推定を行うと、歪補償部４が補償しようとする非線形特性と、実際の非線形特性とがほぼ一致するため、歪補償処理部４は、効率的に適切な補償を行うことができる。

なお、誤差推定部１０ａは、第１補償係数更新前の増幅器２の出力ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］を用いて誤差を計算し、ＩＱオフセット・インバランス補償係数更新部１０ｂは、その誤差を用いて第２補償係数を更新しているが、誤差推定及び第２補償係数更新の原理上、非線形歪の存在は、誤差推定及び第２補償係数更新の演算に影響を与えないため、問題とならない。

ちなみに、増幅器２の非線形特性により生じる歪と、直交変調器３３における直交変調誤差（ＩＱオフセット・インバランス）による信号の歪とでは、前者の方が大きい。したがって、図９に示す演算の繰り返しの初期段階では、増幅器出力において、直交変調器３３における直交変調誤差歪は、増幅器２の非線形歪にマスクされていることになる。
したがって、図９に示す演算によって、第２補償係数の更新を行っても、初期値からほとんど更新されず（誤差がほぼゼロ）、第１補償係数だけが更新される状態が続く。
そして、第１補償係数が最適値に収束していくにつれて、増幅器２の非線形歪が低減され、マスクされていた直交変調誤差歪が、増幅器出力において観測されるようになる（図５参照）。これにより、直交変調誤差歪が補償される。
このように、本実施形態の増幅回路１では、直交変調誤差歪と増幅器２の非線形歪のうち、大きい方が補償され、補償の繰り返し演算によって、両者の歪みが少しずつ補償されていく。

［４．付記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 増幅回路
２ 増幅器
２ａ 信号入力ポート
２ｂ 信号出力ポート
２ｃ 電源ポート
３ 可変電源
４ 歪補償部
４ａ 補償処理部
４ｂ 逆歪特性推定部
５ 電力検出部
６ 電力−電圧変換部
９ ＩＱオフセット・インバランス補償部（直交変調誤差補償部）
９ａ ＩＱオフセット・インバランス補償処理部（直交変調誤差補償処理部）
９ｂ ＩＱオフセット・インバランス補償係数保存部（直交変調誤差補償係数保存部）
１０ 演算部
１０ａ 誤差推定部
１０ｂ ＩＱオフセット・インバランス補償係数更新部（直交変調誤差補償係数更新部）
１０ｃ 予測部
３１ａ，３１ｂ タイミング調整部
３３ 直交変調器
３４ 周波数変換部
３５ａ，３５ｂ 駆動増幅器
３６ カプラ
３７ 可変減衰器
３８ 周波数変換部
３９ フィルタ
４１ 信号処理部
２００ ＥＴ増幅器

Claims (6)

1. ＩＱベースバンド信号を直交変調する直交変調器と、
   直交変調された信号を増幅する増幅器と、
   前記増幅器の歪を補償する第１補償係数を用いて、前記増幅器の歪の補償をする歪補償部と、
   前記歪補償部から出力されたＩＱベースバンド信号に対して、直交変調誤差を補償する直交変調誤差補償部と、
   前記直交変調誤差補償部が直交変調誤差を補償するために用いる第２補償係数を更新する更新部と、
   前記直交変調誤差補償部から出力されたＩＱベースバンド信号が、前記直交変調器にて直交変調されることによって生じる誤差を推定する誤差推定部と、
   前記第２補償係数の更新後における、前記増幅器の出力の予測値を演算する予測部と、
   を備え、
   前記更新部は、推定された前記誤差に基づいて、前記第２補償係数を更新し、
   前記誤差推定部は、前記歪補償部によって補償される前のＩＱベースバンド信号と、前記増幅器の出力を直交復調したＩＱベースバンド信号と、に基づいて、前記誤差を推定し、
   前記予測部は、推定された前記誤差と、前記第２補償係数が当該誤差に基づいて更新される前における前記増幅器の出力を直交復調したＩＱベースバンド信号と、に基づいて、前記予測値を演算し、
   前記歪補償部は、前記予測値に基づいて、前記第１補償係数を演算する
   ことを特徴とする増幅回路。
2. 前記誤差推定部は、前記直交変調誤差補償部から出力されたＩＱベースバンド信号のＤＡ変換及び前記直交変調器による直交変調によって生じる誤差を推定する
   請求項１記載の増幅回路。
3. 前記誤差推定部が推定する前記誤差は、
   前記直交変調誤差補償部から出力されたＩＱベースバンド信号のＤＡ変換を行うＤＡ変換器から前記直交変調器までに発生するＤＣオフセット及び／又は搬送波の漏れと、
   前記直交変調誤差補償部から出力されたＩＱベースバンド信号のＤＡ変換を行うＤＡ変換器から前記直交変調器までに発生するＩＱゲインインバランス及び／又は直交度のずれと、
   を含む
   請求項１又は２記載の増幅回路。
4. 請求項１記載の増幅回路を備えた無線通信装置。
5. ＩＱベースバンド信号を直交変調する直交変調器と、
   直交変調された信号を増幅する増幅器と、
   前記増幅器の歪を補償する第１補償係数を用いて、前記増幅器の歪の補償をする歪補償部と、
   前記歪補償部から出力されたＩＱベースバンド信号に対して、直交変調誤差を補償する直交変調誤差補償部と、
   を備えた増幅回路を用いて信号の補償を行うための方法であって、
   前記直交変調誤差補償部から出力されたＩＱベースバンド信号が、前記直交変調器にて直交変調されることによって生じる誤差を、前記歪補償部によって補償される前のＩＱベースバンド信号と、前記増幅器の出力を直交復調したＩＱベースバンド信号と、に基づいて、推定するステップと、
   前記直交変調誤差補償部が直交変調誤差を補償するために用いる第２補償係数を、推定された前記誤差に基づいて、更新するステップと、
   推定された前記誤差と、前記第２補償係数が当該誤差に基づいて更新される前における前記増幅器の出力を直交復調したＩＱベースバンド信号と、に基づいて、前記第２補償係数の更新後における、前記増幅器の出力の予測値を演算するステップと、
   前記前記予測値に基づいて、前記第１補償係数を演算するステップと、
   を含むことを特徴とする方法。
6. 演算された新たな第１補償係数及び更新された新たな第２補償係数は、ほぼ同時に、前記歪補償部及び前記直交変調誤差補償部によって用い始められる
   請求項５記載の方法。