JP4382665B2 - パルス電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、誘導性負荷にパルス電流を供給するためのパルス電源装置に関するものである。

誘導性負荷に大電流を供給する場合、通常、高電圧で充電されたエネルギー源コンデンサを、放電スイッチとしてイグナイトロン、放電ギャップスイッチ、サイリスタなどの半導体を用いて、誘導性負荷に接続して、コンデンサの電荷の放電を開始させるパルス電源が一般的である。
これら放電スイッチには、通常、クランプ回路と呼ばれるダイオードが誘導性負荷に並列、もしくはコンデンサに並列に接続された回路が接続される。誘導性負荷に流れる電流が最大になった後、コンデンサの電圧の極性が逆転するときに、ダイオードが導通し、誘 導性負荷を流れる電流がダイオードに環流することで、コンデンサの逆充電を防いでいる 。ダイオードでクランプされた電流は、誘導性負荷の電気抵抗により、時定数Ｌ／Ｒで減衰しながら流れ続ける。

一方、パルス電流の用途の中には、パルスの減衰波形よりも、パルスの立ち上がり時が重要であると言う分野が多い。例えば小型医療用シンクロトロン加速器のパルス強磁場偏向電磁石などにおいては、最大の磁界を利用するのではなく、磁界を時間と共に上昇させる運転が必要である。このため、１つずつのパルス電流を速く減衰させてパルスレートを速くすることが求められている。また、ガス励起レーザー電源の場合も、高速な電圧の立ち上がりと、高い繰り返しでパルス電流を印加することが要求されており、コンデンサの 電荷を放電するパルス電源として、高い繰り返し可能な制御が求められていた。
コンデンサの放電電流が必要な電流値に達した場合、放電スイッチの制御により放電電流の上昇を停止させるには、放電スイッチをイグナイトロン、放電ギャップスイッチ、サイリスタのようなオン制御のみが可能なスイッチ回路から、ＧＴＯサイリスタやＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のようにゲート信号による自己消弧能力を持った半導体スイッチに換えればできる。

しかし、誘導性負荷に流れる誘導性電流は、電圧が略零でクランプされ、ダイオードによるフリーホイーリング状態で、時定数Ｌ／Ｒで減衰するのみである。ここに、無駄なエネルギーの損失と、減衰を待つ時間が必要で、電源容量の増加や、高繰り返しを求めるパルス電源の技術的問題となっていた。
特開２０００−３５８３５９号公報

フリーホイーリング状態の電流を遮断し、その磁気エネルギーをコンデンサに回生することが出来れば、誘導性負荷において、無駄に消費されていたエネルギーを減らせるばかりでなく、コンデンサに電荷のエネルギーとして戻った磁気エネルギーは、次回の放電の 際のエネルギーとして回生されるので、エネルギー効率の高い、高い繰り返し可能なパルス電流を発生する電源の実現が可能となる。
本発明において、半導体スイッチで、オフ状態のときに順方向には電流を流さない（阻 止）が、逆方向には導通するタイプの半導体スイッチを逆導通型半導体スイッチと呼んで いる。パワーＭＯＳＦＥＴ、逆導通型ＧＴＯサイリスタ、または、ダイオードとＩＧＢＴ 等の半導体スイッチとの並列接続したユニットなどはその例である。
以下、逆導通型半導体スイッチを「オン」にするとは、半導体スイッチをオン状態にし て、順方向の電流を流す（導通）することを意味し、「オフ」にするとは、半導体スイッ チをオフの状態にして、順方向には電流を流さない（阻止）が、逆方向の電流を流す（導 通）ことを意味している。

図２は、本発明の基本動作（一方向の電流の向きの場合）を説明するためのものである。図２は、基本動作の説明のために、簡略して記載している。逆導通型半導体スイッチは 、説明に必要な機能の部分のみを模式的に表記している。
放電スイッチとエネルギー源コンデンサからなる回路の態様は、特許文献１に開示され ている「スナバーエネルギーを回生する電流順逆両方向スイッチ」の構成と同じになる。特許文献１に記載のスナバーエネルギーを一時的に蓄積するコンデンサが、本発明ではエネルギー源コンデンサに対応する。
しかし、特許文献１で開示されているのは、「スナバーエネルギーを回生する電流順逆 両方向スイッチ」で、回路に流れる電流を遮断したときに発生するスナバーエネルギーをスナバーコンデンサに一時的に蓄え、次回「スナバーエネルギーを回生する電流順逆両方 向スイッチ」が導通した時に、スナバーコンデンサに、電荷として一時的に蓄えられたス ナバーエネルギーを、負荷に放出する「電流スイッチ」である。
これに対して、本発明では、エネルギー源コンデンサに全エネルギーが充電されており、そのエネルギーのみで誘導性負荷を駆動し、単パルスの印加が終了する際に、誘導性負荷に残った磁気エネルギーのすべてを、エネルギー源コンデンサに回生する点が異なっている。

図２では、誘導性負荷を抵抗ＲとインダクタンスＬの直列接続の負荷で表している。気体レーザーの場合は放電電極部であり、加速器偏向電磁石ではトランス結合されたダイポールコイルになるが、いずれも抵抗ＲとインダクタンスＬの直列接続の負荷とみなされる。放電パルスの時間が、抵抗ＲとインダクタンスＬの時定数（Ｌ／Ｒ）より、十分に短い場合、外部から供給したエネルギーの大部分は、インダクタンスＬに蓄積される磁気エネ ルギーで占めることが多い。

図２の動作シーケンスを図３で説明する。
以下の説明で、逆導通型半導体スイッチを構成する半導体スイッチの部分を「スイッチ」 、逆導通のためのダイオードを、単に「ダイオード」と呼んでいる。
（ａ）始めに、コンデンサ１を、図２で示した極性のように充電しておく。（コンデンサ １を充電する回路は、表記を省略してある。）
（ｂ）次に、スイッチＳ１とスイッチＳ２をオンすると、コンデンサ１の電荷が放電され 、誘導性負荷（図２では、抵抗ＲとインダクタンスＬの直列接続の負荷で示されている。 ）に電流が流れ始める。
（ｃ）誘導性負荷に流れる電流が最大になり、コンデンサ１の電圧が負（一時的にアンダ ーシュートを起こした状態で、図２で示した極性の逆になる。ダイオードの順方向電圧分）になると、負荷電流は逆導通型半導体スイッチＳ３とＳ４のダイオードを介して環流し、フリーホイーリング状態になる。負荷電流は「メイン電流の流れるパス」と書かれているような方向に、スイッチＳ１と逆導通型半導体スイッチＳ4のダイオードが直列に接続 された経路と、スイッチＳ２と逆導通型半導体スイッチＳ３のダイオードが直列に接続さ れた経路のそれぞれを経由する経路（以下、「２並列」という。）で流れ続ける。
（ｄ）次に、スイッチＳ１とスイッチＳ２を、同時にオフにすれば、フリーホイーリング状態の電流は遮断され、逆導通型半導体スイッチＳ３と逆導通型半導体スイッチＳ４のそ れぞれのダイオード、都合２つのダイオードを介して、コンデンサ１は、初期の充電した ときと同じ極性で再充電されることで、フリーホイーリング状態の電流は急速に減少する 。
（ｅ）フリーホイーリング状態の電流が略零になると、ダイオードが逆電流を阻止するため、電流は停止し、（ａ）の状態に戻る。

上述の動作シーケンスの説明の（ｃ）における、フリーホイーリング状態の電流が、２ 並列で流れ続ける状態があることが、本発明に係るパルス電源装置を構成する「スナバー エネルギーを回生する電流順逆両方向スイッチ」の動作の特徴である。２並列で導通する ことにより、逆導通型半導体スイッチの電流容量は半分で済むことになり、経済的である 。

また、上述の動作シーケンスの説明の（ｂ）において、スイッチＳ１とスイッチＳ２をオンした後、コンデンサ１に電圧が残っている時間内に、スイッチＳ１またはスイッチＳ２のどちらか一方をオフにすれば、負荷電流は、その時点の値からフリーホイーリング状態になり、コンデンサ１の電圧は維持される。
さらに、一度オフにしたスイッチＳ１またはスイッチＳ２、またはスイッチＳ１とスイ ッチＳ２の両方を、再びオンにすると、負荷電流の量は上昇を再開する。スイッチＳ１と スイッチＳ２を、コンデンサ１に電圧が残るように、高速にオン・オフすることで、コンデンサ１の放電電流のＰＷＭ制御ができる。コンデンサ１の放電電流のＰＷＭ制御ができ る機能は、特許文献１に記載の「スナバーエネルギーを回生する電流順逆両方向スイッチ 」で開示された、単なる「電流スイッチ」では、できなかったことである。
図２で示した本発明の基本動作の説明の通り、スイッチとダイオードを用いれば、スイッチＳ１とスイッチＳ２のオン・オフをコンデンサ１の電圧の状態に応じて制御することにより、コンデンサ１の放電を開始、維持、減少させることができ、かつ、誘導性負荷の磁気エネルギーは、コンデンサ１に、放電時と同じ極性で充電、すなわち回生される。

図４は、本発明に係るパルス電源装置の動作原理を説明する図である。
以下の説明で、逆導通型半導体スイッチを構成する半導体スイッチを「スイッチ」、逆 導通のためのダイオードを、単に「ダイオード」と呼んでいる。
図４が図２の本発明の基本動作（一方向の電流の向きの場合）説明と異なるところは、スイッチとダイオードを並列接続したユニット（逆導通型半導体スイッチの機能全体を模 式的に表記）を４つ、図４に示した通りに逆直列・逆並列に接続したことで、誘導性負荷に双方向の電流を流せるようにした点である。スイッチをオフしたときに、コンデンサ１に磁気エネルギーが回生される点は同じである（図４においても、図２と同様にコンデン サ１を充電する回路は、表記を省略してある）。

図４において、誘導性負荷への電流の向きを変えるには、ユニット群を「たすき掛け」に、すなわち、電流順方向には、スイッチＳ１とスイッチＳ２をオン、電流逆方向にはス イッチＳ３とＳ４をオンに選択すれば可能である。なお、ここでいう「“たすき掛け”にペアを選択する」とは、４つのユニットが４角形状に配置されている（ブリッジ回路接続 されている）ときに、互いに対角線上に位置する２つのユニットを１組のペアとして選択することを意味する。順方向と逆方向の最大電流の大きさに応じたスイッチとダイオードの電流容量を選択することで合理的な設計をすることが好ましい。（すなわち、逆導通型 半導体スイッチの電流容量を選択することで合理的な設計ができることを意味する。）

図５は、誘導性負荷と直列に低電圧大電流電源５を挿入し、初期充電されたエネルギー 源用のコンデンサ１が、放電中に失うエネルギーを補充することができることを示すシミュレーション回路と結果の波形を示すものである。
図５では、コンデンサ１の電圧と負荷電流が、コンデンサ１を放電させた回数と共に上昇している。これは、誘導性負荷３の直流抵抗分（抵抗Ｒ）の両端に生じる電圧以上の電圧を、外部の電源から注入することで、コンデンサ１の放電電流が上昇するものである。
上述の説明の様に、外部の電源の電圧を増減すれば、誘導性負荷３に供給するバイポー ラーパルス電流の電流値を制御することができる。

また、本発明に係るパルス電源装置の運転に先立って、低電圧大電流電源５により回路に電圧を印加すると、直流抵抗分（抵抗Ｒ）で決まる電流が流れる。この電流を「電流スイッチ」として遮断することで、系の磁気エネルギーがコンデンサ１に回生され、充電される。本発明に係るパルス電源装置では、コンデンサ１を初期充電するために、外部の電 源として高圧電源を用意することなく、低電圧電源のみで高速立ち上げのパルス電流を得ることができる。

図１は、本発明の具体的な実施形態を示す回路図である。
図１が図４と異なるところは、誘導性負荷は、加速器用偏向電磁石６を電流トランス３を介して接続したものであり、パルス電流で励磁するものである。また、逆導通型半導体ス イッチとしてパワーＭＯＳＦＥＴを４つを逆直列・逆並列に接続したもので構成したものである。４つのパワーＭＯＳＦＥＴは、ブリッジ回路を構成している。
本発明の具体的な実施形態で用いるパワーＭＯＳＦＥＴは、高耐圧でオン・オフのスイ ッチング速度が速く、導通損が少ない特徴があり、かつ、ボディーダイオード（寄生ダイオードとも呼ばれる）が、並列ダイオードの代用として有効に利用できるシリコンカーバイド（ＳｉＣ）製のパワーＭＯＳＦＥＴを想定している。
ボディーダイオードが実用にならない現在のシリコン製のパワーＭＯＳＦＥＴを用いても、逆導通状態になった時にゲート制御で強制的にオン状態にすることで、代用可能である。代用品として逆導通型ＧＴＯサイリスタ、またはダイオードとＩＧＢＴ等の半導体スイッチとの並列接続から成るユニットなどでも、本発明の効果を発揮することができる。

図１の制御装置７は、パワーＭＯＳＦＥＴＧ１乃至Ｇ４にゲート信号を与える。パワー ＭＯＳＦＥＴＧ１とＧ２の「たすき掛け」にペアを選択することで電流の向きが順方向になり、パワーＭＯＳＦＥＴＧ３とＧ４のペアを選択すると電流の向きが逆方向になる。電 流の向きを順逆両方向にできることは、小型医療用加速器偏向電磁石のパルス運転用電流トランスの励磁特性改善のための磁化リセット電流を流すことを可能にするために必要である。
また、図１では、誘導性負荷６と電流スイッチ２の間に低電圧大電流電源５が直列に挿入されている。低電圧大電流電源５の電圧を、コンデンサ１の放電電流に直列に印加することで、コンデンサ１にエネルギーを放電毎に補給することができる。
さらに、バイポーラーパルス電流の初回印加時に、低電圧大電流電源５により、回路に電流４を流しておき、電流スイッチ２で遮断することで、コンデンサ１をスナバーコンデンサのように充電できるので、コンデンサ１の初期充電のために別の高電圧電源を用意することなく、低電圧電源のみで高速立ち上げのパルス電流を得ることができる。もちろん、コンデンサ１に充電用の電源を接続して、コンデンサを初期充電する一般的方法も有効である。

以上のように、本発明によれば、エネルギー源コンデンサの放電スイッチとしてダイオードと並列接続した４つの逆導通型半導体スイッチのゲート信号をそれぞれ制御することにより、誘導性負荷への電流（負荷電流）の供給開始、維持、停止を高速に行うことができる。
負荷電流の電流減少時には、系の残留磁気エネルギーがコンデンサに回生され、放電の ときと同じ極性で充電されることが特徴である。
また、図５の説明で示した通り、低電圧大電流電源５を誘導性負荷と本発明に係るパル ス電源装置に直列に挿入すれば、コンデンサの放電サイクルを繰り返しながら、コンデンサの充電電圧の増減を制御することができる。
４個の逆導通型半導体スイッチの総電力容量は、耐電圧をパワーＭＯＳＦＥＴの２直列で持たせられれば、個々の逆導通型半導体スイッチの分担電圧は半分で良い。かつ、フリ ーホイーリング電流が２並列に流れることなどを考慮すれば、電流容量も半分で済む。従来のパルス電源装置に較べて、本発明に係るパルス電源装置では、電圧・電流容量を基本的には増加させずに対応させることができる。

本発明の実施例を説明する図である。 本発明の基本原理を説明する図である。 図２の電流と電圧およびスイッチのシーケンスを説明する図である。 本発明の電流双方向化の基本原理を説明する図である。 本発明のコンデンサ電圧を補助する方法の基本原理を解析する計算機シミュレーションのモデル図、および負荷の電流、コンデンサ電圧のシミュレーション波形である。

Claims (6)

1. 誘導性負荷に、高い繰り返しでバイポーラーパルス電流を供給するとともに、系の残留磁気エネルギーを回生して次周期の前記バイポーラーパルス電流の放電に用いるパルス電源装置であって、該パルス電源装置は、
   ４個の逆導通型半導体スイッチで構成されるブリッジ回路と、
   前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された、初期充電されたエネルギー源コンデンサと、
   各前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフ制御を行う制御回路と、を具備し、
   前記制御回路は、前記ブリッジ回路を構成する４個の前記逆導通型半導体スイッチのうち、前記ブリッジ回路の対角線上に位置する２個の前記逆導通型半導体スイッチを1組のペアとし、２組あるペアのうち、一方のペアを構成する２個の前記逆導通型半導体スイッチのうち、少なくとも１個の前記逆導通型半導体スイッチがオンのときは、他方のペアの２個の前記逆導通型半導体スイッチは両方ともオフになるように制御し、
   かつ、前記制御手段は、前記エネルギー源コンデンサを放電して前記誘導性負荷に前記バイポーラーパルス電流を供給し、かつ、
   前記制御手段は、前記エネルギー源コンデンサの電圧が負になって、フリーホイーリング状態の前記バイポーラーパルス電流を、前記エネルギー源コンデンサに回生させて前記エネルギー源コンデンサを充電させ、前記次周期のバイポーラーパルス電流の供給に使用し、
   前記ブリッジ回路の交流端子間に前記誘導性負荷を接続することを特徴とするパルス電源装置。
2. 前記制御手段は、前記エネルギー源コンデンサ放電して前記誘導性負荷に前記バイポーラーパルス電流を供給するときに、前記エネルギー源コンデンサに電圧が残っている時間内に、オンである前記逆導通型半導体スイッチをオフにして、前記バイポーラーパルス電流の上昇を停止させ、かつ、直前でオフにした前記逆導通型半導体スイッチを再びオンにして前記バイポーラーパルス電流を上昇させることを特徴とする請求項１に記載のパルス電源装置。
3. 前記誘導性負荷と直列に低電圧大電流の電源を挿入し、前記初期充電されたエネルギー源コンデンサが放電中に失うエネルギーを補充して、前記次周期のバイポーラーパルス電流量を増減させることを特徴とする請求項１または２に記載のパルス電源装置。
4. 前記各逆導通型半導体スイッチが、寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴ、逆導通型ＧＴＯサイリスタ、またはダイオードとＩＧＢＴ等の半導体スイッチとの並列接続から成るユニットのいずれかである請求項１乃至３のいずれかに記載のパルス電源装置。
5. 前記２組のペアの逆導通型半導体スイッチのうち、いずれか一方のペアの前記逆導通型半導体スイッチを、ダイオードで置き換えたことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のパルス電源装置。
6. 請求項１乃至４のいずれかに記載のパルス電源装置を用い、
   さらに、前記誘導性負荷が加速器用偏向電磁石を電流トランスを介したものであることを特徴とする前記加速器用偏向電磁石をパルス電流で励磁するための加速器用偏向電磁石の励磁用電源装置。

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