JP2012151697A - 分波器 - Google Patents

Abstract

【課題】線形性能の高い分波器を提供すること。
【解決手段】受信端子Ｔｒｘとアンテナ端子Ｔａｎｔとの間に接続され、弾性波共振器である１または複数の直列共振器を含む、受信帯域を有する受信用フィルタ１０と、送信端子Ｔｔｘと前記アンテナ端子との間に接続され、弾性波共振器を含む、送信帯域を有する送信用フィルタ２０と、を具備し、前記受信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器Ｓ１１の共振周波数は、前記受信帯域の上端周波数より高い分波器。
【選択図】図１７

Description

本発明は、分波器に関し、例えば、受信用フィルタと送信用フィルタとを含む分波器に関する。

例えば、周波数分割多重（ＦＤＤ：Frequency Division Duplex）方式の移動体端末には、１つのアンテナを用い送受信を同時に行なうため分波器が用いられる。分波器は、受信用フィルタと送信用フィルタとを備えている。受信用フィルタおよび送信用フィルタとしては、弾性波共振器が用いられる。弾性波共振器として、弾性表面波共振器、弾性境界波共振器または圧電薄膜共振器が用いられる。

特許文献１および２には、耐電力性を向上させるため、入力端子に近い弾性波共振器を直列に分割する技術が記載されている。

特開２００３−３３２８８４号公報 特開２００６−７４２０２号公報

分波器の線形性能が低いと、例えば、通信機の受信感度が劣化する。本発明は、線形性能の高い分波器を提供することを目的とする。

本発明は、受信端子とアンテナ端子との間に接続され、弾性波共振器である１または複数の直列共振器を含む、受信帯域を有する受信用フィルタと、送信端子と前記アンテナ端子との間に接続され、弾性波共振器を含む、送信帯域を有する送信用フィルタと、を具備し、前記受信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器の共振周波数は、前記受信帯域の上端周波数より高いことを特徴とする分波器である。本発明によれば、線形性能の高い分波器を提供することができる。

上記構成において、前記受信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は分割されておらず、前記アンテナ端子に最も近い直列共振器の共振周波数は、前記受信帯域の上端周波数の１０２％以上である構成とすることができる。

上記構成において、前記受信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は２以上に直列に分割されており、分割された各共振器の共振周波数の平均値は、前記受信帯域の上端周波数より高い構成とすることができる。

上記構成において、前記受信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は２個に直列に分割されており、分割された各共振器の共振周波数の平均値は、前記受信帯域の上端周波数の１００．９％以上である構成とすることができる。

上記構成において、前記受信用フィルタの前記１または複数の直列共振器は、複数の直列共振器であり、前記受信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器の共振周波数は、前記受信用フィルタの前記複数の直列共振器の中で最も高い構成とすることができる。

上記構成において、前記受信用フィルタの前記１または複数の直列共振器は、複数の直列共振器であり、前記受信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記受信端子に最も近い直列共振器の共振周波数は、前記受信用フィルタの前記複数の直列共振器の中で最も低いこと構成とすることができる。

本発明は、受信端子とアンテナ端子との間に接続され、弾性波共振器である１または複数の直列共振器を含む、受信帯域を有する受信用フィルタと、送信端子と前記アンテナ端子との間に接続され、弾性波共振器を含む、送信帯域を有する送信用フィルタと、を具備し、前記受信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は３個に直列に分割されており、分割された各共振器の共振周波数の平均値は、前記受信帯域内にあることを特徴とする分波器である。本発明によれば、線形性能の高い分波器を提供することができる。

上記構成において、前記受信用フィルタは、弾性波共振器である１または複数の並列共振器を含み、前記受信用フィルタの前記１または複数の並列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い並列共振器の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数は、前記送信帯域の上端周波数の９９．８％以上である構成とすることができる。

上記構成において、前記アンテナ端子に最も近い並列共振器の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数は、前記送信帯域の上端周波数以上である構成とすることができる。

上記構成において、前記受信用フィルタは、弾性波共振器である１または複数の並列共振器を含み、前記受信用フィルタの前記１または複数の並列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い並列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された並列共振器のうち少なくとも１個の寄生グランドインダクタンスを含めない共振周波数は、前記送信帯域の上端周波数以上である構成とすることができる。

上記構成において、前記受信用フィルタは、弾性波共振器である１または複数の並列共振器を含み、前記受信用フィルタの前記１または複数の並列直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い並列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された各共振器の平均の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数は、前記送信帯域の上端周波数の９９．８％以上である構成とすることができる。

上記構成において、前記分割された各共振器の平均の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数は、前記送信帯域の上端周波数以上である構成とすることができる。

上記構成において、前記受信用フィルタは、弾性波共振器である複数の並列共振器を含み、前記受信用フィルタの前記複数の並列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い並列共振器は分割されておらず、前記アンテナ端子に最も近い並列共振器の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数は、前記受信用フィルタの前記複数の並列共振器の中で最も高い構成とすることができる。

上記構成において、前記受信用フィルタは、弾性波共振器である複数の並列共振器を含み、前記受信用フィルタの前記複数の並列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い並列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された共振器のうち少なくとも１個の寄生グランドインダクタンスを含めない共振周波数は、前記受信用フィルタの前記複数の並列共振器の中で最も高い構成とすることができる。

上記構成において、前記受信用フィルタは、弾性波共振器である複数の並列共振器を含み、前記受信用フィルタの前記複数の並列共振器のうち前記受信端子に最も近い並列共振器は分割されておらず、前記受信端子に最も近い並列共振器の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数は、前記受信用フィルタの前記複数の並列共振器の中で最も低い構成とすることができる。

上記構成において、前記受信用フィルタは、弾性波共振器である複数の並列共振器を含み、前記受信用フィルタの前記複数の並列共振器のうち前記受信端子に最も近い並列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された共振器のうち少なくとも１個の寄生グランドインダクタンスを含めない共振周波数は、前記受信用フィルタの前記複数の並列共振器の中で最も低い構成とすることができる。

上記構成において、前記送信用フィルタは、弾性波共振器である１または複数の直列共振器を含み、前記送信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は分割されておらず、前記アンテナ端子に最も近い直列共振器の反共振周波数は、前記受信帯域の下限周波数の１００．１％以上かつ１００．４％以下である構成とすることができる。

上記構成において、前記送信用フィルタは、弾性波共振器である複数の直列共振器を含み、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は分割されておらず、前記アンテナ端子に最も近い直列共振器の反共振周波数は、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち最も高くはない構成とすることができる。

上記構成において、前記送信用フィルタは、弾性波共振器である複数の直列共振器を含み、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は分割されておらず、前記アンテナ端子に最も近い直列共振器の反共振周波数は、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち最も低くはない構成とするとこができる。

上記構成において、前記送信用フィルタは、弾性波共振器である１または複数の直列共振器を含み、前記送信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された共振器のうち少なくとも１個の反共振周波数は、前記受信帯域の下限周波数の１００．１％以上かつ１００．４％以下である構成とすることができる。

上記構成において、前記送信用フィルタは、弾性波共振器である複数の直列共振器を含み、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された共振器のうち少なくとも１個の反共振周波数は、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち最も高くはない構成とすることができる。

上記構成において、前記送信用フィルタは、弾性波共振器である複数の直列共振器を含み、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された共振器のうち少なくとも１個の反共振周波数は、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち最も低くはない構成とすることができる。

上記構成において、前記送信用フィルタは、弾性波共振器である複数の直列共振器を含み、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は分割されておらず、前記アンテナ端子に最も近い直列共振器の反共振周波数は、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち最も低い構成とすることができる。

上記構成において、前記送信用フィルタは、弾性波共振器である複数の直列共振器を含み、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された共振器のうち少なくとも１個の反共振周波数は、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち最も低い構成とすることができる。

上記構成において、前記送信用フィルタは、弾性波共振器である１または複数の直列共振器を含み、前記送信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は分割されておらず、前記アンテナ端子に最も近い直列共振器の反共振周波数は、前記受信帯域内にある構成とすることができる。

上記構成において、前記送信用フィルタは、弾性波共振器である１または複数の直列共振器を含み、前記送信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された共振器のうち少なくとも１個の反共振周波数は、前記受信帯域内にある構成とすることができる。

上記構成において、前記送信用フィルタは、弾性波共振器である複数の直列共振器を含み、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器から２つめの直列共振器は分割されておらず、前記２つめの直列共振器の反共振周波数は、前記受信帯域の下限周波数の１０２．１％以下である構成とすることができる。

上記構成において、前記送信用フィルタは、弾性波共振器である複数の直列共振器を含み、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器から２つめの直列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された共振器のうち少なくとも１個の反共振周波数は、前記受信帯域の下限周波数の１０２．１％以下である構成とすることができる。

上記構成において、前記受信用フィルタおよび前記送信用フィルタの少なくとも一方には、多重モード弾性波フィルタが含まれる構成とすることができる。

上記構成において、前記多重モードフィルタは２個以上に直列に分割されている構成とすることができる。

上記構成において、前記受信帯域は、１９３０ＭＨｚから１９９０ＭＨｚであり、前記送信帯域は、１８５０ＭＨｚから１９１０ＭＨｚである構成とすることができる。

本発明によれば、線形性能の高い分波器を提供することができる。

図１は、分波器の例を示すブロック図である。 図２は、ラダー型フィルタの例を示す回路図である。 図３は、多重モードフィルタの例を示す回路図である 図４は、ラダー型フィルタと多重モードフィルタが組み合わされたフィルタの例を示す回路図である。 図５は、多重モードフィルタと共振器を組み合わせたフィルタの例を示す回路図である。 図６（ａ）は、弾性表面波共振器を示す平面図、図６（ｂ）は図６（ａ）のＡ−Ａ断面図である。 図７（ａ）は、ラブ波共振器の断面図、図７（ｂ）は、弾性境界波共振器の断面図である。 図８（ａ）は、圧電薄膜共振器を示す平面図、図８（ｂ）は図８（ａ）のＡ−Ａ断面図である。 図９（ａ）および図９（ｂ）は、多重モードフィルタを示す図である。 図１０は、弾性表面波共振器、ラブ波共振器および弾性境界波共振器のアドミタンス特性を示す図である。 図１１（ａ）は直列共振器Ｓの回路図、図１１（ｂ）は並列共振器Ｐの回路図、図１１（ｃ）は、直列共振器および並列共振器の通過特性を示す図である。 図１２（ａ）は、複数段のラダー型フィルタの回路図、図１２（ｂ）は、通過特性を示す図である。 図１３（ａ）は、分波器の回路図、図１３（ｂ）は、通過特性を示す図である。 図１４（ａ）は、分波器の回路図、図１４（ｂ）は、受信端子から出力される信号のスペクトルを示す図である。 図１５は、トリプルビート値の測定結果の例を示す図である。 図１６は、分波器の回路図である。 図１７は、実施例１における分波器の回路図である。 図１８は、直列共振器Ｓ１１の分割数に対するトリプルビート値を示す図である。 図１９は、シミュレーションに用いた分波器の通過特性と共振器Ｓ１１単体の通過特性を示す図である。 図２０は、共振器Ｓ１１の共振周波数に対する共振器Ｓ１１単独のトリプルビート値の平均値を示す図である。 図２１は、共振器Ｓ１１の共振周波数に対するトータルのトリプルビート値の最大値を示した図である。 図２２（ａ）は、実施例２のシミュレーションに用いた分波器の回路図である。図２２（ｂ）は、直列共振器Ｓ２４が分割されていない分波器の回路図である。 図２３は、シミュレーションに用いた送信用フィルタの通過特性と共振器Ｓ２４単体の通過特性を示す図である。 図２４は、受信帯域Ｂｒｘにおけるトリプルビート値を示す図である。 図２５（ａ）は、実施例３のシミュレーションに用いた分波器の回路図である。図２５（ｂ）は、並列共振器Ｓ１１が分割されていない分波器の回路図である。 図２６は、シミュレーションに用いた受信用フィルタの通過特性と共振器Ｐ１１単体の通過特性を示す図である。 図２７は、受信帯域Ｂｒｘにおけるトリプルビート値を示す図である。 図２８（ａ）は、実施例４のシミュレーションに用いた分波器の回路図である。図２８（ｂ）は、直列共振器Ｓ２３が分割されていない分波器の回路図である。 図２９（ａ）は、送信用フィルタの通過特性と各直列共振器の通過特性を示した図である。図２９（ｂ）は、受信帯域におけるトリプルビート値を示した図である。 図３０は、送信用フィルタの通過特性と、直列共振器Ｓ２３ａ単体の通過特性を示した図である。 図３１は、実施例４のトリプルビート値を示す図である。 図３２（ａ）は、比較例に係る分波器の回路図、図３２（ｂ）は、実施例５に係る分波器の回路図である。 図３３は、比較例に係る分波器の送信用フィルタの通過特性と、各直列共振器の通過特性を示す図である。 図３４は、実施例５に係る分波器の送信用フィルタの通過特性と、各直列共振器の通過特性を示す図である。 図３５は、比較例に係る分波器の受信用フィルタの通過特性と、各直列共振器の通過特性を示す図である。 図３６は、実施例５に係る分波器の受信用フィルタの通過特性と、各直列共振器の通過特性を示す図である。 図３７は、比較例に係る分波器の受信用フィルタの通過特性と、各並列共振器の通過特性を示す図である。 図３８は、実施例５に係る分波器の受信用フィルタの通過特性と、各並列共振器の通過特性を示す図である。 図３９（ａ）および図３９（ｂ）は、それぞれ比較例および実施例５の送信用フィルタチップの平面図である。 図４０（ａ）および図４０（ｂ）は、それぞれ比較例および実施例５の受信用フィルタチップの平面図である。 図４１（ａ）から図４１（ｃ）は、各チップが実装される積層基板の平面図である。 図４２は、パッケージを示す解体斜視図である。 図４３は、プリント基板を示す平面図である。 図４４は、比較例と実施例５との分波器のトリプルビート値の測定結果を示す図である。 図４５は、実施例６に係る分波器の回路図である。 図４６は、実施例６の受信用フィルタチップの平面図である。 図４７（ａ）から図４７（ｃ）は、各チップが実装される積層基板の平面図である。 図４８は、実施例７に係る分波器の回路図である。 図４９は、実施例７の受信用フィルタチップの平面図である。

まず、以下に説明する実施例において用いられる分波器について説明する。図１は、分波器の例を示すブロック図である。図１のように、分波器１００は、受信用フィルタ１０、送信用フィルタ２０および整合回路３０を備えている。受信用フィルタ１０は、アンテナ端子Ｔａｎｔと受信端子Ｔｒｘとの間に接続されている。送信用フィルタ２０は、アンテナ端子Ｔａｎｔと送信端子Ｔｔｘとの間に接続されている。受信用フィルタ１０と送信用フィルタ２０との少なくとも一方とアンテナ端子Ｔａｎｔとの間に整合回路３０が接続されている。

送信用フィルタ２０は、送信端子Ｔｔｘから入力された信号のうち送信帯域の信号を送信信号Ｓｔｘとして通過させ、他の周波数の信号を減衰させる。受信用フィルタ１０は、アンテナ端子Ｔａｎｔから入力された信号のうち受信帯域の信号を受信信号Ｓｒｘとして通過させ、他の周波数の信号を減衰させる。整合回路３０は、送信帯域と受信帯域とにおいて、アンテナ端子Ｔａｎｔのインピーダンスを整合させる。

次に、実施例の分波器に用いられるフィルタの例について説明する。図２は、ラダー型フィルタの例を示す回路図である。図２のように、ラダー型フィルタ３２は、１または複数の直列共振器Ｓ１〜Ｓ３と１または複数の並列共振器Ｐ１〜Ｐ２とを備えている。直列共振器Ｓ１〜Ｓ３は、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間に直列に接続されている。並列共振器Ｐ１〜Ｐ２は、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間に並列に接続されている。分波器１００の受信用フィルタ１０および送信用フィルタ２０の少なくとも一方として、ラダー型フィルタ３２を用いることができる。

図３は、多重モードフィルタの例を示す回路図である。図３のように、多重モードフィルタ３４は共振器Ｒ１〜Ｒ３とを備えている。共振器Ｒ１〜Ｒ３は弾性波の伝搬方向に配列されている。共振器Ｒ２の一端が入力端子Ｔｉｎに、他端がグランドに接続されている。共振器Ｒ１およびＲ３のそれぞれ一端が出力端子Ｔｏｕｔに、それぞれの他端がグランドに接続されている。分波器１００の受信用フィルタ１０および送信用フィルタ２０の少なくとも一方として、多重モードフィルタ３４を用いることができる。

図４は、ラダー型フィルタと多重モードフィルタが組み合わされたフィルタの例を示す回路図である。図４のように、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間にラダー型フィルタ３２と多重モードフィルタ３４とが接続されている。ラダー型フィルタ３２は、直列共振器Ｓ１〜Ｓ２と並列共振器Ｐ１〜Ｐ２とを備えている。多重モードフィルタ３４は、共振器Ｒ１〜Ｒ３を備えている。分波器１００の受信用フィルタ１０および送信用フィルタ２０の少なくとも一方として、ラダー型フィルタ３２と多重モードフィルタ３４とを組み合わせたフィルタを用いることができる。

図５は、多重モードフィルタと共振器を組み合わせたフィルタの例を示す回路図である。図５のように、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間に直列共振器Ｓ１と多重モードフィルタ３４とが直列に接続され、並列共振器Ｐ１が並列に接続されている。分波器１００の受信用フィルタ１０および送信用フィルタ２０の少なくとも一方として、多重モードフィルタ３４と共振器を組み合わせたフィルタを用いることができる。

次に、フィルタに用いられる共振器の例について説明する。図６（ａ）は、弾性表面波共振器を示す平面図、図６（ｂ）は図６（ａ）のＡ−Ａ断面図である。図６（ａ）および図６（ｂ）のように、タンタル酸リチウムまたはニオブ酸リチウム等の圧電基板５０上にアルミニウムまたは銅等の金属膜５２が形成されている。金属膜５２により、反射器Ｒ０、ＩＤＴ（Interdigital Transducer）ＩＤＴ０、入力端子Ｔｉｎおよび出力端子Ｔｏｕｔが形成されている。ＩＤＴは、２つのくし型電極５４を備えている。２つのくし型電極５４にはそれぞれ入力端子Ｔｉｎおよび出力端子Ｔｏｕｔが接続されている。入力端子Ｔｉｎおよび出力端子Ｔｏｕｔは例えばパッドである。ＩＤＴ０の伝搬方向の両側に反射器Ｒ０が配置されている。くし型電極５４および反射器Ｒ０は、弾性波の波長λに対応する間隔に配置された電極指を備えている。ＩＤＴ０により励振された弾性波は反射器Ｒ０により反射される。これにより、弾性表面波共振器は弾性波の波長λに対応する周波数において共振する。

図７（ａ）は、ラブ波共振器の断面図、図７（ｂ）は、弾性境界波共振器の断面図である。ラブ波共振器および弾性境界波共振器の平面図は図６（ａ）と同じであり説明を省略する。図７（ａ）のように、ラブ波共振器においては、金属膜５２を覆うように誘電体膜５６が形成されている。誘電体膜５６としては、例えば酸化シリコン膜を用いることができる。図７（ｂ）のように、弾性境界波共振器においては、金属膜５２を覆うように誘電体膜５６が形成されている。さらに、誘電体膜５６上に誘電体膜５８が形成されている。誘電体膜５８は、例えば酸化アルミニウム膜である。弾性波を誘電体膜５６内に閉じ込めるため誘電体膜５８の音速は誘電体膜５６より速いことが好ましい。

図８（ａ）は、圧電薄膜共振器を示す平面図、図８（ｂ）は図８（ａ）のＡ−Ａ断面図である。図８（ａ）および図８（ｂ）のように、例えばシリコン等の基板４上に下部電極４２、窒化アルミニウム等の圧電膜４４、上部電極４６が順次積層されている。圧電膜４４を挟み上部電極４６と下部電極４２とが重なる領域が共振領域４７である。共振領域４７においては、上下方向に伝搬する弾性波が共振し共振器として機能する。共振領域４７の下方の基板４０には、空隙４８が形成されている。空隙４８は、基板４０と下部電極４２との間に形成されていてもよい。また、空隙４８の代わりに、弾性波を反射する音響多層膜が形成されていてもよい。

図２から図５に示したフィルタの共振器としては、図６（ａ）から図８（ｂ）に例示した弾性表面波共振器、ラブ波共振器、弾性境界波共振器および圧電薄膜共振器の少なくとも１つを用いることができる。

次に、多重モードフィルタの例を説明する。図９（ａ）および図９（ｂ）は、多重モードフィルタを示す図である。図９（ａ）は、弾性表面波、ラブ波および弾性境界波を用いた多重モードフィルタの平面図である。反射器Ｒ０の間に複数のＩＤＴ１〜３が弾性波の伝搬方向に配列されている。ＩＤＴ２の一方のくし型電極が入力端子Ｔｉｎに接続され、他方のくし型電極がグランドに接続されている。ＩＤＴ１およびＩＤＴ３のそれぞれの一方のくし型電極が出力端子Ｔｏｕｔに接続され、それぞれの他方のくし型電極がグランドに接続されている。図９（ａ）の例では、出力が不平衡出力であるが、平衡出力とすることもできる。

図９（ｂ）は、バルク波を用いた多重モードフィルタの断面図である。圧電膜６０と圧電膜６０を挟み電極６２を備える圧電薄膜共振器６６ａ〜６６ｄが複数積層されている。圧電薄膜共振器６６ａと６６ｂとの間には、誘電体膜６４が設けられている。圧電薄膜共振器６６ｃと６６ｄとの間には、誘電体膜６４が設けられている。圧電薄膜共振器６６ｂの下部電極と圧電薄膜共振器６６ｃの上部電極とは共通に設けられている。圧電薄膜共振器６６ａの上部電極は出力端子Ｔｏｕｔ１に接続され、下部電極はグランドに接続されている。圧電薄膜共振器６６ｂの上部電極はグランドに接続され、下部電極は入力端子Ｔｉｎに接続されている。圧電薄膜共振器６６ｃの上部電極は入力端子Ｔｉｎに接続され、下部電極はグランドに接続されている。圧電薄膜共振器６６ｄの上部電極は出力端子Ｔｏｕｔ２に接続され、下部電極はグランドに接続されている。図９（ｂ）の例では、出力が平衡出力であるが、不平衡出力とすることもできる。

次に、ラダー型フィルタの動作原理を説明する。図１０は、弾性表面波共振器、ラブ波共振器および弾性境界波共振器のアドミタンス特性を示す図である。これらの共振器は、共振周波数ｆｒと反共振周波数ｆａとを有する二重共振のアドミタンス特性を示す。

図１１（ａ）は直列共振器Ｓの回路図、図１１（ｂ）は並列共振器Ｐの回路図、図１１（ｃ）は、直列共振器および並列共振器の通過特性を示す図である。図１１（ａ）のように、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間に直列に図１０のようなアドミタンス特性を有する弾性波共振器が直列共振器Ｓとして接続されている。図１１（ｂ）のように、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間に並列に図１０のようなアドミタンス特性を有する弾性波共振器が並列共振器Ｐとして接続されている。

図１１（ｃ）において、直列共振器Ｓの通過特性を実線、並列共振器Ｐの通過特性を破線で示している。図１１（ｃ）のように、直列共振器Ｓは、共振周波数ｆｒｓと反共振周波数ｆａｓとの間を遷移周波数とするローパスフィルタとして機能する。並列共振器Ｐは、共振周波数ｆｒｐと反共振周波数ｆａｐとの間を遷移周波数とするハイパスフィルタとして機能する。直列共振器Ｓの共振周波数ｆｒｓと並列共振器Ｐの反共振周波数ｆａｐはほぼ一致するように設定される。直列共振器Ｓと並列共振器Ｐとを接続し、１段のラダー型フィルタとすることにより、バンドパスフィルタが形成される。

図１２（ａ）は、複数段のラダー型フィルタの回路図、図１２（ｂ）は、通過特性を示す図である。図１２（ａ）のように、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間に、１段のラダー型フィルタを複数接続する。これにより、図１２（ｂ）のように、通過帯域と抑圧域を有するバンドパスフィルタが形成される。

次に、分波器の特性について説明する。図１３（ａ）は、分波器の回路図、図１３（ｂ）は、通過特性を示す図である。図１３（ａ）のように、受信用フィルタ１０および送信用フィルタ２０はラダー型フィルタを用い形成されている。受信用フィルタ１０は、直列共振器Ｓ１１〜Ｓ１４と並列共振器Ｐ１１〜Ｐ１３とを備えている。送信用フィルタ２０は、直列共振器Ｓ２１〜Ｓ２４と並列共振器Ｐ２１〜Ｐ２３とを備えている。整合回路３０は、アンテナ端子Ｔａｎｔとグランド間に接続されたインダクタＬ１を備えている。送信信号Ｓｔｘは、送信端子Ｔｔｘから入力し送信用フィルタ２０を通過しアンテナ端子Ｔａｎｔに出力する。受信信号Ｓｒｘは、アンテナ端子Ｔａｎｔから入力し受信用フィルタ１０を通過し受信端子Ｔｒｘに出力する。

図１３（ｂ）において、送信端子Ｔｔｘから入力し送信用フィルタ２０を通過しアンテナ端子Ｔａｎｔに出力する送信用フィルタ２０の通過特性を破線で示している。アンテナ端子Ｔａｎｔから入力し受信用フィルタ１０を通過し受信端子Ｔｒｘに出力する受信用フィルタ１０の通過特性を実線で示している。受信帯域Ｂｒｘおよび送信帯域Ｂｔｘは、通信方式に対応し定められている。ＦＤＤ方式では、受信帯域Ｂｒｘと送信帯域Ｂｔｘとは異なるように設定されている。受信帯域Ｂｒｘと送信帯域Ｂｔｘとの間は幅Ｂｇのガードバンドである。受信用フィルタ１０の通過帯域は受信帯域Ｂｒｘを含むように設計され、送信用フィルタ２０の通過帯域は送信帯域Ｂｔｘを含むように設計されている。送信帯域Ｂｔｘは、受信用フィルタ１０の抑圧域となるように設計され、受信帯域Ｂｒｘは、送信用フィルタ２０の抑圧域となるように設計されている。

次に、分波器の線形性能を評価する試験のひとつであるトリプルビート試験について説明する。図１４（ａ）は、分波器の回路図、図１４（ｂ）は、受信端子から出力される信号のスペクトルを示す図である。図１４（ａ）を参照し、分波器の構成は、図１３（ａ）と同じであり説明を省略する。図１４（ａ）および図１４（ｂ）を参照し、送信端子Ｔｔｘから送信信号Ｓｔｘ１とＳｔｘ２とを入力する。送信信号Ｓｔｘ１およびＳｔｘ２の周波数は、送信帯域Ｂｔｘ内であり、それぞれ周波数ｆｔｘ１およびｆｔｘ２である。周波数ｆｔｘ１とｆｔｘ２との周波数差はΔｆである。Δｆとしては例えば、１ＭＨｚである。送信信号Ｓｔｘ１およびＳｔｘ２のパワーは例えば＋２２ｄＢｍである。

アンテナ端子Ｔａｎｔからジャマー信号Ｓｊａｍを入力する。ジャマー信号Ｓｊａｍの周波数は、受信帯域Ｂｒｘ内であり、周波数ｆｊａｍである。周波数ｆｊａｍは、送信信号Ｓｔｘ２の周波数ｆｔｘ２にガードバンド幅Ｂｇと送信帯域Ｂｔｘ（または受信帯域Ｂｒｘ）を加算した周波数に設定される。ジャマー信号Ｓｊａｍのパワーは例えば−２７ｄＢｍである。以下の実施例におけるシミュレーションおよび測定では、Δｆを１ＭＨｚ、送信信号Ｓｔｘ１およびＳｔｘ２のパワーを＋２２ｄＢｍ、ジャマー信号Ｓｊａｍのパワーを−２７ｄＢｍとしている。

この状態で、受信端子Ｔｒｘから出力される信号スペクトルをスペクトルアナライザ等を用い測定することにより、図１４（ｂ）のスペクトル特性が得られる。図１４（ｂ）のように、送信信号Ｓｔｘ１およびＳｔｘ２並びにジャマー信号Ｓｊａｍ以外に、ジャマー信号Ｓｊａｍ付近に非線形信号Ｓ０１およびＳ０２が観測される。非線形信号Ｓ０１およびＳ０２は、分波器の非線形性により生じる信号であり、それぞれの周波数はｆｊａｍ−Δｆおよびｆｊａｍ＋Δｆとなる。

ジャマー信号Ｓｊａｍと非線形信号Ｓ０１およびＳ０２とのパワー比（非線形信号Ｓ０１およびＳ０２のパワー／ジャマー信号Ｓｊａｍのパワー）がトリプルビート値ＴＢと定義される。トリプルビート値の単位はｄＢｃである。トリプルビート値ＴＢが小さいほど、分波器の非線形性が小さいことを示し、分波器の線形性が高いことを示す。分波器の線形性が低いと、分波器を用いる通信機の受信感度が劣化するため、トリプルビート値ＴＢが小さいことが求められる。

トリプルビート値の測定は、送信信号Ｓｔｘ１およびＳｔｘ２並びにジャマー信号Ｓｊａｍを同時にスイープして行なわれる。スイープの範囲は、受信帯域Ｂｒｘの範囲である。送信帯域Ｂｔｘと受信帯域Ｂｒｘとの幅が同じ場合、例えば送信信号Ｓｔｘ２が送信帯域Ｂｔｘの下限周波数であり、かつジャマー信号Ｓｊａｍが受信帯域Ｂｔｘの下限周波数から高周波数側にスイープを開始する。例えば送信信号Ｓｔｘ２が送信帯域Ｂｔｘの上限周波数であり、かつジャマー信号Ｓｊａｍが受信帯域Ｂｔｘの上限周波数においてスイープを終了する。

図１５は、トリプルビート値の測定結果の例を示す図である。図１５のように、ジャマー信号Ｓｊａｍを受信帯域Ｂｒｘ内をスイープし、各周波数におけるトリプルビート値ＴＢを測定している。トリプルビート値の仕様は、−７９ｄＢｃ〜−８２ｄＢｃ以下に設定されることが多い。図１５においては、−７９ｄＢｃを仕様Ｓｐｅｃとしている。受信帯域Ｂｒｘ内の高周波側において、トリプルビート値が仕様Ｓｐｅｃより大きくなっている。

次に、非線形信号Ｓ０１およびＳ０２が発生するメカニズムを説明する。図１６は、分波器の回路図である。図１６において、分波器の構成は、図１３と同じであり説明を省略する。図１６を参照し、送信端子Ｔｔｘから入力された送信信号Ｓｔｘ１およびＳｔｘ２は、実線矢印のように全てアンテナ端子Ｔａｎｔから出力されるのが理想である。しかし、実際には破線矢印のように受信用フィルタ１０に漏洩信号Ｓｔｘ１ｌｅａｋおよびＳｔｘ２ｌｅａｋとして流入する。また、アンテナ端子Ｔａｎｔから入力されたジャマー信号Ｓｊａｍは、実線矢印のように全て受信端子Ｔｒｘから出力されるのが理想である。しかし、実際には、破線矢印のように、送信用フィルタ２０に漏洩信号Ｓｊａｍｌｅａｋとして流入する。

したがって、トリプルビート試験中は、分波器中のいずれの共振器にも送信信号Ｓｔｘ１およびＳｔｘ２並びにジャマー信号Ｓｊａｍが流れている。これらの３つの信号が１つの共振器に流れ込むことにより、非線形信号が生成される。具体的には、１つの共振器には、送信信号Ｓｔｘ１およびＳｔｘ２並びにジャマー信号Ｓｊａｍがそれぞれ独立に流れたときに励振される弾性波の変位を各々掛け合わせたものに比例した非線形変位が励起される。この非線形変位が非線形信号を誘導する。したがって、１つの共振器から生成される非線形信号は、送信信号Ｓｔｘ１およびＳｔｘ２並びにジャマー信号Ｓｊａｍが励振する弾性波が大きいほど大きくなる。

弾性波フィルタを用いた分波器は、一般に誘電体フィルタを用いた分波器に比べて線形性が低く、図１５に示したようなトリプルビート値の仕様を満たせない場合が多い。

以下に、非線形性を向上させる分波器の実施例について説明する。なお、以下の実施例は、送信帯域Ｂｔｘが１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚ、受信帯域Ｂｒｘが１９３０ＭＨｚ〜１９９０ＭＨｚの北米ＰＣＳ（Personal Communications Service）に用いる分波器について説明するが、他の通信方式に用いる分波器に以下の実施例を用いてもよい。

また、以下の実施例においてシミュレーションを行うため、本発明者らは、弾性表面波フィルタを用いた分波器のトリプルビート値をシミュレーションするシミュレータを開発した。このシミュレータは、モード結合理論をベースとしている。このシミュレータでは、各共振器に流れ込む各信号によって励振される弾性表面波の変位を計算し、これらの変位から励起される非線形変位を計算すると同時に、発生する非線形信号を算出している。

実施例１は、受信用フィルタ１０の最もアンテナ端子Ｔａｎｔ側の直列共振器の共振周波数を調整する例である。上記シミュレータを用い、分波器の非線形現象を解析した結果、ほとんどの場合、受信用フィルタ１０のアンテナ端子Ｔａｎｔに近い共振器から発生する非線形信号が最も大きいことがわかった。

共振器の線形性は、共振器を直列に分割することにより向上する。ここで、分割とは、共振器のインピーダンス（主に静電容量値）が変わらないように分割することである。

図１７は、実施例１における分波器の回路図である。図１７のように、分波器は、受信用フィルタ１０、送信用フィルタ２０および整合回路３０を備えている。受信用フィルタ１０は、前段がラダー型フィルタであり、後段は多重モードフィルタである。ラダー型フィルタは、直列共振器Ｓ１１およびＳ１２、並列共振器Ｐ１１およびＰ１２を備えている。直列共振器Ｓ１２は２個に分割され、並列共振器Ｐ１１は３個に分割されている。後段の多重モードフィルタＦ０１およびＦ０２が並列に接続されている。多重モードフィルタＦ０１およびＦ０２の後段には、さらにそれぞれ共振器Ｒ０１およびＲ０２が接続されている。受信端子Ｔｒｘ１およびＴｒｘ２には平衡信号が出力される。

送信用フィルタ２０は、ラダー型フィルタであり、直列共振器Ｓ２１〜Ｓ２４および並列共振器Ｐ２１〜Ｐ２３を備えている。直列共振器Ｓ２１〜Ｓ２３は２個に分割され、直列共振器Ｓ２４は３個に分割されている。共振器Ｓ１１以外の共振器が分割されているのは、共振器Ｓ１１以外の共振器から発生する非線形信号を小さくし、共振器Ｓ１１から発生する非線形信号を分かり易くするためである。

図１１（ｃ）のように、直列共振器の共振周波数は、一般的に通過帯域の中央付近に設定する。よって、共振器Ｓ１１の共振周波数は受信帯域Ｂｒｘの中央付近の１９６４ＭＨｚとした。

図１８は、直列共振器Ｓ１１の分割数に対するトリプルビート値を示す図である。共振器の分割は分割後の合成静電容量が分割前と同じとなるように分割する。例えば、共振器をｎ分割する場合は、共振器の開口長および電極指の対数を調整し、分割後の１個の共振器の静電容量が分割前の共振器のｎ倍となるようにする。分割後の共振器の共振周波数は、分割前と同じ１９６４ＭＨｚとした。図１８におけるトリプルビート値は、ジャマー信号を受信帯域内をスイープした際のトリプルビート値の最悪値を示している。

図１８のように、直列共振器Ｓ１１を直列に分割することにより、トリプルビート値が改善する。このように直列共振器Ｓ１１の分割はトリプルビート値の改善に非常に有効である。しかしながら、直列共振器Ｓ１１を５分割してもトリプルビート値は−７７ｄＢｃ程度である。さらに分割数を増やしてもトリプルビート値は飽和傾向にある。さらに、共振器の分割数を増やすと、分割された共振器１個当りの静電容量を増加させるため面積が大きくなる。例えば、共振器をｎ分割すると、共振器のサイズはｎ^２倍となり、フィルタ面積が増大してしまう。さらに、共振器の分割により電極の抵抗が増大し、フィルタの損失が増加してしまう。

そこで、直列共振器の分割以外のトリプルビート値の改善方法を検討した。その結果、トリプルビート値は、共振器の分割以外にも直列共振器Ｓ１１の共振周波数によって、大きく変化することを見出した。

図１９は、シミュレーションに用いた分波器の通過特性と共振器Ｓ１１単体の通過特性を示す図である。図１９を参照し、共振器Ｓ１１の共振周波数が１９４４ＭＨｚ、２００８ＭＨｚおよび２２７０ＭＨｚのときの共振特性を示している。実線は、共振器Ｓ１１の共振周波数が２００８ＭＨｚの場合の受信用フィルタ１０の通過特性を示し、破線は、送信用フィルタ２０の通過特性を示している。

図２０は、共振器Ｓ１１の共振周波数に対する共振器Ｓ１１単独のトリプルビート値の平均値を示す図である。分割数が１から５の直列共振器Ｓ１１について共振周波数を、図１９のように１９４４ＭＨｚから２２７０ＭＨｚまで変化させている。縦軸は、共振器Ｓ１１以外の非線形信号を０とし、共振器Ｓ１１単独でのトリプルビート値を計算し、受信帯域Ｂｒｘに渡るトリプルビート値の平均値を示している。共振器Ｓ１１が２個以上に分割されている場合は、最もアンテナ端子Ｔａｎｔ側の共振器単独のトリプルビート値の平均値を示している。

図２０より、直列共振器Ｓ１１の共振周波数を高くすることにより、共振器Ｓ１１から発生する非線形信号を小さくできることがわかる。これは、共振器Ｓ１１の共振周波数が高くなるほど、送信信号Ｓｔｘ１およびＳｔｘ２並びにジャマー信号Ｓｊａｍの周波数が相対的に共振器Ｓ１１の共振周波数から遠ざかる。これにより、共振器Ｓ１１内で励振される弾性表面波の振幅が小さくなる。よって、励起される非線形変位も小さくなるためと考えられる。共振器Ｓ１１の分割数を増やしても、共振器Ｓ１１の共振周波数を高くすることにより、トリプルビート値は改善する。以上から、直列共振器Ｓ１１を分割しなくとも直列共振器Ｓ１１の共振周波数を高くすることで、トリプルビート値を改善できることがわかった。また、直列共振器Ｓ１１を分割する場合でも２分割または３分割と現実的な分割数でトリプルビート値の規格を満足できる可能性があることがわかった。

図２１は、共振器Ｓ１１の共振周波数に対するトータルのトリプルビート値の最大値を示した図である。縦軸は、図１７の分波器の全共振器からの非線形信号を合計して算出したトリプルビート値の受信帯域Ｂｒｘ全域における最悪値を示している。図２１のように、共振器Ｓ１１の共振周波数を一定の周波数（例えば２０５０ＭＨｚ）より高くしてもトリプルビート値は改善しない。これは、共振器Ｓ１１の共振周波数が一定の周波数以上では、共振器Ｓ１１の非線形信号が共振器Ｓ１１以外の共振器からの非線形信号より小さくなる。このため、共振器Ｓ１１の非線形信号をより低減しても、トータルのトリプルビート値は改善しないことを示している。

例えば、トリプルビート値の仕様を−７９ｄＢｃ以下とした場合、共振器Ｓ１１を分割しない場合は、共振器Ｓ１１の共振周波数を２０３０ＭＨｚ以上とすれば、トリプルビート値の仕様を満足する。共振器Ｓ１１を２個に直列に分割した場合は、共振器Ｓ１１の共振周波数を２０１０ＭＨｚ以上とすれば、トリプルビート値の仕様を満足する。共振器Ｓ１１を３個に直列に分割した場合は、共振器Ｓ１１の共振周波数を１９８０ＭＨｚ以上とすれば、トリプルビート値の仕様を満足する。なお、トリプルビート値の仕様は各種通信方式において一般的には−７９ｄＢｃ〜−８２ｄＢｃ以下である。図２１では、一般的に用いられるトリプルビート値の仕様のうち緩い仕様を採用した。

以上のシミュレーションにおいては、分割した共振器Ｓ１１の共振周波数は全て同じとしたが、互いに異なるように設計してもよい。共振器Ｓ１１の共振周波数を互いに異なるように設計した場合は、分割した共振器Ｓ１１の共振周波数の平均値でおおよそトリプルビート値が決まることは自明である。また、図１７では、受信用フィルタ１０としてラダー型フィルタと多重モードフィルタとの組み合わせたフィルタを用いたが、受信用フィルタ１０をラダー型フィルタだけで形成しても同様の結果となる。

実施例１によれば、受信用フィルタ１０は、弾性波共振器である１または複数の直列共振器を含んでいる。受信用フィルタ１０の１または複数の直列共振器のうちアンテナ端子Ｔａｎｔに最も近い直列共振器Ｓ１１の共振周波数は、受信帯域Ｂｒｘの上端周波数より高い。このように、直列共振器Ｓ１１の共振周波数を受信帯域Ｂｒｘの上端周波数より高くすることにより、図２０および図２１のように、トリプルビート値を改善することができる。なお、バンドパスフィルタとして機能させるためには、他の直列共振器の少なくとも１つの共振周波数は受信帯域Ｂｒｘ内にであることが好ましい。さらに、他の直列共振器の全ての共振周波数は受信帯域Ｂｒｘ内にであることが好ましい。

また、直列共振器Ｓ１１が分割されていない場合、図２１より直列共振器Ｓ１１の共振周波数は２０３０ＭＨｚ以上（つまり、受信帯域Ｂｒｘの上端周波数１９９０ＭＨｚの１０２％以上）であることが好ましい。これにより、トリプルビート値を改善できる。

さらに、直列共振器Ｓ１１が２以上に直列に分割されている場合、図２１より分割された各共振器の共振周波数の平均値は、受信帯域の上端周波数（１９９０ＭＨｚ）より高いことが好ましい。これにより、トリプルビート値を改善できる。

さらに、直列共振器Ｓ１１が２個に直列に分割されている場合、図２１より、分割された各共振器の共振周波数の平均値は、２０１０ＭＨｚ以上（つまり受信帯域の上端周波数１９９０ＭＨｚの１００．９％以上）であることが好ましい。これにより、トリプルビート値を改善できる。

さらに、受信用フィルタ１０の直列共振器Ｓ１１およびＳ１２のうちアンテナ端子Ｔａｎｔに最も近い直列共振器Ｓ１１の共振周波数は、受信用フィルタ１０の直列共振器の中で最も高いことが好ましい。アンテナ端子Ｔａｎｔに最も近い直列共振器Ｓ１１が非線形性に最も影響する。このため、この共振器Ｓ１１の共振周波数を送信信号Ｓｔｘ１およびＳｔｘ２並びにジャマー信号Ｓｊａｍから最も遠ざけることが好ましいためである。

さらに、受信用フィルタ１０の直列共振器Ｓ１１およびＳ１２のうち受信端子Ｔｒｘに最も近い直列共振器Ｓ１２の共振周波数は、受信用フィルタ１０の直列共振器Ｓ１１およびＳ１２の中で最も低いが好ましい。最も受信端子Ｔｒｘ側の直列共振器Ｓ１２は、最も非線形性に影響しないためである。

さらに、直列共振器Ｓ１１が３個に直列に分割されている場合、分割された各共振器の共振周波数の平均値は、受信帯域Ｂｒｘ内にあることが好ましい。図２１のように、直列共振器Ｓ１１が３個以上に分割されている場合、共振器Ｓ１１の共振周波数が受信帯域Ｂｒｘ内にあっても、トリプルビート値の仕様を満足できる。

実施例２は、送信用フィルタ２０の最もアンテナ端子Ｔａｎｔ側の直列共振器の共振周波数を調整する例である。トリプルビートの非線形信号は、共振器に、送信信号Ｂｔｘ１およびＢｔｘ２並びにジャマー信号Ｓｊａｍの３信号が同時に流れることにより発生する。したがって、送信用フィルタ２０のうち最もアンテナ端子Ｔａｎｔに近い直列共振器Ｓ２４が、送信用フィルタ２０に流れ込むジャマー信号の漏洩信号Ｓｊａｍｌｅａｋを十分に抑圧することができる。この場合、直列共振器Ｓ２４より送信端子Ｔｔｘ側に流れ込む漏洩信号Ｓｊａｍｌｅａｋが減り、送信用フィルタ２０において発生する非線形信号を小さくできる。

図２２（ａ）は、実施例２のシミュレーションに用いた分波器の回路図である。図２２（ｂ）は、直列共振器Ｓ２４が分割されていない分波器の回路図である。図２２（ａ）のように、受信用フィルタ１０の直列共振器Ｓ１１が３分割されている。３分割された直列共振器Ｓ１１の共振周波数の平均値は１９６０ＭＨｚとした。受信用フィルタ１０の並列共振器Ｐ１１が２分割されている。送信用フィルタ２０の直列共振器Ｓ２４が４分割されている。その他の構成は図１７と同じであり説明を省略する。

図２３は、シミュレーションに用いた送信用フィルタの通過特性と共振器Ｓ２４単体の通過特性を示す図である。図２３中の曲線に付された数字は、共振器Ｓ２４の反共振周波数を示している。図２３を参照し、分割された共振器Ｓ２４の反共振周波数は互いに全て同じとした。分割された共振器Ｓ２４の反共振周波数を１９４０ＭＨｚ(実施例１における値）から受信帯域Ｂｒｘの下限周波数である１９３０ＭＨｚまで２ＭＨｚ間隔で変化させた。送信用フィルタ２０の通過特性は、送信帯域Ｂｔｘではほとんど変わらないが、受信帯域Ｂｒｘにおいては多少変化する。

図２４は、受信帯域Ｂｒｘにおけるトリプルビート値を示す図である。トリプルビート値は、分波器内の全ての共振器の非線形信号を考慮したものである。図２４中の曲線に付された数字は、共振器Ｓ２４の反共振周波数を示している。図２４より、共振器Ｓ２４の反共振周波数を変化させても、周波数が１９４５ＭＨｚ以上ではトリプルビート値はほとんど変化しない。これは、周波数が１９４５ＭＨｚ以上においては、共振器Ｓ１１の非線形信号が最も大きく支配的なためである。一方、周波数が１９４５ＭＨｚ以下では、トリプルビート値に変化が観測される。これは、周波数が１９４５ＭＨｚ以下では、送信用フィルタ２０からの非線形信号が共振器Ｓ１１からの非線形信号より大きいためである。特に、周波数が１９３５ＭＨｚ以下においては、共振器Ｓ２４の反共振周波数を低くすることにより、トリプルビート値が改善する。

これは、図２３の共振器Ｓ２４の通過特性より、共振器Ｓ２４の反共振周波数を受信帯域Ｂｒｘの下限周波数近くまで低くすると、受信帯域Ｂｒｘの低帯域側の通過量が低下するためである。これにより、ジャマー信号Ｓｊａｍの送信用フィルタ２０への漏洩を抑制できる。よって、送信用フィルタ２０における非線形信号の発生を抑制できる。

一方で、共振器Ｓ２４の反共振周波数を受信帯域Ｂｒｘの下限周波数１９３０ＭＨｚに近づけすぎると、周波数１９３５ＭＨｚから１９４５ＭＨｚのトリプルビート値が悪化する。これは、図２３の共振器Ｓ２４の通過特性より、共振器Ｓ２４の反共振周波数を受信帯域Ｂｒｘの下限周波数近くまで低くすると、周波数１９３５ＭＨｚから１９４５ＭＨｚの信号の共振器Ｓ２４単体の通過量が増加するためである。以上より、共振器Ｓ２４の反共振周波数は１９３２ＭＨｚ〜１９３８ＭＨｚが好ましい。

実施例２のシミュレーションは、共振器Ｓ２４を４分割した場合を例に行った。しかし、図２２（ｂ）のように、共振器Ｓ２４が分割されていない場合も同様の結果が得られる。共振器Ｓ２４の通過特性を用い、ジャマー信号の漏洩信号Ｓｊａｍｌｅａｋを送信端子Ｔｔｘ側に流れ込むのを抑制する目的で、反共振周波数を設定するためである。または４分割以外に分割されていても実施例２と同様の結果が得られる。さらに、共振器Ｓ２４が分割されている場合、分割された共振器Ｓ２４のうち少なくとも１つが図２３の通過特性を有していればよい。共振器Ｓ２４のうち少なくとも１つが図２３の通過特性を有していれば、送信用フィルタ２０に流れ込むジャマー信号の漏洩信号Ｓｊａｍｌｅａｋを抑制できるためである。好ましくは、分割された共振器Ｓ２４の全てが図２３の通過特性を有していることが好ましい。

実施例２によれば、送信用フィルタ２０は、１または複数の直列共振器を含んでいる。直列共振器Ｓ２４が分割されていない場合、直列共振器Ｓ２４の反共振周波数は、１９３２ＭＨｚ以上（つまり受信帯域Ｂｒｘの下限周波数１９３０の１００．１％以上）かつ１９３８ＭＨｚ以下（つまり受信帯域Ｂｒｘの下限周波数１９３０の１００．４％以下）であることが好ましい。これにより、図２４のように、受信帯域Ｂｒｘ内のトリプルビート値を抑制できる。直列共振器Ｓ２４の反共振周波数は、１９３４ＭＨｚ以上（つまり受信帯域Ｂｒｘの下限周波数１９３０の１００．２％以上）かつ１９３６ＭＨｚ以下（つまり受信帯域Ｂｒｘの下限周波数１９３０の１００．３％以下）であることがより好ましい。

直列共振器Ｓ２４が２個以上に直列に分割されている場合、分割された共振器のうち少なくとも１個の反共振周波数が、受信帯域の下限周波数の１００．１％以上かつ１００．４％以下であることが好ましい。より送信用フィルタ２０へのジャマー信号Ｓｊａｍの漏洩を抑制するため、分割された共振器の全ての反共振周波数が、受信帯域の下限周波数の１００．１％以上かつ１００．４％以下であることが好ましい。

直列共振器Ｓ２４は分割されていない場合、直列共振器Ｓ２４の反共振周波数は、送信用フィルタ２０の複数の直列共振器Ｓ２１〜Ｓ２４のうち最も高くはないことが好ましい。例えば、直列共振器Ｓ２２〜Ｓ２３のいずれかの反共振周波数は直列共振器Ｓ２４より高いことが好ましい。また、直列共振器Ｓ２４が２個以上に直列に分割されている場合、分割された直列共振器Ｓ２４の少なくとも１個の反共振周波数は、送信用フィルタ１０の複数の直列共振器Ｓ２１〜Ｓ２４のうち最も高くはないことが好ましい。これらにより、ラダー型フィルタにおいて通過帯域を形成することができる。

直列共振器Ｓ２４は分割されていない場合、直列共振器Ｓ２４の反共振周波数は、送信用フィルタ２０の複数の直列共振器Ｓ２１〜Ｓ２４のうち最も低くはないことが好ましい。例えば、直列共振器Ｓ２２〜Ｓ２３のいずれかの反共振周波数は直列共振器Ｓ２４より低いことが好ましい。また、直列共振器Ｓ２４が２個以上に直列に分割されている場合、分割された直列共振器Ｓ２４の少なくとも１個の反共振周波数は、送信用フィルタ１０の複数の直列共振器Ｓ２１〜Ｓ２４のうち最も低くはないことが好ましい。これらにより、ラダー型フィルタにおいて通過帯域を形成することができる。

直列共振器Ｓ２４が分割されていない場合、直列共振器Ｓ２４の反共振周波数は、送信用フィルタ２０の複数の直列共振器Ｓ２１〜Ｓ２４のうち最も低くくすることもできる。また、直列共振器Ｓ２４が２個以上に直列に分割されている場合、分割された共振器Ｓ２４のうち少なくとも１個の反共振周波数は、送信用フィルタ２０の複数の直列共振器Ｓ２１〜Ｓ２４のうち最も低くくすることもできる。これらにより、ラダー型フィルタにおいて通過帯域を形成することができる。

図２２（ｂ）のように、直列共振器Ｓ２４が分割されていない場合、直列共振器Ｓ２４の反共振周波数を、受信帯域Ｂｒｘ内とすることができる。これにより、トリプルビート値を抑制できる。また、図２２（ａ）において、直列共振器Ｓ２４が２個以上に直列に分割されている場合、分割された共振器Ｓ２４のうち少なくとも１個の反共振周波数を、受信帯域Ｂｒｘ内とすることもできる。

実施例３は、受信用フィルタ１０の最もアンテナ端子Ｔａｎｔ側の並列共振器の共振周波数を調整する例である。トリプルビートの非線形信号は、共振器に、送信信号Ｂｔｘ１およびＢｔｘ２並びにジャマー信号Ｓｊａｍの３信号が同時に流れることにより発生する。したがって、受信用フィルタ１０のうち最もアンテナ端子Ｔａｎｔに近い並列共振器Ｐ１１が、受信用フィルタ１０に流れ込む送信信号の漏洩信号Ｓｔｘ１ｌｅａｋおよびＳｔｘ１ｌｅａｋを十分に抑圧することができる。この場合、並列共振器Ｐ１１より受信端子Ｔｒｘ側に流れ込む漏洩信号Ｓｔｘ１ｌｅａｋおよびＳｔｘ１ｌｅａｋが減り、受信用フィルタ１０において発生する非線形信号を小さくできる。

図２５（ａ）は、実施例３のシミュレーションに用いた分波器の回路図である。図２５（ｂ）は、並列共振器Ｓ１１が分割されていない分波器の回路図である。図２５（ａ）のように、受信用フィルタ１０の直列共振器Ｓ１１が２分割されている。分割された直列共振器Ｓ１１の共振周波数は２１００ＭＨｚとした。受信用フィルタ１０の並列共振器Ｐ１１が４分割されている。送信用フィルタ２０の直列共振器Ｓ２４が４分割されている。分割された直列共振器Ｓ２４の反共振周波数は１９３６ＭＨｚとした。その他の構成は図２２（ａ）と同じであり説明を省略する。

図２６は、シミュレーションに用いた受信用フィルタの通過特性と共振器Ｐ１１単体の通過特性を示す図である。図２６中の曲線に付された数字は、共振器Ｐ１１の共振周波数を示している。図２６を参照し、分割された共振器Ｐ１１の共振周波数は全て同じとした。分割された共振器Ｐ１１の共振周波数を１９０９ＭＨｚ（実施例１および２における値）から１９１７ＭＨｚまで２ＭＨｚ間隔で変化させた。以上の共振器Ｐ１１の共振周波数には、寄生グランドインダクタンスを含まない。受信用フィルタ１０の通過特性は、共振器Ｐ１１の共振周波数によらずほとんど変わらない。

図２７は、受信帯域Ｂｒｘにおけるトリプルビート値を示す図である。トリプルビート値は、分波器内の全ての共振器の非線形信号を考慮したものである図２７中の曲線に付された数字は、共振器Ｐ１１の共振周波数を示している。図２７より、共振器Ｐ１１の共振周波数を変化させても、周波数が１９７５ＭＨｚ以下ではトリプルビート値はほとんど変化しない。一方、周波数が１９７５ＭＨｚ以上では、トリプルビート値に変化が観測される。これは、周波数が１９７５ＭＨｚ以下においては、並列共振器Ｐ１１より受信端子Ｔｒｘ側の受信フィルタの非線形信号が支配的になっているためである。

特に、周波数が１９８５ＭＨｚ以上では、共振器Ｐ１１の共振周波数を高くすることにより、トリプルビート値が改善する。これは、図２６の共振器Ｐ１１の通過特性より説明できる。その前に、並列共振器Ｐ１１のグランド側端子にはフィルタチップの配線、バンプおよびパッケージ配線等が接続される。これらのインダクタンスが並列共振器Ｐ１１のグランド端子に付加される。並列共振器のグランド端子にインダクタンス成分が付加されると、並列共振器の共振周波数は低周波側にシフトする。このため、並列共振器Ｐ１１のグランド端子に付加されている寄生インダクタンスを考慮すると、並列共振器Ｐ１１の共振周波数は、図２６より約５ＭＨｚ低くなっている。例えば、１．９ＧＨｚ帯において、並列共振器に一般的なグランドインピーダンスである０．１ｎＨが付加されると、並列共振器の共振周波数は約５ＭＨｚ低くなる。

図２６の並列共振器Ｐ１１の通過特性を約５ＭＨｚ低くシフトさせると、送信帯域Ｂｔｘの上限近くでは、並列共振器Ｐ１１の共振周波数が高くなると、並列共振器Ｐ１１の通過量が減少する。よって、ジャマー信号Ｓｊａｍが受信帯域Ｂｒｘの上限近く（例えば１９８５ＭＨｚ以上）のとき、並列共振器Ｐ１１は対応する送信信号の漏洩信号Ｓｔｘ１ｌｅａｋおよびＳｔｘ２ｌｅａｋを抑圧する。これにより、送信信号Ｓｔｘ１およびＳｔｘ２の受信用フィルタ１０への漏洩を抑制できる。よって、受信用フィルタ１０における非線形信号の発生を抑制できる。

一方で、図２７において、共振器Ｐ１１の共振周波数を１９１７ＭＨｚにすると、周波数１９７５ＭＨｚから１９８５ＭＨｚのトリプルビート値が悪化する。これは、図２６の寄生グランドインダクタンスを考慮した共振器Ｐ１１の通過特性より、共振器Ｐ１１の共振周波数を１９１７ＭＨｚとすると、送信帯域Ｂｔｘの上限から５〜１５ＭＨｚ低い周波数の共振器Ｐ１１単体の通過量が増加するためである。以上より、共振器Ｐ１１の共振周波数は、寄生グランドインダクタンスを含めない場合、１９１１ＭＨｚ〜１９１７ＭＨｚが好ましい。寄生グランドインダクタンスを含めた場合、１９０６ＭＨｚ〜１９１２ＭＨｚが好ましい。ただし、周波数１９７５ＭＨｚから１９８５ＭＨｚのトリプルビート値の悪化は、実施例２の図２４の周波数１９３５ＭＨｚから１９４５ＭＨｚほどは大きくない。よって、寄生グランドインダクタンスを含めた場合および含めない場合とも、共振器Ｐ１１の共振周波数は送信帯域Ｂｔｘの上限周波数以上であることが好ましい。

実施例３のシミュレーションは、共振器Ｐ１１を４分割した場合を例に行った。しかし、実施例２の考察と同様に、図２５（ｂ）のように、共振器Ｐ１１が分割されていない場合も同様の結果が得られる。または４分割以外に分割されていても実施例３と同様の結果が得られる。さらに、共振器Ｐ１１が分割されている場合、送信信号の受信端子Ｔｒｘ側への漏洩を抑制するためには、分割された共振器Ｐ１１の共振周波数の少なくとも１個が図２６の通過特性を有していればよい。好ましくは、分割された共振器Ｐ１１の全てが図２６の通過特性を有していることが好ましい。

実施例３によれば、受信用フィルタ１０は、１または複数の並列共振器を含む。並列共振器Ｐ１１が分割されていない場合、並列共振器Ｐ１１の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数は、１９０６ＭＨｚ（つまり送信帯域Ｂｔｘの上端周波数１９１０ＭＨｚの９９．８％）以上であることが好ましい。これにより、図２７のように、トリプルビート値を抑制できる。また、並列共振器Ｐ１１が２個以上に直列に分割されている場合、分割された各共振器Ｐ１１の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数の平均値は、１９０６ＭＨｚ以上（つまり送信帯域Ｂｔｘの上端周波数１９１０ＭＨｚの９９．８％以上）であることが好ましい。さらに、共振器Ｐ１１の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数は、１９１２ＭＨｚ以下（つまり送信帯域の上端周波数の１００．１％以下）であることが好ましい。

図２５（ｂ）のように、並列共振器Ｐ１１が分割されていない場合、並列共振器Ｐ１１の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数は、送信帯域Ｂｔｘの上端周波数１９１０ＭＨｚ以上であることが好ましい。これにより、図２７のように、トリプルビート値を抑制できる。また、図２５（ａ）において、並列共振器Ｐ１１が２個以上に直列に分割されている場合、分割された各共振器Ｐ１１の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数の平均値は、送信帯域Ｂｔｘの上端周波数１９１０ＭＨｚ以上であることが好ましい。さらに、並列共振器Ｐ１１が２個以上に直列に分割されている場合、分割された各共振器Ｐ１１の少なくとも１つの寄生グランドインダクタンスを含めない共振周波数は、送信帯域Ｂｔｘの上端周波数１９１０ＭＨｚ以上であることが好ましい。なお、分割された各共振器Ｐ１１の少なくとも１つの共振周波数を寄生グランドインダクタンスを含めない共振周波数を用い議論しているのは、並列共振器Ｐ１１の個々の共振周波数を議論する場合、寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数は意味をなさないためである。

並列共振器Ｐ１１が分割されていない場合に、並列共振器Ｐ１１の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数は、受信用フィルタ１０の並列共振器の中で最も高くすることができる。並列共振器Ｐ１１が２個以上に直列に分割されている場合に、分割された共振器Ｐ１１のうち少なくとも１個の寄生グランドインダクタンスを含めない共振周波数は、受信用フィルタ１０の複数の並列共振器Ｐ１１〜Ｐ１２の中で最も高くすることができる。最もアンテナ端子Ｔａｎｔに近い並列共振器Ｐ１１は非線形性に最も影響するためである。

受信用フィルタ１０のうち受信端子Ｔｒｘに最も近い並列共振器Ｐ１２が分割されていない場合に、並列共振器Ｐ１２の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数は、受信用フィルタ１０の複数の並列共振器Ｐ１１〜Ｐ１２の中で最も低くすることができる。また、並列共振器Ｐ１２が２個以上に直列に分割されている場合に、分割された共振器Ｐ１２のうち少なくとも１個の寄生グランドインダクタンスを含めない共振周波数は、受信用フィルタ１０の複数の並列共振器Ｐ１１〜Ｐ１２の中で最も低くすることができる。最も受信端子Ｔｒｘ側の並列共振器Ｐ１２は、最も非線形性に影響しないためである。

実施例４は、直列共振器Ｓ２３の反共振周波数を調整する例である。図２８（ａ）は、実施例４のシミュレーションに用いた分波器の回路図である。図２８（ｂ）は、直列共振器Ｓ２３が分割されていない分波器の回路図である。図２８（ａ）のように、受信用フィルタ１０の直列共振器Ｓ１１を２分割とした。送信用フィルタ２０の並列共振器Ｐ２１とＰ２２とに共通に寄生グランドインダクタンスＬ２１、並列共振器Ｐ２３に寄生グランドインダクタンスＬ２２を設けた。２分割された直列共振器Ｓ２１、Ｓ２２およびＳ２３は、送信端子Ｔｔｘ側を共振器Ｓ２１ａ、Ｓ２２ａおよびＳ２３ａとした。アンテナ端子Ｔａｎｔ側を共振器Ｓ２１ｂ、Ｓ２２ｂおよびＳ２３ｂとした。その他の構成は実施例１の図１７と同じであり説明を省略する。

図２９（ａ）は、送信用フィルタの通過特性と各直列共振器の通過特性を示した図である。この例では、直列共振器Ｓ２３ａの反共振周波数を１９７８ＭＨｚとしている。図２９（ｂ）は、受信帯域におけるトリプルビート値を示した図である。図２９（ｂ）のように、受信帯域Ｂｒｘの中央付近において、トリプルビート値が悪化している。

図３０は、送信用フィルタの通過特性と、直列共振器Ｓ２３ａ単体の通過特性を示した図である。図３０中の曲線に付された数字は、共振器Ｓ２３ａの反共振周波数を示している。図３０のように、直列共振器Ｓ２３ａの反共振周波数を１９８０ＭＨｚから５ＭＨｚ刻みで１９３０ＭＨｚまで変化させた。受信帯域Ｂｒｘにおける送信用フィルタ２０の減衰量の仕様は−４３ｄＢである。いずれの送信用フィルタ２０ともこの仕様をほぼ満足している。

図３１は、実施例４のトリプルビート値を示す図である。全ての共振器の非線形信号を考慮したトータルのトリプルビート値と直列共振器Ｓ２３ａ単体のトリプルビート値を図示している。図３１中の曲線に付された数字は、共振器Ｓ２３ａの反共振周波数を示している。図３１のように、直列共振器Ｓ２３ａの反共振周波数を低くすると、トリプルビート値が改善している。直列共振器Ｓ２３ａの反共振周波数が１９７０ＭＨｚ以下で、トリプルビート値は小さくなる。１９６０ＭＨｚ以下で、トータルのトリプルビート値に影響しなくなる。すなわち直列共振器Ｓ２３ａの非線形信号は全他の非線形性にほぼ影響しなくなる。

実施例４によれば、送信用フィルタ２０が複数の直列共振器を含む。送信用フィルタ２０の複数の直列共振器のうちアンテナ端子Ｔａｎｔに最も近い直列共振器Ｓ２４から２つめの直列共振器Ｓ２３ａおよびＳ２３ｂの反共振周波数は、１９７０ＭＨｚ以下（つまり受信帯域Ｂｒｘの下限周波数１９３０ＭＨｚの１０２．１％以下）であることが好ましい。さらに、直列共振器Ｓ２３ａの反共振周波数は、１９６０ＭＨｚ以下（つまり受信帯域Ｂｒｘの下限周波数１９３０ＭＨｚの１０１．６％以下）であることがより好ましい。

実施例４のシミュレーションは、共振器Ｓ２３を２分割した場合を例に行った。しかし、実施例２の考察と同様に、図２８（ｂ）のように、共振器Ｓ２３が分割されていない場合も同様の結果が得られる。または２分割以外に分割されていても実施例４と同様の結果が得られる。さらに、共振器Ｓ２３が分割されている場合、分割された共振器Ｓ２３の反共振周波数の少なくとも１個が図２９の通過特性を有していればよい。分割された共振器Ｓ２３の全てが図２９の通過特性を有していることが好ましい。

以上のように、アンテナ端子Ｔａｎｔに最も近い直列共振器から２つめの直列共振器が２個以上に分割された場合、分割された共振器Ｓ２３ａおよびＳ２３ｂのうち少なくとも１個の反共振周波数が受信帯域Ｂｒｘの下限周波数の１０２．１％以下であることが好ましい。分割された共振器の全ての反共振周波数が受信帯域Ｂｒｘの下限周波数の１０２．１％以下であることがより好ましい。

また、図２８（ｂ）のように、アンテナ端子Ｔａｎｔに最も近い直列共振器から２つめの直列共振器が分割されていない場合、分割されていない共振器Ｓ２３の反共振周波数が受信帯域Ｂｒｘの下限周波数の１０２．１％以下であることが好ましい。

実施例５は、分波器を作製し、トリプルビート値を測定した例である。図３２（ａ）は、比較例に係る分波器の回路図、図３２（ｂ）は、実施例５に係る分波器の回路図である。受信用フィルタ１０および送信用フィルタ２０は、弾性表面波共振器を用いたフィルタである。図３２（ｂ）のように実施例５に係る分波器の構成は図２５（ａ）の実施例３の構成と同じであり、説明を省略する。なお、直列共振器Ｓ２２のうち送信端子Ｔｔｘ側を共振器Ｓ２２ａ、アンテナ端子Ｔａｎｔ側を共振器Ｓ２２ｂとする。また、直列共振器Ｓ１２のうち受信端子Ｔｒｘ側を共振器Ｓ１２ｂ、アンテナ端子Ｔａｎｔ側を共振器Ｓ１２ａとする。図３２（ａ）のように、比較例に係る分波器においては、直列共振器Ｓ１１が３分割、直列共振器Ｓ２４が２分割、並列共振器Ｐ１１が２分割されている。また、並列共振器Ｐ１２は分割されていない。その他の構成は図３２（ｂ）と同じであり説明を省略する。

図３３は、比較例に係る分波器の送信用フィルタの通過特性と、各直列共振器の通過特性を示す図である。図３４は、実施例５に係る分波器の送信用フィルタの通過特性と、各直列共振器の通過特性を示す図である。図３３および図３４のように、比較例の直列共振器Ｓ２４の反共振周波数は１９４０ＭＨｚであるが、実施例５では、直列共振器Ｓ２４の反共振周波数を１９３６ＭＨｚとした。直列共振器Ｓ２４の反共振周波数の変更により、送信用フィルタ２０の受信帯域の抑圧度が悪化する。これを補正するため実施例５では、直列共振器Ｓ２２ａの反共振周波数を比較例より４ＭＨｚ低くした。

図３５は、比較例に係る分波器の受信用フィルタの通過特性と、各直列共振器の通過特性を示す図である。図３６は、実施例５に係る分波器の受信用フィルタの通過特性と、各直列共振器の通過特性を示す図である。図３５および図３６のように、比較例の直列共振器Ｓ１１の共振周波数は１９５２ＭＨｚであるが、実施例５では、２０７０ＭＨｚとした。直列共振器Ｓ１１の共振周波数の変更により、受信用フィルタ１０の通過帯域よりも高周波数側の抑圧度が悪化する。これを補正するため、実施例5では直列共振器Ｓ１２ｂの共振周波数を比較例の直列共振器Ｓ１１と同じ１９５２ＭＨｚとした。なお、直列共振器Ｓ１２ａでなく、直列共振器Ｓ１２ｂの共振周波数を変更したのは、非線形性により影響しないアンテナ端子Ｔａｎｔから遠い共振器の共振周波数を通過帯域に近づけるためである。

図３７は、比較例に係る分波器の受信用フィルタの通過特性と、各並列共振器の通過特性を示す図である。図３８は、実施例５に係る分波器の受信用フィルタの通過特性と、各並列共振器の通過特性を示す図である。図３７および図３８のように、比較例の並列共振器Ｐ１１の共振周波数は１９０９ＭＨｚ（寄生グランドインダクタンスを含めると１９０４ＭＨｚ）であるが、実施例５では、１９１３ＭＨｚ（寄生グランドインダクタンスを含めると１９０８ＭＨｚ）とした。並列共振器Ｐ１１の共振周波数の変更により、受信用フィルタ１０の送信帯域Ｂｔｘの抑圧度が悪化する。これを補正するため、実施例5の並列共振器Ｐ１２の共振周波数を比較例の並列共振器Ｐ１１と同じ１９０９ＭＨｚとした。

図３９（ａ）および図３９（ｂ）は、それぞれ比較例および実施例５の送信用フィルタチップ７８の平面図である。図３９（ａ）および図３９（ｂ）のように、タンタル酸リチウムからなる圧電基板７０上に、アルミニウムを主成分とする金属膜が形成されている。金属膜により、各共振器、パッド７２および配線が形成される。パッド７２上にはバンプ７４が形成されている。パッド７２のうち、パッドＡｎｔはアンテナ端子に接続されるパッド、パッドＴｘは送信端子に接続されるパッド、パッドＧｎｄはグランドに接続されるパッドである。各共振器は、図３２（ａ）および図３２（ｂ）の回路図中の共振器に対応している。なお、図３３から図３９（ｂ）は、各共振器を設計するためのシミュレーションの結果である。

図４０（ａ）および図４０（ｂ）は、それぞれ比較例および実施例５の受信用フィルタチップ７６の平面図である。図４０（ａ）および図４０（ｂ）のように、タンタル酸リチウムからなる圧電基板７０上に、アルミニウムを主成分とする金属膜が形成されている。金属膜により、各共振器、パッド７２および配線が形成される。パッド７２上にはバンプ７４が形成されている。パッド７２のうち、パッドＡｎｔはアンテナ端子に接続されるパッド、パッドＲｘ１およびＲｘ２は受信端子に接続されるパッド、パッドＧｎｄはグランドに接続されるパッドである。各共振器は、図３２（ａ）および図３２（ｂ）の回路図中の共振器に対応している。

図４１（ａ）から図４１（ｃ）は、各チップが実装される積層基板の平面図である。図４１（ａ）は、送信用フィルタチップ７８および受信用フィルタチップ７６がフリップチップ実装されるダイアタッチ層８１の上面図である。送信用フィルタチップ７８および受信用フィルタチップ７６を透視している。チップ７６および３８のパッド７２を図示している。図４１（ｂ）は、下面にフットパッド８３が形成されているフットパッド層８２の上面図である。フットパッド８３は透視して破線で示している。図４１（ｃ）は、フットパッド層８２の下面を透視した図である。

図４１（ａ）のように、セラミック等の絶縁体からなるダイアタッチ層８１の上面には銅等の金属からなる配線８４が形成されている。各チップ７６および７８のパッド７２は配線８４にバンプを介し接合されている。ビア８６はダイアタッチ層８１を貫通する金属が埋め込まれたビアである。

図４１（ｂ）のように、セラミック等の絶縁体からなるフットパッド層８２の上面には銅等の金属からなる配線８４が形成されている。ダイアタッチ層８１を貫通したビア８６が配線８４に電気的に接続されている。ビア８８はフットパッド層８２を貫通する金属が埋め込まれたビアである。

図４１（ｃ）のように、金属からなるフットパッド８３にはフットパッド層８２を貫通したビア８８が電気的に接続されている。フットパッド８３のうち、フットパッドＡｎｔはアンテナ端子に接続されるフットパッド、フットパッドＴｘは送信端子に接続されるフットパッド、フットパッドＲｘ１およびＲｘ２は受信端子に接続されるフットパッド、フットパッドＧｎｄはグランドに接続されるフットパッドである。

図４２は、パッケージを示す解体斜視図である。図４２のように、ダイアタッチ層およびフットパッド層を含む積層基板８０上にセラミック等の絶縁体からなるキャビティ層９２が形成されている。キャビティ層９２の中央にはキャビティ９６が形成されている。積層基板８０上にチップ７６および７８をフリップチップ実装する。金属からなるリッド９４をキャビティ層９２上に固着する。これにより、チップ７６および７８は、キャビティ９６に気密封止される。以上により、チップ７６および７８が実装されたパッケージ９０が形成される。

図４３は、プリント基板を示す平面図である。プリント基板９８上には金属からなる配線９５が形成されている。プリント基板９８上にパッケージ９０を表面実装する。パッケージ９０のフットパッドＡｎｔはアンテナ端子Ｔａｎｔに接続する配線９５に接続される。アンテナ端子Ｔａｎｔに接続される配線９５とグランド端子Ｔｇｎｄとの間にチップインダクタ９９が表面実装される。パッケージ９０のフットパッドＴｘは送信端子Ｔｔｘに接続する配線９５に接続される。パッケージ９０のフットパッドＲｘ１およびＲｘ２は、それぞれ受信端子Ｔｒｘ１およびＴｒｘ２に接続する配線９５に接続される。

図４４は、比較例と実施例５との分波器のトリプルビート値の測定結果を示す図である。図４４を参照し、実線は実施例５、破線は比較例を示している。比較例に係る分波器においては、受信帯域Ｂｒｘの一部でトリプルビート値の仕様である−７９ｄＢｃ以下を満足していない。これに対し、実施例５に係る分波器においては、受信帯域Ｂｒｘの全域においてトリプルビート値の仕様である−７９ｄＢｃ以下を満足している。このように、実施例５は、比較例に対し、非線形性を改善することができた。

実施例６は受信用フィルタ１０の直列共振器Ｓ１１をキャパシタに置き換えた例である。実施例１によれば、受信用フィルタ１０の最もアンテナ端子Ｔａｎｔ側の直列共振器Ｓ１１の共振周波数を高くすることにより線形性を向上できる。これは、直列共振器Ｓ１１は、送信帯域Ｂｔｘおよび受信帯域Ｂｒｘにおいて、ほとんど弾性波が励起されておらず、ほぼキャパシタとして機能していることを意味している。したがって、直列共振器Ｓ１１をキャパシタに置き換えれば、実施例１以上にトリプルビート値を改善できる。

図４５は、実施例６に係る分波器の回路図である。実施例５の図３２（ｂ）における直列共振器Ｓ１１をキャパシタＣに置き換えている。その他の構成は図３２（ｂ）と同じであり説明を省略する。

図４６は、実施例６の受信用フィルタチップの平面図である。実施例５の図４０（ｂ）に比べ、直列共振器Ｓ１１が設けられていない。その他の構成は図４０（ｂ）と同じであり説明を省略する。

図４７（ａ）から図４７（ｃ）は、各チップが実装される積層基板の平面図である。図４７（ａ）および図４７（ｂ）のように、ダイアタッチ層８１の上面に、送信用フィルタチップ７６のパッドＡｎｔに電気的に接続する電極８５ａが形成されている。フットパッド層８２の上面に、アンテナ側のフットパッドＡｎｔに電気的に接続する電極８５ｂが形成されている。電極８５ａと電極８５ｂとの間のダイアタッチ層８１を形成する誘電体がキャパシタとして機能する。このように、キャパシタＣを積層基板８０内に形成することができる。キャパシタＣは、チップコンデンサ等を用いてもよい。実施例６によれば、トリプルビート値を改善できる。

実施例６および７においては、送信用フィルタチップ７６および受信用フィルタチップ７８は、積層セッラミック基板に実装されているが、セラミックパッケージまたはプリント基板に実装されていてもよい。また、送信用フィルタチップ７６および受信用フィルタチップ７８は、フリップチップ実装されているが、フェースアップ実装されていてもよい。さらに、送信用フィルタ２０と受信用フィルタ１０は、それぞれ別のチップに形成されているが、同じチップに形成されていてもよい。

整合回路３０として、インダクタＬ１を用いたが他の構成の整合回路でもよい。例えば、アンテナ端子と受信用フィルタとの間にキャパシタが接続されていてもよい。また、インダクタＬ１としてチップインダクタを用いたが、積層セラミック等のパッケージ内に形成されていてもよい。

実施例７は、受信用フィルタ１０の多重モードフィルタを分割する例である。図４８は、実施例７に係る分波器の回路図である。図４８のように、受信用フィルタ１０においては、アンテナ端子Ｔａｎｔと受信端子Ｔｒｘ１との間に直列共振器Ｓ１１ａ１およびＳ１１ｂ１、多重モードフィルタＦ０１ａおよびＦ０１ｂが直列に接続されている。アンテナ端子Ｔａｎｔと受信端子Ｔｒｘ２との間に直列共振器Ｓ１１ａ２およびＳ１１ｂ２、多重モードフィルタＦ０２ａおよびＦ０２ｂが直列に接続されている。受信端子Ｔｒｘ１とＴｒｘ２との間に共振器Ｒ１が接続されている。送信用フィルタ２０の構成は、実施例５の図３２（ｂ）と同じであり説明を省略する。

図４９は、実施例７の受信用フィルタチップの平面図である。圧電基板７０上に金属膜が形成されている。金属膜により、各共振器、パッド７２および配線が形成される。パッド７２上にはバンプ７４が形成されている。パッド７２のうち、パッドＡｎｔはアンテナ端子に接続されるパッド、パッドＲｘ１およびＲｘ２は受信端子に接続されるパッド、パッドＧｎｄはグランドに接続されるパッドである。各共振器は、図４８の回路図中の共振器に対応している。その他の構成は実施例５と同じである。実施例７では、アンテナ端子Ｔａｎｔに最も近い直列共振器を２分割する。直列共振器Ｓ１１ａ１、Ｓ１１ｂ１、Ｓ１１ａ２およびＳ１１ｂ２の共振周波数を、受信帯域Ｂｒｘより十分高く設定する。多重モードフィルタを２個に分割する。これにより、非線形性を改善することができる。

実施例７のように、多重モードフィルタを２個以上に直列に分割することもできる。また、多重モードフィルタは、受信用フィルタ１０および送信用フィルタ２０の少なくとも一方に含まれていればよい。

実施例１から７において、多重モードフィルタは、多重モードフィルタが縦続接続されたフィルタでもよい。また、実施例１から７において、受信用フィルタ１０および送信用フィルタ２０の少なくとも一方はラダー型フィルタでもよく、両方がラダー型フィルタでもよい。

実施例１から実施例７においては、送信帯域Ｂｔｘが１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚ、受信帯域Ｂｒｘが１９３０ＭＨｚ〜１９９０ＭＨｚの北米ＰＣＳに用いる分波器を例に説明した。送信帯域Ｂｔｘおよび受信帯域Ｂｒｘの周波数帯域が変化した場合も周波数が相似変換されるだけであり、トリプルビート値はほとんど変化しない。よって、実施例１から実施例７については、他の送信帯域Ｂｔｘおよび受信帯域Ｂｒｘを有する分波器にも適用できる。例えば、送信帯域が８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚ、受信帯域が８６９ＭＨｚ〜８９４ＭＨｚのＣｅｌｌｕｌａｒシステム用の分波器に適用することもできる。

実施例１から実施例７において、受信用フィルタ１０の最もアンテナ端子Ｔａｎｔに近い共振器は直列共振器であったが、並列共振器でもよい。実施例１の効果をより得るためには、受信用フィルタ１０の最もアンテナ端子Ｔａｎｔに近い共振器は直列共振器であることが好ましい。また、送信用フィルタ２０の最もアンテナ端子Ｔａｎｔに近い共振器は直列共振器であったが、並列共振器でもよい。実施例２の効果をより得るためには、送信用フィルタ２０の最もアンテナ端子Ｔａｎｔに近い共振器は直列共振器であることが好ましい。

また、実施例１から実施例７において、弾性表面波共振器を用いた例を説明したが、ラブ波共振器、弾性境界波共振器または圧電薄膜共振器を用いることもできる。これらの共振器を用いても前述の非線形性が改善できる。

以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明はかかる特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

１０ 受信用フィルタ
２０ 送信用フィルタ
３０ 整合回路

Claims (31)

1. 受信端子とアンテナ端子との間に接続され、弾性波共振器である１または複数の直列共振器を含む、受信帯域を有する受信用フィルタと、
   送信端子と前記アンテナ端子との間に接続され、弾性波共振器を含む、送信帯域を有する送信用フィルタと、
   を具備し、
   前記受信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器の共振周波数は、前記受信帯域の上端周波数より高いことを特徴とする分波器。
2. 前記受信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は分割されておらず、前記アンテナ端子に最も近い直列共振器の共振周波数は、前記受信帯域の上端周波数の１０２％以上であることを特徴とする請求項１記載の分波器。
3. 前記受信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は２以上に直列に分割されており、分割された各共振器の共振周波数の平均値は、前記受信帯域の上端周波数より高いことを特徴とする請求項１記載の分波器。
4. 前記受信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は２個に直列に分割されており、分割された各共振器の共振周波数の平均値は、前記受信帯域の上端周波数の１００．９％以上であることを特徴とする請求項１記載の分波器。
5. 前記受信用フィルタの前記１または複数の直列共振器は、複数の直列共振器であり、
   前記受信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器の共振周波数は、前記受信用フィルタの前記複数の直列共振器の中で最も高いことを特徴とする請求項１記載の分波器。
6. 前記受信用フィルタの前記１または複数の直列共振器は、複数の直列共振器であり、
   前記受信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記受信端子に最も近い直列共振器の共振周波数は、前記受信用フィルタの前記複数の直列共振器の中で最も低いことを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の分波器。
7. 受信端子とアンテナ端子との間に接続され、弾性波共振器である１または複数の直列共振器を含む、受信帯域を有する受信用フィルタと、
   送信端子と前記アンテナ端子との間に接続され、弾性波共振器を含む、送信帯域を有する送信用フィルタと、
   を具備し、
   前記受信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は３個に直列に分割されており、分割された各共振器の共振周波数の平均値は、前記受信帯域内にあることを特徴とする分波器。
8. 前記受信用フィルタは、弾性波共振器である１または複数の並列共振器を含み、
   前記受信用フィルタの前記１または複数の並列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い並列共振器の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数は、前記送信帯域の上端周波数の９９．８％以上であることを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の分波器。
9. 前記アンテナ端子に最も近い並列共振器の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数は、前記送信帯域の上端周波数以上であることを特徴とする請求項８記載の分波器。
10. 前記受信用フィルタは、弾性波共振器である１または複数の並列共振器を含み、
    前記受信用フィルタの前記１または複数の並列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い並列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された並列共振器のうち少なくとも１個の寄生グランドインダクタンスを含めない共振周波数は、前記送信帯域の上端周波数以上であることを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の分波器。
11. 前記受信用フィルタは、弾性波共振器である１または複数の並列共振器を含み、
    前記受信用フィルタの前記１または複数の並列直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い並列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された各共振器の平均の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数は、前記送信帯域の上端周波数の９９．８％以上であることを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の分波器。
12. 前記分割された各共振器の平均の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数は、前記送信帯域の上端周波数以上であることを特徴とする請求項１１記載の分波器。
13. 前記受信用フィルタは、弾性波共振器である複数の並列共振器を含み、
    前記受信用フィルタの前記複数の並列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い並列共振器は分割されておらず、前記アンテナ端子に最も近い並列共振器の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数は、前記受信用フィルタの前記複数の並列共振器の中で最も高いことを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の分波器。
14. 前記受信用フィルタは、弾性波共振器である複数の並列共振器を含み、
    前記受信用フィルタの前記複数の並列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い並列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された共振器のうち少なくとも１個の寄生グランドインダクタンスを含めない共振周波数は、前記受信用フィルタの前記複数の並列共振器の中で最も高いことを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の分波器。
15. 前記受信用フィルタは、弾性波共振器である複数の並列共振器を含み、
    前記受信用フィルタの前記複数の並列共振器のうち前記受信端子に最も近い並列共振器は分割されておらず、前記受信端子に最も近い並列共振器の寄生グランドインダクタンスを含めた共振周波数は、前記受信用フィルタの前記複数の並列共振器の中で最も低いことを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の分波器。
16. 前記受信用フィルタは、弾性波共振器である複数の並列共振器を含み、
    前記受信用フィルタの前記複数の並列共振器のうち前記受信端子に最も近い並列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された共振器のうち少なくとも１個の寄生グランドインダクタンスを含めない共振周波数は、前記受信用フィルタの前記複数の並列共振器の中で最も低いことを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の分波器。
17. 前記送信用フィルタは、弾性波共振器である１または複数の直列共振器を含み、
    前記送信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は分割されておらず、前記アンテナ端子に最も近い直列共振器の反共振周波数は、前記受信帯域の下限周波数の１００．１％以上かつ１００．４％以下であることを特徴とする請求項１から１６のいずれか一項記載の分波器。
18. 前記送信用フィルタは、弾性波共振器である複数の直列共振器を含み、
    前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は分割されておらず、前記アンテナ端子に最も近い直列共振器の反共振周波数は、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち最も高くはないことを特徴とする請求項１から１６のいずれか一項記載の分波器。
19. 前記送信用フィルタは、弾性波共振器である複数の直列共振器を含み、
    前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は分割されておらず、前記アンテナ端子に最も近い直列共振器の反共振周波数は、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち最も低くはないことを特徴とする請求項１から１６のいずれか一項記載の分波器。
20. 前記送信用フィルタは、弾性波共振器である１または複数の直列共振器を含み、
    前記送信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された共振器のうち少なくとも１個の反共振周波数は、前記受信帯域の下限周波数の１００．１％以上かつ１００．４％以下であることを特徴とする請求項１から１６のいずれか一項記載の分波器。
21. 前記送信用フィルタは、弾性波共振器である複数の直列共振器を含み、
    前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された共振器のうち少なくとも１個の反共振周波数は、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち最も高くはないことを特徴とする請求項１から１６のいずれか一項記載の分波器。
22. 前記送信用フィルタは、弾性波共振器である複数の直列共振器を含み、
    前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された共振器のうち少なくとも１個の反共振周波数は、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち最も低くはないことを特徴とする請求項１から１６のいずれか一項記載の分波器。
23. 前記送信用フィルタは、弾性波共振器である複数の直列共振器を含み、
    前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は分割されておらず、前記アンテナ端子に最も近い直列共振器の反共振周波数は、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち最も低いことを特徴とする請求項１から１６のいずれか一項記載の分波器。
24. 前記送信用フィルタは、弾性波共振器である複数の直列共振器を含み、
    前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された共振器のうち少なくとも１個の反共振周波数は、前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち最も低いことを特徴とする請求項１から１６のいずれか一項記載の分波器。
25. 前記送信用フィルタは、弾性波共振器である１または複数の直列共振器を含み、
    前記送信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は分割されておらず、前記アンテナ端子に最も近い直列共振器の反共振周波数は、前記受信帯域内にあることを特徴とする請求項１から１６のいずれか一項記載の分波器。
26. 前記送信用フィルタは、弾性波共振器である１または複数の直列共振器を含み、
    前記送信用フィルタの前記１または複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された共振器のうち少なくとも１個の反共振周波数は、前記受信帯域内にあることを特徴とする請求項１から１６のいずれか一項記載の分波器。
27. 前記送信用フィルタは、弾性波共振器である複数の直列共振器を含み、
    前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器から２つめの直列共振器は分割されておらず、前記２つめの直列共振器の反共振周波数は、前記受信帯域の下限周波数の１０２．１％以下であることを特徴とする請求項１から２６のいずれか一項記載の分波器。
28. 前記送信用フィルタは、弾性波共振器である複数の直列共振器を含み、
    前記送信用フィルタの前記複数の直列共振器のうち前記アンテナ端子に最も近い直列共振器から２つめの直列共振器は２個以上に直列に分割されており、分割された共振器のうち少なくとも１個の反共振周波数は、前記受信帯域の下限周波数の１０２．１％以下であることを特徴とする請求項１から２６のいずれか一項記載の分波器。
29. 前記受信用フィルタおよび前記送信用フィルタの少なくとも一方には、多重モード弾性波フィルタが含まれることを特徴とする請求項１から２８のいずれか一項記載の分波器。
30. 前記多重モードフィルタは２個以上に直列に分割されていることを特徴とする請求項２９記載の分波器。
31. 前記受信帯域は、１９３０ＭＨｚから１９９０ＭＨｚであり、前記送信帯域は、１８５０ＭＨｚから１９１０ＭＨｚであることを特徴とする請求項１から３０のいずれか一項記載の分波器。

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