DE69937817T2

DE69937817T2 - Aktive Hochziehschaltung für Open-Drain-Signale

Info

Publication number: DE69937817T2
Application number: DE69937817T
Authority: DE
Inventors: David B. Los Altos Bell
Original assignee: Linear Technology LLC
Current assignee: Linear Technology LLC
Priority date: 1998-07-15
Filing date: 1999-07-09
Publication date: 2008-04-30
Anticipated expiration: 2019-07-10
Also published as: JP3403976B2; JP2000101407A; EP0973261B1; US20020053905A1; EP0973261A2; DE69937817D1; TW439359B; US6650174B2; EP0973261A3; US6356140B1

Description

Die Erfindung betrifft Verfahren und Schaltungen für zunehmende Kommunikationsgeschwindigkeiten in Systemen, die Schaltungen mit offener Drainelektrode oder offenem Kollektor zum Ansteuern einer Signalleitung nutzen, und insbesondere Verfahren und Schaltungen zur Bereitstellung eines anstiegsgeschwindigkeitsempfindlichen, hystereseartigen, aktiven Pullup- bzw. Hochziehwiderstands.
Die "Open-Drain"-Terminologie wird in der gesamten nachstehenden Patentbeschreibung ausgiebig verwendet. "Open-Drain" kann zwar die Verwendung von Feldeffekttransistoren implizieren, wie z. B. von MOSFETs, aber der Fachmann wird erkennen, daß auch andere Transistortypen, wie z. B. Bipolartransistoren, verwendet werden können. Daher versteht es sich, daß die Open-Drain-Terminologie bequemlichkeitshalber benutzt wird und daß die Terminologie konkret Schaltungen mit offenem Kollektor einschließt. Ferner versteht es sich, daß die Erfindung unter Verwendung von anderen als MOSFET-Transistoren praktisch ausgeführt werden kann und daß "Transistor" konkret solche anderen geeigneten Transistortypen einschließt.
Open-Drain-Schaltungen werden gewöhnlich benutzt, um elektronische Geräte über eine gemeinsame Bus- oder Signalleitung miteinander zu verbinden. Der Inter-Integrated Circuit bus (I²C; Bus zwischen integrierten Schaltkreisen), der System Management Bus (SMBus; Systemverwaltungsbus), der ACCESS.bus (Zugriffsbus) und der Apple Desktop Bus (ADB) sind einige von den Kommunikationsprotokollen, die eine Open-Drain-Architektur nutzen. Open-Drain-Signale werden auch innerhalb von Computersystemen für Leitungen benutzt, die durch mehr als eine Quelle angesteuert werden können, z. B. ein Interrupt-Eingangssignal eines Mikroprozessors.
Ein Gerät sendet Signale auf einer Open-Drain-Signalleitung durch Steuerung eines zwischen die Open-Drain-Signalleitung und Masse gekoppelten Transistors. Typischerweise ist der Transistor, der als Schalter dient, ein N-Kanal-MOSFET, aber andere Transistortypen eignen sich auch für diesen Zweck. Außerdem kann der Transistor in das Gerät eingebaut sein, oder das Gerät kann einen Anschluß zur Steuerung eines externen Transistors aufweisen.
Wenn das Gerät den Transistor auf Durchlaß (EIN) schaltet, wird die Signalleitung mit Masse verbunden, wodurch ihre Spannung auf einen L-Zustand oder -Pegel herabgesetzt wird, z. B. auf weniger als etwa 0,4 Volt. Wenn umgekehrt alle Geräte ihre entsprechenden Treibertransistoren sperren (auf AUS schalten), wird die Signalleitung durch eine zwischen die Signalleitung und eine Stromversorgungsleitung geschaltete Pullup- bzw. Hochziehschaltung auf einen H-Zustand vorgespannt, z. B. auf 5 Volt.
Die Geschwindigkeit, mit der Signale auf einer Open-Drain-Signalleitung übertragen werden können, ist davon abhängig, wie schnell die Signalleitung zwischen L- und H-Pegeln periodisch umgeschaltet werden kann. Wegen einer mit der Signalleitung gekoppelten parasitären Kapazität wird ihre Umschaltgeschwindigkeit dadurch bestimmt, wie schnell die parasitäre Kapazität aufgeladen und entladen werden kann. Bei sonst gleichen anderen Faktoren verlangsamt ein Anstieg der parasitären Kapazität die Lade- und Entladegeschwindigkeiten und verringert die maximale Übertragungsgeschwindigkeit. Daher spezifizieren viele Verbindungsstandards auf Open-Drain-Basis eine maximale Signalleitungskapazität, typischerweise einige hundert Picofarad, um eine hinreichende Leistung sicherzustellen.
Ein weiterer Faktor, der die Geschwindigkeit bestimmt, mit der die parasitäre Kapazität aufgeladen und entladen wird, ist der Widerstand in den Lade- und Entladestromwegen. Da der Widerstand eines Ausgangstransistors typischerweise bei eingeschaltetem bzw. aufgesteuertem Transistor sehr niedrig ist, kann die parasitäre Kapazität sehr schnell entladen werden, und der Übergang von H nach L erfolgt schnell. Die parasitäre Kapazität wird jedoch durch einen Hochzieh- bzw. Pull-up-Strom aufgeladen, der durch irgendeine Form einer Hochzieh- bzw. Pull-up-Schaltung zugeführt wird.
In einer typischen Anwendung mit Verwendung einer Open-Drain-Signalleitung ist die Hochziehschaltung einfach ein Hochziehwiderstand, der zwischen die Signalleitung und eine positive Versorgungsleitung gekoppelt wird. Da der Widerstandswert eines Hochziehwiderstands typischerweise viel höher ist als der Durchlaßwiderstand eines Treibertransistors, ist die Geschwindigkeit, mit der die parasitäre Kapazität aufgeladen werden kann, viel niedriger als die Geschwindigkeit, mit der sie entladen werden kann. Die Signalanstiegszeit ist daher viel länger als die Signalabfallzeit.
Ein Verfahren zur Verkürzung der Signalanstiegszeit ist die Verwendung eines Hochziehwiderstands mit niedrigerem Widerstandswert. Durch Verwendung eines niedrigeren Widerstandswerts wird der verfügbare Hochziehstrom erhöht, so daß eine parasitäre Kapazität schneller aufgeladen werden kann, wenn alle Treibertransistoren abgeschaltet sind. Die Verminderung des Hochziehwiderstands kann jedoch ungünstige Auswirkungen auf den Schaltungsbetrieb haben.
Zum Beispiel wird durch Verringern des Widerstandswerts des Hochziehwiderstands der Stromfluß von V_cc nach Masse erhöht, wenn ein Treibertransistor auf Durchlaß geschaltet ist. Dieser erhöhte Strom bedeutet verschwendete elektrische Leistung, die ein wichtiger Faktor bei leistungsarmen Anwendungen sein kann, wie z. B. bei batteriebetriebenen Geräten. Der erhöhte Strom erhöht auch den Spannungsabfall an dem Treibertransistor, wodurch die Signalleitungsspannung erhöht und der mit einem L-Pegel der Signalleitung verbundene Störspannungsabstand vermindert wird.
Angesichts des Vorstehenden wäre es daher wünschenswert, Datenübertragungsgeschwindigkeiten in Kommunikationssystemen, die eine Open-Drain-Architektur nutzen, durch Verkürzen der mit Open-Drain-Signalen verbundenen Anstiegszeit zu verbessern, ohne den Störspannungsabstand oder den Wirkungsgrad zu beeinträchtigen.
DE 37 38 800 A offenbart eine Datenübertragungsschaltung mit einem Kondensator, der eine Änderung des Spannungspotentials eines Datenbusses zum Anlegen eines Impulses an einen Impuls-Transistor nutzt, um die Signalanstiegszeit der Schaltung zu verkürzen. Das Ausgangssignal des Kondensators ist ein Signal, das den Lade- oder Entladevorgang des Kondensators darstellt.
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Datenübertragungsgeschwindigkeiten in Kommunikationssystemen, die eine Open-Drain-Architektur nutzen, durch Verkürzung der mit Open-Drain-Signalen verbundenen Anstiegszeit zu verbessern, ohne den Störspannungsabstand oder den Wirkungsgrad zu beeinträchtigen.
Diese und weitere Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden durch Verfahren und Schaltungen realisiert, in denen ein Hochziehstrom durch eine variable Stromquelle bereitgestellt wird, wobei der verfügbare Hochziehstrom eine Funktion eines Spannungspegels an der Signalleitung ist. Insbesondere wird der verfügbare Hochziehstrom erhöht, wenn die Signalleitungsspannung anzeigt, daß die Signalleitung nicht auf L gezogen wird.
In einer ersten Ausführungsform wird der zusätzliche Hochziehstrom jedesmal dann bereitgestellt, wenn ein Signal auf der Signalleitung einen Schwellwert übersteigt. In einer bevorzugten Ausführungsform wird eine Schaltung zur Überwachung der Anstiegsgeschwindigkeit (dV/dt) des Signals bereitgestellt, und ein höherer Hochziehstrom wird nur dann angelegt, wenn das Signal den Schwellwert übersteigt und die Anstiegsgeschwindigkeit positiv ist, wie z. B. während eines L-H-Übergangs des Signals.
Die obigen und weitere Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden beim Durchlesen der nachstehenden ausführlichen Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen ersichtlich, in denen sich gleiche Bezugszeichen durchweg auf gleiche Teile beziehen. Dabei zeigen:
1A bis 1C vereinfachte Schaltschemata, die früher bekannte Hochziehschaltungstypen darstellen;
2A bzw. 2B ein Diagramm der Signalleitungsspannung als Funktion der Zeit bzw. des Hochziehstroms als Funktion der Signalleitungsspannung für die Hochziehschaltungen der 1A-C;
3 ein vereinfachtes Schaltschema einer ersten typischen Ausführungsform einer Hochziehschaltung gemäß den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung;
4 ein repräsentatives Diagramm des Hochziehstroms als Funktion der Signalleitungsspannung für die Hochziehschaltung gemäß 3;
5 ein vereinfachtes Schaltschema einer zweiten typischen Ausführungsform einer Hochziehschaltung gemäß den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung;
6 ein repräsentatives Diagramm des Hochziehstroms als Funktion der Signalleitungsspannung für die Hochziehschaltung gemäß 5; und
7 ein vereinfachtes Schaltschema einer dritten typischen Ausführungsform einer aktiven Hochziehschaltung gemäß den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung.
Die 1A bis 1C sind vereinfachte Schaltschemata von früher bekannten Schaltungen zur Implementierung von Signalleitungen, die eine Open-Drain-Architektur nutzen. Das Bauelement 16 stellt ein Bauelement dar, das an eine Signalleitung 11 gekoppelt ist und irgendein Bauelement von einem integrierten Schaltkreis bis zu einem Computer-Peripheriegerät sein kann. Das Bauelement 16 enthält einen Treibertransistor 14, der durch eine zusätzliche Schaltung innerhalb des Bauelements 16 (nicht dargestellt) auf Durchlaß geschaltet (EIN) oder gesperrt (AUS) werden kann. Alternativ kann das Bauelement 16 einen Anschluß zur Steuerung eines externen Treibertransistors enthalten. Zu beachten ist, daß in den Schaltschemata der 1, 3 und 5 nur ein Bauelement dargestellt ist, das mit der Signalleitung 11 verbunden ist; der Fachmann wird jedoch erkennen, daß mehr als ein derartiges Bauelement vorhanden sein können.
Der Kondensator 18 stellt die mit der Signalleitung 11 verbundene parasitäre Kapazität dar, einschließlich der Streukapazität, die mit der Signalleitung selbst sowie mit den an die Signalleitung 11 gekoppelten Treibern und Empfängern verbunden ist. Die Hauptwirkung der parasitären Kapazität 18, die typischerweise in der Größenordnung von einigen hundert Picofarad liegt, besteht darin, die Geschwindigkeit zu begrenzen, mit der Daten auf der Signalleitung 11 übermittelt werden können. Konkret wird die Datenübertragungsgeschwindigkeit auf der Signalleitung durch die Geschwindigkeit begrenzt, mit der die parasitäre Kapazität aufgeladen und entladen werden kann. Aus diesem Grund schreiben die meisten Kommunikationsprotokolle, die eine Open-Drain-Architektur nutzen, eine maximale Kapazität der Signalleitung vor. Zum Beispiel läßt die I²C-Spezifikation eine maximale Signalleitungskapazität von 400 pF zu.
Der Treibertransistor 14 ist zwischen die Signalleitung und Masse geschaltet, so daß das Bauelement 16 die Signalleitung 11 durch Einschalten des Treibertransistors 14 aktiv auf L ziehen kann. Da jedes ähnliche, an die Signalleitung 11 angeschlossene Bauelement imstande ist, die Leitung auf L zu ziehen, kann die Signalleitung nur dann auf H liegen, wenn der mit jedem Bauelement verbundene Treibertransistor 14 abgeschaltet ist.
Daher kann jedes Bauelement, das mit der Signalleitung 11 verbunden ist, selektiv die Signalleitung auf L steuern, indem es den zu dem Bauelement gehörigen Treibertransistor einschaltet. Wenn umgekehrt der Transistor 14 in allen mit der Signalleitung 11 verbundenen Bauelementen abgeschaltet wird, dann spannt die mit der Signalleitung verbundene Hochziehschaltung die Signalleitung auf H vor.
In 1A besteht die Hochziehschaltung 10 aus einem Hochziehwiderstand 12, der zwischen V_cc, und die Signalleitung 11 geschaltet ist. Wenn der Transistor 14 abgeschaltet wird, fließt Strom durch den Hochziehwiderstand 12 zur Signalleitung 11 und zieht diese auf V_cc. Typischerweise hat der Hochziehwiderstand 12 einen Wert in der Größenordnung von einigen tausend Ohm.
Ein typisches Signal auf der Signalleitung 11 von 1A ist durch die ausgezogene Kurve in 2A dargestellt. Vor dem Zeitpunkt t₀ ist der Transistor abgeschaltet (AUS), und die Signalleitung 11 liegt auf H. Zum Zeitpunkt t₀ wird der Transistor 14 durch das Bauelement 16 auf Durchlaß (EIN) geschaltet und bietet einen niederohmigen Pfad zwischen der Signalleitung 11 und Masse. Dadurch wird die Kapazität 18 schnell nach Masse entladen, und die Signalleitung 11 wird zum Zeitpunkt t₁ auf L gezogen. Das Intervall zwischen den Zeitpunkten t₀ und t₁, d. h. die Zeit, die benötigt wird, bis die Signalleitung 11 nach dem Einschalten des Transistors 14 einen L-Pegel erreicht, wird als Abfallzeit (t_f) bezeichnet.
Zum Zeitpunkt t₂ wird der Transistor 14 durch das Bauelement 16 abgeschaltet. Der Strom durch den Hochziehwiderstand 12 lädt die Kapazität 18 auf, läßt die Spannung an der Signalleitung 11 ansteigen und zieht die Signalleitung 11 zum Zeitpunkt t₃ auf H. Das Intervall zwischen den Zeitpunkten t₂ und t₃, d. h. die Zeit, die benötigt wird, bis die Signalleitung 11 nach dem Abschalten des Transistors 14 einen H-Pegel erreicht, wird als die Anstiegszeit (t_r) bezeichnet.
Im wesentlichen ist die Schaltung gemäß 1A eine Widerstands-Kondensator-Schaltung (RC-Schaltung). Das Verhalten von RC-Schaltungen weist eine charakteristische exponentielle Wellenform während einer Zeit auf, die durch die Zeitkonstante der Schaltung bestimmt wird, wobei die Zeitkonstante das Produkt aus der Schaltungskapazität und dem Widerstand im Strompfad ist. Schaltungen mit größerer Zeitkonstante weisen längere Anstiegs- und Abfallzeiten auf.
In einem typischen Open-Drain-System ist der Wert des Hochziehwiderstands 12 viel höher als der Durchlaßwiderstand des Treibertransistors 14. Dies führt dazu, daß die Signalanstiegszeit (t_r) vielfach länger ist als die Signalabfallzeit (t_f). Da die Geschwindigkeit, mit der Daten auf der Signalleitung 11 übertragen werden können, weitgehend durch die Anstiegszeit (t_r) begrenzt wird, haben sich Verfahren zur Erhöhung von Datenübertragungsgeschwindigkeiten im allgemeinen auf die Verkürzung der Anstiegszeit in Open-Drain-Systemen konzentriert.
Wie im Abschnitt "Technischer Hintergrund der Erfindung" beschrieben, kann die Anstiegszeit durch Verringern des Widerstandswerts des Hochziehwiderstands 12 verkürzt werden.
Dadurch würde die RC-Zeitkonstante der Schaltung vermindert, wodurch eine kürzere Anstiegszeit bereitgestellt wird. Da die Verminderung des Hochziehwiderstandswerts den Energieverbrauch und die Rauschempfindlichkeit schädlich beeinflussen kann, sind andere Verfahren zur Verkürzung der Signalanstiegszeit entwickelt worden.
Ein solches früher bekanntes Verfahren zur Verkürzung der Anstiegszeit wird in dem Schaltschema von 1B dargestellt. Die Open-Drain-Schaltung 20 enthält einen Hochziehwiderstand 12, einen Transistor 14 und eine Kapazität 18, die ähnlichen Elementen von 1A entsprechen. Die Hochziehschaltung 20 enthält außerdem einen zusätzlichen Hochziehwiderstand 12a, der mit Hilfe eines Schalters 13 selektiv parallel zu dem Hochziehwiderstand 12 geschaltet werden kann. Der Schalter 13, der beispielsweise ein CD4066 CMOS-Schalter sein kann, wird durch einen Pegel am Steuerungseingang 15 so gesteuert, das ein L-Signal am Steuerungseingang 15 das Ausschalten des Schalters 13 bewirkt, während ein H-Signal das Einschalten des Schalters bewirkt.
Wenn in der Schaltung von 1B der Transistor 14 eingeschaltet ist, dann liegt die Signalleitung 11 auf L, und der Schalter 13 ist abgeschaltet. Wenn der Transistor 14 zunächst abgeschaltet ist und angenommen wird, daß kein anderes Bauelement die Signalleitung 11 auf L zieht, liefert der Hochziehwiderstand 12 Strom zum Laden der parasitären Kapazität 18, und die Signalleitungsspannung beginnt anzusteigen. Wenn die Signalleitungsspannung genügend ansteigt, um den Schalter 13 einzuschalten, typischerweise etwa bei dem halben Wert von V_cc, wird der Widerstand 12a parallel zum Hochziehwiderstand 12 geschaltet, verringert wirksam den Hochziehwiderstandswert und erhöht den verfügbaren Hochziehstrom.
Die durch Einschalten des Schalters 13 verursachte Abnahme des Hochziehwiderstandswerts ist eine Funktion der relativen Werte der Widerstände 12 und 12a. Wenn z. B. die Werte der Widerstände 12 und 12a gleich sind, wird der verfügbare Hochziehwiderstandswert effektiv halbiert, wenn der Schalter 13 eingeschaltet wird. Dadurch wird die mit dem Hochziehen der Signalleitung 11 verknüpfte RC-Zeitkonstante verringert, was zu einer kürzeren Anstiegszeit (t_r) führt.
Das Verhalten der Hochziehschaltung 20 ist in den 2A und 2B dargestellt. Vom Zeitpunkt t₀ bis t₁ sind die Kennlinie und die Wellenform der Schaltung nahezu identisch mit denen von 1A. Zum Zeitpunkt t₂ wird der Transistor 14 abgeschaltet, und die Spannung an der Signalleitung 11 beginnt anzusteigen, wobei sie der gleichen Wellenform folgt wie die ausgezogene Kurve, die der Schaltung von 1A entspricht. Zum Zeitpunkt t₄ erreicht die Signalleitung 11 eine Spannung, die etwa der Hälfte von V_cc entspricht, und der Schalter 13 wird eingeschaltet und bewirkt eine starke Verringerung des Hochziehwiderstandswerts. Der verringerte Hochziehwiderstandswert verringert die RC-Zeitkonstante, und die Signalleitungsspannung steigt viel schneller an, wie durch die gestrichelte Linie in 2a dargestellt. Der entsprechende Hochziehstrom wird durch die gestrichelte Linie in 2B dargestellt.
Offensichtlich müssen in der Schaltung von 1B alle Treibertransistoren der Signalleitung abgeschaltet sein, bevor die Signalleitungsspannung genügend ansteigen kann, um den Schalter 13 einzuschalten. Als Ergebnis kann der Hochziehwiderstand 12 groß genug gemacht werden, um den weiter oben diskutierten Besorgnissen über zu hohen Strom, Energieverbrauch und Störspannungsabstand Rechnung zu tragen, und der Widerstand 12a kann klein genug ausgeführt werden, um eine hinreichende Hochziehleistung bereitzustellen.
Ein drittes alternatives Hochziehschema ist in 1C dargestellt, wobei der Hochziehstrom für die Signalleitung 11 durch eine Konstantstromquelle 32 geliefert wird. In den Schaltungen der 1A und 1B fällt der Hochziehstrom mit ansteigender Spannung an der Signalleitung 11 ab und gibt der Wellenform der Kennlinie ihre charakteristische exponentielle Gestalt. Durch Verwendung einer Konstantstromquelle wird sichergestellt, daß der Hochziehstrom und daher die Ladegeschwindigkeit der Kapazität 18 nahezu konstant bleibt, woraus sich ein annähernd linearer Anstieg der Signalleitungsspannung ergibt. Dies wird durch die punktierte Linie in den 2A und 2B veranschaulicht. Zu beachten ist, daß bei Annäherung der Signalleitungsspannungen an die der Versorgungsleitung der Hochziehstrom infolge der geringeren Aussteuerungsreserve für die Konstantstromquelle 32 abzufallen beginnt.
Obwohl die Schaltungen gemäß den 1B und 1C Signalanstiegszeiten in Open-Drain-Schaltungen wirksam verkürzen, sind maximale Übertragungsgeschwindigkeiten bei Verwendung dieser Hochziehschaltungstypen immer noch auf weniger als etwa 1 MHz begrenzt. Außerdem ist sorgfältig darauf zu achten, daß die Streukapazität auf einem sehr niedrigen Wert gehalten wird, zum Beispiel durch Begrenzen der Länge der Signalleitung 11 oder der Anzahl von Geräten, die mit der Signalleitung 11 verbunden sind.
Unter Bezugnahme auf 3 wird nun eine erste typische Ausführungsform einer Hochziehschaltung gemäß den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung beschrieben. Die Hochziehschaltung 40 enthält Transistoren 41-44 und Widerstände 45-48. Die Transistoren 41 und 42 sind so geschaltet, daß sie eine Stromspiegelschaltung bilden, so daß der Kollektorstrom I₂ des Transistors 42 annähernd proportional zum Kollektorstrom I₁ des Transistors 41 ist. Wenn die Signalleitung 11 auf L liegt, ist der Transistor 43 auf AUS vorgespannt (gesperrt), und der Strom I₁ wird durch die Werte der Widerstände 45 und 46 bestimmt.
Wenn alle mit der Signalleitung 11 verbundenen Open-Drain-Treibertransistoren, z. B. der Transistor 14, abgeschaltet sind, beginnt der Kollektorstrom des Transistors 42, die parasitäre Kapazität 18 aufzuladen, und die Spannung an der Signalleitung 11 steigt an. Wenn die Signalleitungsspannung den Basis-Emitter-Spannungsabfall des Transistors 43 übersteigt, wird dieser leitend und sendet einen Strom I₃ durch den Widerstand 47. Die Summe der Ströme I₁ und I₃ fließt durch den Stromspiegeltransistor 41, erhöht infolgedessen den Strom I₂ und macht zusätzlichen Strom zum Aufladen der parasitären Kapazität 18 verfügbar. Während die Spannung an der Signalleitung 11 weiter ansteigt, steigt auch der Strom I₃ weiter an, was zu einem fortgesetzten Anstieg des Stroms I₂ führt. Daher ist der Hochziehstrom eine direkte Funktion der Signalleitungsspannung.
Schließlich ist der Strom I₂ hoch genug, damit der Spannungsabfall am Widerstand 48 beginnt, den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 44 in Durchlaßrichtung vorzuspannen, wodurch dieser beginnt, den Strom I₄ zu leiten. Der Strom I₄ tendiert dazu, jeden weiteren Anstieg des Stroms I₃ zu kompensieren, der durch die ansteigende Signalleitungsspannung verursacht wird, und dadurch einen oberen Grenzwert für den Strom I₂ zu setzen. Wenn sich die Spannung an der Signalleitung 11 schließlich an V_cc anzunähern beginnt, dann beginnt der Hochziehstrom I₂ infolge Sättigung des Transistors 42 und Verminderung der an dem Widerstand 48 anliegenden Spannung abzufallen.
Die umgekehrte Abfolge von Ereignissen tritt auf, wenn die Signalleitung 11 durch Einschalten eines mit der Signalleitung 11 verbundenen Open-Drain-Treibers, z. B. des Transistors 14, auf L gezogen wird. Zunächst wird durch den Abfall der Signalleitungsspannung die Aussteuerungsreserve der Stromspiegelschaltung erhöht, und der Hochziehstrom steigt bis zu dem durch den Transistor 44 festgesetzten Grenzwert an. Der Hochziehstrom ist immer noch viel kleiner als der Strom durch den Treibertransistor 14; daher fällt die Signalleitungsspannung weiter ab. Schließlich ist die Spannung der Signalleitung 11 niedrig genug, so daß der Transistor 43 abschaltet, den Strom I₃ ausschaltet und infolgedessen den verfügbaren Hochziehstrom I₂ auf den Pegel reduziert, der durch die Widerstände 45 und 46 festgelegt wird. Ein typisches Diagramm des Hochziehstroms in Abhängigkeit von der Signalleitungsspannung für die Schaltung von 3 ist in 4 dargestellt.
4 zeigt außerdem eine gestrichelte Linie, die eine dem Durchlaßwiderstand des Treibertransistors 14 entsprechende Belastungskennlinie darstellt. Diese zeigt an, wieviel Strom der Transistor 14 bei irgendeiner gegebenen Signalleitungsspannung ziehen kann, d. h. den verfügbaren "Pulldown-" bzw. Ableitstrom. Bei der Konstruktion einer Hochziehschaltung wie z. B. derjenigen in 3 ist es wichtig, daß der Hochziehstrom immer niedriger als der Strom bleibt, den der Transistor 14 ziehen kann. Andernfalls kann der Transistor 14 nicht genug Strom ziehen, um die Signalleitung 11 auf L zu ziehen.
Ein erläuterndes Schaltschema einer stärker bevorzugten Ausführung der Hochziehschaltung ist in 5 dargestellt. Gemäß den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung stellt die Hochziehschaltung 60 nur dann einen zusätzlichen Hochziehstrom bereit, wenn die Signalleitung 11 nicht auf L gezogen wird.
Die Hochziehschaltung 60 funktioniert auf analoge Weise wie die Schaltung von 3. Die Transistoren 61 und 62 bilden eine Stromspiegelschaltung, wobei der Strom durch den Transistor 62 den Hochziehstrom für die Signalleitung 11 liefert. Mit zunehmender Signalleitungsspannung bewirkt der Transistor 63 einen Anstieg des Hochziehstroms I₂, und der Transistor 64 begrenzt den maximalen Hochziehstrom auf einen akzeptierbaren Wert. Die Hochziehschaltung 60 enthält jedoch eine zusätzliche Schaltung, um eine Hysterese in der Strom-Spannungs-Kennlinie der Hochziehschaltung zu erzeugen, wie in 6 dargestellt.
Ein Operationsverstärker 67 bildet in Verbindung mit dem Kondensator 68 und dem Widerstand 69 eine Differenzierschaltung, welche die Spannungsänderung an der Signalleitung 11 überwacht. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 67 ist ein Signal, das anzeigt, wie schnell sich die Signalleitungsspannung ändert, d. h. die Spannungsanstiegsgeschwindigkeit. Wenn das Signal einer positiven Anstiegsgeschwindigkeit entspricht, die einen Schwellwert übersteigt, gibt ein Komparator 53 ein Signal aus, das den Transistor 54 auf Durchlaß schaltet. Der Schwellwert wird am "+"-Eingang des Komparators 53 durch Dioden 51 und 52 bereitgestellt. Das Einschalten des Transistors 54 ermöglicht, daß der Strom I₃ durch den Transistor 63 fließt, und liefert auf analoge Weise wie in Verbindung mit 3 beschriebenen einen erhöhten Hochziehstrom.
Wenn jedoch die Spannungsanstiegsgeschwindigkeit unter dem Schwellwert liegt, weil die Signalleitungsspannung konstant ist oder abfällt, hält der Komparator 53 den Transistor 54 abgeschaltet, und der Hochziehstrom I₂ wird auf einen durch die Stromquelle 66 eingestellten Wert begrenzt. Der Transistor 54 und die zugehörige Spannungsanstiegsgeschwindigkeitsschaltung führen eine Hysterese in die Strom-Spannungs-Kennlinie der Hochziehschaltung 60 ein. Das heißt, der durch die Hoch ziehschaltung 60 bereitgestellte Hochziehstrom ist davon abhängig, ob die Signalspannung ansteigt oder abfällt. Eine repräsentative Strom-Spannungs-Kennlinie ist in 6 dargestellt.
Da die Hochziehschaltung 60 einen zusätzlichen Hochziehstrom nur dann bereitstellt, wenn die Spannung an der Signalleitung 11 ansteigt, kann der Hochziehstrom die in 6 durch eine gestrichelte Linie dargestellte Ableitstrom-Belastungskennlinie übersteigen. Dies ermöglicht einen sehr schnellen Anstieg des Hochziehstroms. Solange der erhöhte Strom nur dann bereitgestellt wird, wenn die Signalleitung 11 nicht heruntergezogen wird, kann die Änderung des Hochziehstroms tatsächlich eine momentane, sprunghafte Änderung sein.
Unter Bezugnahme auf 7 wird nachstehend eine typische Hochziehschaltung zur Bereitstellung eines hystereseartigen, nichtlinearen Hochziehstroms ausführlicher beschrieben. Die Hochziehschaltung 70 enthält vier Grundschaltungsabschnitte: eine Spannungspegelerfassungsschaltung 71 zur Überwachung des Spannungspegels an der Signalleitung 11, eine Anstiegsgeschwindigkeitserfassungsschaltung 77 zur Überwachung der Geschwindigkeit, mit der sich die Signalleitungsspannung ändert; eine Nennhochziehstromschaltung 88 zur Bereitstellung eines Hochziehstroms, wenn die Signalleitung stabil ist oder heruntergezogen wird; und eine Schaltung 95 für hohen Hochziehstrom, um bei Bedarf einen erhöhten Hochziehstrom bereitzustellen. Außerdem enthält die Hochziehschaltung 70 eine Schaltung zur Implementierung eines leistungsarmen Modus, der sich zur Verwendung in batteriebetriebenen Systemen eignet.
Zusätzliche Spannungen und Signale werden an die Schaltung von 7 durch darin nicht dargestellte Schaltungen angelegt. Zum Beispiel legt die Spannungsregulierschaltung (nicht dargestellt) Spannungen an BIASH bzw. BIASL an, um die MOSFET-Stromquellen auf der H-Seite bzw. der L-Seite von 7 vorzuspannen, und legt eine Bezugsspannung an VREF an. Eine weitere Schaltung legt ein Abschaltsignal an -SHDN an. SGNL ist mit der Signalleitung verbunden, z. B. der Signalleitung 11 von 5.
Wenn man jeden Abschnitt von 7 der Reihe nach betrachtet, enthält die Spannungspegelerfassungsschaltung 71 einen Differentialverstärker 72, der den Strom I₁ entsprechend der Spannung an SGNL relativ zur Spannung an VREF (einer Bezugsspannung) in die Ströme I_1a und I_1b aufteilt. Der Strom I_1a wird durch die Stromspiegelschaltung 73 gespiegelt und liefert den Strom I₂, der bestrebt ist, den Knoten 74 auf Masse zu ziehen. Entsprechend wird der Strom I_1b durch Stromspiegelschaltungen 75 und 76 gespiegelt und liefert den Strom I₃, der bestrebt ist, den Knoten 74 auf V_cc hochzuziehen.
Wenn die an SGNL anliegende Spannung niedriger ist als VREF, die vorzugsweise etwa 0,6 Volt beträgt, ist der Strom I_1a niedriger als der Strom I_1b, und folglich ist der Strom I₂ niedriger als I₃. Dies führt dazu, daß der Knoten 74 auf einen H-Pegel hochgezogen wird. Wenn umgekehrt die Spannung an SGNL höher ist als VREF, ist der Strom I_1a höher als der Strom I_1b, und der Strom I₂ ist höher als I₃, was dazu führt, daß der Knoten 74 auf L gezogen wird. Daher liegt der Knoten 74 auf L, wenn die SGNL-Spannung höher ist als VREF, und andernfalls auf H.
In der Anstiegsgeschwindigkeitserfassungsschaltung 77 wird durch die Transistoren 78, 79 und 80 in Verbindung mit einer Stromspiegelschaltung 82 ein konstanter Strom I₄ bereitgestellt. Der Strom I₄ wird durch die Stromspiegelschaltungen 81 und 82 gespiegelt, um die Ströme I₅ bzw. I₆ bereitzustellen. Vorzugsweise hat die Stromspiegelschaltung 81 eine Verstärkung, die etwa zweimal so groß ist wie die der Stromspiegelschaltung 82, so daß der Strom I₅ normalerweise etwa zweimal so hoch ist wie I₆ und der Knoten 83 auf H gezogen wird.
Der Kondensator 84 sperrt eine etwaige Gleichstromkomponente der SGNL-Spannung, läßt aber die Wechselstromkomponente zur Stromspiegelschaltung 82 durch. Konkret vergrößert eine ansteigende SGNL-Spannung den in die Stromspiegelschaltung 82 fließenden Strom, wodurch der Strom I₆ erhöht wird. Gleichzeitig wird der durch die Stromspiegelschaltung 81 fließende Strom vermindert, wodurch der Strom I₅ verringert wird. Eine ausreichend schnelle positive Änderung der SGNL-Spannung führt dazu, daß der Strom I₆ höher ist als I₅ und den Knoten 83 auf L zieht. Der Kondensator 84 und der Widerstand 85 werden so gewählt, daß sie eine angemessene Empfindlichkeit auf die Anstiegsgeschwindigkeit bereitstellen, ohne gegen Rauschen auf der Signalleitung (SGNL) überempfindlich zu sein. Geeignete Werte für den Kondensator 84 bzw. den Widerstand 85 sind etwa 2pF bzw. 187 Ω.
Die Nennhochziehstromschaltung 88 liefert einen Hochziehstrom, wenn die SGNL-Leitung stabil ist oder heruntergezogen wird. Die Schaltung 88 enthält eine Stromspiegelschaltung 89 mit einem Ausgangsstrom, der zu SGNL zurückgekoppelt wird, und einem durch die Transistoren 90 und 91 festgesetzten Eingangsstrom. Der Transistor 92 kann durch einen L-Pegel an dem Anschluß -SHDN abgeschaltet werden, wobei der Transistor 90 abgetrennt und dadurch der Eingangsstrom zur Stromspiegelschaltung 89 verringert wird.
Diese Schaltungsarchitektur bietet ein Mittel, um den Hochziehstrom gegebenenfalls auf einen Abschaltpegel abzusenken. Wenn beispielsweise die Signalleitung auf H liegt und längere Zeit auf H gelegen hat, kann der Hochziehstrom auf einen L-Pegel abgesenkt werden, um in einem batteriebetriebenen Gerät Energie zu sparen. Vorzugsweise ist die Hochziehschaltung 88 so konstruiert, daß der normale Hochziehstrom etwa 250 μA beträgt, wenn -SHDN auf H liegt, und der leistungsarme Hochziehstrom etwa 100 μA beträgt, wenn -SHDN auf L liegt.
Schließlich liefert die Hochziehstromverstärkungsschaltung 95 einen zusätzlichen Hochziehstrom, wenn die Spannung an SGNL über einem Schwellwert liegt, wie durch die Spannungspegelerfassungsschaltung 71 ermittelt, und eine minimale positive Anstiegsgeschwindigkeit überschreitet, wie durch die Anstiegsgeschwindigkeitserfassungsschaltung 77 ermittelt. Die Eingänge zum Gate 96 sind an den Knoten 74, den Ausgang des Spannungspegeldetektors 71, und den Knoten 83, den Ausgang des Anstiegsgeschwindigkeitsdetektors 77, gekoppelt. Wie vorstehend beschrieben, wird der Knoten 74 immer dann, wenn der Spannungspegel an SGNL höher ist als VREF, auf L gezogen, und der Knoten 83 wird immer dann, wenn die Spannungsanstiegsgeschwindigkeit an SGNL ausreichend groß wird, auf L gezogen. Der Ausgang des Gates 96 liegt nur dann auf H, wenn beide Ein gänge auf L liegen. Daher liegt der Ausgang des Gates 96 auf H, wenn die Bedingungen für die Zufuhr eines verstärkten Hochziehstroms erfüllt sind.
Ein H-Ausgang des Gates 96 sperrt den Transistor 96 und schaltet den Transistor 98 auf Durchlaß, wodurch eine Konstantstromquelle ermöglicht wird, die den Transistor 99 und die Stromspiegelschaltung 100 aufweist. Der Ausgang der Stromspiegelschaltung 100 wird parallel zum Ausgang der Stromspiegelschaltung 89 geschaltet, um einen verstärkten Hochziehstrom bereitzustellen. Vorzugsweise beträgt der Ausgangsstrom der Stromspiegelschaltung 100 etwa 1,7 mA.
Außerdem wird durch einen H-Pegel am Ausgang des Gates 96 der Transistor 101 auf Durchlaß geschaltet. Der Transistor 101 bietet eine zusätzliche Eingangsstromquelle für die Stromspiegelschaltung 89 und erhöht deren Ausgangsstrom. Vorzugsweise wird durch Einschalten des Transistors 101 der Ausgangsstrom der Stromspiegelschaltung 89 auf etwa 300 μA erhöht. Wenn daher die Spannungspegel- und Anstiegsgeschwindigkeitsbedingungen erfüllt sind, d. h. bei L-H-Übergängen, wird der Hochziehstrom von etwa 250 μA auf etwa 2 mA verstärkt, wodurch die Signalanstiegszeit wesentlich verkürzt wird.
Der Fachmann wird erkennen, daß die vorliegende Erfindung durch andere als die beschriebenen Ausführungsformen praktisch ausgeführt werden kann, die zu Erläuterungs- und nicht zu Einschränkungszwecken dargestellt werden, und daß die vorliegende Erfindung nur durch die nachstehenden Patentansprüche beschränkt wird.

Claims

Schaltung zum Hochziehen einer Open-Drain-Signalleitung, wobei die Schaltung aufweist: eine Pegelüberwachungsschaltung (71) zur Bereitstellung eines ersten Signals, das eine Spannung an der Open-Drain-Signalleitung (11) anzeigt; eine Anstiegsgeschwindigkeitsüberwachungsschaltung (77) zur Bereitstellung eines zweiten Signals, das eine Anstiegsgeschwindigkeit der Spannung an der Signalleitung (11) anzeigt; eine erste Stromquelle zum Anlegen eines Hochziehstroms an die Signalleitung (11); und eine Steuerschaltung zur Steuerung des Hochziehstroms als Reaktion auf die ersten und zweiten Signale, wobei die Pegelüberwachungsschaltung (71) einen ersten Komparator aufweist, wobei die Anstiegsgeschwindigkeitserfassungsschaltung (77) einen Kondensator aufweist, der mit einem zweiten Komparator gekoppelt ist, wobei das erste Signal anzeigt, daß die Spannung an der Signalleitung (11) eine vorgegebene Spannung übersteigt, und wobei das zweite Signal anzeigt, daß eine Anstiegsgeschwindigkeit der Spannung an der Signalleitung (11) eine vorgegebene Anstiegsgeschwindigkeit übersteigt.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Steuerschaltung einen Schalter aufweist, der als Reaktion auf die ersten und zweiten Signale einschaltet.
Schaltung nach Anspruch 2, wobei die erste Stromquelle für die Signalleitung einen Widerstand aufweist.
Schaltung nach Anspruch 2, wobei die erste Stromquelle für die Signalleitung eine Konstantstromquelle aufweist.
Schaltung nach Anspruch 2, die ferner eine zweite Stromquelle aufweist, um ungeachtet der ersten und zweiten Signale einen Hochziehstrom an die Signalleitung anzulegen.
Schaltung nach Anspruch 5, wobei die zweite Stromquelle eine Schaltung zur Verminderung der Hochziehstromstärke als Reaktion auf ein Abschaltsignal aufweist.