DE69810625T2

DE69810625T2 - Leistungsübertragungssteueurung in Sperrwandler durch lastabhängige Austastmodulation

Info

Publication number: DE69810625T2
Application number: DE69810625T
Authority: DE
Inventors: Riccardo Caponetto; Antonio Lionetto; Luigi Occhipinti; Sergio Tommaso Spampinato
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1998-10-07
Filing date: 1998-10-07
Publication date: 2003-11-27
Anticipated expiration: 2018-10-08
Also published as: JP2000125561A; JP4400958B2; US6118675A; EP0993105B1; DE69810625D1; EP0993105A1

Description

GEBIET DER ANWENDUNG DER ERFINDUNG

Die Erfindung bezieht sich auf Zeilen- Gleichspannungswandler

TECHNOLOGISCHER HINTERGRUND

Intensive Forschungs- und Entwicklungsbemühungen werden durchgeführt zum Verbessern und zur weiteren Anpassung an unterschiedliche wichtige Sektoren der Anwendung integrierter Leistungszuführungen auf der Grundlage der Verwendung von Gleichspannungswandlern. Tatsächlich zeigen diese Leistungszuführungen neben einem hohen Leistungsvermögen in Bezug auf das Ansprechen auf Lastübergänge und einen breiten Stabilitätsbereich ein ausgezeichnetes statisches und dynamisches Verhalten, in Übereinstimmung mit den Regeln über die Eindämmung elektromagnetischer Verschmutzung usw.
Insbesondere bei Videorecordern, Fernsehgeräten, Empfängern und Satellitendecodierern und ähnlichen Verbraucherprodukten besteht ein Streben nach der Minimierung des Inventars von Schaltungskomponenten zum Verringern der Kosten für diese Geräte.
In den letzten Jahren wurden viele speziell entworfene Vorrichtungen erzeugt und vermarktet, um diesen ökonomisch wichtigen Anwendungen zu dienen. Weltführende Hersteller von elektronischen Komponenten wie STMicroelectronics vermarkten einen weiten Spektrumbereich von monolithisch integrierten und hybriden Vorrichtungen, die ausgebildet sind, um Ausgangsleistungen von 30 bis 300 W zu handhaben.
Jedoch noch strengere Anforderungen, die an solche integrierten Vorrichtungen gestellt werden, und der Erlass von strengen Spezifikationen für das Leistungsvermögen erfordern häufig eine wesentliche Anpassung des Produkts an Kundenwünsche, um Layouts zu vereinfachen und die Anzahl von Komponenten zu verringern, die nötig sind, die Leistungszuführung zu realisieren, und die Kosten zu senken.
In einem breiten Bereich von Verbraucherprodukten ist die am häufigsten verwendete Konfiguration die einer so genannten selbstoszillierenden Rücklauf- Leistungszuführung (SOPS).
Ein typisches Rücklaufschema ist in Fig. 1 gezeigt. Dieses grundlegende Schema einer Gleichspannungswandlerschaltung ergibt eine gute Steuerung der Leistungsübertragung mit einer Schaltfrequenz in der Nähe von etwa 100 kHz, erfordert die Verwendung eines relativ kleinen Zeilentransformators und stellt einen hohen Wirkungsgrad bei der Übertragung von Leistung von der Primärschaltung zu der Sekundär- oder Ausgangsschaltung sicher.
Im Allgemeinen wird bei einem SOPS-Wandler eine variable Frequenzsteuerung implementiert, bei der die Leitungsphase (TON) des Leistungsschalters, der die Primärwindung speist (Phase der Energiespeicherung in dem Zeilentransformator) beschränkt, wie in einem PWM-System, durch den maximalen Strom und durch den Ausgangsspannungsfehler, während die Dauer der Phase der Nichtleitung (TaFF) (Phase der Übertragung der gespeicherten Energie zu der mit dem Ausgang verbundenen Last) durch die angelegte Last bestimmt wird. Zu diesem Zweck wird der Nulldurchgang der durch den in der Sekundärwicklung fließenden Strom induzierten Spannung an einer dritten oder Hilfswicklung erfasst, und ein hieraus folgendes logisches Signal der Anerkennung des Auftretens eines derartigen Nulldurchgangs schaltet den Leistungsschalter ein und beginnt eine neue Leitungsphase.
Fig. 2 zeigt das Schema eines Rücklauf-SOPS, die von Sanken Electric hergestellt und vertrieben wird, in der die Hilfswicklung (Aus) ausgenutzt wird, um den Steuerschaltungen des Wandlers Leistung zuzuführen.
Mittels eines Verzögerungsnetzwerks Tdelay, das gewöhnlich mit externen diskreten Komponenten realisiert wird, sind die Schaltvorgänge des Komparators (Comp2) synchronisiert mit dem Nullspannungszustand an den Stromanschlüssen des Leistungsschalters, um den Leistungsschalter in einem Zustand der Quasiresonanz einzuschalten, um einen klassischen Rücklauf- Hartschaltbetrieb der Arbeitsweise des Wandlers zu vermeiden.
Die SOPS-Steuerung, eigentlich eine Steuerung vom variablen Frequenztyp, zwingt den Rücklauf- oder Zeilenwandler, nahe an der Grenze zwischen einem diskontinuierlichen Betrieb (Nullstrom in der Primärwicklung während einer Aus-Phase) und einem kontinuierlichen Betrieb, bei dem in der Primärwicklung ein Strom während einer Aus-Phase des Leistungsschalters weiter fließt, zu funktionieren.
Die (sekundäre) Steuerschleife, zusammengesetzt aus dem Ausgangsspannungsfehler-Verstärker ERROR AMPLIFIER, dessen Ausgang mittels einer Fotodiode und eines Fototransistors mit den Eingängen der Komparatoren COMP1 und COMP2 fotogekoppelt ist, dem RC OSC- Netzwerk und dem OSC-Block, interveniert, um die Veränderungen der Ausgangsspannung Vout zu steuern, die in Funktion der Übertragung von in dem Zeilentransformator gespeicherter Energie zu der Last auftreten. Daher ist sie nicht in der Lage, die Startphase zu handhaben, d. h. den Ladungsübergang der gesamten Kapazität, die mit dem Wandlerausgang gekoppelt ist.
Diese Unfähigkeit wird im Allgemeinen überwunden durch Implementieren einer anderen (primären) Steuerschleife mittels des Komparators COMP1, des Blockes. ENABLING CIRCUITS und des logischen AND-Gatters und durch Verwendung eines Oszillators OSC mit fester Frequenz, freigegeben durch die andere primäre Steuerschleife, um den Leistungsschalter Pω mit der ansteigenden Vorderkante eines von dem OSC-Oszillator gelieferten Taktsignals fester Frequenz einzuschalten, um den Startvorgang des Zeilen- oder Rücklaufwandlers zu ermöglichen, bis er eine Ausgangsspannung erreicht, die ausreichend hoch ist, um den Durchgang zu einem ordnungsgemäßen selbstoszillierenden Betrieb zu bewirken.
In der Praxis übt während der Startphase der OSC- Oszillator eine Aus-Phase (TOFF) fester Dauer aus entsprechend einem Impulsverhältnissteuer(PRC)-Betrieb.
Im Allgemeinen wird die OSC-Oszillatorfrequenz durch das RC-OSC-Netzwerk eingestellt, die aus externen Komponenten besteht, auf einen Wert, der niedriger als die selbstoszillierende Frequenz des Rücklaufwandlers während seines Betriebs im eingeschwungenen Zustand ist. Dies stellt in einem eingeschwungenen Zustand einen diskontinuierlichen Betrieb eines selbstoszillierenden Wandlers (SOPS) sicher, was tatsächlich ein am meisten steuerbarer Betrieb ist.
Normalerweise nimmt bei einem SOPS-System, wenn die an den Ausgang angelegte Last abnimmt, die Schaltfrequenz zu, und dies erhöht die Verluste aufgrund der Schaltvorgänge des Leistungsschalters.
Darüber hinaus bestimmen die unvermeidbaren Verzögerungen der sekundären Steuerschleife während des selbstoszillierenden Arbeitens der SOPS im eingeschwungenen Zustand und die für die DMOS-Transistoren typischen Abschaltzeiten, die allgemein, als Leistungsschalter verwendet werden, eine minimale Einschaltzeit (TON) des Wandlers und daher eine bestimmte minimale Menge von gespeicherter Energie in dem Transformator während jeder Einschaltphase. Diese Energie wird vollständig zu der Last übertragen. Wenn die Last eine Energiemenge absorbiert, die geringer als das bestimmte Minimum ist, das in jedem Fall übertragen wird, wird der Kondensator des Ausgangsfilters überladen und daher nimmt die Ausgangsspannung Vout zu.
Unter diesen Umständen kann das Steuersystem nur intervenieren durch Ausschalten des Wandlers. Dies erfolgt durch Unwirksammachen des Einschaltens des Schalters Pω mittels bestimmter ENABLING CIRCUITS, bis Vout unter einen bestimmten Schwellenwert fällt. Dies bestimmt einen so genannten Stoßbetrieb, während welchem der SOPS-Wandler arbeitet durch abwechselnde Perioden des normalen Betriebs und Perioden, in denen der Schalter ausgeschaltet ist.
Aufgrund der unvermeidbaren Verzögerungen und der Abschaltzeit des Leistungstransistors sind SOPS nicht geeignet, relativ kleine Lasten zu liefern und/oder für Verlängerte Bereitschaftszustände. Für diese Anwendungen wird im Allgemeinen ein Steuersystem, das in der Lage ist, die zu dem Ausgang übertragene Leistung auf effektivere Weise zu begrenzen wie z. B. eine Steuerung mit fester Frequenz, bevorzugt.
Normalerweise wird bei vielen Anwendungen, wenn die Last für Bereitschaftszustände reduziert ist, eine Steuerung mit festem Frequenzbetrieb freigegeben, um die Steuerung zu erleichtern und Verluste zu verringern.
Die folgliche Abnahme der zu dem Ausgang übertragenen Energie und die Begrenzung des Überschießens der Ausgangsspannung können tatsächlich den Zustand für einen Übergang zu einem SOPS-Steuerbetrieb mit variabler Frequenz wiederherstellen, der seinerseits ein neues Überschießen der Ausgangsspannung bewirken kann. Der Wandler kann dann zwischen zwei Steuerbetriebsarten "oszillieren": der SOPS-Steuerung mit variabler Frequenz und der Steuerung mit fester Frequenz (bei der Frequenz des Startvorgangs und des Wiedergewinnungsoszillators).
Unter diesen Bedingungen nehmen der durch den Fehlerverstärker der Ausgangsspannung gelieferte Strom und folglich der Strom, der in den Leistungsschalter fließt, eine Wellenform an, d. h. sie stellen eine Folge von Spitzen und Tälern dar.
Einähnliches Verhalten kann beobachtet werden, wenn die Last des Wandlers einem abrupten stufenartigen Abfall unterworfen ist. Selbst in diesem Fall induziert die abrupte Diskontinuität des Lastpegels ein markiertes Überschießen, gefolgt durch ein wellenförmiges Verfallmuster der Stromprofile des Fehlerverstärkers und des Leistungsschalters.
Dieses Verhalten sowie ein Stoßbetrieb bewirken eine mangelnde Wirksamkeit und eine bemerkenswerte Zunahme des von dem Wandler erzeugten elektromagnetischen Rauschens.

AUFGABE UND ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Eine Lösung für die vorstehend genannten Nachteile und Beschränkungen bekannter SOPS-Systeme wurde nun gefunden. Abgesehen von der bemerkenswerten Dämpfung des wellenförmigen Verfalls von Strömen folgend einer abrupten Verringerung der Last und dem Abwenden wiederholter Übergänge von einem selbstoszillierenden Betrieb mit einem Betrieb mit fester Frequenz des Wandlers verhindert die vorliegende Erfindung praktisch einen Stoßbetrieb der Arbeitsweise des Wandlers.
Dieses wichtige Ergebnis wird gemäß der vorliegenden Erfindung erhalten, indem die durch den Zeilentransformator übertragene Leistung gesteuert wird durch Modulieren der Dauer der Aus-Phase des Leistungsschalters in Funktion einer Kombination von Stromoperationsparametern des Wandlers, um den Wandler in einem SOPS-Betrieb zu halten, bis Grenzausgangsspannungszustände derart erreicht werden, dass der Übergang von dem selbstoszillierenden Betrieb zu einem Betrieb mit fester Oszillatorfrequenz bestimmt wird. Auf der einen Seite verhindert dies eine intermittierende oder Stoßbetrieb-Arbeitsweise des Wandlers und auf der anderen Seite begrenzt dies die Spannungsüberschießerscheinungen und die sich ergebenden Verfallsübergänge bei einem Übergang von einer SOPS- Steuerung zu einer Steuerung mit fester Frequenz und/oder abrupter Verringerung der Last (Bereitschaftszustand).
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird die Modulation der Dauer der Aus-Phase des Leistungsschalters, während im Wesentlichen ein SOPS-Betrieb des Wandlers beibehalten wird, implementiert durch Hinzufügen eines Schaltungsblocks, der das Aus-Intervall moduliert und geeignet zwischen dem Ausgang der bistabilen Steuerschaltung und die Treiberstufe des Leistungstransistors des Wandlers geschaltet ist.
Grundsätzlich besteht das Verfahren nach der Erfindung darin, eine Modulation der zu dem Ausgang übertragenen Energiemenge einzuführen, indem der Wandler während Steuerübergängen und im Betrieb des eingeschwungenen Zustands gezwungen wird, in einer mehr oder weniger diskontinuierlichen Weise zu arbeiten im Vergleich zu einem Grenzzustand des selbstoszillierenden Betriebs, wodurch eine wirksame Modulation der Verstärkung des Wandlers im Betrieb der angelegten Last eingeführt wird.
Dies erfolgt durch Steuern des Aus-Intervalls, das, während der Wandler in einem SOPS-Betrieb gelassen wird, bewirkt, dass er in einem so genannten PRC- Betrieb arbeitet, wodurch das Aus-Intervall durch Eingangsparametersignale des Steuersystems des Wandlers bestimmt wird.
Es wird eine Modulation der Energieübertragung erhalten, die selbst unter niedrigen Lastzuständen die Funktion des Wandlers stabilisiert, wobei praktisch der Stoßbetrieb eliminiert und das Überschießen an Übergängen zwischen dem selbstoszillierenden Betrieb und dem Betrieb mit fester Frequenz beschränkt werden.
Die durch diesen Übergang zwischen den beiden Betriebsweisen (selbstoszillierend und feste Frequenz) dargestellte Diskontinuität wird wirksamer gehandhabt durch eine solche Modulation, die wirksam ist, um die Ausgangsspannung konstant zu halten.
Darüber hinaus wird durch direktes Einwirken auf die Energieübertragung und Beschränkung des Überschießens eine bemerkenswerte Zunahme der Ansprechgeschwindigkeit des Wandlers beobachtet.
Die Erfindung ist klarer definiert in den angefügten Ansprüchen 1 und 3 und besonders bevorzugte Ausführungsbeispiele sind in den nachfolgenden abhängigen Ansprüchen definiert.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein grundlegendes Schema eines Zeilen- Gleichspannungswandlers.
Fig. 2 ist ein umfassendes Diagramm einer Rücklauf- oder Zeilen-SOPS.
Fig. 3 ist ein Diagramm eines SOPS-Zeilenwandlers gemäß der vorliegenden Erfindung.
Fig. 4 ist ein detailliertes Diagramm des Modulationsblockes des Diagramms nach Fig. 3.
Fig. 5 zeigt die Wellenformen der bedeutsamen Signale eines Wandlers nach Fig. 3.
Fig. 6, 7 und 8 zeigen die Wellenform der bedeutsamen Signale, enthaltend das Ansprechen auf eine schrittweise Veränderung des in Fig. 3 gezeigten Lastwandlers mit und ohne den Modulationsblock nach der Erfindung.

BESCHREIBUNG EINES AUSFÜHRUNGSBEISPIELS DER ERFINDUNG

Das in Fig. 3 gezeigte Ausführungsbeispiel ist eine unter möglichen Formen der Realisierung der vorgeschlagenen Erfindung. Es bezieht sich auf einen Zeilen oder Rücklaufwandler, der in zwei Betriebsarten arbeitet:
a) mit einer festen Frequenz normalerweise mit einem niedrigen Wert (etwa 16-20 kHz); diese Betriebsart wird automatisch von der Steuerschaltung eingestellt, wenn eine relativ niedrige Ausgangsleistung gefordert wird, wie z. B. während eines Bereitschaftszustandes von Fernsehgeräten oder Videorekordern.
b) mit einem selbstoszillierenden SOPS-Betrieb bei nominellen Leistungszuständen des Betriebs des Wandlers. Selbst diese Betriebsart wird automatisch durch die Steuerschaltung eingestellt.
Die letztgenannte Betriebsart stellt nicht den einzigen Zustand dar, in welchem die Erfindung vorteilhaft implementiert werden kann mittels der Einführung einer Modulation des Tastverhältnisses, tatsächlich bleibt die Erfindung auch wirksam während einer Phase des Betriebs bei einer Frequenz unter Verwendung einer Schaltfrequenz zwischen 100 und 200 kHz zum Erreichen des maximalen Pegels der Leistungsübertragung zu der Last.
Für eine Architektur wie die in Fig. 3 gezeigte, werden die Start- und Wiedergewinnungsphasen durch die Schaltung UNDERVOLTAGE gesteuert, ähnlich den bekannten Architekturen. Eine derartige Schaltung macht die Spannungsquellen des Blockes REF. VOLTAGES unwirksam, bis ein positiver Schwellenwert Vcs(H) erreicht ist. Hierdurch ist es möglich, den Zuführungskondensator Cs mit einem niedrigen Strom zu laden, der, wie in Fig. 3 gezeigt ist, über einen Widerstand Rs von angemessenem Wert und Zerstreuungseigenschaften zugeführt werden kann. Anderenfalls kann die anfängliche Ladung von Cs durch ein integriertes Netzwerk erhalten werden.
Wenn der Schwellenwert Vcs(H) erreicht, gibt die UNDERVOLTAGE-Schaltung mit einer gewissen Hysterese die Steuerschaltungen des Wandlers frei. Dies entlädt den Kondensator Cs. Wenn die Spannung an den Cs- Anschlüssen unter einem positiven Schwellenwert Vcs(L), der niedriger als Vcs(H) ist, fällt, macht die UNDERVOLTAGE-Schaltung die Leistungszuführung zu der Steuerschaltung wieder unwirksam, wodurch ein Wiederaufladen des Kondensators Cs ermöglicht wird. Die in Cs gespeicherte elektrische Ladung ist ausreichend, um die Beendigung mehrerer Schaltzyklen des Wandlers und daher eine Energieübertragung zu dem Ausgang und den Hilfsschaltungen sicherzustellen.
Im eingeschwungenen Zustand wird die Spannung Vcs höher als der Schwellenwert Vcs(L) gehalten durch den Strom, der von det Hilfswicklung AUS während einer AUS-Phase des Leistungsschalters geliefert wird, der in Fig. 3 durch einen von der Stufe DRIVER getriebenen Schalter dargestellt wird.
Die Ausgangsspannung Vout wird durch zwei verschiedene Steuerschleifen gesteuert.

1) Primäre Steuerschleife

Die primäre Schleife steuert mittels eines Spannungsteilers und eines Fehlerverstärkers ERROR AMP1, dessen invertierender Eingang (-) mit einer Anzapfung des Spannungsteilers gekoppelt ist, die Spannung Vcs für die Selbstspeisung der Steuerschaltung. Eine derartige Spannung Vcs ist an die Ausgangsspannung Vout durch das Windungsverhältnis N2 : N3 des Transformators gebunden, wodurch sie von den Eigenschaften des Transformators abhängt. Die primäre Steuerschleife hat keine hohe Genauigkeit, aber sie hat den Vorteil, keine externen Schaltungen zu benötigen.

2) Sekundäre Steuerschleife

Die sekundäre Schleife steuert direkt die Ausgangsspannung Vout mittels eines Fehlerverstärkers ERROR AMP und einer Optokopplung an den VCOMP-Stift der integrierten Steuerschaltung des Wandlers, wodurch eine elektrische Isolierung der Ausgangsgleichspannung des Wandlers gegenüber den Schaltungen, die mit der Zuführungsspannung VALIM (gleichgerichtete Netzspannung) verbunden sind, sichergestellt wird.
Eine derartige Steuerung ergibt eine hohe Genauigkeit. Aus diesem Grund ist sie bei einer großen Anzahl von Anwendungen implementiert, obgleich sie die Verwendung externer Komponenten erfordert und höhere Kosten verursacht.
Für beide Betriebsarten ist eine Kompensation der Steuerschleife vorgesehen durch einen Kondensator CCOMP, der im Allgemeinen extern geschaltet ist.
Durch den Komparator COMP2 steuert die an dem Kompensationskondensator CCOMP vorhandene Spannung VCOMP die Abschaltung des Leistungsschalters gemäß der folgenden Formel:
VCOMP = RSENSE·1
Dies erfolgt durch Freigabe eines logischen Zustands "1" an dem Rücksetzeingang R der bistabilen Schaltung LATCH.
Das logische Gatter NOR2 garantiert das Vorherrschen des Rücksetzsignals R gegenüber dem Setzsignal S. um einen möglichen Zustand der Unentschiedenheit zu vermeiden.
Bei selbstoszillierenden Wandlern ist die Schaltfrequenz des Wandlers variablen und hängt von der angefügten Last ab.
Die Ausschaltphase des Leistungsschalters, AUS-Phase, dauert, bis eine vollständige Übertragung der in dem Transformator während der vorhergehenden leitenden Phase des Leistungsschalters, EIN-Phase, gespeicherten Energie zu der Ausgangsschaltung stattgefunden hat.
Wenn diese Übertragung beendet ist, haben die Spannungen an den Anschlüssen des Transformators die Tendenz, selbst zu null zu werden.
Bei bekannten Wandlern wird eine derartige Tendenz ausgenutzt, um das Einschalten des Leistungsschalters und den Beginn einer neuen EIN-Phase zu bestimmen, um in dem Transformator Energie zu speichern. Die in der Induktivität LI der Primärwicklung des Transformators während der EIN-Phase gespeicherte Energie ist gegeben durch:
L&sub1;I²/2
und die Ausgangsleistung, die die vollständig übertragene gespeicherte Energie ist, ist gleich:
wobei η der Wirkungsgrad des Wandlers ist und die Schaltfrequenz ist, die durch die Lastzustände bestimmt ist.
Je geringer die angelegte Last ist, desto höher ist , da sowohl die EIN-Phase als auch die AUS-Phase kurz sind angesichts des Umstandes, dass die Last weniger Leistung erfordert.
Die minimalen Ausschalt- und Einschaltintervalle des Leistungsschalters werden durch die Geometrie der Vorrichtung bestimmt. Dies bedeutet, dass selbst für sehr geringe Lasten oder im Bereitschaftszustand eine minimale Speicherung von Energie in dem Transformator stattfindet, Energie, die schließlich während der AUS-Phase zu der Last übertragen wird.
Wenn die Last weniger als diese minimale übertragene Energie absorbiert, tritt der selbstoszillierende Wandler in einen "Stoßbetrieb" ein, der gekennzeichnet ist durch wenige aktive Schaltzyklen, die ein Überschießen der Ausgangsspannung bewirken, gefolgt durch ein Zeitintervall, in welchem das Einschalten des Leistungsschalters unwirksam gemacht ist (Spannung VCOMP wird zu null gemacht), bis das Überschießen der Ausgangsspannung beseitigt ist.
Wenn die Last eine Leistung absorbiert, die niedriger als die von der Steuerschaltung des Wandlers verbrauchte Leistung ist, kann ein als "Schlechter Stoßbetrieb" bezeichneter Betrieb stattfinden, in welchem das Ausschaltintervall des Leistungsschalters so lang wird, dass die Kapazität Cs entladen wird, welche fortfährt, die integrierte Schaltung mit einer Spannung unterhalb des Schwellenwertes Vcs(L) zu speisen, wodurch eine neue Start- und Wiedergewinnungsphase auferlegt wird.
Die vorliegende Erfindung erlaubt die automatische Einstellung eines Betriebs mit fester Frequenz für niedrige Lasten und eines selbstoszillierenden Betriebs, der im Wesentlichen entweder einen schlechten Stoßbetrieb und selbst einen Stoßbetrieb verhindert.
Ein Zustand mit übermäßiger Spannung am Ausgang des Wandlers berichtet durch die vorstehend beschriebenen Rückführungsschleifen in Form einer Abnahme der Spannung VCOMP. Unterhalb eines bestimmten Schwellenwertes aktiviert der Block ENABLING gemäß der vorliegenden Erfindung den Betrieb mit fester Frequenz.
Während der anfänglichen Startphase und/oder einer Erholungsphase der Vorrichtung wird der Kondensator CCOMP in einem wesentlichen Zustand entladen und die Spannung VCOMP an seinen Anschlüssen ist angenähert null; dies bestimmt, dass die anfängliche Betriebsart des Wandlers bei einer festen Frequenz stattfindet.
Während dieser Betriebsart mit fester Frequenz wird das Signal ENABLE auf einen logischen Pegel "0" gesetzt, wodurch durch das logische Operationsglied NOR1 die Vorherrschaft des von dem Block OSCILLATOR erzeugten Signals bestimmt wird.
Während der AUS-Phase, in der der Leistungsschaltung "offen" ist, setzt der Ausgang von COMP2 einen logischen Pegel "0" am Rücksetzeingang "R" der bistabilen Schaltung LATCH, während die ansteigende Vorderkante des von dem Block OSCILLATOR erzeugten Signals mit fester Frequenz einen logischen Pegel "1" an dem Setzeingang "S" von LATCH setz, wodurch dessen Ausgang auf einen logischen Pegel "1" gebracht wird. Bei dieser Betriebsart bewirkt ein derartiger logischer Pegel (durch den Block MODULATOR und dem Block DRIVER) das "Schließen" des Leistungsschalters und den Beginn einer nachfolgenden EIN-Phase.
Während eines selbstoszillierenden Betriebs setzt der Block ENABLING einen logischen Pegel "1" für das Signal ENABLE und setzt den Block OSCILLATOR außer Wirkung, wodurch dessen Ausgang auf eine logische "0" gebracht wird. Dies bestimmt die Vorherrschaft des von dem Komparator COMP1 ausgegebenen Signals durch das logische Operationsglied NOR1. In dem Augenblick, in welchem die Spannung an den Transformatorwicklungen gleich null wird (d. h., wenn die Übertragung der während der vorhergehenden EIN-Phase in dem Transformator gespeicherten Energie zu dem Ausgang beendet ist), wird das Ausgangssignal des Blockes COMP1 auf einen logischen Pegel "1" gesetzt, wodurch, wie während des Betriebs mit einer festen Frequenz, bestimmt wird, dass das Ausgangssignal des bistabilen Stroms LATCH auf einen logischen Pegel "1" geschaltet wird.
Ohne den Block MODULATOR würde ein solcher Zustand bewirken, dass der Leistungsschalter eingeschaltet wird, selbst bei dieser Betriebsart.
Bei dem in Fig. 3 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung begrenzt der Block MODULATOR das Überschießen der Ausgangsspannung sowie ihre Wirkung durch Beschleunigen des Ansprechens des Wandlers auf intervenierende Lastveränderungen, während ein korrekter und allmählicher Übergang zwischen den beiden Betriebsarten ermöglicht wird.
Der Block MODULATOR kann eine Funktionsarchitektur haben, wie sie in Fig. 4 gezeigt ist. Seine Intervention wird bewirkt durch das Signal A, das Vcs (Variable der ersten Schleife) darstellt, und durch das Signal B, das VCOMP (Variable der zweiten Schleife) darstellt.
Die anderen in dem Block MODULATOR eingegebenen Signale sind:
- das Signal C, d. h. das Signal, das bereits als ENABLE in Beziehung zu dem Diagramm nach Fig. 3 definiert wurde; sein logischer Pegel "0" bestimmt eine Betriebsart mit fester Frequenz, sein logischer Pegel "1" bestimmt eine selbstoszillierende Betriebsart;
- das Signal D, d. h., das Ausgangssignal der bistabilen Schaltung LATCH in Fig. 3; sein logischer Pegel "0" bewirkt das Abschalten des Leistungsschalters, sein logischer Pegel "1" bewirkt das unmittelbare Einschalten des Leistungsschalters während eines Betriebs mit fester Frequenz. Im selbstoszillierenden Betrieb führt der Block MODULATOR eine Verzögerung für das Einschaltsignal (D = 1) des Leistungsschalters von einer Größe, die von dem Überspannungszustand des Ausgangssignals abhängt, ein.
Die zwei Signale A und B werden mit jeweiligen Bezugsgrößen in den Blöcken COMPA und COMPB verglichen, wobei das Ausgangssignal jedes dieser zwei Blöcke in dem Block COMPAA bzw. COMPBB mit einem Rampensignal verglichen wird, das synchron mit dem Signal D (Leistungseinschaltsignal) ist.
Der logische Block OR ermöglicht:
- Freigabe des Blocks MODULATOR, wenn das inverse Signal des Signals C (erhalten durch das NOT- Gatter) auf einem logischen Pegel "0" ist, d. h., das Signal ENABLE ist auf dem Pegel "1";
- Betreiben einer zeitweisen Modulation in Abhängigkeit von der Überwachung von mehr Steuervariablen (Vcs und VCOMP).
Das Ausgangssignal des AND-Gatters, das das Ausgangssignal des OR-Gatters mit dem Leistungsschalter- Einschaltsignal D kombiniert, treibt die bistabile Schaltung LATCH in Fig. 4, dessen Ausgangssignal den Stufentreiber des Leistungsschalters steuert.
Das Setzsignal ist vorherrschend in der LATCH- Schaltung.
Gemäß dieser Erfindung kann der Modulationsblock MODULATOR vorteilhaft in Leistungszuführungen mit einer Steuerung des Tastverhältnisses eingesetzt werden.
Der Modulationsblock und die darauf bezogene Logik nach der Erfindung können in ähnlicher Weise bei Steuerschleifen verwendet werden, die entweder im Spannungsbetrieb oder im Strombetrieb arbeiten.
Im Allgemeinen wird ein derartiger Zeitmodulationsblock funktionsmäßig stromaufwärts der Betätigungsglieder (Treiberstufe und dergleichen) eingesetzt, und wenn er freigegeben ist, verzögert er angemessen das Einschalten des Leistungsschalters um ein Intervall, das durch den Betriebszustand bestimmt ist, ungeachtet des Typs von Steuerbetrieb, der gegenwärtig angewendet wird.
Sollte die Last nicht länger die gesamte zu dem Ausgang in einem SOPS-System übertragene Energie absorbieren (was unvermeidlich in einer Startphase stattfindet), wird die Ausgangsspannung erhöht, was die Intervention sowohl der herkömmlichen Steuerschaltung als auch des Modulationsblockes nach der Erfindung bewirkt.
Auf diese Weise wird die Übertragung von Energie zu dem Ausgang herabgesetzt durch wirksame Verringerung der Verstärkung der Wandlerschaltung, wodurch das Überschießen der Ausgangsspannung begrenzt wird, wohingegen die herkömmliche Steuerschaltung wegen der nicht vernachlässigbaren Ansprechzeiten zu erheblichem Überschießen führen würde.
Diese Kombination von Wirkungen des herkömmlichen Steuersystems und der hilfsweisen Zeitmodulation nach der Erfindung stabilisiert in überragender Weise die Ausgangsspannung und bewirkt eine allmähliche Außerwirkungsetzung des Modulationsblockes nach der Erfindung, was einerseits die vollständige Übertragung von Energie ermöglicht, während andererseits ein Überschießen beschränkt wird.
Die Ausgangsspannung Vout wird aufgrund der Wirkung des Modulationsblockes nach der Erfindung innerhalb eines beschränkten Bereichs gehalten. Die Steuerschaltung des Wandlers, durch Herauskommen eines Überschießens durch bemerkenswert gedämpfte Oszillationen, stabilisiert aufgrund der Ausgangskapazität und der Eigenschaften des Ausgangsspannungsfehlerverstärkers schnell den neuen eingeschwungenen zustand.
Tatsächlich ermöglicht das anfängliche Überschießen, das bei der herkömmlichen Steuerschaltung auftritt, die Stabilisierung des Wandlers nach der Erfindung im Fall von relativ niedrigen Lasten.
Während des Bereitschaftszustands, d. h. bei Lastpegeln, die in einem selbstoszillierenden Betrieb nicht stabil zugeführt werden können (aus den bereits vorstehend beschriebenen Gründen), geht der Wandler automatisch zum Betrieb mit einer festen Frequenz.
Selbst in dieser Situation, in der der Wandler sich wegen des Überschießens vorübergehend selbst abschalten kann, wird durch die Wirkung des gemäß der Erfindung eingeführten Modulators die Ausgangsspannung stabilisiert und während des gesamten Übergangs in einem kleinen Bereich gehalten.
Gemäß der vorliegenden Erfindung:
a) eine Modulation der Energieübertragung wird nur in einer Phase der Regulierung eingeführt, und daher wirkt sie auf die Übergänge, so dass der Konverter die festgestellten Nachteile überwindet, wodurch der Stabilitätsbereich erweitert wird ungeachtet der Betriebsweise, mit der das System einen eingeschwungenen Zustand erreicht;
1) für das korrekte Funktionieren des Modulationsblocks ist es ausreichend, Signale auszunutzen, die bereits bei einer allgemeinen Steuerschaltung des Wandlers verwendet werden, ohne dass zusätzliche externe Schaltungen und Komponenten erforderlich sind;
2) der Modulationsvorgang wird durchgeführt durch Steuern der Zeit TOFF, praktisch durch Hinzufügen zu der normalen Steuerung der Zeit TON, wodurch ein Überschreiten der Grenzen, die durch die Anwesenheit von Schaltverzögerungen in der allgemeinen Steuerschleife auferlegt werden, überwunden wird.
Die folgenden sind einige der wichtigen Vorteile der Erfindung:
1) der Modulationsblock kann leicht in die Schaltungsarchitektur einer herkömmlichen Steuerschaltung eingeführt und mit dieser integriert werden;
2) die Steuerung der Energieübertragung wirkt auf die Übertragungsfunktion in Abhängigkeit von den Lastzuständen, wobei die negativen Wirkungen von abrupten Lastveränderungen kompensiert werden, ohne dass die Einführung von Sensoren für den zu der Last gelieferten Strom erforderlich ist;
3) die Erfindung kann auf Regeleinrichtungen mit unterschiedlichen Betriebsarten und/oder von unterschiedlichem Typ angewendet werden; insbesondere kann die Architektur nach der Erfindung verwendet werden, um die Wirkung einer FUZZY-Steuerung zu unterstützen, die eine herkömmliche Steuerschaltung des Wandlers ersetzt;
4) die Begrenzung der durch den Modulatorblock nach der Erfindung betriebenen Energieübertragung findet nur während der Übergänge statt, ohne auf irgendeine Weise die maximale Übertragung im eingeschwungenen Zustand zu beeinflussen, die durch den Typ des Wandlers und eine relative Steuerung ermöglicht wird;
5) die Diskontinuität zwischen dem selbstoszillierenden Betrieb und dem Betrieb mit fester Frequenz ist im Wesentlichen eliminiert. Dies verringert das von dem Wandler erzeugte elektromagnetische Rauschen;
6) die Ansprechgeschwindigkeit des Wandlers wird erhöht;
7) es besteht eine Ausweitung des selbstoszillierenden Betriebs zu relativ niedrigeren Pegeln der Last hin, wodurch im Wesentlichen der Stoßbetrieb und der schlechte Stoßbetrieb verhindert werden;
8) der Betrieb mit fester Frequenz bei extrem geringen Lasten ist überragend stabil;
9) eine Kombination von Wirkungen der primären Steuerschleife (vorwärts gerichtet: Variable, die auf eine Hilfswicklung des Transformators bezogen sind) und der sekundären Steuerschleife (Rückkopplung: Variable, die zu der Ausgangsspannung proportional sind) ist gemäß der Erfindung vorteilhaft implementiert.
Die Erfindung wurde geprüft und simuliert bei einem Funktionsmodell, das in einer SIMULINK(eingetragene Marke)-Umgebung realisiert war. Hierdurch wurde die Reproduktion der Wellenformen von bedeutsamen Strom- und Spannungssignalen und ein Vergleich zwischen dem Verhalten des Wandlers mit und ohne den Modulator nach der Erfindung ermöglicht.
Fig. 6 zeigt die Wellenformen des von dem Fehlerverstärker für die Ausgangsspannung ausgegebenen Stroms und des Stroms durch den Leistungsschalter beim Startvorgang mit einer angelegten Last von etwa 40 W unter der Steuerung der Primärschleife des Zeilenschaltwandlers nach Fig. 3, in die der Energieübertragungs-Modulationsblock MODULATOR nach der Erfindung eingefügt wurde. Fig. 7 zeigt die Wellenformen derselben Signale ohne einen Modulatorblock nach der Erfindung unter denselben Prüfbedingungen.
Die Fig. 8 und 9 zeigen die Wellenformen derselben Signale bei einem Wandler mit bzw. ohne den Modulatorblock, wobei diese Wellenformen den Übergang darstellen, der bei einem Startvorgang mit einer Last von 200 W bis zu etwa 20 ms stattfindet, und bei einer schrittweisen Herabsetzung der Last auf etwa 4 W.

Claims

1. Verfahren zum Steuern eines Zeilen- Gleichspannungswandlers, der unter eingeschwungenen Zustandsbedingungen selbst oszilliert, mit einem Transformator zum Speichern und Übertragen von Energie zu einer Last, welcher Transformator eine Primärwicklung, eine Sekundärwicklung und eine Hilfswicklung, die eine durch Strom in der Sekundärwicklung induzierte Spannung hat, enthält, einem mit der Primärwicklung verbundenen Leistungsschalter, einem Ausgangsfilter- Kondensator und einem Oszillator mit fester Frequenz, der eine niedrigere Frequenz als ein selbstoszillierender Frequenzsteuerbetrieb des Wandlers für einen Anfangs-Ladungsübergang des Ausgangsfilter-Kondensators hat, wobei der Zeilen-Gleichspannungswandler in einem Steuerbetrieb mit fester Frequenz für eine geringe Last arbeitet, welches Verfahren aufweist:

Überwachen der Hilfswicklung, um eine Menge der übertragenen Energie zu regeln für die Einschaltung des die Primärwicklung speisenden Leistungsschalters,

Einschalten des Leistungsschalters für eine neue Leitungs- und Energiespeicherphase, und gekennzeichnet durch

Steuern der Menge der von der Primärwicklung zu der Sekundärwicklung übertragenen Energie durch Einführung einer Verzögerung für einen Einschaltzeitpunkt des Leistungsschalters mit Bezug auf einen Einschaltbefehl, der während des selbstoszillierenden Frequenzsteuerbetriebs erzeugt wurde, und Modulieren der Leistungsschalter-Ausschaltzeit als eine Funktion eines Überschwingens einer Ausgangsspannung an der Sekundärwicklung während sowohl des Steuerbetriebs mit fester Frequenz als auch des Steuerbetriebs mit selbstoszillierender Frequenz.

2. Zeilen-Gleichspannungswandler, der unter eingeschwungenen Zustandsbedingungen selbst oszilliert, aufweisend:

einen Transformator (N1, N2, N3) enthaltend eine Primär-, Sekundär- und Hilfswicklung (AUS);

eine Steuerschaltung mit einem Zuführungskondensator (Cs), der durch die Hilfswicklung (AUS) geladen wird;

eine Hystereseschaltung (Unterspannung) zum Einschalten der Steuerschaltung, wenn eine Spannung (Vcs) an dem Zuführungskondensator (Cs) einen bestimmten Schwellenwert überschreitet;

einen Leistungsschalter (Pw) zum Speisen der Primärwicklung;

eine Primärsteuerschleife zum Einschalten des Leistungsschalters (Pw), aufweisend

eine Treiberstufe (Driver), die mit dem Leistungsschalter (Pw) verbunden ist,

einen ersten Fehlerverstärker (Error Amp1) mit einem ersten Eingang (-), welcher die Spannung an dem Zuführungskondensator empfängt, und einen zweiten Eingang (+), welcher eine erste Bezugsspannung (Vref) empfängt,

einen ersten Komparator (Comp2) zum Vergleichen einer zu dem durch den Leistungsschalter (Pw) fließenden Strom proportionalen Spannung mit einer Ausgangsspannung des ersten Fehlerverstärkers (Error Amp1), und eine bistabile Schaltung (Latch), die mit den ersten Komparator (Comp2) verbunden ist, um die Treiberstufe (Driver) zu steuern;

eine mit der Sekundärwicklung verbundene Sekundärsteuerschleife, aufweisend

einen zweiten Fehlerverstärker (Error Amp) mit einem ersten Eingang, der eine Ausgangsspannung (Vout) über der Sekundärwicklung empfängt, und einem zweiten Eingang, der eine zweite Bezugsspannung empfängt, eine Fotokopplervorrichtung zum Verbinden eines Ausgangs des zweiten Fehlerverstärkers (Error Amp) mit einem Eingang des ersten Komparators (Comp2),

einen Oszillator mit fester Frequenz (Oscillator), der eine Frequenz hat, die niedriger als eine Frequenz der Selbstoszillation des Gleichspannungswandlers unter eingeschwungenen Zustandsbedingungen ist,

eine Freigabeschaltung (Enabling), die zwischen die Fotokopplervorrichtung und den Oszillator mit fester Frequenz (Oscillator) geschaltet ist, um den Oszillator mit fester Frequenz (Oscillator) einzuschalten,

einen zweiten Komparator (Comp1) mit einem Eingang, der mit der Hilfswicklung (AUS) verbunden ist, um einen Nulldurchgang einer in der Hilfswicklung (AUS) durch den in der Sekundärwicklung fließenden Strom induzierten Spannung (Vd) zu erfassen,

eine erste und eine zweite logische Schaltung (NOR1, NOR2), die eine Priorität eines in die bistabile Schaltung (Latch) eingegebenen Setzsignals gegenüber einem von dem ersten Komparator (Comp2) ausgegebenen Signal und gegenüber einem von der ersten logischen Schaltung (NOR1), welche Eingänge hat, die von dem zweiten Komparator (Comp1) und von dem Oszillator mit fester Frequenz (Oscillator) ausgegebene Signale empfangen, ausgegebenen Signal herstellen;

und dadurch gekennzeichnet, dass er weiterhin aufweist:

eine zwischen einen Ausgang (D) der bistabilen Schaltung (Latch) und einen Eingang der Treiberstufe (Driver) geschaltete Modulatorschaltung (Modulator), um eine Verzögerung für einen Einschalt-Zeitpunkt des Leistungsschalters (Pw) mit Bezug auf einen Einschaltbefehl (D), der von der bistabilen Schaltung (Latch) in Abhängigkeit von einem von der Freigabeschaltung (Enabling) erzeugten Freigabesignal (C) ausgegeben wurde, und mit Bezug auf ein Eingangssignal des ersten Fehlerverstärkers (Error Amp1) und eine Spannung (Vcomp) über den Fotokoppler einzuführen.

3. Gleichspannungswandler nach Anspruch 2, in welchem die Modulatorschaltung (Modulator) aufweist:

einen dritten Komparator (Comp A) zum Vergleichen einer Spannung (A) an einem Eingang des ersten Fehlerverstärkers (Error Amp1) mit der ersten Bezugsspannung (Vref);

einen vierten Komparator (Comp B) zum Vergleichen einer Fehlerspannung (B) an einem Ausgang des ersten Fehlerverstärkers (Error Amp1) mit der ersten Bezugsspannung (Vref);

einen Sägezahngenerator (Ramp Gen), der von dem Einschaltbefehl (B), welcher an einem Ausgang der bistabilen Schaltung (Latch) zur Verfügung gestellt wird, aktiviert wird;

einen fünften Komparator (Comp AA) zum Vergleichen eines Ausgangssignals des dritten Komparators (Comp A) mit einem Ausgangssignal des Sägezahngenerators (Ramp Gen);

einen sechsten Komparator (Comp BB) zum Vergleichen eines Ausgangssignals des vierten Komparators (Comp B) mit dem Ausgangssignal des Sägezahngenerators (Ramp Gen);

ein erstes logisches Gatter (OR) mit Eingängen, die mit den Ausgängen des fünften und des sechsten Komparators (Com AA, Comp BB) gekoppelt sind, und einem dritten Eingang, der mit dem invertierten Signal (NOT) gekoppelt ist, das von der besagten Schaltung (Enabling) ausgegeben wird;

eine bistabile Ausgangsschaltung (Latch) mit einem Setzeingang (S), der mit dem Ausgang eines zweiten logischen Gatters (AND) mit einem mit dem Ausgang des ersten logischen Gatters (OR) gekoppelten Eingang gekoppelt ist, und einem zweiten Eingang, der mit dem Einschaltbefehl (D) gekoppelt ist, und einem Rücksetzeingang (R), der von dem invertierten Ausgangssignal des zweiten logischen Gatters (AND) betrieben wird;

wobei der Ausgang der bistabilen Schaltung (Latch) mit dem Eingang einer Treiberstufe (Driver) des Leistungsschalters (Pw) gekoppelt ist.