DE60120800T2

DE60120800T2 - Schaltnetzteileinheit

Info

Publication number: DE60120800T2
Application number: DE60120800T
Authority: DE
Inventors: Hosotani, (A170) Intell. Property Dept., Tatsuya, Nagaokakyo-shi
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2000-01-11
Filing date: 2001-01-08
Publication date: 2006-11-09
Anticipated expiration: 2021-01-09
Also published as: JP3475887B2; DE60120800D1; EP1120892A3; EP1120892A2; US20010007530A1; US6320763B2; JP2001197740A; EP1120892B1

Description

Hintergrund der Erfindung
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Schaltleistungsversorgungseinheiten, und insbesondere bezieht sich die Erfindung auf Schaltleistungsversorgungseinheiten, die stabilisierte Gleichspannungen liefern.
2. Beschreibung der verwandten Technik
9 zeigt eine Ansicht, die eine Schaltleistungsversorgungseinheit veranschaulicht, die in der japanischen ungeprüften Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. 11-187664 beschrieben ist. Zunächst wird unter Bezugnahme auf 9 eine Beschreibung der Hauptstruktur einer herkömmlichen Schaltleistungsversorgungseinheit gegeben. Eine erste Schaltschaltung S1 ist durch eine Parallelschaltung gebildet, die aus einem Schaltelement Q1, einer Diode D1 und einem Kondensator C1 gebildet ist, und eine zweite Schaltschaltung S2 ist durch eine Parallelschaltung gebildet, die aus einem Schaltelement Q2, einer Diode D2 und einem Kondensator C2 gebildet ist. Die zweite Schaltschaltung S2, der Kondensator C und ein Induktor L bilden eine Reihenresonanzschaltung. Steuerschaltungen 11 und 12 sind so angeordnet, dass das erste und das zweite Schaltelement Q1 und Q2 abwechselnd zwischen Perioden, während derer beide Schaltelemente ausgeschaltet sind, an-/ausgeschaltet werden, und ein Gleichrichtungselement Ds ist parallel zu einem Kondensator Cs geschaltet, um die Periode einer Resonanz zu platzieren, die durch den Kondensator Cs erzeugt wird.
Bei der Schalteinheit, die eine derartige Struktur aufweist, wird, wenn das erste Schaltelement Q1 ausgeschaltet wird, eine Spannung bei einer Vorspannungswicklung T4 als einer Treiberwicklung des zweiten Schaltelements erzeugt, und das zweite Schaltelement Q2 wird dadurch angeschaltet. Dann wird ein Steuertransistor in einer spezifizierten Zeit, die durch eine Zeitkonstantenschaltung in der Steuerschaltung 12 bestimmt wird, angeschaltet, um das zweite Schaltelement Q2 auszuschalten. In dieser Situation wird, wenn die Gleichrichtungsdiode Ds auf der Sekundärseite sich in einem leitenden Zustand befindet, bei einer Zeitgebung, bei der die Diode Ds in einen nichtleitenden Zustand gebracht wird, und falls die Diode Ds sich in einem nichtleitenden Zustand befindet, bei einer Zeitgebung, bei der das zweite Schaltelement Q2 ausgeschaltet wird, d. h. bei einer Zeitgebung, bei der das zweite Schaltelement Q2 und die Gleichrichtungsdiode Ds in einen nichtleitenden Zustand gebracht werden, eine Spannung bei einer Vorspannungswicklung T3 als einer Treiberwicklung des ersten Schaltelements Q1 erzeugt, um das erste Schaltelement Q1 anzuschalten.
Auf diese Weise werden das erste Schaltelement Q1 und das zweite Schaltelement Q2 abwechselnd zwischen den Perioden, in denen beide Schaltelemente Q1 und S2 ausgeschaltet sind, an-/ausgeschaltet, und Energie, die in der Primärwicklung T1 des Transformators T während einer Periode gespeichert wird, in der das erste Schaltelement Q1 angeschaltet ist, wird als elektrische Energie von der Sekundärwicklung T2 während eine Periode ausgegeben, in der das erste Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist. Die Ausgangsenergie wird durch das Gleichrichtungselement Ds gleichgerichtet und wird durch einen Glättungskondensator Co geglättet. Dann wird eine Gleichspannung Vo über eine Erfassungsschaltung 14 an eine Last L1 angelegt.
Bei der Schaltleistungsversorgungseinheit, die eine derartige Struktur aufweist, wird ein Teil einer Energie, die einmal in der Primärwicklung oder dem Induktor L während einer Periode gespeichert wurde, in der das erste Schaltelement Q1 angeschaltet ist, in einem Resonanzkondensator C auf der Primärseite gespeichert, wenn das erste Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist, und dann wird die Energie während einer Periode, in der das zweite Schaltelement Q2 angeschaltet ist, zu einer Eingangsspannung zurückgeführt. Folglich nimmt, da ein Zirkulationsstrom, der in der Schaltung zirkuliert, existiert, ein Verhältnis des Zirkulationsstroms bezüglich eines Erregungsstroms zum Liefern eines Ausgangsstroms mehr zu, wenn die Last leichter wird, und unter keiner Last existiert nur der Zirkulationsstrom. Wenn der Zirkulationsstrom zunimmt, nehmen Leitungsverluste des Transformators T und des ersten und des zweiten Schaltelements Q1 und Q2 zu, und der Wirkungsgrad der Schaltleistungsversorgung nimmt dadurch ab.
Zusammenfassung der Erfindung
Dementsprechend ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltleistungsversorgungseinheit zu schaffen, bei der ein derartiger Rückkopplungsstrom verringert ist und unter geringer Last und unter keiner Last Leitungsverluste des Transformators und des ersten und des zweiten Schaltelements erheblich verringert sind, so dass ein hoher Wirkungsgrad der Schaltleistungsversorgungseinheit erhalten werden kann und eine Verringerung von Größe und Gewicht derselben erreicht werden kann.
Diese Aufgabe wird durch eine Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß Anspruch 1 gelöst.
Die Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß der vorliegenden Erfindung weist folgende Merkmale auf: einen Transformator, der eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung aufweist; einen Kondensator; eine erste Schaltschaltung, die mit einer Reihenschaltung der Primärwicklung und einer Eingangsleistung in Reihe geschaltet ist, wobei die erste Schaltschaltung eine Parallelschaltung eines ersten Schaltelements, einer ersten Diode und eines ersten Kondensators aufweist; eine zweite Schaltschaltung, die parallel zu der Primärwicklung geschaltet ist, wobei die zweite Schaltschaltung eine Parallelschaltung eines zweiten Schaltelements, einer zweiten Diode und eines zweiten Kondensators aufweist; eine erste und eine zweite Schaltsteuerschaltung, die mit der ersten und der zweiten Schaltschaltung verbunden sind, jeweils zum Steuern des ersten und des zweiten Schaltelements, um abwechselnd an-/auszuschalten, mit einem Dazwischenliegen einer Periode, in der das erste und das zweite Schaltelement sich ausschalten; eine Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung, die mit der Sekundärwicklung verbunden ist; und eine Spannungserfassungs- und Spannungsreduktionsschaltung, die einen Steuersignaleingangsanschluss aufweist und mit der Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung verbunden ist, wobei die Spannungserfassungs- und Spannungsreduktionsschaltung eine Ausgangsspannung der Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung erfasst und ein Rückkopplungssignal an die erste Schaltsteuerschaltung ausgibt, derart, dass eine Ausgangsspannung der Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung bei entweder einer ersten Spannung oder einer zweiten Spannung, die niedriger als die erste Spannung ist, basierend auf einem Signal, das an den Steuersignaleingangsanschluss angelegt wird, stabilisiert wird.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird durch ein Verringern einer Ausgangsspannung bei keiner Last oder bei geringer Last die Steigung eines Rücksetzstroms, der durch den Induktor der Sekundärwicklung des Transformators und die Ausgangsspannung bestimmt wird, verringert, und dadurch kann ein Rückkopplungsstrom verringert werden. Mit dieser Anordnung können Leitungsverluste des Transformators und der Schaltelemente in hohem Maße verringert werden, mit dem Ergebnis, dass ein hoher Wirkungsgrad, Miniaturisierung und Gewichtsverringerung erreicht werden können.
Außerdem ist es, da ein Betriebsmodus durch ein Verringern der Ausgangsspannung an der Sekundärseitenschaltung verändert werden kann, nicht notwendig, die Schaltelemente durch ein Senden eines Steuersignals an die Primärseitensteuerschaltung von der Sekundärseite zu steuern, wie es bei herkömmlichen Fällen durchgeführt wird. Somit kann eine Verringerung der Größe, des Gewichts und der Kosten durch ein Verringern der Anzahl von Komponenten ebenfalls erreicht werden.
Es wird bevorzugt, dass zumindest eines des ersten und des zweiten Schaltelements durch einen Feldeffekttransistor gebildet ist. In dem Fall kann, da die parasitäre Diode und die parasitäre Kapazität eines Feldeffekttransistors als die Diode und der Kondensator verwendet werden können, die die Schaltschaltung bilden, eine Verringerung der Größe, des Gewichts und der Kosten durch ein Verringern der Anzahl von Komponenten erreicht werden.
Der Transformator kann eine erste Treiberwicklung zum Erzeugen einer Spannung, die das erste Schaltelement in Leitung bringt, und eine zweite Treiberwicklung zum Erzeugen einer Spannung, die das zweite Schaltelement treibt, um eine selbsterregte Schwingung durchzuführen, umfassen.
In diesem Fall ist es, da die selbsterregte Schwingung der Schaltschaltung durch eine Spannung durchgeführt wird, die von jeder der Primär- und Sekundärtreiberwicklung des Transformators erzeugt wird, dadurch nicht nötig, irgendeine Schwingungsschaltung anzuordnen, die eine IC oder dergleichen aufweist. Folglich kann eine Verringerung der Größe, des Gewichts und der Kosten durch ein Verringern der Anzahl von Komponenten erreicht werden.
Der Transformator kann einen Leckinduktor, der zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung angeordnet ist, oder einen Induktor, der mit dem Transformator in Reihe geschaltet ist, umfassen und der Induktor und der Kondensator bilden eine Resonanzschaltung.
In diesem Fall wird eine Resonanzschaltung durch sowohl den Induktor, der zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung des Transformators angeordnet ist, oder den Leckinduktor, der mit dem Transformator in Reihe geschaltet ist, als auch den Kondensator, der mit der zweiten Schaltschaltung in Reihe geschaltet ist, gebildet. Bei dieser Anordnung ist der Spitzenstromwert des Stromsignalverlaufs auf der Sekundärseite verringert, und ein effektiver Strom ist dadurch verringert, um den Leitungsverlust der Sekundärseitendiode zu verringern. Außerdem kann ein Rückwärtserholverlust durch ein Durchführen eines Nullstromausschaltens der Sekundärseitendiode verringert werden. Außerdem kann der Schaltverlust durch ein Durchführen eines Nullstromausschaltens des zweiten Schaltelements verringert werden, mit dem Ergebnis, dass ein hoher Wirkungsgrad erhalten werden kann und eine Verringerung der Größe und des Gewichts erreicht werden kann.
Die Gleichrichtungs-/Glättungsschaltung kann eine Diode und eine parasitäre Kapazität der Diode oder eine kapazitive Impedanz, die parallel zu der Diode geschaltet ist, umfassen; und die parasitäre Kapazität oder die kapazitive Impedanz und der Induktor des Transformators bilden eine Resonanzschaltung während einer Periode, in der das erste und das zweite Schaltelement beide ausgeschaltet sind.
In diesem Fall bilden die parasitäre Kapazität der Diode der Gleichrichtungs-/Glättungsschaltung oder die kapazitive Impedanz, die parallel zu der Diode geschaltet ist, und der Induktor des Transformators eine Resonanzschaltung während einer Periode, in der sowohl das erste als auch das zweite Schaltelement ausgeschaltet sind. Bei dieser Anordnung kann eine elektrische Ladung, die in der parasitären Kapazität der Diode oder der kapazitiven Impedanz, die parallel zu der Diode geschaltet ist, gespeichert ist, wenn die Sekun därseitendiode in einen nichtleitfähigen Zustand gebracht wird, als elektrische Energie zu der Sekundärseite übertragen werden, wenn die Sekundärseitendiode in einen leitfähigen Zustand gebracht wird. Da die elektrische Energie ohne die Leitung der Sekundärseitendiode zu der Sekundärseite übertragen wird, gibt es keinen Spannungsabfall bei der Sekundärseitendiode, was zu einer Verlustreduktion führt. Außerdem kann, da der Spitzenstromwert dadurch verringert wird, dass der Sekundärseitenstromsignalverlauf einem quadratförmigen Signalverlauf genähert wird, der effektive Strom verringert werden, und der Leitungsverlust der Sekundärseitendiode kann dadurch verringert werden.
Außerdem wird in dem Fall der Struktur eines selbsterregten Systems, wenn das zweite Schaltelement AUS geschaltet wird und die Sekundärseitendiode in einen nichtleitfähigen Zustand gebracht wird, eine Ausgangsspannung, die auf der Sekundärseite geglättet wird, oder eine Sperrspannung des Primärseitenkondensators als eine Spannungsquelle verwendet, und die parasitäre Kapazität der Diode oder die kapazitive Impedanz, die parallel zu der Diode geschaltet ist, befindet sich mit dem Induktor des Transformators in Resonanz. Dies ermöglicht, dass eine Spannung bei der Treiberwicklung des ersten Schaltelements erzeugt wird, so dass das erste Schaltelement angeschaltet wird und eine selbsterregte Schwingung durchgeführt werden kann.
Die Steuerschaltung, die das zweite Schaltelement steuert, kann eine Zeitkonstantensteuerschaltung umfassen, die aus einem Transistor, einem Kondensator und einer Impedanzschaltung gebildet ist.
In diesem Fall ist es, da die Steuerschaltung, die das zweite Schaltelement steuert, die Zeitkonstantensteuerschaltung umfasst, die den Transistor, den Kondensator und die Impedanzschaltung aufweist, nicht notwendig, eine Komponente, wie z. B. einen Trenntransformator, zum Treiben der Steuerschaltung, die das zweite Schaltelement steuert, anzuordnen. Somit kann, da es möglich ist, die Anzahl von Komponenten zu verringern, die verwendet werden, um eine Schaltung zu bilden, in der das erste und das zweite Schaltelement abwechselnd zwischen den Perioden, in denen beide Schaltelemente in Aus-Zuständen sind, an-/ausgeschaltet werden, eine Verringerung der Größe, des Gewichts und der Kosten der Einheit aufgrund einer Verringerung der Anzahl von Komponenten erreicht werden.
Die An-Periode des ersten Schaltelements kann gesteuert werden, um die Ausgangsspannung so zu steuern, dass die An-Periode des zweiten Schaltelements in etwa konstant gehalten wird.
In diesem Fall wird eine Ausgangsspannung durch ein Steuern der An-Zeit des ersten Schaltelements gesteuert, um die An-Zeit des zweiten Schaltelements in etwa konstant zu halten. Bei dieser Anordnung kann z. B. durch ein näherungsweises Zusammenfallen der Rücksetzzeit von Erregungsenergie, die in dem Transformator gespeichert ist, unter Nennlast mit der An-Zeit des zweiten Schaltelements der Wert des Rückkopplungsstroms minimiert werden. Unter einer Last, die geringer als die Nennlast ist, kann, da eine Anordnung derart gemacht werden kann, dass die Ausgangsspannung verringert wird, um den Rückkopplungsstrom zu verringern, das Steuersystem vereinfacht werden.
Die Schaltleistungsversorgungseinheit kann ferner eine Steuerschaltung zum Steuern der Leitungszeit des zweiten Schaltelements aufweisen, derart, dass zumindest eines des ersten und des zweiten Schaltelements bei einer Spannung von Null oder nach einem Abfallen auf die Spannung von Null in einen leitfähigen Zustand gebracht wird.
In diesem Fall wird die Leitungszeit des zweiten Schaltelements derart gesteuert, dass zumindest eines des ersten und des zweiten Schaltelements bei einer Spannung von Null oder nach einem Abfallen auf die Spannung von Null in einen leitfähigen Zustand gebracht wird. Bei dieser Anordnung kann, da eine Nullspannungsschaltoperation und eine Niederspannungsschaltoperation durchgeführt werden können, ein Schaltverlust verringert werden, und eine kompakte und leichte Hochfrequenzleistungsversorgungseinheit, die einen hohen Wirkungsgrad aufweist, kann erhalten werden.
Die Ausgangsspannung kann durch die Spannungserfassungs- und Spannungsreduktionsschaltung verringert werden, um den Strom zu verringern, der zu der Eingangsleistungsversorgung zurückgeführt wird; und die Operationen des ersten und des zweiten Schaltelements sind intermittierende Schwingungsoperationen, bei denen eine Schwingungsperiode zum Durchführen der An-/Ausschaltoperationen und eine Aussetzungsperiode zum Durchführen keiner Schaltoperationen abwechselnd wiederholt werden.
In diesem Fall wird, wenn eine intermittierende Schwingungsoperation durchgeführt wird, keine Schaltoperation während einer Aussetzungsperiode durchgeführt, und deshalb tritt kein Schaltverlust auf. Außerdem kann, da ein Zirkulationsstrom selbst in der Schaltperiode verringert werden kann, ein Leitungsverlust verringert werden. Folglich kann, da ein Verlust pro Einheit Zeit erheblich verringert werden kann und ein Leistungsumwandlungswirkungsgrad dadurch in hohem Maße verbessert wird, eine kompakte und leichte Leistungsversorgungseinheit mit hohem Wirkungsgrad dadurch erzeugt werden.
Die Schaltleistungsversorgung kann ferner eine Ausgangsstabilisierungsschaltung aufweisen, die mit der Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist.
In diesem Fall kann, da eine Ausgangsstabilisierungsschaltung, die mit der Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist, bereitgestellt ist, selbst wenn die Ausgangsspannung verringert ist, die Ausgangsspannung der Rückstufe der Spannungsstabilisierungsschaltung stabili siert werden, um konstant gehalten zu werden, mit dem Ergebnis, dass die Ausgangsstabilisierungsschaltung als eine Leistungsquelle für eine Logikschaltung verwendet werden kann, die eine konstant stabile feste Spannung erfordert. Außerdem kann, da die Spannungsstabilisierungsschaltung durch eine Spannungsabfalltypstabilisierungsschaltung gebildet ist, die Potentialdifferenz zwischen dem Eingang und dem Ausgang der Stabilisierungsschaltung durch eine Verringerung der Ausgangsspannung verringert werden, und es ist dadurch möglich, einen sekundären Vorteil zu erhalten, dass der Umwandlungswirkungsgrad der Spannungsstabilisierungsschaltung erhöht werden kann.
Zum Zweck eines Veranschaulichens der Erfindung sind in den Zeichnungen mehrere Formen gezeigt, die derzeit bevorzugt werden, wobei jedoch darauf hingewiesen wird, dass die Erfindung nicht auf die genauen gezeigten Anordnungen und Einrichtungen beschränkt ist.
Andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung der Erfindung ersichtlich, die sich auf die beiliegenden Zeichnungen bezieht.
Kurze Beschreibung der Zeichnung(en)
1 zeigt eine Ansicht, die eine Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
2 zeigt Betriebssignalverläufe von Teilen der Schaltleistungsversorgungseinheit, die in 1 gezeigt ist.
3 zeigt die Darstellung von Beispielen für Veränderungen bei einem Strom id1 bezüglich der Größen von Lasten,
4 zeigt Stromsignalverläufe, die erhalten werden, bevor und nachdem eine Ausgangsspannung abnimmt.
5 zeigt eine Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
6 zeigt ein detaillierteres elektrisches Schaltungsdiagramm einer Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
7 zeigt Signalverlaufsansichten zum Veranschaulichen von intermittierenden Schwingungsoperationen.
8 zeigt eine Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
9 zeigt eine Ansicht, die ein Beispiel für eine herkömmliche Schaltleistungsversorgungseinheit darstellt.
Detaillierte Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung
Im Folgenden werden die bevorzugten Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung im Detail unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert.
1 ist eine Ansicht, die eine Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. In 1 umfasst ein Transformator T eine Primärwicklung T1, eine Sekundärwicklung T2, eine Vorspannungswicklung T3 als eine erste Treiber wicklung und eine Vorspannungswicklung T4 als eine zweite Treiberwicklung. Eine Reihenschaltung, die aus der Primärwicklung T1 und einem Induktor L gebildet ist, ist in Reihe mit einer ersten Schaltschaltung S1 und einer Eingangsleistungsversorgung E geschaltet.
Eine Reihenschaltung, die aus einer zweiten Schaltschaltung 52 und einem Kondensator C gebildet ist, ist parallel zu der Reihenschaltung geschaltet, die aus der Primärwicklung T1 des Transformators T und dem Induktor L gebildet ist. Bei der Sekundärwicklung T2 des Transformators T ist eine Gleichrichtungs-/Glättungsschaltung 13 angeordnet, die aus einer Gleichrichtungsdiode Ds und einem Glättungskondensator Co gebildet ist.
Die erste Schaltschaltung S1 ist durch eine Parallelverbindungsschaltung gebildet, die aus einem ersten Schaltelement Q1, einer ersten Diode D1 und einem ersten Kondensator C1 gebildet ist. Die zweite Schaltschaltung S2 ist durch eine Parallelverbindungsschaltung gebildet, die aus einem zweiten Schaltelement Q2, einer zweiten Diode D2 und einem zweiten Kondensator C2 gebildet ist. Die Vorspannungswicklungen T3 und T4 des Transformators T sind verbunden, um Schaltungen 11 und 12 zu steuern, die das erste und das zweite Schaltelement Q1 und Q2 steuern.
Die Ausgangsseite der Gleichrichtungs-/Glättungsschaltung 13 ist mit einer Ausgangserfassungs- und Ausgangsspannungsreduktionsschaltung 14 verbunden. Die Ausgangserfassungs- und Ausgangsspannungsreduktionsschaltung 14 erfasst eine Ausgangsspannung Vo, die an eine Last L1 geliefert wird, und erfasst bei Bedarf einen Ausgangsstrom Io. Das erfasste Signal wird an die Steuerschaltung 11 geliefert, um die An-Zeit des Schaltelements Q1 zu steuern.
Die Ausgangserfassungs- und Ausgangsspannungsreduktionsschaltung 14 weist einen Steuersignaleingangsanschluss 4 auf. Basierend auf dem Signal, das an den Steuersignalein gangsanschluss angelegt wird, gibt die Ausgangserfassungs- und Ausgangsspannungsreduktionsschaltung 14 ein Rückkopplungssignal an die Steuerschaltung 11 aus, derart, dass eine Ausgangsspannung der Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung bei entweder einer ersten Spannung oder einer zweiten Spannung, die niedriger als die erste Spannung ist, stabilisiert wird.
Die Steuerschaltung 11, die in 1 gezeigt ist, ermöglicht gemäß einer Spannung, die an der Vorspannungswicklung T3 erzeugt wird, dass das Schaltelement Q1 eine selbsterregte Schwingung durchführt, durch ein Anlegen einer positiven Rückkopplung an das Schaltelement Q1. Das Signal, das durch die Ausgangserfassungs- und Ausgangsspannungsreduktionsschaltung 14 erfasst wird, wird, wie es im Allgemeinen erforderlich ist, über eine Isolationsschaltung eingegeben, und gemäß der Differenz zwischen einer Spannung des Eingangssignals und einer Referenzspannung wird die Aus-Zeitgebung des ersten Schaltelements Q1 gesteuert, um die An-Zeit des Schaltelements Q1 zu steuern.
Die Steuerschaltung 12 steuert die An-Zeit des zweiten Schaltelements Q2 durch ein Steuern der Aus-Zeitgebung des Schaltelements Q2 mit der Eingabe einer Spannung, die bei der Vorspannungswicklung T4 erzeugt wird. Die Steuerschaltung 12 steuert die An-Zeit des zweiten Schaltelements Q2 mit der Eingabe des Signals, das durch die Ausgangserfassungs- und Ausgangsspannungsreduktionsschaltung 14 erfasst wird, je nach Bedarf. Wie es im Folgenden erläutert wird, wird es bevorzugt, dass die Steuerschaltung 12 die An-Zeit des zweiten Schaltelements Q2 steuert, um zu der Zeit im Wesentlichen konstant zu sein, wenn die Ausgangsspannung der Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung bei der ersten Spannung stabilisiert sein sollte, sowie zu der Zeit, wenn die Ausgangsspannung der Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung bei der zweiten Spannung stabilisiert sein sollte.
Die Steuerschaltungen 11 und 12 steuern derart, dass die Schaltelemente Q1 und Q2 abwechselnd an-/ausgeschaltet werden, wobei eine Periode dazwischen liegt, in der beide Schaltelemente Q1 und Q2 ausgeschaltet sind. Bei dieser Struktur können z. B., da es nicht notwendig ist, irgendeine Schaltsteuer-IC zu verwenden, wie z. B. einen Sperrwandler von dem Typ einer separat erregten Schwingung, die Steuerschaltungen 11 und 12 durch einfache Schaltungen gebildet werden.
Der Induktor L stellt einen Leckinduktor des Transformators T als ein Schaltungselement dar. Um jedoch eine Resonanzfrequenz (Zyklus) des Kondensators C und des Induktors L auf einen spezifizierten Wert zu setzen, kann neben dem Transformator T ein Induktor in Reihe mit der Primärwicklung des Transformators geschaltet sein.
2 zeigt Signalverläufe von Teilen der Schaltung, die in 1 gezeigt ist. Unter Bezugnahme auf die 1 und 2 wird nun eine Beschreibung der Operation der Schaltung gegeben. Signalverläufe (a) und (b) zeigen Signale, die den An/Aus-Zustand der Schaltelemente Q1 und Q2 anzeigen, und Signalverläufe (c) und (d) zeigen ein Spannungssignalverlaufsignal Vds1 über den Kondensator C1 bzw. ein Stromsignalverlaufsignal id1 der Schaltschaltung S1. Signalverläufe (e) und (f) zeigen ein Spannungssignalverlaufsignal Vds2 über den Kondensator C2 bzw. ein Stromsignalverlaufsignal id2 der Schaltschaltung S2.
Die Operation der Schaltleistungsversorgungseinheit, die in 1 gezeigt ist, kann durch Zeiten t1 bis t6 während eines Schaltzyklus Ts in fünf Operationszustände geteilt werden. Die Operation in jedem Zustand wird im Folgenden veranschaulicht.
<Zustand 1> t1 bis t2
Das Schaltelement Q1 wird angeschaltet, wie es durch den Signalverlauf (a) gezeigt ist. Eine Eingangsspannung wird an die Primärwicklung T1 des Transformators T angelegt, und ein Strom der Primärwicklung des Transformators T nimmt linear zu, so dass eine Erregungsenergie in dem Transformator T gespeichert wird. Wenn das Schaltelement Q1 zu einer Zeit t2 ausgeschaltet wird, geht die Operation der Schaltleistungsversorgungseinheit zu Zustand 2 über.
<Zustand 2> t2 bis t3
Wenn das Schaltelement Q1 ausgeschaltet wird, befinden sich die Primärwicklung T1 des Transformators T und der Induktor L mit den Kondensatoren C1 und C2 in Resonanz, und der Kondensator C1 wird geladen, und der Kondensator C2 wird entladen. Wie es durch den Signalverlauf (c) gezeigt ist, ist eine Kurve des ansteigenden Teils des Spannungssignalverlaufsignals Vds1 des Kondensators C1 ein Teil einer Sinuswelle, die durch eine Resonanz erzeugt wird, die durch den Kondensator C1, den Induktor L und den Induktor der Primärwicklung T1 erzeugt wird. Der ansteigende Teil des Stromsignalverlaufsignals id1 der Schaltschaltung S1, das durch den Signalverlauf (d) gezeigt ist, ist ein Signalverlauf von 90°-Phasenvoreilung bezüglich des Spannungssignalverlaufsignals Vds1.
Wie es durch den Signalverlauf (e) gezeigt ist, wird, wenn die Spannung Vds2 des Kondensators C auf eine Spannung von Null abfällt, die Diode D2 in Leitung gebracht, und das Schaltelement Q2, das durch Signalverlauf (b) gezeigt ist, wird angeschaltet. Bei dieser Anordnung wird eine Nullspannungsschaltoperation durchgeführt, und die Operation geht zu Zustand 3 über. Wie es durch den Signalverlauf (e) gezeigt ist, ist die Kurve des abfallenden Teils der Spannung Vds2 des Kondensators C2 ein Teil einer Sinuswelle, die durch eine Resonanz erzeugt wird, die durch den Kondensator C2, den Induktor L und den Induktor der Primärwicklung T1 erzeugt wird. Wie es durch den Signalverlauf (f) gezeigt ist, ist der abfallende Teil des Stromsignalverlaufsignals id2 ein Signalverlauf von 90°-Phasenvoreilung bezüglich des Spannungssignalverlaufsignals Vds2. In dieser Situation wird das Gleichrichtungselement Ds in Leitung gebracht, und eine Nullspannungsanschaltoperation wird dadurch gestartet.
<Zustand 3> t3 bis t4
In Zustand 3 wird die Diode D2 oder das Schaltelement Q2 in Leitung gebracht, und der Induktor L und der Kondensator C beginnen dadurch, miteinander in Resonanz zu sein. Unter den Umständen wird auf der Sekundärseite das Gleichrichtungselement Ds in Leitung gebracht, und die Erregungsenergie, die in dem Transformator T gespeichert ist, wird dadurch von der Sekundärwicklung T2 entladen, um über die Gleichrichtungs-/Glättungsschaltung 13 ausgegeben zu werden. In diesem Fall steigt, da ein Strom is, der durch das Gleichrichtungselement Ds fließt, einem Wert ähnlich ist, der durch ein Herleiten eines linear abnehmenden Erregungsstroms im von einem Resonanzstrom id2 erhalten wird, der durch den Induktor L und den Kondensator C auf der Primärseite erhalten wird, der Strom id2 von einer Spannung von Null an, um einen Signalverlauf zu erzeugen, der eine Sinuswellenkurve aufweist. Folglich fällt der Strom is auf einen Nullstrom ab, nachdem eine Spitze erreicht worden ist, bei der eine Stromänderungsrate null ist. Bei Zeit t4 wird die Beziehung zwischen dem Erregungsstrom im des Transformators und dem Strom id2 durch eine Gleichung im = id2 ausgedrückt. Wenn der Sekundärseitenstrom Is 0 wird, wird das Gleichrichtungselement Ds ausgeschaltet, und die Nullstromausschaltoperation des Gleichrichtungselements Ds wird dadurch durchgeführt. Dann endet Zustand 3.
<Zustand 4> t4 bis t5
Wenn das Gleichrichtungselement Ds ausgeschaltet wird, endet die Resonanz zwischen dem Kondensator C und dem Induktor L auf der Primärseite, und nur der Erregungsstrom im fließt durch ein Entladen des Kondensators C, um den Transformator T in einer Richtung zu erregen, die derjenigen in Zustand 1 entgegengesetzt ist. Der Strom id2, der linear von t4 zu t5 ansteigt, ist zu dem Erregungsstrom im äquivalent.
<Zustand 5> t5 bis t6
Wenn das Schaltelement Q2 bei t5 ausgeschaltet wird, sind die Primärwicklung T1 des Transformators T und der Induktor L mit den Kondensatoren C1 und C2 in Resonanz, um den Kondensator C1 zu entladen und den Kondensator C2 zu laden. Wenn die Spannung Vds1 des Kondensators C1 abfällt, um eine Spannung von Null zu sein, wird die Diode D1 in Leitung gebracht. In diesem Fall wird das Schaltelement Q1 bei t6 angeschaltet, um die Nullspannungsschaltoperation durchzuführen, und dann endet Zustand 5 und der Zyklus wiederholt sich.
Die im Vorhergehenden beschriebenen Operationen werden für einen einzigen Schaltzyklus durchgeführt, und die gleichen Operationen werden für den nächsten Schaltzyklus durchgeführt. Danach werden die Operationen wiederholt. Bei der im Vorhergehenden beschriebenen Schaltleistungsversorgungsschaltung ist, da die Schaltelemente Q1 und Q2 bei einer Spannung von Null angeschaltet werden und das Schaltelement Q2 nahe einem Nullstrom ausgeschaltet wird, ein Schaltverlust in hohem Maße verringert. Außerdem wird das Sekundärseitengleichrichtungselement Ds bei Nullstrom angeschaltet, und der Stromsignalverlauf desselben steigt relativ steil von dem Nullstrom an. Nach einem Erreichen der Spitze, bei der die Stromänderungsrate null ist, wendet der Stromsignalverlauf erneut, um derjenige eines Nullstroms zu sein, um das Gleichrichtungselement Ds auszuschalten. Folglich erzeugt der Signalverlauf des Stroms, der durch das Gleichrichtungselement Ds fließt, einen Rechtecksignalverlauf, so dass ein Spitzenstromwert auf einen niedrigen Pegel verrin gert wird, der effektive Stromwert wird verringert, was zu der Verringerung eines Leitungsverlustes führt.
3 zeigt ein Beispiel für Veränderungen bei dem Strom id1 bezüglich der Größen von Lasten, und 4 zeigt Stromsignalverläufe, die vor und nach einer Verringerung einer Ausgangsspannung erhalten werden.
Nun wird eine detailliertere Erläuterung des Zirkulationsstroms gegeben, der bei dem herkömmlichen Beispiel beschrieben wird. In dem herkömmlichen Fall zeigt 3 Veränderungen bei der Spitze eines Stroms, die durch ein Steuern der Perioden auftreten, in denen die erste Schaltschaltung S1 an-/ausgeschaltet ist. In dieser Situation ist Signalverlauf (a) eine Veränderung bei geringer Last, Signalverlauf (b) ist eine Veränderung bei Nennlast, und Signalverlauf (c) ist eine Veränderung bei hoher Last. In 3 ist bezüglich des Erregungsstroms im, der durch eine gestrichelte Linie angezeigt ist, die positive Seite des Stroms in einer Richtung, die zu derjenigen entgegengesetzt ist, die in 2 gezeigt ist.
Wie es in 3 gezeigt ist, gilt, wenn die Veränderung bei geringer Last, die durch den Signalverlauf (a) dargestellt ist, mit derjenigen bei Nennlast durch den Signalverlauf (b) verglichen wird, dass das Verhältnis der An-Zeit Tan 2 bezüglich Tan 1 um so größer ist, je geringer die Last ist. In anderen Worten schaltet die Steuerschaltung 12 das Schaltelement Q2 abwechselnd bezüglich des Schaltelements Q1 an/aus und steuert, um Tan + Taus durch ein Konstanthalten der An-Zeit Taus des Schaltelements Q2 konstant zu halten, unabhängig von der Größe der Last. In 3 zeigt der schraffierte Abschnitt einen Zirkulationsstrom, der sich nicht auf einen Ausgang bezieht, um ein Rückkopplungsstrom zu sein. Wie es bei dem herkömmlichen Beispiel veranschaulicht ist, nehmen, wenn das Verhältnis des Zirkulationsstroms zunimmt, Leitungswirkungsgrade des Transformators T und der Schaltelemente Q1 und Q2 zu, wodurch der Wirkungsgrad abnimmt.
Somit ist bei dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung die Ausgangserfassungs- und Ausgangsspannungsreduktionsschaltung 14, die in 1 gezeigt ist, bereitgestellt, um den Zirkulationsstrom zu verringern. Das heißt, die gestrichelte Linie, die in 4 gezeigt ist, zeigt den Strom id1 an, der durch die Schaltschaltung S1 fließt, der erhalten wird, bevor die Ausgangsspannung abnimmt. Der Strom id1 fällt zu der negativen Seite ab und nimmt dann mit einer konstanten Steigung zu. Die Steigung wird durch Vin/Lp dargestellt (Vin: eine Leistungsversorgungsspannung, und Lp: die Induktivität der Primärwicklung des Transformators T).
Wenn das Schaltelement Q2 ausgeschaltet wird, nimmt nach dem Ausschalten der Strom id1 ab. Die Steigung des abnehmenden Stroms wird durch n_p ² Vo/(n_s ²L_p) ausgedrückt (n_p: ein Verhältnis der Anzahl von Windungen der Primärwicklung des Transformators T, Vo: eine Ausgangsspannung, und n_s: die Anzahl von Sekundärwicklungen). In diesem Fall weist, da die Wicklungsanzahlen n_p und n_s und die Induktivität L_p der Primärwicklung T1 konstante Werte aufweisen, wenn die Ausgangsspannung Vo durch die Ausgangserfassungs- und Ausgangsspannungsreduktionsschaltung 14 auf einen niedrigen Pegel gesetzt wird, die Steigung eine sanfte Neigung auf, so dass der Rückkopplungsstrom und der Zirkulationsstrom in hohem Maße verringert werden können und der Leitungsverlust verringert werden kann, um einen hohen Wirkungsgrad zu erhalten. Unter Bezugnahme auf ein detailliertes Beispiel der Ausgangserfassungs- und Ausgangsspannungsreduktionsschaltung 14 wird eine detaillierte Beschreibung in 6 gegeben, die im Folgenden beschrieben ist.
5 ist eine Ansicht, die eine Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Bei dem Ausfüh rungsbeispiel, das in 5 gezeigt ist, ist eine Reihenschaltung, die aus einer Schaltschaltung S2 und einem Kondensator C gebildet ist, parallel zu einer Schaltschaltung S1 geschaltet, und die Betriebsvorteile der Schaltung sind die gleichen wie diejenigen, die in 1 gezeigt sind.
6 ist eine Ansicht, die eine Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
Bei dem Ausführungsbeispiel, das in 6 gezeigt ist, sind die Teile, die sich von denjenigen des Ausführungsbeispiels unterscheiden, das in 1 gezeigt ist, die folgenden. Das heißt, ein Induktor L ist in Reihe zwischen die +-Seite einer Eingangsleistungsversorgung E und ein Ende einer Primärwicklung T1 eines Transformators T geschaltet, und die Eingangsleistungsversorgung E, der Induktor L, die Primärwicklung T1 und die Schaltschaltung S1 sind in Reihe geschaltet. MOS-FETs werden als ein Schaltelement Q1 der Schaltschaltung S1 und ein Schaltelement Q2 der Schaltschaltung S2 verwendet.
Eine Steuerschaltung 11 ist aus einem Transistor Q3, einem Phototransistor Q5 eines Photokopplungselements als einer Isolationsschaltung, Widerständen R1, R2 und R3 und Kondensatoren C3 und C4 gebildet. Eine Spannung, die bei einer Vorspannungswicklung 3 erzeugt wird, wird an das Gate eines MOS-FET Q1 über den Kondensator C3 und den Widerstand R2 angelegt. Eine Reihenschaltung, die aus dem Widerstand R3 und dem Phototransistor Q5 gebildet ist, und der Kondensator C4, die zwischen ein Ende jedes der Widerstände R1 und R2 und das Gate des MOS-FET Q1 geschaltet sind, bilden eine Zeitkonstantenschaltung.
Eine Steuerschaltung 12 ist aus einem Transistor Q4, Widerständen R4 und R5 und Kondensatoren C5 und C6 gebildet. Eine Spannung, die bei einer Vorspannungswicklung T4 er zeugt wird, wird an das Gate eines MOS-FET Q2 über den Kondensator C5 und den Widerstand R5 angelegt. Der Widerstand R4 und der Kondensator C6 bilden eine Zeitkonstantenschaltung. Ein Widerstand R11 ist ein Startwiderstand zum Anlegen einer Spannung bei Inbetriebnahme.
Eine Ausgangserfassungs- und Ausgangsspannungsreduktionsschaltung 14 ist aus einer Reihenschaltung, die aus einem Widerstand R9, einer Photodiode D3 eines Photokopplungselements und einem Nebenschlussregler SR gebildet ist, einer Reihenschaltung aus Widerständen R6 und R7, die zwischen die Ausgänge einer Gleichrichtungs-/Glättungsschaltung 13 geschaltet sind, einem Transistor Q6 und einem Widerstand R10, die zwischen beide Enden des Widerstands R6 geschaltet sind, um ein Signal von außen über einen Widerstand R8 zu empfangen, gebildet. Der Nebenschlussregler SR wird z. B. durch einen Operationsverstärker gebildet und ermöglicht, dass eine Photodiode D3 angemacht wird, wenn eine Vergleichsspannung geteilt durch die Widerstände R6 und R7 eine Referenzspannung des Operationsverstärkers übersteigt. Der Transistor Q6 wird angeschaltet, wenn ein Niedrigpegelsignal von außen über einen Widerstand R8 eingegeben wird, und mit der Parallelverbindung des Widerstands R6 und des Widerstands R10 wird eine Ausgangsspannung niedriger gemacht. Ein Kondensator Cs ist parallel zu dem Gleichrichtungselement Ds geschaltet.
Außerdem ist eine Stabilisierungsschaltung 15 parallel zu der Ausgangserfassungs- und Ausgangsspannungsreduktionsschaltung 14 angeordnet. Zum Beispiel gibt, selbst wenn ein Gleichstrom von 24 V aus der Gleichrichtungs-/Glättungsschaltung 13 ausgegeben wird und die Spannung von 24 V durch die Operation der Ausgangserfassungs- und Ausgangsspannungsreduktionsschaltung 14 verringert wird, die Stabilisierungsschaltung 15 als ein anderes System zum Beispiel eine stabilisierte Spannung von 5 V, die für eine Logikschaltung verwendet wird, an eine Last L2 aus.
Anschließend wird eine Beschreibung der detaillierten Operation der Schaltleistungsversorgungseinheit gegeben, die in 6 gezeigt ist. Zuerst wird bei Inbetriebnahme eine Spannung an das Gate des MOS-FET Q1 über den Widerstand R11 angelegt, und der MOS-FET Q1 wird dadurch angeschaltet. Wenn der MOS-FET Q1 angeschaltet wird, wird eine Spannung über beide Enden der Vorspannungswicklung T3 bewirkt. Außerdem wird bei einem normalen Betrieb nach Inbetriebnahme bei einer Zeitgebung, bei der der MOS-FET Q2 und die Diode in nichtleitfähige Zustände gebracht werden, eine Spannung bei der Vorspannungswicklung T3 erzeugt. Wenn die Spannung an beiden Enden der Vorspannungswicklung T3 erzeugt wird, wird die Spannung über den Kondensator C3 und den Widerstand R2 an das Gate des MOS-FET Q1 angelegt, um den MOS-FET Q1 anzuschalten. In dieser Situation wird der Kondensator C4 über die Widerstände R1 und R3 und den Phototransistor Q5 allmählich geladen. Wenn die geladene Spannung des Kondensators C4 eine Schwellenspannung (z. B. 0,6 V) des Transistors Q3 nach einer festen Zeitdauer überschreitet, da der Transistor Q3 angeschaltet wird, so dass die Gate-Spannung des MOS-FET Q1 ein Massepotential wird, wird der MOS-FET Q1 ausgeschaltet. Folglich wird das Potential der Primärwicklung T1 umgekehrt, und Energie wird dadurch von der Sekundärwicklung T2 geliefert.
Unterdessen wird, wenn eine Spannung bei der Vorspannungswicklung T4 erzeugt wird, die Spannung an das Gate des MOS-FET Q2 über den Kondensator C5 und den Widerstand R5 der Steuerschaltung 12 angelegt, um den MOS-FET Q2 anzuschalten. In dieser Situation wird der Kondensator C6 über den Kondensator C5 und den Widerstand R4 geladen. Wenn die geladene Spannung des Kondensators C6 eine Schwellenspannung des Transistors Q4 nach einer festen Zeitdauer überschreitet, wird der Transistor Q4 angeschaltet und der MOS-FET Q2 wird dadurch ausgeschaltet. Durch ein Wiederholen dieser Operation wird Energie von der Sekundärwicklung T2 als eine Spannung Vo über die Gleichrichtungs-/Glättungsschaltung 13 und die Ausgangserfassungs- und Ausgangsspannungsreduktionsschaltung 14 an eine Last L1 geliefert. Außerdem wird eine Gleichstromspannung, die durch die Gleichrichtungs-/Glättungsschaltung 13 gleichgerichtet wird, durch die Stabilisierungsschaltung 15 in eine spezifizierte stabilisierte Spannung umgewandelt, und eine Ausgangsspannung Vo' wird dadurch an die Last L2 geliefert.
Bei diesem Ausführungsbeispiel, hauptsächlich bei geringer Last, wird eine Steuerung derart geliefert, dass die Ausgangsspannung verringert wird, um den Zirkulationsstrom und den Rückkopplungsstrom zu verringern. In anderen Worten wird, wenn ein Signal von außen in einen Anschluss 4 eingegeben wird, der Transistor Q6 angeschaltet, und mit der Parallelverbindung des Widerstands R6 und des Widerstands R10 nimmt die Spannung über den Widerstand R7 zu. Die Spannung ist höher als eine Referenzspannung des Nebenschlussreglers SR, und dadurch fließt ein Strom durch eine Licht emittierende Diode D3, um Licht zu emittieren. Folglich nimmt die Impedanz des Phototransistors Q5 der Steuerschaltung 11 ab, und die An-Zeit des MOS-FET Q1 wird dadurch verkürzt, wodurch die Ausgangsspannung verringert wird.
Der Kondensator Cs ist über das Gleichrichtungselement Ds geschaltet. Der Kondensator Cs ist mit der Sekundärwicklung T2 des Transformators T in Resonanz, wenn der MOS-FET Q1 oder Q2 ausgeschaltet ist, und der Spannungssignalverlauf des Kondensators CS bildet einen Signalverlauf eines Teils eines Sinussignalverlaufs. Dann wird die Kapazität des Kondensators CS so gesetzt, dass der Spannungssignalverlauf in einer spezifizierten Zeit von einer Spannung von Null ansteigt oder auf die Spannung von Null abfällt. Bei dieser Anordnung werden, da die Spannung über den Kondensator Cs nicht von steilen Veränderungen begleitet wird, der Schaltverlust und der Rückwärtserholverlust des Gleichrichtungselements Ds verringert.
Anschließend wird als ein modifiziertes Beispiel des Ausführungsbeispiels, das in 6 gezeigt ist, ein Beispiel einer intermittierenden Schwingungsoperation veranschaulicht. Wenn eine Ausgangsspannung durch die Ausgangserfassungs- und Ausgangsspannungsreduktionsschaltung 14 verringert wird, wird eine Leistungsversorgung, die zu der Eingangsleistungsversorgung E zurückgeführt wird, verringert. Wie es in 4 gezeigt ist, wird der Schaltzyklus T verkürzt, um der Schaltzyklus T' zu sein, und eine Schaltfrequenz nimmt dadurch zu. Auf diese Weise wird eine Anordnung so gemacht, dass eine intermittierende Schwingungsoperation, bei der Schwingungsperioden zum Durchführen der An-/Ausschaltoperationen der MOS-FETs Q1 und Q2 und Aussetzungsperioden zum Durchführen keiner Schaltoperationen abwechselnd wiederholt werden, durchgeführt wird, wenn die Schaltfrequenz die Frequenz einer bestimmten Schwelle auf diese Weise überschreitet. Da keine Schaltoperationen während der Aussetzungsperioden bei der intermittierenden Schwingungsoperation durchgeführt werden, tritt überhaupt kein Schaltverlust auf. Außerdem nimmt sogar bei dem Schaltzyklus der Zirkulationsstrom ab, und ein Leitungsverlust nimmt dadurch ab. Folglich wird ein Verlust pro Einheit Zeit erheblich verringert, und ein Leistungsumwandlungswirkungsgrad nimmt in hohem Maße zu.
7 zeigt Signalverläufe zum Veranschaulichen einer derartigen intermittierenden Schwingungsoperation. Anschließend wird unter Bezugnahme auf die 6 und 7 die intermittierende Schwingungsoperation erläutert. Wie es im Vorhergehenden beschrieben ist, nimmt, wenn die Ausgangsspannung durch ein Eingangssignal niedriger gemacht wird, der Zirkulationsstrom ab. Dann wird die An-Zeit Tan des MOS-FET Q1, der in 6 gezeigt ist, Tan', um kürzer zu sein, und die Schaltfrequenz nimmt dadurch zu.
Als eine detaillierte Operation wird, wenn eine Spannung bei der Vorspannungswicklung T3 erzeugt wird, die Spannung über den Kondensator C3 und den Widerstand R2 an das Gate des MOS-FET Q1 angelegt, um den MOS-FET Q1 anzuschalten. In diesem Fall wird eine Verzögerungszeit, in der nach einer Erzeugung der Spannung bei der Vorspannungswicklung T3 die Spannung an das Gate des MOS-FET Q1 angelegt wird und die Schwellenspannung übersteigt, um den MOS-FET Q1 anzuschalten, als t1 gesetzt. Zusätzlich wird eine Verzögerungszeit, in der nach der Erzeugung der Spannung bei der Vorspannungswicklung T3 der Kondensator C4 allmählich über die Reihenschaltung geladen wird, die aus den Widerständen R1 und R3 und dem Phototransistor Q5 gebildet ist, die Spannung, die in dem Kondensator C4 geladen ist, die Schwellenspannung des Transistors Q3 überschreitet, um den Transistor Q3 anzuschalten und den MOS-FET Q1 auszuschalten, als t2 gesetzt: In diesem Fall ist die Zeit (t2 – t1) zu einer Zeit äquivalent, in der die Spannung an das Gate des MOS-FET Q1 angelegt wird. Die Verzögerungszeit t1 ist ein konstanter Wert, der durch den Kapazitätswert des Kondensators C3, den Widerstandswert des Widerstands R2 und die Spannung, die bei der Vorspannungswicklung T3 erzeugt wird, bestimmt wird. Die Verzögerungszeit t2 wird durch eine Zeitkonstante, die durch den Kapazitätswert des Kondensators C4, den Widerstandswert des Widerstands R3 und die Impedanz des Phototransistors Q5 bestimmt wird, die Spannung, die an dem Gate des MOS-FET Q1 erzeugt wird, und dergleichen bestimmt. Die Verzögerungszeit t2 ist ein Wert, der sich gemäß einem Ausgang ändert, da die Impedanz des Phototransistors Q5 sich ändert. In anderen Worten wird, wenn der Ausgang groß ist, die Verzögerungszeit t2 länger, und wenn der Ausgang kleiner ist, wird die Verzögerungszeit t2 kürzer.
Nun wird, wenn der MOS-FET Q1 die Schaltoperation durchführt, da die Ausgangsspannung allmählich zunimmt, die Verzögerungszeit t2 kürzer. In dieser Situation, wenn die Verzögerungszeit t2 aufgrund der Verzögerung des Steuersystems oder dergleichen kürzer als die Verzögerungszeit t1 wird, kann der MOS-FET Q1 nicht angeschaltet werden. In einem Fall, bei dem der MOS-FET Q1 durch die Spannung, die bei der Vorspannungswicklung T3 erzeugt wird, nicht angeschaltet werden kann, wird die Schaltoperation des MOS-FET Q1 ausgesetzt, und dann wird die Aussetzungsperiode fortgeführt, bis der MOS-FET Q1 über den Startwiderstand angeschaltet wird. Außerdem ist eine Periode, die sich fortsetzt, bis das Anschalten des MOS-FET Q1 unmöglich wird, nachdem der MOS-FET Q1 über den Startwiderstand angeschaltet worden ist, und die Verzögerungszeit t2 kürzer als die Verzögerungszeit t1 wird, äquivalent zu einer Schwingungsperiode, wodurch eine intermittierende Schwingungsoperation durchgeführt wird.
Bezüglich der intermittierenden Schwingung nimmt die Ausgangsspannung aufgrund eines Ladens der Ausgangsspannung während der Schwingungsperiode zu, und die Ausgangsspannung nimmt aufgrund eines Entladens während der Aussetzungsperiode ab. Diese Situation ist in 7 gezeigt. Signalverlauf (a) zeigt eine Ausgangsspannung Vo, Signalverlauf (b) zeigt einen Spannungssignalverlauf zwischen Drain und Source des MOS-FET Q1, und Signalverlauf (c) zeigt einen vergrößerten Spannungssignalverlauf zwischen Drain und Source des MOS-FET Q1, und Signalverlauf (d) zeigt einen vergrößerten Spannungssignalverlauf zwischen Gate und Source des MOS-FET Q1.
Wie es im Vorhergehenden beschrieben ist, startet, da die Verzögerung des Steuersystems ermöglicht, dass die intermittierende Schwingungsoperation durchgeführt wird, wenn die Schaltfrequenz höher als eine bestimmte Frequenz wird, die intermittierende Schwingungsoperation. Wenn die Schwellenfrequenz zwischen eine Schaltfrequenz vor einer Abnahme bei der Ausgangsspannung und eine Schaltfrequenz nach der Abnahme bei der Ausgangsspannung gesetzt wird, kann die intermittierende Schwingungsoperation durch die Abnahme bei der Ausgangsspannung durchgeführt werden.
8 zeigt eine Schaltleistungsversorgungseinheit eines weiteren Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
Dieses Ausführungsbeispiel ist ein modifiziertes Beispiel des Ausführungsbeispiels, das in 1 gezeigt ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind eine Eingangsleistungsversorgung E, ein Kondensator C, eine Primärwicklung T1, ein Induktor L und eine Schaltschaltung S1 in Reihe geschaltet, und außerdem sind die Eingangsleistungsversorgung E, die Schaltschaltung S1 und eine Schaltschaltung S2 in Reihe geschaltet. Die Betriebsvorteile der Schaltleistungsversorgungseinheit bei diesem Ausführungsbeispiel sind die gleichen wie diejenigen, die in 1 gezeigt sind.
Es sei darauf hingewiesen, dass die offenbarten Ausführungsbeispiele bei dieser Anmeldung in jeder Hinsicht der vorliegenden Erfindung veranschaulichend und nicht einschränkend sind. Dementsprechend seien Fachleute darauf hingewiesen, dass der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung nur durch die angehängten Ansprüche und nicht durch die im Vorhergehenden beschriebenen Ausführungsbeispiele bestimmt wird, und alle Modifizierungen, die in den Schutzbereich der Ansprüche und die Äquivalenz des Schutzbereichs derselben fallen, sollen deshalb durch die Ansprüche mit eingeschlossen sein.
Obwohl bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung offenbart worden sind, werden verschiedene Ausführungsmodi der hier offenbarten Prinzipien als innerhalb des Schutzbereichs der folgenden Ansprüche liegend betrachtet. Deshalb sei darauf hingewiesen, dass der Schutzbereich der Erfindung nicht eingeschränkt sein soll, außer wie es in den Ansprüchen anders dargelegt ist.

Claims

Eine Schaltleistungsversorgungseinheit, die folgende Merkmale aufweist: einen Transformator (T), der eine Primärwicklung (T1) und eine Sekundärwicklung (T2) aufweist; eine erste Schaltschaltung (S1), die mit einer Reihenschaltung der Primärwicklung (T1) und einer Eingangsleistungsquelle (E) in Reihe geschaltet ist, wobei die erste Schaltschaltung (S1) eine Parallelschaltung aufweist, die ein erstes Schaltelement (Q1), eine erste Diode (D1) und einen ersten Kondensator (C1) aufweist; eine Reihenschaltung eines Kondensators (C) und einer zweiten Schaltschaltung (S2), wobei die Reihenschaltung des Kondensators (C) und der zweiten Schaltschaltung (S2) parallel zu der Primärwicklung (T1) geschaltet ist, wobei die zweite Schaltschaltung eine Parallelschaltung aufweist, die ein zweites Schaltelement (Q2), eine zweite Diode (D2) und einen zweiten Kondensator (C2) aufweist; eine erste und eine zweite Schaltsteuerschaltung (11; 12), die mit der ersten und der zweiten Schaltschaltung (S1; S2) verbunden sind, jeweils zum Steuern des ersten und des zweiten Schaltelements (Q1; Q2), um abwechselnd an-/auszuschalten, wobei eine Periode, in der das erste und das zweite Schaltelement sich ausschalten, dazwischen liegt; und eine Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung (13), die mit der Sekundärwicklung (T2) verbunden ist; gekennzeichnet durch eine Spannungserfassungs- und Spannungsreduktionsschaltung (14), die einen Externsteuersignaleingangsanschluss (4) aufweist und mit der Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung (13) verbunden ist, wobei die Spannungserfassungs- und Spannungsreduktionsschaltung (14) eine Ausgangsspannung der Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung (13) erfasst und ein Rückkopplungssignal an die erste Schaltsteuerschaltung (11) ausgibt, derart, dass eine Ausgangsspannung der Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung bei einer von einer ersten Spannung und einer zweiten Spannung, die niedriger als die erste Spannung ist, basierend auf einem externen Signal, das an den Externsteuersignaleingangsanschluss (4) angelegt wird, stabilisiert wird.
Die Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß Anspruch 1, bei der zumindest eines des ersten und des zweiten Schaltelements (Q1; Q2) einen Feldeffekttransistor aufweist.
Die Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der der Transformator (T) eine erste Treiberwicklung (T3) zum Erzeugen einer Spannung, die das erste Schaltelement (Q1) in Leitung treibt, und eine zweite Treiberwicklung (T4) zum Erzeugen einer Spannung, die das zweite Schaltelement (Q2) treibt, um eine selbsterregte Schwingung durchzuführen, umfasst.
Die Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß Anspruch 1, bei der der Transformator (T) eines von einem Leckinduktor, der zwischen der Primärwicklung (T1) und der Sekundärwicklung (T2) angeordnet ist, und einem Induktor (L), der mit der Primärwicklung in Reihe geschaltet ist, umfasst; und der Induktor und der Kondensator eine Resonanzschaltung bilden.
Die Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der die Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung (13) eine Diode (Ds) und zumindest eine von einer parasitären Kapazität der Diode und einer kapazitiven Impedanz, die parallel zu der Diode geschaltet ist, umfasst; und die zumindest eine der parasitären Kapazität und der kapazitiven Impedanz und eine Induktivität des Transformators eine Resonanzschaltung während einer Periode bilden, in der das erste und das zweite Schaltelement (Q1; Q2) beide ausgeschaltet sind.
Die Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß Anspruch 1, bei der die zweite Schaltsteuerschaltung (12) eine Zeitkonstantensteuerschaltung umfasst, die aus einem Transistor (Q4), einem Kondensator (C5, C6) und einer Impedanzschaltung (R4, R5) gebildet ist.
Die Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der eine An-Periode des ersten Schaltelements gesteuert wird, um die Ausgangsspannung so zu steuern, dass eine An-Periode des zweiten Schaltelements (Q1) in etwa konstant gehalten wird.
Die Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5 oder 7, die ferner eine Steuerschaltung (12) zum Steuern der Leitungszeit des zweiten Schaltelements (Q2) aufweist, derart, dass zumindest eines des ersten und des zweiten Schaltelements (Q1; Q2) bei einer Spannung von Null oder nach einem Abfallen auf eine Spannung von Null in einen leitfähigen Zustand gebracht wird.
Die Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß Anspruch 6, bei der die zweite Schaltsteuerschaltung (12) die Leitungszeit des zweiten Schaltelements (Q2) steuert, derart, dass zumindest eines des ersten und des zweiten Schaltelements (Q1; Q2) bei einer Spannung von Null oder nach einem Abfallen auf eine Spannung von Null in einen leitfähigen Zustand gebracht wird.
Die Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, bei der die Ausgangsspannung durch die Spannungserfassungs- und Spannungsreduktionsschaltung (14) verringert wird, um einen Strom zu verringern, der zu einer Eingangsleistungsversorgung (E) zurückgeführt wird; und Operationen des ersten und des zweiten Schaltelements (Q1; Q2) intermittierende Schwingungsoperationen sind, bei denen eine Schwingungsperiode zum Durchführen von An-/Ausschaltoperationen und eine Aussetzungsperiode zum Durchführen keiner Schaltoperationen abwechselnd wiederholt werden.
Die Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß Anspruch 1, die ferner eine Ausgangsstabilisierungsschaltung (15) aufweist, die mit der Sekundärwicklung (T2) des Transformators (T) verbunden ist.