DE68916995T2

DE68916995T2 - Schaltleistungsversorgung.

Info

Publication number: DE68916995T2
Application number: DE68916995T
Authority: DE
Inventors: Osamu Hiromura; Nobuyoshi Nagagata
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 1988-04-05
Filing date: 1989-04-04
Publication date: 1995-02-09
Anticipated expiration: 2009-04-05
Also published as: JP2773195B2; EP0336725A3; US4958268A; DE68916995D1; EP0336725A2; JPH02261053A; EP0336725B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Diese Erfindung bezieht sich auf eine Schaltleistungsversorgung zur Zufuhr von stabilisierten Gleichspannungen an Industrie- und Verbrauchergeräte.
Die herkömmöiche Schaltleistungsversorgung weist eine Anordnung auf, wie dies in Fig. 22 gezeigt ist. In Fig. 22 ist eine Gleichstram-Leistungsversorgung 1 gezeigt, welche durch ein Gleichrichten und Glätten einer Wechselspannung erhalten wird oder von einer Batterie gebildet wird. Diese Gleichstrom-Leistungsversorgung ist zwischen zwei Eingangsanschlüssen 2, 2, angeschlossen, um eine positive Spannung dem Eingangsanschluß 2 und eine negative Spannung dem Eingangsanschluß 2, zuzuführen. Bei 3 ist ein Transformator gezeigt, wobei ein Ende einer Primärwicklung 3a mit dem Eingangsanschluß 2 verbunden ist, das andere Ende derselben durch ein Schaltelement 4 mit dem Eingangsanschluß 2, verbunden ist, ein Ende einer Sekundärwicklung 3c mit einem Ausgangsanschluß 11, verbunden ist, das andere Ende derselben über eine Diode 7 mit einem Ausgangsanschluß 11 verbunden ist, ein Ende einer Vorspannungswicklung 3b mit dem Eingangsanschluß 2' verbunden ist und das andere Ende derselben mit einer Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 13 verbunden ist. Das Schaltelement 4 wird ein- und ausgeschaltet, wenn es an seinem Steueranschluß mit einem Ein- Aus- Signal von der Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 13 versorgt wird, wodurch die Eingangsspannung zu der Primärwicklung 3a unterbrochen wird. Die Synchronisier- Oszillationssteuerschaltung 13 steuert, um die Einschaltperiode des Elementes 4 durch das Ausgangssignal von isolierenden Übertragungseinrichtungen 14, wie etwa Photokopplern, zu ändern, und hält den Nisschalt-Zustand, bis die Spannung über die Vorspannungswicklung 3b in ihrer Polarität umgekehrt ist. Die Gleichrichtdiode 7 hat ihre Anode mit einem Ende der Sekundärwicklung 3c und ihre Kathode mit dem Ausgangsanschluß 11 verbunden. Mit 9 ist ein Glättungskondensator gezeigt, welcher zwischen den Ausgangsanschlüssen 11, 11' angeschlossen ist. Die Gleichrichtdiode 7 richtet die in der Sekundärwicklung 3c, welche zwischen den Ansgangsanschlüssen 11, 11' angeschlossen ist, induzierte Spannung gleich und der Glättungskondensator 9 dient zum Glätten der gleichgerichteten Spannung und zur Zufuhr derselben zu den Ausgangsanschlüssen als Ausgangsspannung. Bei 15 ist ein Fehlerverstärker gezeigt, welcher eine Bezugsspannung 16 und die Ausgangsspannung zwischen den Ausgangsanschlüssen 11, 11' vergleicht, das verglichene Signal verstärkt und dieses der isolierenden Übertragungseinrichtung 14 zuführt. Die isolierende Übertragungseinrichtung 14 dient zur Isolation zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung und zur Übertragung des Signals vom Fehlerverstärker 15 zu der Synchronißier-Oszillationssteuerschaltung 13. Der Betrieb dieses bekannten Beispiels wird unten beschrieben.
Die von der Gleichstrom-Leißtungsversorgung 1, welche zwischen den Eingangsanschlüssen 2, 2' angeschlossen ist, gelieferte Eingangsspannung wird, wenn das Schaltelement 4 durch das Einschalt-Signal von der Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 13 eingeschaltet wird, über die Primärwicklung 3a des Transformators 3 in der Einschaltperiode zugefunrt, um zu ermöglichen, daß ein Primärstrom in der Primärwicklung fließt, wobei dies einen magnetischen Fluß im Transformator 3 bewirkt, so daß Energie im Transformator 3 gespeichert wird. Zu diesem Zeitpunkt wird in der Sekundärwicklung 3c des Transformators 3 eine Spannung induziert, so daß die Gleichrichtdiode 7 in der umgekehrten Richtung vorgespannt wird. Wenn das Schaltelement 4 durch das Ansschalt- Signal von der Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 13 ausgeschaltet wird, so wird eine Rücklaufspannung in der Primärwicklung 3a erzeugt und es wird zur selben Zeit eine andere Rücklaufspannung in der Sekundärwicklung 3c erzeugt, um die Gleichrichtdiode 7 in Vorwärtsrichtung vorzuspannen bzw. zu betreiben. Daher wird die im Transformator 3 gespeicherte Energie in der Form eines Sekundärstromes in der Sekundärwicklung 3c abgegeben. Dieser Strom wird durch den Glättungskondensator 9 gleichgerichtet, um die Ausgangsspannung zu erzeugen, welche zwischen den Ausgangsanschlüssen 11, 11' aufscheint. Wenn die im Transformator 3 gespeicherte Energie vollständig abgegeben ist, so verschwinden die Rücklaufspannungen in den Primär- und Sekundärwicklungen 3a, 3c und es wird ein Nachschwingen durch die Resonanzspannung in Abhängigkeit von der Induktivität und der verteilten Kapazität jeder Wicklung bewirkt. Eine ähnliche Spannung wird auch über die Vorspannungswicklung 3b des Transformators 3 erzeugt und wirkt dahin, auf die zur Polarität der Rücklaufspannung entgegengesetzten Polarität zu wechseln. Die Anderung der Polarität wird an die Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 13 übertragen, wodurch wiederum das Schaltelement 4 eingeschaltet wird. Eine Wiederholung dieser Vorgänge liefert eine kontinuierliche Ausgangsspannung von den Ausgangsanschlüssen 11, 11'.
Darüberhinaus wird die Vorgangsweise, in welcher die Ausgangsspannung steuerbar stabilisiert wird, im Detail unter Bezugnahme auf Fig. 23 beschrieben. In Fig. 23 ist bei (a) eine Wellenform einer Spannung VDS über das Schaltelement 4, bei (b) ein Priznärstrom ID, welcher in der Primärwicklung 3a fließt, bei (c) eine Wellenform des Steuerimpulses VG der Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 13 und bei (d) eine Wellenform eines Sekundärstromes I&sub0; gezeigt, welcher in der Sekundärwicklung 3c fließt. In dieser Figur bezeichnen die durchgezogenen Linien eine sogenannte Überlastzeit, in welcher eine große Menge des Ausgangsstromes IOUT an den Ausgangsanschlüssen 11, 11' ausfließt, während die durchbrochenen Linien eine sogenannte Leichtlastzeit bezeichnen, in welcher eine geringe Menge des Ausgangsstromes IOUT an den Ausgangsanschlüssen 11, 11' ausfließt. Im allgemeinen wird der Ausgangsstrom ausgedrückt durch
IOUT = 1/2 x NS/Np x 1/LS x VIN x TON²/T
die Ansgangsspannung VOUT durch
VOUT = VIN x NS/Np x 1/LS x TON/TOFF
und die Schaltfrequenz f durch
f = TON + TOFF/1 = 1/T ,
wobei NS die Anzahl der Windungen der Sekundärwicklung 3c ist, NP die Anzahl der Windungen der Primärwicklung 3a ist, LS die Induktivität der Sekundärwicklung 3c ist, VIN die von der Gleichstrom-Leistungsversorgung 1 gelieferte Eingangsspannung ist, TON die Einschaltperiode des Schaltelementes 4 ist, TOFF die Ausschaltperiode des Schaltelementes 4 ist und T die Oszillationsperiode ist.
Die Ausgangsspannung VOUT wird mit der Bezugsspannung 16 im Fehlerverstärker 15 verglichen und das verglichene Resultat wird durch die isolierende Übertragungseinrichtung 14 der Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 13 zugeführt, wodurch die Einschaltperiode des Schaltelementes 4 gesteuert bzw. kontrolliert wird. Daher wird die Ausgangsspannung immer so gesteuert, daß sie mit der geänderten Einschaltperiode übereinstimmt, selbst wenn der Ausgangsstrom IOUT und die Eingangsspannung VIN geändert werden. Fig. 23 zeigt solche Situationen. Da der Wechsel der Einschaltperiode in dem Wechsel der Ausschaltperiode resultiert, wird die Oszillationsfrequenz f jedoch auch geändert, wie dies aus der Figur offensichtlich wird. Um darüberhinaus zu verhindern, daß die Einschaltperiode ohne Begrenzung durch einen Überstrom auf Grund eines Kurzschließens der Ausgangsanschlüsse 11, 11' oder dgl. erhöht wird, ist es notwendig, daß die Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 13 die Funktion der Begrenzung des Maximums der Einschaltperiode des Primärstromes hat.
In der in Fig. 22 gezeigten, bekannten Schaltleistungsversorgung werden jedoch die Wellenformen der Spannung und des Stromes, welche geliefert werden, wenn das Schaltelement 4 ein- und ausgeschaltet wird, gleichzeitig geändert, wobei sie einander auf Grund der von der Ansprechgeschwindigkeit des Schaltelementes 4 abhängigen Gradienten kreuzen, wodurch ein großer Schaltverlust bewirkt wird. Zusätzlich werden, wenn der Schaltverlust durch eine Erhöhung der Ansprechgeschwindigkeit des Schaltelementes 4 verringert wird, die Wellenformen der Spannung und des Stromes steiler, wobei dies zu einer Erhöhung des Schaltgeräusches und der Spannungs- und Stromspitzen führt, welche dem Schaltelement 4 zugeführt werden.
Zur Lösung dieser Probleme wurden kürzlich verschiedene Schaltleistungsversorgungen vom Resonanztyp unter Verwendung einer LC-Resonanz vorgeschlagen, in welchen eine Induktivität und ein Kondensator in den Schaltkreis eingefügt werden.
Fig.24 zeigt eine Anordnung einer bekannten Schaltleistungsversorgung vom Resonanztyp. In Fig. 24 sind den Elementen der Fig. 22 entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen bezeichnet und werden nicht beschrieben. Unter Bezugnahme auf Fig. 24 sind eine Induktivität 45, welche in Serie zwischen dem Eingangsanschluß 2 und der Primärwicklung 3a des Transformtors 3 angeschlossen ist, und ein Kondensator 41 gezeigt, welcher parallel zu dem Schaltelement 4 angeschlossen ist. Diese Induktivität 45 und der Kondensator 41 bilden einen LC-Resonanzkreis. Bei 5 ist eine Diode gezeigt, welche über das Schaltelement 4 angeschlossen ist. Diese Diode hat ihre Anode mit dem Eingangsanschluß 2' verbunden und ihre Kathode mit einem Ende der Primärwicklung 3a verbunden, so daß, wenn die in der Induktivität 45 gespeicherte Energie zurück zur Gleichstrom-Leistungsversorgung 1 abgegeben wird, ein Strom in der Windung selbst im Ausschalt-Zustand des Schaltelementes 4 fließen kann. Bei 42 ist eine Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung gezeigt, welche ein Ein-Aus-Steuersignal an das Schaltelement 4 erzeugt und den Strom in der Diode 5 detektiert, so daß die Einschaltperiode des Schaltelementes 4 geändert wird und daß die Ausschaltperiode aufrecht erhalten wird, bis in der Diode 5 ein Strom fließt.
Fig. 25 zeigt Betriebs-Wellenformen in jedem Bereich. In Fig. 25 ist bei (a) die Wellenform der Spannung VDS über das Schaltelement 4, bei (b) eine Wellenform des Stromes I'DS, welcher in dem Schaltelement 4 und in der Diode 5 fließt, bei (c) eine Wellenform des Steuerimpulses VGI von der Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 42, bei (d) eine Wellenform des Stromes I'C, welcher in dem Kondensator 41 fließt, bei (i) eine Wellenform des Sekundärstromes 10, welcher in der Sekundärwicklung 3c fließt, und bei (j) eine Wellenform einer über die Sekundärwicklung 3c induzierten Spannung V&sub0; gezeigt. Wie dies aus den Betriebs-Wellenformen verständlich wird, wird Energie im Transformator 3 und in der Induktivität 45 in der Einschaltperiode des Schaltelementes 4 gespeichert, wahrend in der Ausschaltperiode die im Transformator 3 gespeicherte Energie durch die Sekundärwicklung 3c zu den Ausgangsanschlüssen 11, 11' abgegeben wird und die in der Induktivität 45 gespeicherte Energie zum Auf laden des Kondensators 41 abgegeben wird. Daraus resultierend wird eine sinusförmige Spannung, welche mit einer Resonanzfrequenz, fc = 1/2 π LC schwingt, welche durch den Induktivitätswert L der Induktivität 45 und den Kapazitätswert C des Kondensators 41 bestimmt wird, über den Kondensator 41 erzeugt. Darüberhinaus schwingt die schwingende sinusförmige Spannung um die Suzmne der Eingangsspannung der Gleichstrom-Leistungsversorgung 1 und der in der Primärwicklung 3a induzierten Rücklaufspannung. Derart werden die Werte der Induktivität 45 und des Kondensators 41 und die Einschaltperiode so gesetzt, daß die Amplitude sehr viel größer als die Summe der Eingangsspannung und der Rücklauf Spannung wird, wodurch bewirkt wird, daß die Spannung über den Kondensator 41 negativ wird. Diese Periode einer negativen Spannung bewirkt, daß die Spannung über den Kondensator 41 Null wird und daß ein Strom in die Induktivität 45 durch die Diode 5 fließt. Zu dieser Zeit wird das Schaltelement 4 durch die Syiichronisier-Oszillationssteuerschaltung 42 eingeschaltet, wobei jedoch kein Entladestrom von dem Kondensator 41 zu dem Schaltelement 4 fließt, wodurch das sogenannte Nulldurchgangs-Umschalten bewirkt wird, in welchem sich das Schaltelement in dem Ein-Zustand befindet, wobei eine Spannung von Null über diesem anliegt. Dieser Vorgang wird wiederholt, um die Ausgangsspannung an die Ausgangsanschlüsse 11, 11' zu liefern. In dieser Schaltleistungsversorgung vom Resonanztvp ändert sich die Wellenform der Spannung (die Wellenform des Stromes oder die Wellenformen sowohl der Spannung als auch des Stromes in Abhängigkeit vom System), welche angelegt wird, wenn das Schaltelement 4 ein- und ausgeschaltet wird, verlaufend mit einem sinusförmigen Gradienten unabhängig von der Ansprechgeschwindigkeit des Schaltelementes 4. Daher ist selbst dann, wenn die Wellenform des Stromes abrupt geändert wird, der Schaltverlust gering, da die Wellenform der Spannung eine Sinuswelle ist, wobei das Schaltgeräusch sehr klein ist. In dieser Schaltleistungsversorgung vom Resonanztyp muß jedoch, wenn das Schaltelement 4 eingeschaltet wird, das obige Nulldurchgangs-Umschalten durchgeführt werden, da andernfalls der Kondensator 41 durch das Schaltelement 4 kurzgeschlossen würde, wodurch das Schaltelement 4 brechen würde oder der Schaltverlust plötzlich erhöht würde oder das Schaltgeräusch erhöht würde. Daher ist es sehr schwierig, die Ausgangsspannung so zu steuern, daß sie in einem weiten Bereich von Änderungen der Eingangsspannung und des Ausgangsstromes konstant bleibt, während das Nulldurchgangs- Umschalten sichergestellt wird. Andere wirkungsvolle Mittel wurden jedoch bis jetzt noch nicht gefunden. Mit anderen Worten, es wird somit der minimale Wert für die Einschaltperiode begrenzt, um das Nulldurchgangs-Umschalten sicher zu stellen, und es wird und die Ausschaltperiode TOFF auch begrenzt, da die Resonanzfrequenz fc konstant gehalten wird, um das Nulldurchgang-Umschalten sicher zu stellen, oder es muß die Ausschaltperiode auf den Bereich von
1/2fc 1 < TOFF < fc
begrenzt werden. Derart ist die Steuercharakteristik in der Impulsbreiten-Steuerung nicht breit genug. Darüberhinaus ist in dem in Fig. 22 gezeigten bekannten System die Wellenform der an das Schaltelement 4 angelegten Spannung (oder des Stromes) rechteckig, während sie im Resonanztyp eine Sinuswelle ist, so daß der Spitzenwert der angelegten Wellenform ansteigt. Daraus folgt, daß das Schaltelement 4 eine große Kapazität aufweisen muß und daß ein großer Resonanzstrom durch die Induktivität 45, den Kondensator 41 und die Primarwicklung 3a zu der Gleichstrom-Leistungsversorgung 1 fließt.
Darüberhinaus zeigt Fig. 26 eine andere bekannte Schaltleistungsversorgung, welche ausgebildet ist, um eine Mehrzahl von Sekundärwicklungen im Transformator 3 aufzuweisen, wobei Gleichricht- und Glättungseinrichtungen in jeder der Sekundärwicklungen vorgesehen sind, wodurch eine Mehrzahl von Ausgangsspannungen erzeugt wird. In Fig. 26 sind den Elementen der Fig. 22 entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen bezeichnet und werden daher beschrieben. In Fig. 26 ist gezeigt, daß eine zweite Sekundärwicklung 3f auf dem Transformator 3 vorhanden ist. Diese Sekundärwicklung hat ein Ende an einem Ausgangsanschluß 62' angeschlossen und ihr anderes Ende an einem Ausgangsanschluß 62 über eine Gleichricht-Diode 60 angeschlossen. Es ist auch ein Kondensator 61 gezeigt, welcher zwischen den Ausgangsanschlüssen 62, 62' angeschlossen ist und welcher zum Glätten der in der Sekundärwicklung 3f induzierten Spannung und zum Liefern der Ausgangsspannung dient.
Die Betriebsweise des Fehlerverstärkers 15, der Bezugsspannung 16, der isolierenden Übertragungseinrichtung 14 und der Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 13, über welche die Ausgangsspannung VOUT 1 zwischen den Ansgangsanschlüssen 62 - 62' gesteuert wird, um stabilisiert zu werden, wurden unter Bezugnahme auf die Fig. 22 und 23 beschrieben und werden daher nicht noch einmal beschrieben.
Die Ausgangsspannung VOUT 2 zwischen den Ausgangsanschlüssen 11, 11', welche nicht direkt gesteuert wird, oder ein nicht gesteuerter Ausgang ist eine Spannung, welche zur Ausgangsspannung VOUT 1 proportional ist, oder gegeben ist als
VOUT ² = NS2/NS1 x VOUT 1 .
Die Stabilität der Ausgangsspannung VOUT 2 ist nicht ausreichend hoch, da der Ausgangsstrom Spannungsabfälle vor allem über die Impedanz der Sekundärwicklung die Betriebs- Impedanz der Gleichricht-Diode und die Verlustimpedanz zwischen den Sekundärwicklungen 3c und 3f bewirkt. In der obigen Gleichung ist NS1 die Anzahl der Windungen der Sekundärwicklung 3f und NS2 ist die Anzahl der Windungen der Sekundärwicklung 3c.
In dieser bekannten Anordnung gem&ß Fig. 22 ist es, um zu steuern, daß die Ausgangsspannung gegenüber Änderungen der Eingangsspannung und des Ausgangsstromes konstant bleibt, notwendig, die Oszillationsfrequenz stark zu ändern. Da jedoch die obere Grenze der Oszillationsfrequenz durch die Betriebsfrequenz des Schaltelementes 4, das Ansprechverhalten der Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 13 und des Steuersystems und dgl. bestimmt ist, muß die untere Grenze der Oszillationsfrequenz unweigerlich herabgesetzt werden, um den Steuerbereich zu vergrößern. Daher werden der Transformator 3 und die Gleichricht- und Glättungsschaltungen in der Sekundärwicklung, da sie für die niedrigste Oszillationsfrequenz ausgebildet sind, sehr groß in ihrer Größe und Leistungsfähigkeit, wodurch die Leistungsversorgung groß und damit kostspielig wird. Da der Regelkreis spät auf vorübergehende Schwankungen des Ansgangsstromes antwortet, weist die Ausgangsspannung zusätzlich ein vorübergehende Änderung auf. Insbesondere wenn die Ausgangsspannung vorübergehend erhöht wird, wird die Ladung des Glättungskondensators 9 durch die Ausgangsanschlüsse 11, 11' in Form des Ausgangsstromes entladen. Daher ist die Entladegeschwindigkeit niedrig, wenn der Ausgangsstrom niedrig ist, und es nimmt daher eine lange Zeit in Anspruch, bis die Ausgangsspannung stabilisiert wird, oder es ist das Ansprechverhalten auf den vorübergehenden Wechsel schlecht. Um die Kurzschlußschaltung zwischen den Ausgangsanschlüssen und dem Ausgangsstrom vor einem Überstrom zu schützen, ist es weiters notwendig, eine Schaltung zur Begrenzung des maximalen Wertes der Einschaltperiode vorzusehen. Weiters ist für die Isolierung zwischen den Primär- und Sekundärwicklungen die isolierende Übertragungseinrichtung 14, wie etwa ein Photokoppler, notwendig, um ein Steuersignal zu übertragen. Diese Anforderungen machen die Ausbildung der Schaltung kompliziert und erhöhen dadurch die Kosten. Darüberhinaus muß, um den Schaltverlust zu verringern, welcher auftritt, wenn das Schaltelement 4 ein- und ausgeschaltet wird, wodurch die hohe Betriebsfrequenz ermöglicht wird, die Ansprechgeschwindigkeit des Schaltelementes 4 erhöht werden, wodurch das Schaltgeräusch erhöht wird. Daher wird das Geräuschfilter, welches zwischen den Eingangs- und den Ausgangsanschlüssen eingeschaltet werden muß, um zu verhindern, daß das Gerät mit dem Geräusch interferiert, großbauend. Da die an das Schaltelement 4 anzulegende Stoßspannung und der Strom erhöht werden, ist zusätzlich ein Schaltelement erforderlich, dessen Leistungsfähigkeit übermäßig groß ist. Wenn der rasche Wechsel der Ausschalt-Wellenform unterdrückt wird, ist zur Lösung dieser Probleme der Ausschaltverlust und der Verlust der Ausrichtschaltung erhöht, wodurch die Effizienz in einem unpraktischen Ausmaß herabgesetzt wird. Ein anderes Verfahren zur Herabsetzung sowohl des Schaltungsverlustes als auch des Schaltgeräusches zur selben Zeit oder eine derartige Schaltleistungsversorgung vom Resonanztyp, wie dies in Fig. 24 gezeigt ist, wurde vorgeschlagen, wobei dies jedoch Schwierigkeiten in der stabilisierenden Steuerung der Ausgangsspannung, um ein Nulldurchgangs-Umschalten zu erzielen, aufweist. Da die Wellenform der Spannung oder die Wellenform des Stromes, welche an das Schaltelement 4 angelegt werden sollen, auch eine Sinuswelle ist, welche den Spitzenwert vergrößert, muß das Schaltelement 4 auch eine große Kapazität aufweisen und kann daher in seiner Leistungsfähigkeit auf Grund eines großen Resonanzstromes nicht sehr verbessert werden.
Darüberhinaus wird das Schaltgeräusch nicht nur in der Primärwicklung des Transformators sondern auch in der Sekundärwicklung bewirkt. Das Schaltgeräusch in der Sekundärwicklung ist groß, wobei dies durch die Erzeugung der einschwingenden Wellenform auf Grund der verteilten Kapazität zwischen der Verlustimpedanz (zwischen der Sekundärwicklung und der Primärwicklung, von der Sekundärwicklungsseite aus gesehen) und der Sekundärwicklung, und durch den Ladungsstrom der Gleichrichtdiode bewirkt wird, vor allem wenn das Schaltelement 4 ausgeschaltet wird. Um diese Probleme zu beherrschen, ist eine Ansrichtschaltung über die Sekundärwicklung oder die Gleichrichtdiode wie in der Primärwicklung angeschlossen. Es wird jedoch der Verlust in der Ausrichtschaltung erhöht und der in der Ansrichtschaltung fließende Strom wird von der Sekundärwicklung des Transformators in die Primärwicklung übertragen, wodurch, wenn das Schaltelement 4 ausgeschaltet wird der Spitzenstrom erhöht wird, wodurch ein hoher Verlust bewirkt wird.
In der bekannten Anordnung mit einer Mehrzahl von Sekundärwicklungen, wie dies in Fig. 26 gezeigt ist, werden die detektierten und gesteuerten Ausgänge der Mehrzahl der Ausgänge immer gesteuert bzw. kontrolliert, um stabilisiert zu sein, wobei die anderen, nicht-gesteuerten Ausgänge stark durch Änderungen der Ausgangsströme beeinflußt werden, so daß sich diese leicht ändern. Insbesondere zu der Zeit einer geringen Belastung, wenn der Ausgangsstrom der nicht-gesteuerten Ausgänge gering wird, wird eine nicht ausreichende Kopplung der Sekundärwicklung des Transformators, welche zum gesteuerten Ausgang beiträgt, mit den anderen Sekundärwicklungen, welche den nicht-gesteuerten Ausgängen zugeordnet sind, bewirken, daß die nicht-gesteuerten Ausgänge leicht durch die Spitzenspannung, welche durch die Verlustinduktivität des Transformators erzeugt wird, beeinflußt wird, so daß die Ausgangsspannung des nicht-gesteuerten Ausgangs stark vergrößert wird. In diesem Fall wird, je größer der Ausgangsstrom des gesteuerten Ausgangs und je geringer der Ausgangsstrom des nicht gesteuerten Ausgangs, die Ausgangsspannung des nicht-gesteuerten Ausgangs umso mehr ansteigen. Um zu verhindern, daß die Ausgangsspannung zu der Zeit der geringen Belastung an dem nicht-gesteuerten Ausgang ansteigt, ist ein Widerstand oder dgl. zwischen den Ausgangsanschlüssen des nicht-gsteuerten Ausgangs angeschlossen, so daß ein darin fließender Entnahmestrom keine leichte Belastung bewirkt, oder es ist eine Regelschaltung vor diesem Ausgang angeschlossen. Es bewirken dieser Entnahmestrom und diese Regelschaltung jedoch Verluste, wodurch der Wirkungsgrad der Schaltleistungsversorgnng herabgesetzt wird.
Die europäische Patentbeschreibung EP-A 13 332 offenbart eine Schaltleistungsversorgung umfassend eine erste Schalteinrichtung (S1), welche in Serie mit einer Primärwicklung eines Transformators (Ue) liegt, eine Gleichrichtdiode (D2), welche in Serie mit einer Sekundärwicklung liegt, eine zweite Schalteinrichtung (S2), welche parallel zu der Gleichrichtdiode (D2) liegt, und eine Steuerschaltung (SE, PBM, PI, GG) zur Steuerung der ersten und zweiten Schalteinrichtungen (S1, S2), wobei der Strom in zwei Richtungen vom Eingang zum Ausgang und vom Ausgang zum Eingang fließen kann.
IEEE Transactions on Magnetics, Vol. 1 MÄG-13, Nr. 5, September 1977, Seiten 1211 - 1213 offenbaren eine Schaltleistungsversorgung umfassend eine erste Schalteinrichtung (Tr&sub1;), welche in Serie mit einer Primärwicklung (1) eines Transformators liegt, eine Gleichrichtdiode (D2), welche in Serie mit einer Sekundärwicklung (n²L) liegt, eine zweite Schalteinrichtung, welche parallel zur Gleichrichtdiode (D2) liegt, so daß die erste und zweite Schalteinrichtung (Tr&sub1;, Tr&sub2;) abwechselnd Öffnungs- und Schließvorgänge durchführen.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist ein Ziel der Erfindung, das vorübergehende Ansprechverhalten der Ausgangsspannung zu verbessern und die Größe und die Kosten einer Schaltleistungsversorgung zu verringern.
Es ist ein weiteres Ziel der Erfindung zu ermöglichen, daß die Schaltleistungsversorgung stabil bei hohen Frequenzen arbeitet, wobei Schaltungsverluste verringert werden und auch das Schaltgeräusch vermindert wird.
Es ist noch ein weiteres Ziel der Erfindung, den Verlust in mehrfachen Ausgängen, welche über eine Mehrzahl von Sekundärwicklungen verfügen, zu verringern, wodurch unterdrückt wird, daß die Ausgangssapnnung zu einer Zeit einer geringen Belastung an dem nicht-gesteuerten Ausgang ansteigt, so daß die Schaltleistungsversorgung mit einem hohen Wirkungsgrad betrieben werden kann.
Gemäß einem ersten typischen Aspekt der Erfindung wird eine Schaltleistungsversorgung geschaffen, umfassend einen Transformator, der eine Primärwicklung und eine erste Sekundärwicklung aufweist, eine erste Schalteinrichtung, die zum Ein- und Ausschalten ausgelegt ist, um eine Eingangsspannung an die Primärwicklung anzuschalten oder davon abzutrennen, eine Diode, die parallel zu der ersten Schalteinrichtung liegt, eine erste Gleichricht- und Glättungseinrichtung, die über der ersten Sekundärwicklung liegt, und eine zweite Schalteinrichtung, die dazu dient, abwechselnd mit der ersten Schalteinrichtung ein- und auszuschalten, um eine Ausgangsspannung der ersten Gleichricht- und Glättungseinrichtung an die erste Sekundärwicklung anzuschalten oder davon abzutrennen, welche gekennzeichnet ist durch: eine Steuerschalteinrichtung zum Steuern der zweiten Schalteinrichtung derart, daß eine Einschaltperiode der zweiten Schalteinrichtung entsprechend einer Ausgangsspannung der ersten Gleichricht- und Glättungseinrichtung gesteuert wird, um die der ersten Sekundärwicklung zugeführte Ausgangsspannung an die Primärwicklung zurückzukoppeln.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Schaltdiagramm einer Ausführungsform einer Schaltleistungsversorgung dieser Erfindung;
die Fig. 2 bis 4 sind Wellenform-Diagramme, welche die Betriebs-Wellenformen in der Schaltungsanordnung der Erfindung gemäß Fig. 1 zeigen;
die Fig. 5 bis 9 sind Schaltdiagrazmne anderer Ausführungsformen der Schaltleistungsversorgung gemäß dieser Erfindung;
Fig. 10 ist ein Wellenform-Diagranirn, welches die Betriebs- Wellenformen in der Schaltungsanordnung der Erfindung gemäß Fig. 9 zeigt;
die Fig. 11 und 12 sind Schaltdiagramm anderer Ausführungsformen der Schaltleistungsversorgung gemäß dieser Erfindung;
Fig. 13 ist ein Wellenform-Diagramm, welches die Betriebs- Wellenformen in der Schaltungsanordnung der Erfindung gemäß Fig. 12 zeigt;
Fig. 14 ist ein spezielles Schaltdiagramm des zweiten Steuerblockes der in Fig. 12 gezeigten Erfindung;
die Fig. 15 und 16 sind Schaltdiagramme anderer Ausführungsformen der Schaltleistungsversorgung gemäß dieser Erfindung;
Fig. 17 ist ein Wellenform-Diagramm, welches die Betriebs- Wellenformen in der Schaltungsanordnung der Erfindung gemäß Fig. 16 zeigt;
Fig. 18 ist eine Darstellung, welche die Ausgangscharakteristik der Leistungsversorgung der Erfindung gemäß Fig. 16 zeigt;
Fig. 19 ist ein Schaltdiagramm des sekundärseitigen, nicht- gesteuerten Blockes der in Fig. 16 gezeigten Erfindung;
Fig. 20 ist eine Dartellung, welche die Ausgangscharakteristik der Leistungßverßorgung der Erfindung gemäß Fig. 19 zeigt;
Fig. 21 ist ein Diagramm, welches den Effekt der Erfindung zeigt;
Fig. 22 ist ein Schaltdiagramm einer bekannten Schaltleistungsversorgung;
Fig. 23 ist eine Darstellung, welche die Betriebs-Wellenformen in der bekannten Schaltungsanordnung in Fig. 22 zeigt;
Fig. 24 ist ein Schaltdiagramm einer anderen bekannten Schaltleistungsversorgung;
Fig. 25 ist eine Darstellung, welche die Betriebs-Wellenformen in der bekannten Schaltanordnung in Fig. 24 zeigt;
Fig. 26 ist ein Schaltdiagramrn noch einer anderen bekannten Schaltleistungsversorgung;

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Fig. 1 ist ein Schaltdiagramm einer Ausführungsform einer Schaltleißtungsversorgung der Erfindung. In Fig. 1 sind den Elementen in Fig. 22 entsprechende Elemente mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet und werden daher nicht beschrieben. Unter Bezugnahme auf Fig. 1 sind die Gleichstrom-Leistungsversorgung 1, die Eingangsanschlüsse 2, 2', der Transformator 3, welcher die Primärwicklung 3a, die Sekundärwicklung 3c und die Vorspannungswicklung 3b aufweist, das Schaltelement 4 als erste Schalteinrichtung, die Gleichrichtdiode 7, der Glättungskondensator 9, die Ausgangsanschlüsse 11, 11' und die Diode 5 gezeigt. Wenn die im Transformator 3 gespeicherte Energie durch die Primärwicklung 3a an die Gleichstrom-Leistungsversorgung 1 abgegeben wird, so erlaubt diese Diode 5, daß der Strom in dieser Primärwicklung 3a fließt, selbst wenn sich das Schaltelement 4 in seinem ausgeschalteten Zustand befindet. Das heißt, daß diese Diode 5 ihre Anode mit dem Eingangsanschluß 2' verbunden hat und ihre Kathode mit einem Ende der Primärwicklung 3a verbunden hat, so daß sie parallel zu dem Schaltelement 4 angeschlossen ist bzw. liegt. Bei 6 ist die Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung gezeigt, welche bewirkt, daß das Schaltelement 4 in einer vorbestiimnten Einschaltperiode einschaltet und daß es ausschaltet, bis die in der Wicklung 3b induzierte Spannung in ihrer Polarität umgekehrt ist. Die Wiederholung dieser Einschalt- und Ausschaltvorgänge bewirkt eine Fortsetzung der Oszillation. Bei 8 ist ein zweites Schaltelement als zweite Schalteinrichtung gezeigt. Nachdem die Energie, welche im Transformator gespeichert wurde, wenn sich das Schaltelement 4 in seinem Einschaltzustand befindet, durch die Sekundärwicklung 3c an den Glättungskondensator 9 von der Gleichrichtdiode 7 oder das zweite Schaltelement 8 in der Ausschaltperiode des Schaltelementes 4 abgegeben wird, so fließt der Sekundärstrom in umgekehrter Richtung vom Glättungskondensator 9 durch das zweite Schaltelement 8 zur Sekundärwicklung 3c in einer durch eine Steuerschaltung 10 gesteuerten Periode. Bei 10 ist die Steuerschaltung gezeigt, welche die Ausgangsspannung zwischen den Ausgangsanschlüssen 11, 11' feststellt, diese mit der internen Bezugsspannung vergleicht und die Periode des Sperrstromes ändert, in welcher der Sekundärstrom im Schaltelement 8 fließt.
Die Betriebweise der Ausführungsform wird im Detail unter Bezugnahme auf die Fig. 1 und 2 beschrieben.
In Fig. 2 ist bei (a) die Wellenform der Spannung VDS über das Schaltelement 4, bei (b) der in der Primärwicklung 3a fließende Primärstrom ID, bei (c) die Wellenform des Steuerimpulses VGI von der Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 6, bei (d) die Wellenform des in der Sekundärwicklung 3c fließenden Sekundärstromes IO, bei (e) die Wellenform des Steuerimpulses VG2 an das zweite Schaltelement 8 gezeigt, wobei der schraffierte Bereich in der Ausschaltperiode die Periode des Sperrstromes zeigt, in welcher der Sekundärstrom in der Sekundärwicklung 3c fließt. Während der Einschaltperiode des Schaltelementes 4, welches in der durch die Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 6 bestimmten Einschaltperiode in Betrieb ist, fließt der Primärstrom in der Primärwicklung 3a, um einen magnetischen Fluß in dem Transformator 3 zu erzeugen, wodurch in diesem Energie gespeichert wird. Zu dieser Zeit wird in der Sekundärwicklung 3c des Transformators eine Spannung induziert, welche die Gleichrichtdiode 7 in umgekehrter Richtung vorspannt, und das zweite Schaltelement 8 wird ausgeschaltet. Wenn das Schaltelement 4 durch das Ausschaltsignal von der Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 6 ausgeschaltet wird, so wird eine Rücklaufspannung in der Primärwicklung 3a induziert und es wird zur selben Zeit in der Sekundärwicklung 3c eine Rücklaufspannung bewirkt, wodurch die Gleichrichtdiode 7 in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird. Derart wird die im Transformator 3 gespeicherte Energie durch die Sekundärwicklung 3c in Form des Sekundärstromes abgegeben und durch den Glättungskondensator 9 geglättet, wodurch diese als Ausgang zwischen den Ausgangsanschlüssen 11, 11' auf scheint. Obwohl das zweite Schaltelement 8 durch die Steuerschaltung 10 eingeschaltet ist, bewirkt zu dieser Zeit der Sekundärstrom in jedem Element keine Schwierigkeiten beim Betrieb. Wenn die im Transformator 3 gespeicherte Energie vollständig abgegeben ist, so daß der Sekundärstrom Null wird, so wird die Spannung über den Glättungskondensator 9 oder die Ausgangsspannung durch das zweite Schaltelement 8, welches sich bereits im Einschaltzustand befindet, der Sekundärwicklung 3c zugeführt, so daß der Sekundärstrom von dem Glättungskondensator 9 in der umgekehrten Richtung fließen gelassen wird, wodurch ein magnetischer Fluß in der umgekehrten Richtung erzeugt wird, um im Transformator 3 Energie zu speichern. Da in diesem Zustand die in jeder Wicklung des Transformators 3 induzierte Spannung in ihrer Polarität nicht geändert wird, ist die Rücklaufspannung in der Vorspannungswicklung 3b ebenfalls nicht geändert und es hält daher die Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 6 das Schaltelement 4 in seinem Ausschaltzustand. Die Steuerschaltung 10 steuert das zweite Schaltelement 8 derart, daß es sich in dem Einschaltzustand befindet. Wenn das zweite Schaltelement 8 ausgeschaltet wird, so wird die in jeder Wicklung des Transformators 3 induzierte Spannung in ihrer Polarität umgekehrt, so daß die in der Sekundärwicklung 3c induzierte Spannung die Gleichrichtdiode 7 in umgekehrter Richtung vorspannt. Da sich das zweite Schaltelement 8 in dem Ausschaltzustand befindet, fließt auch kein Strom in der Sekundärwicklung und die in der Primärwicklung 3a induzierte Spannung ist in der Richtung, in welcher eine negative Spannung an dem Verbindungspunkt zwischen dem Schaltelement 4 und einem Ende der Primärwicklung und eine positive Spannung an dem Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluß 2 und dem anderen Ende der Wicklung anliegt. Derart fließt der Primärstrom durch die Diode 5, um die Gleichstrom-Leißtungsversorgung 1 auf zuladen, so daß die im Transformator 3 gespeicherte Energie während der Ausschaltperiode zurück an die Gleichstrom-Leistungsversorgung 1 abgegeben wird. Da zu dieser Zeit die in der Vorspannungswicklung 3b induzierte Spannung in ihrer Polarität umgekehrt wird, schaltet die Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 6 das Schaltelement 4 ein und es bewirkt in diesem Fall der Primärstrom in jedem der Elemente keine Probleme beim Betrieb. Wenn die im Transformator 3 gespeicherte Energie in der Ausschaltperiode vollständig abgegeben wird, so daß der Primärstrom Null wird, so wird der Primärstrom durch das Schaltelement 4, welches sich bereits in seinem Einschaltzustand befindet, in der zur angegebenen Richtung entgegengesetzten Richtung fließen gelassen, um einen magnetischen Fluß in dem Transformator 3 zu erzeugen, wodurch im Transformator Energie gespeichert wird. Unter dieser Bedingung wird die Polarität der in jeder Wicklung des Transformators 3 induzierten Spannung nicht geändert und es hält derart die Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 6 das Schaltelement 4 in seinem Einschaltzustand. Wenn das in seinem durch die Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 6 bestimmten Einschaltzustand in Betrieb befindliche Schaltelement 4 ausgeschaltet wird, so wird die im Transformator 3 gespeicherte Energie durch die Sekundärwicklung 3c als Sekundärstrom abgegeben. Durch eine Wiederholung dieser Vorgänge wird die Ausgangsspannung kontinuierlich von den Ausgangsanschlüssen 11, 11' zur Verfügung gestellt.
Der Betrieb, in welchem der Ausgang gesteuert wird, so daß er stabilisiert ist, wird im Detail beschrieben. Fig. 2 zeigt die Betriebs-Wellenformen. Die Ausschaltperiode t1 bis t3 der Wellenform des Steuerimpulses VGI der Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 6 ist durch TOFF, die Periode des Sperrstromes (t2 bis t3) des Sekundärstromes IO desselben durch TOFF', die Einschaltperiode (t3 bis t5) durch TON und die Rückgabe- bzw. Rückführperiode (t3 bis t4) des Primärstromes ID desselben durch TON' dargestellt. Der Ausgangsstrom IOUT aus den Ausgangsanschlüssen 11, 11' ist ausgedrückt als
IOUT = 1/2 x VOUT x 1/LS x TOFF/T x (TOFF - 2TOFF').
Die Ausgangsspannung VOUT ist gegeben als
VOUT = VIN x NS/Np x TON/TOFF = VIN x NS/Np x TON'/TOFF' = = VIN x NS/Np x TON - TON'/TOFF - TOFF' .
Die Oszillationsfrequenz f ist ausgedrückt durch
f = 1/TON + TOFF = 1/T ,
wobei NS die Anzahl der Windungen der Seknndärwicklung 3c ist, NP die Anzahl der Windungen der Prim&rwicklung 3a ist, LS die Induktivität der Sekundärwicklung 3c ist, VIN die von der Gleichstrom-Leistungsversorgung 1 gelieferte Eingangsspannung ist, TON die Einschaltperiode des Schaltelementes 4 ist, TOFF die Ausschaltperiode des Schaltelementes 4 ist und T die Oszillationsperiode ist.
Da die Einschaltperiode TON auf einem konstanten Wert gehalten werden soll, welcher durch die Synchronisier- Oszillationssteuerschaltung 6 bestimmt ist, ist die Ausschaltperiode TOFF konstant und die Oszillationsfrequenz ist konstant, solange VOUT konstant ist. Es kann jedoch die Periode des Sperrstromes TOFF' durch das zweite Schaltelement 8 geändert werden, welches durch die Steuerschaltung 10 gesteuert ist. Wenn der Ausgangsstrom IOUT geändert wird, so wird die Periode des Sperrstromes TOFF' geändert und ausgedrückt als
IOUT = K x (TOFF - 2TOFF')
(K = 1/2 x VOUT x 1/LS x TOFF/1 , wobei dies konstant ist, falls die Ausgangsspannung VOUT konstant ist).
Wenn die Eingangsspannung VIN geändert wird, so wird darüberhinaus die Periode des Sperrstromes TOFF' geändert als
VOUT = VIN x NS/Np x TON'/TOFF' .
Derart steuert die Steuerschaltung 10 die Einschaltperiode des zweiten Schaltelementes 8, wodurch die Periode des Sperrstromes TOFF' geändert wird, so daß die Ausgangsspannung VOUT gesteuert so ist, daß sie zu allen Zeiten konstant ist.
Fig. 3 zeigt die Betriebs-Wellenformen, wobei der Ausgangsstrom IOUT geändert ist, und Fig. 4 zeigt die B-H-Kurve zur Anzeige der Anderung des magnetischen Flußes in dem Transformator 3 zu dieser Zeit. In Fig. 3 sind zu den Elementen der Fig. 2 entsprechende Elemente durch die selben Bezugszeichen bezeichnet und werden nicht näher beschrieben. In Fig. 3 bezeichnet die durchgezogenen Linie die sogenannte Zeit maximaler Belastung, wenn der maximale Wert des Ausgangsstromes IOUT aus den Ausgangsenden 11, 11' ausfließt, und die durchbrochene Linie bezeichnet die sogenannte Nicht-Belastungs-Zeit, in welcher der Ausgangsstrom IOUT Null ist. In Fig. 4 bezeichnet die durchgezogene Linie den magnetischen Fluß in der Zeit der Nicht-Belastung. Da die TON- Periode und die TOFF-Periode bei konstanter Eingangsspannung konstant sind, selbst wenn der Ausgangsstrom geändert wird, ist die Breite der Anderung des magnetischen Flusses ΔBY immer konstant.
Fig. 5 zeigt eine andere Ausführungsform dieser Erfindung. In Fig. 5 sind den Elementen der Fig. 1 entsprechende Elemente mit den selben Bezugszeichen bezeichnet und werden daher nicht beschrieben. Es sind eine zweite Vorspannungswicklung 3d, welche um die die Sekundärwicklurig 3c des Transformators 3 gewickelt ist, bipolare Transistoren (nachfolgend abgekürzt als BPT) 21, 23 und 30, Widerstände 22, 25, 27 und 29, Kondensatoren 24 und 26, eine Diode 28, ein Fehlerverstärker 31 und eine Bezugsspannung 32 gezeigt.
In dieser Ausführungsform werden der BPT 21 als Schaltelement 4 und der BPT 30 als zweites Schaltelement 8 verwendet. Die die Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 6 bildenden Schaltungen werden, wie nachfolgend beschrieben, betrieben. Wenn der BPT 21 eingeschaltet wird, so bewirkt die in der Vorspannungswicklung 3b induzierte Spannung, daß der Steuerstrom durch die Serienschaltung des Widerstandes 25 und des Kondenßators 26 zum BPT 21 fließt, wodurch der BPT 21 in seinem Einschaltzustand gehalten wird. In der Einschaltperiode lädt die in der Vorspannungswicklung 3b induzierte Spannung, welche zur Eingangsspannung proportional ist, den Kondensator 24 durch den Widerstand 27 auf, wodurch die Spannung über den Kondensator 24 erhöht wird. Diese Spannung steuert die Basis des BPT 23 und schaltet den BPT 23 ein, so daß der BPT 21 ausgeschaltet wird, da die Basis des BPT 21 kurzgeschlossen wird. Eine Rücklaufspannung, welche proportional zur Ausgangsspannung ist, welche in der Vorspannungswicklung 3b in der Ausschaltperiode des BPT 21 induziert wurde, lädt den Kondensator 24 durch die Diode 28 auf. Die resultierende Spannung über den Kondensator 24 spannt die Basis des BPT 23 in umgekehrter Richtung vor. In der Einschaltperiode des Elementes 4 wird der Kondensator 24 in umgekehrter Richtung aufgeladen, bis die Basis des BPT 23 in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist. Daher ist die Einschaltperiode durch eine Periode bestimmt, bis der BPT 23 eingeschaltet wird, und wird im wesentlichen konstant gehalten, obwohl sie geringfügig durch die Eingangsspannung und die Ausgangsspannung geändert wird. Betreffend den Betrieb der die Steuerschaltung 10 bildenden Schaltungen wird eine Rücklaufspannung in der zweiten Vorspannungswicklung 3d in der Ausschaltperiode des BPT 21 induziert und durch den Widerstand 29 an die Basis des BPT 30 angelegt, wodurch dieser eingeschaltet wird. Darauf fließt der Sekundärstrom durch den BPT 30, welcher sich bereits in seinem Einschaltzustand befindet, von dem Kondensator 9 in die Sekundärwicklung 3c in umgekehrter Richtung. Der Sekundärstrom IO' steigt linear an, wie dies durch die Gleichung bestimmt ist.
IO' = VOUT/LS x TOFF'
Da der Basisstrom IB zu dem BPT 30 von dem Fehlerverstärker 31 stammt, welcher die Ausgangsspannung detektiert und mit der Bezugsspannung 32 vergleicht, ist zusätzlich der Sekundärstrom IO' auf einen Wert begrenzt, welcher durch die Gleichung
IO' = IB' x hFE
bestimmt ist.
Die Periode des Sperrstromes TOFF' kann durch den Basisstrom IBY' zu dem BPT 30 geändert werden als
IOFF' = LS/VOUT x hFE x IB' .
Wenn der Sekundärstrom auf einen konstanten Wert von einem linearen Anstieg begrenzt wird, so wird in der zweiten Vorspannungswicklung 3d keine induzierte Spannung induziert. Daher schaltet der BPT 30 schnell ab und zur selben Zeit wird die Polarität der in jeder Wicklung des Transformators 3 induzierten Spannung invertiert, so daß eine Spannung in der Vorspannungswicklung 3b induziert wird, um die Basis des BPT 21 in Vorwärtsrichtung vorzuspannen, wodurch der BPT 21 wiederum eingeschaltet wird. Die Wiederholung der obigen Vorgänge hält eine kontinuierliche Oszillation aufrecht, wodurch die Ausgangsspannung gesteuert wird. Der Widerstand 22 liefert einen geringen Strom an die Basis des BPT 21, um dessen Start zu bewirken.
Fig. 6 zeigt eine wiederum andere Ausfuhrungsform dieser Erfindung. In dieser Ausführungsform sind das Schaltelement 45 und das zweite Schaltelement 8 in Fig. 5 als Feldeffekt- Transistoren (nachfolgend als FET abgekürzt) ausgebildet. Da diese Ausführungsform die parasitär in dem FET ausgebildete Körperdiode verwendet, beinhaltet sie nicht die Diode 5 und die Gleichrichtdiode 7. Der Betrieb dieser Ausführungsform ist der selbe wie derjenige der Fig. 5 und wird daher nicht beschrieben. Bei 33 und 34 sind FETs gezeigt. Der Widerstand 22 liefert eine Spannung an das Gate des FET 33, wodurch dieser gestartet wird.
Fig. 7 zeigt eine weitere Ausführungsform dieser Erfindung. In dieser Ausführungsform ist eine Rückkopplungswicklung 3e getrennt an dem in Fig. 1 gezeigten Transformator 3 vorgesehen. Die im Transformator 3 durch die Sekundärwicklung 3c des Transformators 3 gespeicherte Energie wird zu den Ausgangsanschlüssen 11, 11' abgegeben und die Serienschaltung der Rückkopplungswicklung 3e, der Diode 35 und des zweiten Schaltelementes 8 liefert die Ausgangsspannung. Derart wird wieder Energie im Transformator 3 gespeichert und durch die Primärwicklung 3a des Transformators 3 an die Gleichstrom-Leistungsversorgung 1 zurück abgegeben. Die Betriebsweise dieser Ausführungsform ist die selbe wie diejenige gemäß Fig. 1 und wird daher nicht beschrieben. In diesem Fall muß jedoch die Anzahl der Windungen der Sekundärwicklung 3c gleich oder geringer sein als jene der Rückkopplungswicklung 3e. Wenn die Anzahl der Windungen beider Wicklungen gleich ist, kann insbesondere auf die Diode 35 verzichtet werden.
Fig. 8 zeigt noch eine weitere Ausfuhrungsform dieser Erfindung. In dieser Ausführungsform ist eine mehrfache Ausgangswicklung 3f zusätzlich an dem in Fig. 1 gezeigten Transformator 3 vorgesehen, um die Anzahl der Ausgangsanschlüsse zu vergrößern. Eine zweite Ausgangsspannung, welche durch eine Gleichrichtdiode 36 und einen Glättungskondensator 37 gleichgerichtet und geglättet wird, welche mit der mehrfachen Ausgangswicklung 3f verbunden sind, wird durch die Ausgangsanschlüsse 38, 38' zur Verfügung gestellt. Die Betriebsweise ist dieselbe wie gemäß Fig. 1 und wird nicht beschrieben. Für mehrere Ausgangsspannungs-Anschlüsse können mehrere getrennte Wicklungen in ähnlicher Weise, wie dies oben gezeigt wurde, vorgesehen sein.
Fig. 9 zeigt eine weitere Ausführungsform dieser Erfindung. In dieser Ausführungsform ist die Synchronisier-Oszillationsschaltung 6 gemäß Fig. 6 durch eine getrennt erregte Oszillationsßchaltung 39 ersetzt und die Vorspannungswicklung 3b ist vom Transformator 3 entfernt. Die getrennt erregte Oszillationsschaltung 39 wiederholt Einschalt- und Ausschaltvorgänge mit einer vorbestimmten, konstanten Frequenz und treibt das Schaltelement 4. In Fig. 9 sind den Elementen der Fig. 1 entsprechende Elemente mit den selben Bezugszeichen bezeichnet und werden nicht beschrieben. Die Betriebweise dieser Erfindung wird unter Bezugnahme auf die Fig. 9 und 10 beschrieben. In Fig. 10 sind den Elementen der Fig. 2 entsprechende Elemente mit den selben Bezugszeichen bezeichnet und werden nicht beschrieben. Die im Transformator 3 während der Einschaltperioden (t15 bis t16) der getrennt erregten Oszillationsschaltung 39 gespeicherte Energie soll die folgenden Perioden bewirken. Die Ausschaltperiode t11 bis t15 der getrennt erregten Oszillationsschaltung 39 beinhaltet die Periode TOFF1 (t11 bis t12), in welcher ein Teil der gespeicherten Energie durch die Sekundärwicklung 3c des Transformators 3 zu der Ausgangsspannung abgegeben wird, die Periode des Sperrstromes TOFF2 (t12 bis t13), in welcher die Ausgangsspannung durch das zeite Schaltelement 8 der Sekundärwicklung 3c des Transformators 3 zugeführt wird, die Rückgabe-Periode TOFF3 (t13 bis t14), in welcher die im Transformator 3 durch die Primärwicklung 3a während der Periode des Sperrstromes TOFF2 gespeicherte Energie an die Gleichstrom-Leistungsversorgung 1 wieder zurückgegeben wird, und die Totzeitperiode TOFF4 (t14 bis t15), in welcher kein magnetischer Fluß im Transformator 3 erzeugt wird und die Spannung über das Schaltelement 4 die selbe ist wie die Eingangsspannung VIN der Gleichstrom- Leistungsversorgung 1. Daher wird die Ausgangsspannung durch den selben Vorgang wie gemäß Fig. 1 gesteuert, wobei die Ausschaltperiode der getrennt erregten Oszillationsschaltung 39 so gesetzt werden muß, daß die Totzeitperiode TOFF4 auftritt.
Fig. 11 zeigt eine weitere Ausführungsform dieser Erfindung. In dieser Ausführungsform ist die Eingangs-Ausgangs-Isolationsanordnung, welche in Fig. 1 gezeigt ist, durch eine nicht-isolierte Anordnung oder den sogenannten Rückverstärkungswandler ersetzt. Die Betriebsweise ist die selbe wie gemäß Fig. 1 und wird nicht beschrieben.
Bei 40 ist ein Drosseltransformator gezeigt, welcher von einer Hauptwicklung 40a und einer Vorspannungswicklung 40b gebildet ist. wenn das Schaltelement 4 eingeschaltet wird, fließt ein Strom von dem Eingang zu der Hauptwicklung 40a, um Energie im Drosseltransformator 40 zu speichern. Wenn es ausgeschaltet wird, so wird die im Drosseltransformator 40 gespeicherte Energie durch die Hauptwicklung 40a zum Ausgang abgegeben. Die Vorspannungswicklung 40b liefert den Einschaltzustand- Zeitpunkt an die Synchronisier-Vorspannungswicklung 40b.
In dieser Erfindung ist gegen den Überstrom des Ausgangsstromes die TON-Periode immer auf einen konstanten Wert fixiert, welcher durch die Synchronisier-Steuerschaltung 6 und die getrennt erregte Oszillationsschaltung 39 vorbestimmt ist. Der maximale Ausgangsstrom ist automatisch begrenzt, wobei er jedoch mit der Änderung der Eingangsspannung geändert wird. Durch Änderung der TON-Periode in umgekehrtem Verhältnis zur Eingangsspannung ist es auch möglich, den maximalen Ausgangsstrom konstant gegenüber dem Überstrom des Ausgangsstromes zu machen. Wenn das zweite Schaltelement 8 synchron mit dem Ausschalten des Schaltelementes 4 eingeschaltet wird, fließt darüberhinaus der Sekundärstrom vollständig zu dem Schaltelement 8, so daß derart keine Gleichrichtdiode 7 erforderlich ist. Wenn die Synchronisier-Oszillationsschaltung 6 synchron mit dem Ausschalten des Schaltelementes 8 eingeschaltet wird, so ist in ähnlicher Weise keine Diode 5 erforderlich.
Fig. 12 zeigt eine weitere Ausführungsform dieser Erfindung. In Fig. 12 sind den Elementen der Fig. 24 entsprechende Elemente mit den selben Bezugszeichen bezeichnet und werden nicht beschrieben. Bei 41 ist ein Kondensator, welcher mit dem Schaltelement 4 verbunden ist, bei 42 eine Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung, bei 43 eine Steuerschaltung, welche die Periode des Sperrstromes bestimmt, in welcher der Sekundärstrom in dem zweiten Schaltelement 8 fließt, und bei 44 ein sekundärseitiger Steuerblock gezeigt.
Die Betriebsweise wird unter Bezugnahme auf Fig. 13 beschrieben. In Fig. 13 ist bei (a) die Wellenform der Spannung VDS über das Schaltelement 4, bei (b) die Wellenform des Stromes IDS, welcher in dem Schaltelement 4 fließt, bei (c) die Wellenform des Steuerimpulses VGI zu der Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 42, bei (d) die Wellenform des Sekundärstromes IO, welcher in der Sekundärwicklung 3c fließt, bei (e) die Wellenform des Steuerimpulses VGI von der Steuerschaltung 43 und bei (f) die Wellenform des Stromes IC, welcher durch den Kondensator 41 fließt, gezeigt. Es ist die Rückgabeperiode, in welcher während der Einschaltperiode der Primärstrom durch die Primärwicklung 3a zu der Gleichstrom-Leistungsversorgung 1 fließt, und die Periode des Sperrstromes gezeigt, in welcher während der Ausschaltperiode der Seknndärstrom in der Sekundärwicklung 3c fließt, wie dies durch den schraffierten Bereich angedeutet ist. Zusätzlich bezeichnen in Fig. 13 die durchgezogenen Linien den Zustand, in welchem der Ausgangsstrom IOUT fließt, und die durchbrochenen Linien zeigen die Änderung jeder Wellenform unter dem sogenannten Nicht-Belastungs-Zustand, in welchem kein Ausgangsstrom fließt.
Wenn das Schaltelement 4 durch das Ausschaltsignal von der Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 42 ausgeschaltet wird, wird eine Spannung mit zur Polarität in der Einschaltphase entgegengesetzter Polarität, oder eine Rücklaufspannung, in der Primärwicklung 3a durch den Kondensator 41, welcher parallel zu dem Schaltelement 4 liegt, induziert. In diesem Fall wird das Ansteigen der Rücklaufspannung durch den Kondensator 41 relativ sanft gemacht, oder es wird der rasche Anstieg der Spannung zu dem Schaltelement 4 unterdrückt, wobei dies in einer Verringerung des Ausschaltverlustes resultiert. Zur selben Zeit wird eine Rücklaufspannung in der Sekundärwicklung 3c induziert, um die Gleichrichtdiode 7 in Vorwärtsrichtung vorzuspaunen. Derart wird die im Transformator 3 gespeicherte Energie durch die Sekundärwicklung 3c als Sekundärstrom abgegeben. Wenn der durch die Sekundärwicklung 3c abgegebene Sekundärstrom auf Null abfällt, wird eine Spannung über den Glättungskondensator 9 oder die Ausgangsspannung durch das zweite Schaltelement 8, welches sich bereits in seinem Einschaltzustand befindet, an die Sekundärwicklung 3c zur Verfügung gestellt. Daher fließt der Sekundärstrom von dem Glättungskondensator 9 in der umgekehrten Richtung zu der Sekundärwicklung 3c, so daß im Transformator 3 ein magnetischer Fluß in zu der oben genannten Richtung entgegengesetzten Richtung erzeugt wird oder so daß im Transformator Energie gespeichert wird. Die Steuerschaltung 43 steuert die Periode des Sperrstromes, in welcher der Sekundärstrom in der umgekehrten Richtung fließt, und wenn das zweite Schaltelement 8 ausgeschaltet wird, wird die Polarität der in jeder Wicklung des Transformators 3 induzierten Spannung invertiert. Da die in der Sekundärwicklung 3c induzierte Spannung die Gleichrichtdiode 7 in umgekehrter Richtung vorspannt und das zweite Schaltelement 8 ausschaltet, ist die in der Primärwicklung 3a induzierte Spannung in der Richtung, in welcher die negative Spannung an dem Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 41 und dem einen Ende der Primärwicklung 3a und die positive Spannung an dem Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluß 2 und dem anderen Ende der Primärwicklung 3a anliegt. Daher wird die im Kondensator 41 gespeicherte Ladung entladen und es fließt daher der Primärstrom, um die Gleichstrom-Leistungsversorgung 1 zu laden oder es wird die in der Periode des Sperrstromes gespeicherte Energie wieder an die Leistungsversorgung 1 abgegeben. Wenn bei diesem Vorgang die Spannung über den Kondensator 41 auf Null reduziert wird, so fließt der Primärstrom weiter, bis die in der Periode des Sperrstromes gespeicherte Energie Null wird, wobei diese Periode Rückgabe- (oder regenerative) Periode genannt wird. Zu dieser Zeit detektiert die Synchronisier- Oszillationssteuerschaltung 42 den in der Diode 5 fließenden Strom und schaltet das Schaltelement 4 ein, wobei jedoch, da die Spannung über den Kondensator 41 in der Rückgabe-Periode bereits Null ist, kein Verlust bewirkt wird, wenn das Schaltelement 4 eingeschaltet wird, oder ein sogenanntes Nulldurchgangs - Umschalten durchgeführt wird.
Die Betriebsweise, in welcher die Ausgangsspannung gesteuert wird, um sie zu stabilisieren, ist die selbe, wie sie unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben wurde, und wird nicht beschrieben.
Die Periode des Sperrstromes TOFF' 43 in Fig. 12 ist auf einen Wert gewählt, bei welchem die Spannung über den Kondensator 41 während der regenerativen Periode TON' durch Entladen vollständig auf Null reduziert werden kann, und sie wird dadurch fixiert oder durch den Kapazitätswert, die Eingangsspannung und die Rücklaufspannung veränderbar gemacht. Der über das Schaltelement 4 angeschlossene Kondensator 41 verhindert ein rasches Ansteigen der Spannung, wenn das Schaltelement 4 ausgeschaltet wird, wodurch der Ausschaltverlust verringert wird. Da die durch die Leckinduktivität des Transformators 3 erzeugte Spitzenspannung absorbiert wird, ist zusätzlich die anzulegende Spannung gering. Weiters wird zum Zeitpunkt des Ausschaltens das Nulldurchgangs-Umschalten durchgeführt, wodurch kein Ausschaltverlust bewirkt wird. Da die im Kondensator 41 gespeicherte Ladung und die im Transformator 3 in der Periode des Sperrstromes rückgespeicherte Energie vollständig an die Gleichstrom-Leistungsversorgung 1 zurück abgegeben werden, wird darüberhinaus fast kein Verlust bewirkt, da der steile Wechsel der Wellenform der Spannung verhindert werden kann, wodurch das Schaltgeräusch stark reduziert ist.
Fig. 14 zeigt eine spezielle Schaltungsanordnung der sekundärseitigen Steuerschaltung 43 der Ausführungsform dieser Erfindung gemäß Fig. 12. In dieser Figur sind den Elementen der Fig. 12 entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen bezeichnet und werden nicht beschrieben.
In Fig. 14 ist bei 3e eine Steuerwicklung gezeigt, deren eines Ende mit der Sekundärwicklung 3c des Transformators 3 verbunden ist und deren anderes Ende mit der Basis eines BPT 47 über einen Widerstand 46 verbunden ist. Der BPT 47 hat seinen Kollektor mit der Kathode der Diode 7 verbunden und seinen Emitter über einen Widerstand 49 mit der Anode der Diode 7 verbunden. Bei 48 ist ein BPT gezeigt, dessen Basis mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 49 und dem Emitter des BPT 47 verbunden ist, dessen Kollektor mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 46 und der Basis des BPT 47 verbunden ist und dessen Emitter mit dem Verbindungspunkt zwischen der Diode 7 und dem Widerstand 49 verbunden ist.
Die Betriebsweise der Ausführungsform gemäß Fig. 14 ist dieselbe wie dies unter Bezugnahme auf Fig. 5 beschrieben wurde. Wenn das Schaltelement 4 ausgeschaltet wird, wird somit ein Teil der im Transformator 3 gespeicherten Energie durch die Sekundärwicklung 3c zu den Ausgangsanschlüssen 11, 11' als Sekundärstrom abgegeben. Zu dieser Zeit wird eine Spannung in der Steuerwicklung 3e induziert, so daß ein Steuerstrom durch den Widerstand 46 zu der Basis des BPT 47 fließt, so daß der BPT 47 eingeschaltet wird. Es fließt jedoch fast der gesamte, von der Sekundärwicklung 3c abgegebene Sekundärstrom in der Diode 7. Wenn die im Transformator gespeicherte Energie abgegeben ist, so wird die Ausgangsspannung VOUT durch den Widerstand 49 und den BPT 47, welcher bereits eingeschaltet ist, an die Sekundärwicklung 3c angelegt. Zu dieser Zeit ist der in der Sekundärwicklung 3c während der Periode des Sperrstromes TOFF' fließende Strom linear erhöht und bestimmt durch:
Sekundärstrom IO' = VOUT/LS x TOFF'
Über den Widerstand 49 wird eine Spannung aufgebaut, welche zum Sekundärstrom proportional ist. Wenn die Spannung über den Widerstand 49 eine Spannung erreicht, durch welche der Basis-Emitter-Weg des BPT 48, welcher über den Widerstand 49 angeschlossen ist, in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, wird daher der BPT 48 eingeschaltet, wodurch die Basis des BPT 47 kurzgeschlossen wird, so daß der BPT ausgeschaltet wird. Wenn der BPT 47 ausgeschaltet wird, so wird die Polarität der in jeder Wicklung des Transformators 3 induzierten Spannung umgekehrt, so daß in der Steuerwicklung 3e eine Spannung induziert wird, um die Basis des BPT in umgekehrter Richtung vorzuspannen und derart den BPT 47 in dem Ausschaltzustand zu halten. Die Periode des Sperrstromes TOFF', welche durch diesen Vorgang bestimmt wird, ist gegeben als
TOFF' = VBE/R&sub4;&sub9; x LS/VOUT ,
wobei VBE die Vowärts-Schwellenspannung zwischen der Basis und dem Emitter des BPT 48 und R&sub4;&sub9; der Widerstandswert des Widerstandes 49 ist.
Wenn in Fig. 12 wenigstens eine Wicklung der Konstruktion mit mehrfachem Ausgang mit einer Mehrzahl von Sekundärwicklungen im Transformator 3 mit der selben Anordnung versehen ist, so kann das selbe Resultat erhalten werden, wie dies leicht aus der obigen Beschreibung verständlich wird. Darüberhinaus wird es durch ein Anschließen des Kondensators 41, welcher parallel zum Schaltelement 4 geschaltet ist, über die Primärwicklung des Transfonnators 3 möglich, das selbe Resultat zu erhalten.
Fig. 15 zeigt eine weitere Ausführungsform dieser Erfindung. In Fig. 15 sind den Elementen der Fig. 12 entsprechende Elemente mit den selben Bezugszeichen bezeichnet und werden nicht beschrieben. Bei 52 ist ein Kondensator gezeigt, welcher über die Gleichrichtdiode 7 angeschlossen ist, um die durch die Leckinduktivität der Sekundärwicklung 3c und der Primärwicklung 3a des Transformators 3 erzeugte Spitzenspannung zu absorbieren, wobei diese Spannung darüber anliegt, wenn das zweite Schaltelement 8 ausgeschaltet wird. Das zweite Schaltelement 8 wird durch eine zweite Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 53 ein- und ausgeschaltet. Die zweite Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 53 erzeugt ein Impuls-Einschalt- und -Ausschaltsignal an das zweite Schaltelement 8, detektiert, daß ein Strom in der Gleichrichtdiode 7 fließt und detektiert den Strom in dem zweiten Schaltelement 8, so daß das Fließen des Stromes aufrecht erhalten wird, bis der von der Sekundärwicklung 3c zu dem Ausgangsanschluß 11' fließende Strom einen konstanten wert übersteigt.
Die Betriebsweise der Ausführungsform gemäß Fig. 15 in bezug auf die Sekundärwicklungs-Seite ist die selbe wie für die Primärwicklungs-Seite gemäß der Fig. 12. Da die Kondensatoren 41, 52 jeweils an die Primär- bzw. Sekundärwicklungs-Seite des Transformators 3 angeschlossen sind, absorbieren sie die in der Primärwicklung 3a und der Sekundärwicklung 3c auf Grund der Leckinduktivität des Transformators 3 induzierten Spitzenspannungen und verhindern gleichzeitig einen abrupten Anstieg der induzierten Spannung, so daß das in der Primärwicklung 3a und der Sekundärwicklung 3c des Transformators 3 bewirkte Schaltgeräusch weiter reduziert werden kann. Da die in den Kondensatoren 41, 52 absorbierte und gespeicherte Energie weiters vollständig wieder abgegeben oder zu dem Eingang und dem Ausgang rückgegeben wird, entsteht darüberhinaus auch kein Verlust. Da weiters das Nulldurchgangs-Umschalten durchgeführt wird, wenn das Schaltelement 4 und das zweite Schaltelement 8 eingeschaltet sind, wird auch kein Einschaltverlust bewirkt, und da der abrupte Anstieg der angelegten Spannung beim Ausschalten verhindert wird, kann auch der Ausschaltverlust reduziert werden.
Während in den Ausführungsformen der Fig. 12 und 15 die Steuerschaltung 43 und die zweite Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 53 betrieben werden, um den in dem zweiten Schaltelement 8 fließenden Sekundärstrom konstant zu halten, kann die Steuerung der Ausgangsspannung wie in Fig. 1 durchgeführt werden, wobei in diesem Fall auf die isolierende Übertragungseinrichtung 14 verzichtet werden kann.
Fig. 16 zeigt eine weitere abgewandelte Ausführungsform dieser Erfindung. In Fig. 16 sind den Elementen der Fig. 1 und 26 entsprechende Elemente mit den selben Bezugszeichen bezeichnet. Bei 3f ist eine Sekundärwicklung gezeigt, welche um den Transformator 3 gewickelt ist und die Ausgangsspannung an die Ausgangsanschlüsse 62, 62' durch die Gleichrichtdiode 60 und den Glättungskondenstaor 61 liefert. Bei 63 ist eine Steuerschaltung gezeigt, welche die Periode des Sperrstromes bestimmt, in welcher der Sekundärstrom in dem zweiten Schaltelement 8 fließt, und bei 64 ist ein nichtgesteuerter Ausgangsblock gezeigt.
Die Betriebsweise wird im Detail unter Bezugnahme auf Fig. 17 beschrieben. In Fig. 17 ist bei (a) die Wellenform der Spannung VDS über das Schaltelement 4, bei (b) der Primärstrom ID, welcher in der Primärwicklung 3a fließt, bei (c) die Wellenform des Sekundärstromes IO2, welcher in der Sekundärwicklung 3f fließt, bei (d) die Wellenform des Sekundärstromes IO2, welcher in der Sekundärwicklung 3c fließt, bei (e) die Wellenform des Steuerimpulses VGI von der Synchronisier-Oszillationssteuerschaltung 13, bei (f) die Wellenform des Steuerimpulses VG2 zu dem zweiten Schaltelement 8, welches durch die Steuerschaltung 63 gesteuert werden soll, gezeigt, in welcher der schattierte Bereich die Periode des Sperrstromes ist, in welcher sich die Sekundärwicklung 3f in der Ausschaltperiode befindet. In Fig. 17 zeigt auch die durchgezogene Linie, daß der Ausgangsstrom IOUT2 vor allem von den Ausgangsanßchlüssen 11, 11' fließt, und die unterbrochene Linie zeigt an, daß der Ausgangsstrom IOUT2 nur gering von den Ausgangsanschlüssen 11, 11' fließt. In diesem Fall ist der Ausgangsstrom, welcher aus den Ausgangsanschlüssen 62, 62' fließt, konstant.
Die Betriebsweise, in welcher die Ausgangsspannung VOUT1 an den Ausgangsanschlüssen 62, 62' gesteuert ist, um stabilisiert zu werden, wurde bereits im Detail unter Bezugnahme auf den Stand der Technik der Fig. 26 beschrieben und wird nicht beschrieben. Die Betriebsweise, in welcher die Ausgangsspannung VOUT2 an den Ausgangsanschlüssen 11, 11' gesteuert ist, um stabilisiert zu werden, wird im Detail unter Bezugnahme auf Fig. 18 beschrieben.
Fig. 18 ist eine Darstellung der Ausgangsspannungen VOUT1 und VOUT2 relativ zu dem Ausgangsstrom IOUT2 an den Ausgangsanschlüssen 11, 11', wobei der Ausgangsstrom IOUT1 an den Ausgangsanschlüssen 62, 62' konstant gehalten wird. In Fig. 18 bezeichnet die durchgezogene Linie die Außgangscharakteristik gemäß der vorliegenden Erfindung und die durchbrochene Linie bezeichnet die Charakteristik gemäß dem Stand der Technik. Die Ausgangsspannung VOUT1 ist nicht geändert, da sie immer sowohl gemäß der Erfindung als auch im Stand der Technik gesteuert ist.
Die von der Sekuiidärwicklung 3c des Transformators 3 gelieferte Energie wird als Ausgangsstrom IOUT2 von den Ausgangsanschlüssen 11, 11' verwendet und es wird auch ein Teil derselben als Strom verwendet, welcher in der Sekundärwicklung 3c durch das zweite Schaltelement 8 nur in der Periode des Sperrstromes fließt. Selbst wenn der Ausgangsstrom IOUT2, welcher aus den Ausgangsanschlüssen 11, 11' fließt, auf Grund einer fehlenden Last gestoppt ist, so wird beispielsweise der Strom in der Periode des Sperrstromes immer verwendet und derart ist äquivalent eine Last angeschlossen, um den Ableitstrom IOUT2 zu ergeben, welcher ausgedrückt ist durch
I'OUT² = 1/2 x VOUT²/LS2 x (TOFF')²/T ,
wobei LS2 die Induktivität der Sekundärwicklung 3c und TOFF' die Periode des Sperrstromes ist. Daher kann der Ableitstrom I'OUT2 durch Änderung der Periode des Sperrstromes T'OFF durch die Steuerschaltung 63 eingestellt werden und, falls notwendig, kann der Ableitstrom I'OUT2 gesetzt werden. Wie oben beschrieben, ist der Strom, welcher in der Periode des Sperrstromes in der Sekundärwicklung 3c fließt, oder der Ableitstrom I'OUT2 im Transformator 3 in Form von Energie gespeichert und wird, wenn das zweite Schaltelement 8 eingeschaltet wird, durch die Primärwicklung 3a zurück an die Gleichstrom-Leistungsversorgung 1 abgegeben. Daher wird kein Verlust produziert. Der Zusammenhang zwischen der Periode des Sperrstromes TOFF' und der Rückgabe-Periode TON' ist gegeben als
VOUT = VIN x NS/Np x TON'/TOFF'
Daher kann ein Anstieg des Ausganges VOUT2 an den Ausgangsanschlüssen 11, 11' verhindert werden, selbst wenn der Ausgangsstrom IOUT2 auf Null abfällt, wie dies in Fig, 18 gezeigt ist.
Die spezielle Anordnungen des zweiten Schaltelementes 38 und der Steuerschaltung 63 sind die selben wie in Fig. 14 und werden nicht beschrieben. Fig. 19 zeigt eine weitere spezielle Schaltungsanordnung des nicht-gesteuerten Ausgangsblocks 64 in der in Fig. 16 gezeigten Ausführungsfonn dieser Erfindung. In Fig. 19 sind den Elementen der Fig. 16 entsprechende Elemente mit den selben Bezugszeichen bezeichnet. In Fig. 19 ist bei 71 eine Diode gezeigt und bei 65 und 68 sind Zener-Dioden. Bei 66, 68 und 69 sind Widerstände und bei 67 ist ein BPT.
Wenn das Schaltelement 4 ausgeschaltet wird, wird eine Spannung zwischen dem Gate und der Source des FET 34 von der zweiten Vorspannungswicklung 3d über den Widerstand 46 angelegt. Die Gate-Source Spannung VGS des FET 34 ist gegeben als
VGS = Ve - (VOUT² + Ve - Vz)/R46 + R66 x R46
auf Grund der Spannungsteilung durch die Diode 71, die Zener-Diode 65 und den Widerstand 66. Wenn die Werte der Widerstände 46 und 66 und der Zener-Diode 65 so gesetzt sind, so daß diese Spannung geringer ist als die Gate- Schwellenspannung Vth des FET 34, so bleibt der FET 34 ausgeschaltet und nur die im FET 34 eingebaute Diode wirkt als normale Gleichrichtdiode ohne eine Periode des Sperrstromes. In der obigen Gleichung ist Ve die Rücklaufspannung in der zweiten Vorspannungswicklung 3d, Vz ist die Zener-Spannung in der Zener-Diode 65 und R46 und R66 sind die Werte der Widerstände 46 und 66.
Wenn jedoch der Ausgangsstrom IOUT2 an den Ausgangsanschlüssen 11, 11' auf Grund einer geringen Last vermindert ist, so daß die Ausgangsspannung VOUT2 erhöht wird, um die Zener-Spannung der Zener-Diode 70 zu überschreiten, so fließt ein Impulsstrom von der Basis des BPT 67 durch den Widerstand 68, die Zener-Diode 70, wodurch der BPT 67 eingeschaltet wird, um die Spannung über den Widerstand 66 zu erhöhen. Derart wird die am FET 34 angelegte Gate-Source- Spannung erhöht und es wird daher der FET 34 eingeschaltet. Daraus resultiert, daß die Periode des Sperrstromes erzeugt wird, um den Ableitstrom zu ergeben, wodurch ein Ansteigen der Ausgangs spannung VOUT2 verhindert wird. Selbst wenn die Gate-Source-Spannung des FET 34 ein Maximum wird, so bleibt sie auch in diesem Fall an die Zener-Spannung der Zener- Diode 65 fixiert, woraus resultiert, daß das Gate geschützt werden kann und daß der Ableitstrom an einem grenzenlosen Anstieg des Ableitstromes gehindert werden kann.
Fig. 20 ist eine Darstellung der Ausgangsspannung VOUT2, welche die stabilisierte Situation der Ausgangsspannung zeigt. Die Ausgangsspannung VOUT2 kann auf einen Anstiegswert durch eine Änderung der Zener-Spannung der Zener-Diode 70 gesetzt werden. Wenn die Ausgangsspannung VOUT2 geringer ist als die Zener-Spannung, so ist keine Periode des Sperrstromes vorhanden und es fließt kein Ableitstrom, so daß die dem Ableitstrom entsprechende Ausgangsleistung an einem Ansteigen gehindert werden kann.
Während in Fig. 16 die Ausgangsspannung durch Steuerung der Einschalt- und Ausschaltperioden des Schaltelementes 4 stabilisiert ist, kann die Eingangsspannung von der Gleichstrom-Leistungsversorgung 1 durch einen Regler oder dgl. für die Stabilisierung der Ausgangsspannung gesteuert werden. Aus der obigen Beschreibung wird auch verständlich, daß mit Ausnahme der direkten Feststellung der Ausgangsspannung für die Steuerung eine Detektionswicklung getrennt an dem Transformator 3 vorgesehen sein kann, um eine Spannung zu erzeugen, welche die selbe wie die Ausgangsspannung ist, wobei die Spannung der Detektionswicklung gesteuert ist, um konstant zu sein, oder es kann das sogenannte tertiäre Wicklungs-Steuersystem eingesetzt werden, um die Ausgangsspannung zu stabilsieren.
Selbst wenn eine Vielzahl von nicht-gesteuerten Ausgängen vorhanden ist, kann eine Vielzahl von gleichen Schaltungsanordnungen vorgesehen sein, um den selben Effekt zu erzielen.
Gemäß dieser Erfindung kann die Einschaltperiode fixiert sein, um die Ausgangsspannung so zu steuern, daß sie gegenüber Änderungen der Eingangsspannung und des Ansgangsstromes konstant ist, und es kann die Änderung der Oszillationsfrequenz stark reduziert werden. Insbesondere gegenüber einer Änderung des Ausgangsstromes ist die Oszillationsfrequenz fixiert, wodurch ein Betrieb bei hoher Frequenz und eine kleinstmögliche Bauweise des Transformators und der sekundären Gleichricht- und Glättungsschaltungen ermöglicht wird. Auf Grund der geringen Frequenzänderung kann auch die Breite des Abschwächungs-Frequenzbandes des Geräuschf ilters verringert werden, wobei dies in einer geringen Größe und niedrigen Kosten resultiert. Darüberhinaus kann die vorübergehende Änderung des Ausgangsstromes entfernt werden. Die Gründe für die Verbesserung des vorübergehenden Ansprechens sind, da der Steuervorgang nur auf der Sekundärwicklungs- Seite durchgeführt wird, daß die Signalübertragung einfach ist, wobei dies in einem schnellen Ansprechen resultiert, und daß insbesondere, wenn die Ausgangsspannung vorübergehend ansteigt, der Glättungskondensator von den Ausgangsanschlüssen als Ausgangsstrom entladen wird, während der Ausgangsstrom IOUT, welcher ausgedrückt ist als
IOUT = K x (TOFF - 2TOFF'),
negativ ist, wenn sich die Periode des Sperrstromes TOFF' im Bereich von TOFF > TOFF' > 1/2 TOFF befindet, so daß der Ausgangsstrom an die Primärwicklungs-Seite rückgewonnen werden kann, wodurch die Entladung des Glättungskondensators beschleunigt wird. Zusätzlich ist keine Notwendigkeit vorhanden, eine spezielle Schaltung zum Schutz gegenüber Kurz schlüssen zwischen den Ausgangsanschlüssen und vor einem übennäßigen Ausgangsstrom vorzusehen. Da die Einschaltperiode auch gegenüber dem vorübergehenden Ansprechen fixiert ist, ist die von der Primärwicklungs-Seite gelieferte Leistung immer konstant gehalten. Da das Steuersignal nicht an die Primärwicklungs-Seite übertragen werden muß, besteht keine Notwendigkeit, eine isolierende Übertragungseinrichtung, wie etwa Photokoppler, vorzusehen, wobei dies in einer einfachen Schaltungskonstruktion, einer sehr hohen Zuverlässigkeit und geringen Kosten resultiert.
Darüberhinaus ist gemäß dieser Erfindung der Steuerbereich derselbe wie im Stand der Technik, wobei die Einschalt- und Ausschaltverluste des Schaltelementes stark reduziert werden können und zur selben Zeit die an das Schaltelement gelieferten Spitzenspannungen und Spitzenströme stark reduziert werden können. Da zusätzlich das in den Primär- und Sekundärwicklungs-Seiten des Transformators auftretende Schaltgeräusch verringert werden kann, ist es möglich, eine Schaltleistungsversorgung mit hohem Wirkungsgrad, geringem Geräusch und einem guten Hochfrequenzverhalten zu schaffen.
Darüberhinaus kann gemäß dieser Erfindung in einer Leistungsversorgung mit mehrfachem Ausgang, welche Leistung von einer Mehrzahl von Sekundärwicklungen desselben Transformators liefert, die Ausgangsspannung unter einer geringen Last in dem nicht-gesteuerten Ausgang vor einem Ansteigen durch eine relativ einfache Schaltung gehindert werden, es kann die Stabilität des nicht-gesteuerten Ausgangs stark verbessert werden und es fließt der Ableitstrom zur Vermeidung einer geringen Last durch die Primärwicklung zurück zu der Gleichstrom-Leistungsversorgung, wodurch nahezu kein Verlust und ein hoher Wirkungsgrad in der Schaltleistungsversorgung resultiert.

Claims

1. Schaltleistungsversorgung mit einem Transformator (3), der eine Primärwicklung (3a) und eine erste Sekundärwicklung (3c) aufweist, einer ersten Schalteinrichtung (4), die zum Ein- und Ausschalten ausgelegt ist, um eine Eingangsspannung (1) an die Primärwicklung (3a) anzuschalten oder davon abzutrennen, einer Diode (5), die parallel zu der ersten Schalteinrichtung (4) liegt, einer ersten Gleichricht- und Glättungseinrichtung (7, 9), die über der ersten Sekundärwicklung (3c) liegt, und einer zweiten Schalteinrichtung (8), die dazu dient, abwechselnd mit der ersten Schalteinrichtung (4) ein- und auszuschalten, um eine Ausgangsspannung der ersten Gleichricht- und Glättungseinrichtung (7, 9) an die erste Sekundärwicklung (3c) anzuschalten oder davon abzutrennen, gekennzeichnet durch:

eine Steuerschaltungseinrichtung (10, 43, 63) zum Steuern der zweiten Schalteinrichtung (8) derart, daß eine Einschaltperiode der zweiten Schalteinrichtung (8) entsprechend einer Ausgangsspannung der ersten Gleichricht- und Glättungseinrichtung (7, 9) gesteuert wird, um die der ersten Sekundärwicklung (3c) zugeführte Ausgangsspannung an die Primärwicklung (3a) zurückzukoppeln.

2. Schaltleistungsversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Oszillationsschaltungseinrichtung (6, 39, 42) zum Bestimmen einer Einschaltperiode beinhaltet, während derer die erste Schalteinrichtung (4) eingeschaltet ist.

3. Schaltleistungsversorgung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklung (3a) mit der Diode (5) verbunden ist, um es der der Primärwicklung (3a) wieder zugeführten Energie zu erlauben, darin zu fließen, und daß Kondensatoren (41, 52) parallel zu der ersten beziehungsweise der zweiten Schalteinrichtung (4, 8) liegen.

4. schaltleistungsversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schalteinrichtung (8) seriell mit einer um den Transformator (3) gewickelten separaten Sekundärwicklung (3e) verschaltet ist und daß ein Ausgang der mit der ersten Sekundärwicklung (3c) verschalteten ersten Gleichricht- und Glättungseinrichtung (7, 9) an die separate Sekundärwicklung (3e) gegeben wird.

5. Schaltleistungsversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie

eine um den Transformator (3) gewickelte Sekundärwicklung (3f);

eine zweite Gleichricht-Glättungseinrichtung (60, 61), die über zu der zweiten Sekundärwicklung (3f) liegt,und

eine steuereinrichtung (13) zum derartigen Steuern der ersten Schalteinrichtung (4) beinhaltet, daß eine Einschaltperiode der ersten Schalteinrichtung (4) entsprechend einer Ausgangsspannung der zweiten Gleichricht- und Glättungseinrichtung (60, 61) gesteuert wird.

6. Schaltleistungsversorgung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kondensator (41, 52) parallel zu der ersten beziehungsweise zu der zweiten Schalteinrichtung (4, 8) liegt.