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Die
Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung,
um die Offset-Spannung eines Signals zu reduzieren. Die Erfindung kann
vorzugsweise in Empfängern
digitaler Systeme mit Zeitaufteilung für die Datenübertragung, wie z. B. in Mobilstationen,
verwendet werden. Die Offset-Spannung bezieht sich auf die Spannung,
die in ein Signal summiert worden ist, im Prinzip eine Gleichspannung,
die im empfangenen nutzbaren Signal nicht enthalten ist.
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Ein
allgemeines Problem ist, dass die Offset-Spannung in die Grundbandsignale
summiert wird. Dies kann z. B. in I/Q-Empfängern geschehen, die in der
Mobilkommunikation verwendet werden, d. h. in Empfängern, in
denen ein gleichphasiges und ein um π/2 phasenverschobenes Signal
des Grundbandes gebildet werden. Das Problem ist in sogenannten
Direktumsetzungsempfängern
ein besonderes Problem, in denen das empfangene Signal direkt in
ein Grundband umgesetzt wird und sich das Grundband in die Nähe der Nullfrequenz
erstreckt. Dann kann die Offset-Spannung beträchtlich höher als das Vorstufenrauschen
sein, wobei sich in diesem Fall infolge dieser Wirkung der Offset-Spannung der Rauschabstand
im großen
Umfang verschlechtert.
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Die
Bildung der Offset-Spannung kann auf viele verschiedene Faktoren
zurückzuführen sein:
Der Überlagerungsoszillator
des Empfängers
kann selbst mit der Vorderseite des Empfängers verbunden werden, d.
h. mit Hochfrequenzteilen, wobei in diesem Fall das Überlagerungsoszillatorsignal
Zugang zum Hochfrequenz-Tor erhält,
d. h. zum HF-Tor des I/Q-Modulators, und mit dem eigentlichen Überlagerungsoszillatorsignal
gemischt wird, das in das Überlagerungsoszillator-Tor
eintritt, d. h. das LO-Tor am eigentlichen Mischer, und am Ausgang
des Mischers ein Offset-Signal bildet. Die Stärke dieses Signals hängt von
der Phase und dem Pegel des Überlagerungsoszillatorsignals
ab. Dieses Phänomen
ist z. B. in der Patentbeschreibung [1]
US 5 212 826 ausführlicher beschrieben worden.
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Zweitens
kann die harmonische Frequenz des Taktoszillators, die die Kanalfrequenz
beeinflusst, mit dem Überlagerungsoszillatorsignal
gemischt werden und am Ausgang der Mischer im I/Q-Demodulator eine
Gleichspannung bilden.
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In
den Empfängern,
die eine Zwischenfrequenz verwenden, kann das zweite Überlagerungsoszillatorsignal
selbst mit dem ersten Überlagerungsoszillatorsignal
verbunden werden, wobei in diesem Fall die Signale im ersten Mischer
miteinander gemischt werden, wobei sie im Ergebnis ein Mischergebnis
bilden, das die Zwischenfrequenz beeinflusst und am Ausgang des
I/Q-Demodulators eine Offset-Spannung erzeugt.
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Außerdem kann
die Offset-Spannung in den Grundbandsignalen aus dem Einschalten
der Versorgungsspannungen des Empfängers erzeugt werden.
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Die
obenerwähnten
Phänomene,
die zu der Erzeugung einer Offset-Spannung führen, werden in diesem Zusammenhang
nicht ausführlicher
beschrieben, weil diese Phänomene
einem Fachmann auf dem Gebiet vorher bekannt gewesen sind. Es sind außerdem mehrere
Verfahren vorher bekannt gewesen, um die Offset-Spannung zu beseitigen:
Falls
die Offset-Spannung während
der ganzen Empfangszeit konstant bleibt, würde es möglich sein, die Offset-Spannung
digital zu beseitigen. In diesem Fall sollte die Dynamik des Analog/Digital-Umsetzers,
d. h. des A/D-Umsetzers, jedoch um die höchste mögliche Offset-Spannung erweitert
werden, was den Preis der A/D-Umsetzer beträchtlich erhöhen würde. Außerdem würde die zusätzliche digitale Signalverarbeitung
höhere
Taktfrequenzen erfordern, die wiederum zu einer vergrößerten Stromaufnahme
durch die Vorrichtung führen
würden.
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Die
Probleme, die durch die Ableitung und schädliche Verbindung der Signale
verursacht werden, können
verringert werden, indem die HF-Abschirmung vergrößert wird,
dies wird jedoch zu einer Zunahme der Größe und des Gewichts der Vorrichtung
führen,
wobei es insbesondere in Bezug auf Direktumsetzungsempfänger nicht
möglich
ist, das Problem mit diesem Zugang angemessen zu lösen.
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Durch
die Verwendung von zwei Zwischenfrequenzen kann dieses Problem fast
völlig überwunden
werden, die Empfänger
werden jedoch, zurückzuführen auf
die große
Menge der Bauelemente und die notwendigen Zwischenfrequenzfilter,
teuer und erhalten eine große
Größe.
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1 zeigt
einen vorher bekannten Blockschaltplan eines Sender/Empfängers einer
Mobilstation, wobei in diesem Blockschaltplan der Empfänger ein
sogenannter Direktumsetzungsempfänger
ist. Ein durch eine Antenne 138 empfangenes HF-Signal wird über ein
Duplexfilter 102 zu einem Vorverstärker 104 geleitet.
Der Zweck des Duplexfilters ist, die Verwendung derselben Antenne
sowohl beim Senden als auch beim Empfangen zuzulassen. Anstelle
eines Duplexfilters kann in einem System mit Zeitaufteilung außerdem ein
synchroner Antennenumschalter verwendet werden. Ein von einem Verstärker 104 empfangenes
HF-Signal wird tiefpassgefiltert 106 und in einem I/Q-Demodulator 108 in
ein gleichphasiges Signal 108a und in ein um π/2 phasenverschobenes
Signal 108b demoduliert. Ein Überlagerungsoszillatorsignal 114a,
das bei der Demodulation benötigt
wird, wird von einem Synthesizer 114 empfangen. Im Block 110 werden
die Beseitigung der Gleichspannung und die automatische Verstärkungsregelung (AGC)
ausgeführt.
Der Block 110 wird durch einen Verarbeitungsblock 116 gesteuert,
der z. B. einen Mikroprozessor enthalten kann. Die automatische
Verstärkungsregelung
wird durch ein Signal 110a reguliert, während die Beseitigung der Offset-Spannung durch
ein Signal 110b reguliert wird. Die vom Block 110 empfangenen
Signale werden im Block 112 in digitale Signale umgesetzt,
von dem die Signale weiter zu den digitalen Signalverarbeitungsschaltungen
im Verarbeitungsblock 116 übertragen werden.
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Die
Sendereinheit umfasst einen I/Q-Modulator 128, der aus
einem gleichphasigen Signal 128a und aus einem um π/2 phasenverschobenen
Signal 128b ein Trägerfrequenzsignal
bildet, das durch ein Filter 130 tiefpassgefiltert und/oder
hochpassgefiltert wird. Das Trägerfrequenzsignal
wird durch einen HF-Verstärker 132 verstärkt, wobei
das verstärkte
Signal über
ein Duplexfilter 102 zur Antenne 138 übertragen
wird. Eine Leistungssteuereinheit 134 des Senders steuert
die Verstärkung
des HF-Verstärkers 132 anhand
der gemessenen Ausgangsleistung 136 und der vom Prozessor
empfangenen Steuerung 134a.
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1 zeigt
außerdem
die Speichereinheit 126 und die Benutzerschnittstellenmittel,
die eine Anzeige 118, eine Tastatur 120, ein Mikrophon 122 und einen
Ohrhörer 124 umfassen,
die an die Verarbeitungseinheit angeschlossen sind.
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Im
Folgenden wird eine vorher bekannte Schaltungsanordnung, um die
Offset- Spannung
zu reduzieren, mittels 2 ausführlicher beschrieben, wobei
diese mit dem Block 110 des in 1 gezeigten
Empfängers
verbunden ist. Die Anwendung einer Lösung wie dieser mit einem Zeitvielfachzugriff
(TDMA) ist z. B. in der Veröffentlichung
[1] beschrieben worden.
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In
einer Schaltung entsprechend 2 wird ein
Grundbandsignal Vin zu einem Verstärker 1 geleitet, wobei
dessen Ausgabe P1 über
einen Kondensator C1 zum Eingang P2 eines Verstärkers 2 geleitet worden
ist. Anstelle des Verstärkers 2 kann
es außerdem
z. B. einen Analog/Digital-Umsetzer geben. Über einen Widerstand R1 ist
eine Referenzspannung zum Eingang des Verstärkers 2 geleitet worden. Vor
dem Beginn des Empfangens schaltet ein kurzer Steuerimpuls DCN einen
Schalter 3 in einen Einschaltzustand, wobei in diesem Fall
der Ausgangsanschluss des Kondensators C1 auf eine Referenzspannung
Vref gesetzt wird, während,
falls es am Punkt P2 irgendeine Offset-Spannung gibt, diese abgeleitet
wird.
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3 zeigt
ein am Punkt P1 auftretendes Grundbandsignal, wobei zum Zeitpunkt
0,5 ms in dem Signal eine Offset-Spannung erzeugt wird. In dieser
Figur zeigt wie in allen anderen beigefügten Figuren, die Signale zeigen,
die vertikale Achse die Amplitude des Signals, während die horizontale Achse
die Zeit zeigt. Falls der DCN-Impuls nicht verwendet wird, tritt
am Punkt P2 und im Ausgangssignal Vout außer dem Grundbandsignal eine
langsam fallende Offset-Spannung
auf, die die Gleichspannungskomponente ist, die sich langsam dem
Wert Vref nähert.
In 4 ist ein am Punkt P2 auftretendes Signal gezeigt.
Es ist anzumerken, dass die Offset-Spannung unter Verwendung eines
reinen Kondensators C1 allein reduziert werden kann. Der Kondensator
C1 ist jedoch anhand der unteren Grenzfrequenz des Grundbandsignals
zu bestimmen, was der Grund ist, warum die Zeitkonstante der Reduzierung der
Offset-Spannung in der Praxis viel zu groß ist.
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5 zeigt
eine Situation, in der es kein Grundbandsignal Vin im Signalweg
gibt, aber am Punkt P2 nur die erzeugende Offset-Spannung auftritt,
die unter Verwendung des DCN-Steuerimpulses beseitigt wird, der
in 5 außerdem
gezeigt ist. Es ist es leicht aus 5 zu entnehmen,
dass nach dem Anstieg des DCN-Steuerimpulses die am Punkt 2 auftretende
Offset-Spannung abgeleitet wird.
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6 zeigt
eine Situation, in der es außer der
Offset-Spannung im Signalweg ein nutzbares Grundbandsignal gibt.
Der DCN-Steuerimpuls beseitigt die am Punkt P2 auftretende Offset-Spannung
in der gleichen Weise wie in dem in 5 gezeigten Fall,
wenn jedoch der DCN-Steuerimpuls endet, wird am Punkt P2 eine negative
Offset-Spannung erzeugt. In dieser Situation wird die Offset-Spannung nicht abgeleitet,
aber die Operation der Beseitigungsschaltung der Offset-Spannung
führt zu
einer neuen Offset-Spannung, die langsam zur Referenzspannung Vref
fällt.
Diese durch die Beseitigungsschaltung der Offset-Spannung verursachte neue Offset-Spannung hängt davon
ab, die groß der
momentane Wert des im Kondensator C1 auftretenden Grundbandsignals zu
dem Zeitpunkt ist, zu dem der DCN-Steuerimpuls endet.
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Um
die aus der Beseitigungsschaltung der Offset-Spannung resultierende
neue Offset-Spannung zu verhindern, sollte in der oben beschriebenen Lösung die
Nullstellung der Offset-Spannung zu einem derartigen Zeitpunkt ausgeführt werden,
zu dem das empfangene Signal im wesentlichen Rauschen ist, was in
der Praxis vor dem Beginn des Signalempfangs bedeutet. In vielen
Zeitaufteilungssystemen für die
Mobilkommunikation, wie z. B. dem GSM-System (dem globalen System
für die
Mobilkommunikation) und dem PCN-System (dem System eines persönlichen
Kommunikationsnetzes), wird die durch die Basisstation gesendete
Leistung nicht vor dem Beginn eines neuen Zeitintervalls getrennt.
Folglich sind auch vor dem Beginn des tatsächlichen Zeitpunkts des Empfangs
Grundbandsignale in einem Empfänger
vorhanden, d. h. während
der Zeit, wenn die Offset-Spannung beseitigt sein sollte. Deshalb
ist die früher
erwähnte
Lösung,
um die Offset-Spannung zu reduzieren, in den obenerwähnten Systemen
nicht anwendbar.
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Das
Dokument WO-A-8802581 offenbart einen FM-Funkempfänger mit
einer Gleichstromfehler-Störspannungskorrektur.
Das Dokument GB-A-2210744 offenbart eine Offset-Gleichspannungs-Nullungsschaltung,
die eine Abtast-Halte-Schaltung
besitzt, die durch einen Schalter über einen Verstärker geschaltet
ist, um den Offset zu reduzieren. Das Dokument US-A-4745594 offenbart eine
offset-kompensierte Filterschaltung mit geschaltetem Kondensator,
um eine adaptive Teilnehmerleitungs-Entzerrung eines analogen TDM-Signals
auszuführen.
Das Dokument WO-A-9211703 offenbart eine Gleichstrom-Offset-Korrekturvorrichtung
für einen
Empfänger,
die zwei adaptive Offset-Kompensatoren besitzt, die den Offset unterdrücken. Das
Dokument EP-A-594894 offenbart eine Gleichstrom-Offset-Korrektur
für einen
TDMA-Direktumsetzungsempfänger,
die die Offset-Spannung aus dem Eingangssignal in zugeordneten Zeitschlitzen,
abhängig von
einem variablen Parameter, beseitigt. Die in den Dokumenten offenbarten
Lösungen
reagieren jedoch empfindlich auf schnelle Änderungen im Eingangssignal,
die die fehlerhafte Funktion der Offset-Kompensation verursachen.
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Es
ist die Aufgabe der Erfindung, eine Lösung zu konstruieren, um die
Offset-Spannung
eines Signals zu reduzieren und die Nachteile zu vermeiden, die
mit den oben beschriebenen Lösungen
entsprechend dem Stand der Technik verbunden sind.
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Es
ist eine Idee der Erfindung, dass am Ausgang der Separierungsmittel
der Gleichspannung, wie z. B. einem Kondensator, ein zweites Signal
angeschlossenen ist, das vorzugsweise durch das Ausführen einer
Hochpassfilterung anhand des ersten Signals, die den Separierungsmitteln
vorangeht, gebildet wird. In dieser Weise kann während der Verbindung des zweiten
Signals der Wert des nutzbaren Signals in Betracht gezogen werden,
wobei die Erzeugung einer durch die Verbindung des zweiten Signals verursachten
neuen Offset-Spannung vermieden werden kann. Der "Eingang" und der "Ausgang" der Separierungsmittel
sind hier anhand der Richtung der Bewegung des nutzbaren Signals
definiert worden.
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Ein
Verfahren gemäß der Erfindung
ist durch den Anspruch 1 charakterisiert. Die Schaltungsanordnung
gemäß der Erfindung
ist durch den Anspruch 5 charakterisiert. Bevorzugte Ausführungsformen
der Erfindung sind in den abhängigen
Ansprüchen
dargestellt.
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Die
Erfindung ist im Folgenden unter Verwendung der beigefügten Zeichnung
ausführlicher beschrieben,
worin:
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1 einen
Blockschaltplan einer vorher bekannten Mobilstation zeigt, in der
ein Direktumsetzungsempfänger
verwendet worden ist,
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2 eine
Schaltungsanordnung des Standes der Technik zeigt, um die Offset-Spannung zu beseitigen,
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3 ein
Eingangssignal zeigt, das in einer Schaltungsanordnung entsprechend 2 auftritt,
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4 ein
Ausgangssignal zeigt, das in einer Schaltungsanordnung entsprechend 2 auftritt,
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5 eine
Offset-Spannung und einen Steuerimpuls zeigt, die in einer Schaltungsanordnung
entsprechend 2 auftreten,
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6 ein
Grundbandsignal, eine Offset-Spannung und einen Steuerimpuls zeigt,
die in einer Schaltungsanordnung entsprechend 2 auftreten,
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7 einen
Ablaufplan eines Verfahrens gemäß der Erfindung
zeigt,
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8 eine
Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung
zeigt,
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9 die
Signale zeigt, die in einer Schaltungsanordnung entsprechend 8 auftreten,
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10 eine
graphische Darstellung zeigt, die das Prinzip einer Schaltungsanordnung
gemäß der Erfindung
darstellt, um die Offset-Spannung eines Signals zu reduzieren, wobei
in dieser Schaltungsanordnung steuerbare Schalter verwendet worden
sind,
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11 eine
graphische Darstellung zeigt, die das Prinzip einer Schaltungsanordnung
zum Reduzieren der Offset-Spannung eines Signals gemäß der Erfindung
darstellt, wobei in dieser Schaltungsanordnung Operationsverstärker als
Schaltmittel verwendet worden sind, wobei deren Ausgang in einen Zustand
mit hoher Impedanz gesteuert werden kann, und
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12 eine
praktische Implementierung einer Lösung gemäß der Erfindung als einen Stromlaufplan
zeigt.
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Die 1–6 sind
oben im Zusammenhang mit der Beschreibung des Standes der Technik beschrieben
worden. Im Folgenden wird ein Verfahren gemäß der Erfindung kurz unter
Verwendung von 7 beschrieben, während eine
Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung
und ihr Betrieb unter Verwendung der 8 und 9 beschrieben
werden. Danach werden einige Ausführungsformen der Erfindung
unter Verwendung der 10–12 beschrieben.
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7 zeigt
einen Ablaufplan eines Verfahrens 700 gemäß der Erfindung,
um die Offset-Spannung eines Signals zu reduzieren. In diesem Verfahren
wird eine Gleichspannungskomponente eines Signals durch Separierungsmittel,
wie z. B. einen Kondensator C1, separiert, Block 701. Gleichzeitig
wird die Hochpassfilterung des ersten Signals S1 vor den Separierungsmitteln
ausgeführt 702,
wobei das hochpassgefilterte Signal S3 im Block 703 zur
Referenzspannung Vref summiert wird, um ein zweites Signal S2 zu
erzeugen. Schließlich
wird das erzeugte zweite Signal S2 für eine vorgegebene Dauer mit dem
Ausgang P2 der Separierungsmittel C1 verbunden. Weil dann praktisch
dasselbe Grundbandsignal die Eingabe in beide Anschlüsse der
Separierungsmittel bildet, bildet das Grundbandsignal am Ausgang
der Separierungsmittel keine signifikante neue Offset-Spannung,
wenn die Verbindung des zweiten Signals S2 vom Ausgang der Separierungsmittel
getrennt wird.
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8 zeigt
eine graphische Darstellung, die die Prinzipien einer Schaltungsanordnung
gemäß der Erfindung
darstellt. Die Schaltungsanordnung kann z. B. im Block 110 der
Sender/Empfänger-Einheit
einer in 1 gezeigten Mobilstation angewendet
werden. In der in 8 gezeigten Anordnung wird ein
Grundbandsignal Vin zum Eingang des Verstärkers 1 geleitet,
wobei das am Ausgang P1 des Verstärkers 1 auftretende
erste Signal S1 in zwei Zweige geleitet worden ist: über den
Kondensator C1 zum Verstärker 2 und über das
Hochpassfilter 4 zum Summierer 5. Unter Verwendung
des Summierers wird das hochpassgefilterte Signal S3 zur Referenzspannung
Vref summiert. Das Ergebnis der Summierung, d. h. das zweite Signal
S2, wird zum Schalter 3 geführt, der durch einen kurzen
Steuerimpuls DCN in einen Einschaltzustand gesteuert wird. An den
Anschlüssen
des Kondensators C1 befindet sich während des ganzen DCN-Steuerimpulses
praktisch das gleiche Grundbandsignal, wobei es deshalb im Kondensator
kaum irgendeine durch das Grundbandsignal erzeugte Ladung gibt.
In dieser Weise wird keine signifikante Offset-Spannung am Ausgang
erzeugt, wenn der DCN-Steuerimpuls endet und der Schalter 3 geöffnet wird.
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In
der Lösung
gemäß der Erfindung
wird das Grundbandsignal, das durch die Signalleitung geht, während der
Dauer des DCN-Steuerimpulses nicht unter brochen, wobei aber während des
DCN-Steuerimpulses ein hochpassgefiltertes Grundbandsignal am Ausgang
des Kondensators auftritt. Die untere Grenzfrequenz des Hochpassfilters 4 ist
vorzugsweise höher
als die untere Grenzfrequenz der Signalleitung. Dann wird die im
zweiten Signal auftretende Offset-Spannung schnell gedämpft, wobei durch das Verbinden
des zweiten Signals mit dem Ausgang des Separierungsmittels außerdem die
in ihm auftretende Offset-Spannung schnell reduziert werden kann.
Die höhere
untere Grenzfrequenz des Hochpassfilters besitzt jedoch keine Wirkung
auf das Band der eigentlichen Signalleitung, mit Ausnahme während des DCN-Steuerimpulses.
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9 zeigt
das Ergebnis der Simulation der Operation der in 6 gezeigten
Lösung.
In ihr sind ein ähnliches
Grundbandsignal und eine ähnliche Offset-Spannung wie in der
in 5 gezeigten Situation in die Schaltung eingespeist
worden. In 7 kann beobachtet werden, dass
beim Beginn des DCN-Steuerimpulses die Offset-Spannung in einer zu
der in 5 gezeigten Situation ähnlichen Weise abgeleitet wird,
aber am Ende des DCN-Steuerimpulses tritt im Gleichspannungsteil
des Ausgangssignals keine Änderung
auf, wobei folglich die Offset-Spannung im Wesentlichen abgeleitet
wird.
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10 zeigt
eine graphische Darstellung, die die Prinzipien der Schaltungsanordnung
gemäß der Erfindung
darstellt. In ihr werden vom I/Q-Demodulator 10 I- und
Q-Signale erhalten, die über
die Tiefpassfilter 11 und 12 zu den Verstärkern 13 und 14 geleitet
werden, die eine automatische Verstärkungsregelung (AGC) besitzen.
Beide I- und Q-Signale werden danach in zwei Zweige verzweigt, von
denen die ersten Zweige über
die Gleichstromseparierungskondensatoren C1 und C2 zu den Eingängen Vi
und Vq eines A/D-Umsetzerblocks 19 geleitet worden sind.
Die zweiten Zweige sind über
die durch die Kondensatoren C3 und C4 und durch die Widerstände R3 und
R4 gebildeten Hochpassfilter zu aktiven Schaltelementen geleitet
worden, die sowohl die Operationsverstärker 17 und 18 als
auch die Schalter 15 und 16 umfassen. Die Schaltelemente
werden durch einen Steuerimpuls DCN gesteuert, der von den digitalen
Abschnitten empfangen wird. Die Widerstände R3 und R4 sind mit der
Referenzspannung Vref verbunden worden, wobei in diesem Fall die
Referenzspannung zum hochpassgefilterten Signal summiert wird. Wenn
die Schalter 15 und 16 in einen Einschaltzustand
zum Ausgang der Separierungskondensatoren C1 und C2 gesteuert sind,
werden die zweiten Signale verbunden. Sie sind die Summensignale
der Referenzspannung Vref und der hochpassgefilterten I- und Q-Signale.
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11 zeigt
eine Lösung,
die ansonsten in einer ähnlichen
Weise wie 10 arbeitet, aber in der in 11 gezeigten
Lösung
arbeiten die Operationsverstärker 17a und 18a als
aktive Schaltelemente, wobei ihre Ausgänge in einen Zustand mit hoher Impedanz
gesteuert werden können.
Dann werden die Operationsverstärker 17a und 18a durch
ein Steuersignal DCN in einer derartigen Weise gesteuert, dass sich
ihre Ausgänge
zu jedem anderen Zeitpunkt mit Ausnahme während des DCN-Steuerimpulses,
wenn sich der Ausgang der Operationsverstärker in einem aktiven Zustand
befindet, in einem Zustand mit hoher Impedanz befinden.
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12 zeigt
einen Stromlaufplan einer praktischen Implementierung, in der ein
Operationsverstärker 17a verwendet
worden ist, dessen Ausgang in einen Zustand mit hoher Impedanz gesteuert
werden kann. In der Implementierung ist der Wert 100 nF für den Separierungskondensator
C1 der Gleichspannung verwendet worden, während das RC-Hochpassfilter
aus einem 10-nF-Kondensator C3 und aus einem 10-kΩ-Widerstand
R3 gebildet worden ist. Über
den Widerstand R3 ist außerdem
eine Referenzspannung mit dem Eingang des Operationsverstärkers 17a verbunden
worden, wo das hochpassgefilterte Signal Vin und die Referenzspannung Vref
summiert werden. Außerdem
arbeitet R3 als ein Vorspannungswiderstand des Operationsverstärkers. Die
Referenzspannung Vref ist durch einen 10-kΩ-Widerstand R1 mit dem Ausgangssignal
Vout verbunden worden, der vorzugsweise so hoch wie der Widerstand
R3 ist. Weil in der in dem Beispiel gezeigten Schaltung eine einpolige
Versorgungsspannung +Vcc verwendet wird, kann der Wert der Referenzspannung
z. B. die Hälfte
des Wertes der Versorgungsspannung sein. Wenn eine zweipolige Versorgungsspannung
verwendet wird, kann Vref außerdem
ein Nullpotential sein.
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Unter
Verwendung der vorliegenden Erfindung ist es möglich, einen Direktumsetzungsempfänger zu
implementieren, der bei der Konstruktion einer Mobilstation verwendet
werden kann. In Mobilstationen führt
die Implementierung von Direktumsetzungsempfängern zu beträchtlichen
Kosteneinsparungen, weil nur ein Frequenzsynthesizer notwendig ist
und es keine Notwendigkeit für
Zwischenfrequenz-Abschnitte oder Zwischenfrequenz-Filter gibt. Außerdem nimmt
die HF-Abschirmungsanforderung an die Vorrichtung ab, wobei kein
Duplexfilter notwendig ist. Folglich ist es möglich, eine Mobilstation mit
kleine rer Größe und leichterem
Gewicht bei niedrigeren Kosten zu konstruieren. Außerdem kann
die Stromaufnahme der Mobilstation reduziert werden.
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Unter
Verwendung der Lösung
gemäß der vorliegenden
Erfindung, um die Offset-Spannung zu reduzieren, können im
Vergleich zu den Lösungen entsprechend
dem Stand der Technik beträchtliche Vorteile
erreicht werden:
- – für die Korrektur der Offset-Spannung
ist keine digitale Signalverarbeitung notwendig,
- – weil
die Offset-Spannung sicher aus einem analogen Signal reduziert werden
kann, muss der Dynamikbereich der Analog/Digital-Umsetzer nicht infolge
der Offset-Spannung vergrößert werden,
- – die
Operation des Reduzierens der Offset-Spannung verursacht nicht einmal
eine momentane Unterbrechung des Grundbandsignals in einer Signalleitung,
- – die
Lösung
gemäß der Erfindung
kann durch eine kleine Anzahl von Bauelementen implementiert werden,
wobei sie folglich wenig Raum und wenig zusätzliche Fertigungskosten erfordert,
- – die
Bauelemente, die in der Schaltungslösung benötigt werden, können leicht
in die Verbindung eines A/D-Umsetzers integriert werden,
- – die
Lösung
gemäß der Erfindung
vergrößert die Stromaufnahme
eines Empfängers
nur um einen kleinen Betrag,
- – unter
Verwendung dieser Lösung
können
die durch die Taktsignale und andere störende Signale mit einer stabilen
Frequenz erzeugten Probleme, die die Frequenz des empfangenen Kanals beeinflussen,
beseitigt werden, was die Notwendigkeit für den Schutz der Vorrichtung
verringert, und
- – die
Lösung
ist zu den Empfängern
entsprechend dem Stand der Technik, wie z. B. Mobilstationen, leicht
hinzuzufügen.
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Eine
Lösung
gemäß der Erfindung
wird vorzugsweise in Empfängern
digitaler Mobilkommunikationssysteme mit Zeitaufteilung, wie z.
B. GSM- und PCN-Systemen,
angewendet, aber die Erfindung kann außerdem in Empfängern analoger
Systeme angewendet werden, falls z. B. das empfangene analoge Signal
für die
Signalverarbeitung in eine digitale Form umgesetzt wird.
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Einige
Ausführungsformen
der Lösung
gemäß der Erfindung
sind oben dargestellt worden. Selbstverständlich kann das Prinzip gemäß der Erfindung
innerhalb des Rahmens des Umfangs der Ansprüche modifiziert werden, z.
B. durch Modifikation der Einzelheiten der Implementierung und des
Bereichs der An wendung. Es sollte angemerkt werden, dass die dargestellten
Schaltungsverbindungen und Bauelementwerte lediglich als Beispiele
beschrieben worden sind, wobei sie entsprechend allgemein bekannten
Entwicklungsprinzipien modifiziert werden können.