DE60313757T2

DE60313757T2 - Resonanzstromwandler für die hochfrequenzübertragung und verfahren

Info

Publication number: DE60313757T2
Application number: DE60313757T
Authority: DE
Inventors: Steven R. Cardiff NORSWORTHY; Ross W. Largo NORSWORTHY
Original assignee: STMicroelectronics NV
Current assignee: STMicroelectronics NV
Priority date: 2002-03-04
Filing date: 2003-03-04
Publication date: 2008-01-24
Anticipated expiration: 2023-03-05
Also published as: CN1640084B; JP2008125127A; JP4237636B2; CN1640084A; AU2003217889A1; EP1488587A1; EP1488587B1; KR100782224B1; ATE362262T1; EP1488587A4; WO2003077489A1; JP2005519566A; KR20040105752A; DE60313757D1

Description

1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Hochfrequenzsignale und genauer Vorrichtungen und Verfahren für die Übertragung, den Empfang und/oder die Modulation von Hochfrequenz-Signalen (HF).
2. Beschreibung von verwandter Technologie
Wie allgemein bekannt, ist der sogenannte „PAE" (Power Added Efficiency-Leistungswirkungsgrad) eines Verstärkers einfach die an eine Last gelieferte Ausgangsleistung, geteilt durch die Gleichstrom-Eingangsleistung, die zur Erzeugung einer solchen Verstärkung benötigt wird. Für das beispielhafte CDMA-Mobiltelefon ist der PAE typischerweise ungefähr 33% beim maximalen Übertragungsleistungspegel und weniger als 10% im Durchschnitt. Wenn also ein Leistungsverstärker mit einem PAE von 33% 1W HF-Leistung ausgibt, benötigt er 3W Gleichstrom-Batterieleistung, wobei tatsächlich 2W an Wärme in dem Vorgang abgeführt werden. Dies ist offensichtlich keine optimale Ausnutzung der Batterieleistung.
Typische HF-Übertragungssysteme des Standes der Technik nutzen Verfahren, die aus einer Folge von einem oder mehreren der nachfolgenden Schritte bestehen: (1) Modulieren von digitalen Datenströmen in ein Inphase- und Quadraturphase-Vektorpaar, oder alternativ in ein Amplituden- und Phasen-Vektorpaar; Kombinieren der Vektoren an einem späteren folgenden Punkt in dem Signalumwandlungsvorgang; (2) digitales Filtern der Datenvektoren; (3) Konvertieren der gefilterten Vektoren in analoge Form durch D/A-Wandlung; (4) Aufwärtskonvertieren der D/A-Ausgaben in HF-Signalvektoren durch eine oder mehrere Modulationsstufen durch einen HF-Oszillator, gefolgt von einem Ausfiltern von Bildern für jede Aufwärtskonvertierungsstufe; (5) Vorverstärken (oder variable Verstärkung) des Ausgangssignals der letzten Aufwärtskonvertierungsstufe; (6) Verstärken des Vorverstärker-Ausgangssignals mit einem Leistungsverstärker, wobei der Verstärker typischerweise ein A-Klasse-Typ oder ein AB-Klasse-Typ ist.
Alternativ offenbart das US-Patent Nr. 6,181,199 von Dent u.a. mit dem Titel „Power IQ modulation systems and methods" ein HF-Übertragungsverfahren, das sich von den vorgenannten Verfahren dadurch unterscheidet, dass die Amplitude der Signalvektoren verwendet werden, um eine Amplitudenmodulation der Leistungszufuhr eines C-Klasse- oder D-Klasse-Schaltleistungsverstärkers durchzuführen, die ebenfalls Phaseninformationen des Signalvektors als einen ihrer Eingänge empfangen. Das US-Patent Nr. 6,198,347 von Sander u.a. mit dem Titel „Driving circuits for switch mode RF power amplifiers" beschreibt eine Einrichtung zum Ansteuern eines solchen Verstärkers. In jedem der vorgenannten Fälle wird ein Signal, das bereits in einen analogen HF-Bereich umgewandelt wurde, zu einer Last verstärkt.
Das US-Patent Nr. 5,353,309 von Agazzi und Norsworthy mit dem Titel „ISDN transmitter" offenbart eine Einrichtung zum Verwenden eines digitalen Delta-Sigma-Modulators für eine digitale Basisband-Telefonübertragung. Der Ausgang des Delta-Sigma-Modulators ist mit einem aktiven analogen Tiefpassfilter verbunden und der Tiefpassfilter steuert einen aktiven Leistungsverstärker an, der wiederum eine ISDN-Telefonübertragungsleitung ansteuert. In der vorgenannten Offenbarung wird jedoch keine Einrichtung gelehrt, um genug Strom zu erzeugen, um die Leitung direkt ohne die Notwendigkeit für einen aktiven Leistungsverstärker anzusteuern. Außerdem bietet die vorgenannte Offenbarung keine Einrichtung zum Umwandeln von Leistung in eine HF-Trägerfrequenz, da das beschriebene System ein Niederfrequenz-Basisband-Übertragungssystem und kein HF-Durchlassbereich-Übertragungssystem ist.
Das US-Patent Nr. 5,701,106 von Pikkarainen u.a. mit dem Titel „Method and modulator for modulating digital signal to higher frequency analog signal" offenbart, dass ein digitales Basisbandsignal (I, Q) zu einem Delta-Sigma-D/A-Wandler zugeführt wird, in eine Zwischenfrequenz abgetastet wird, und für eine weitere Aufwärtskonvertierung in dem analogen Bereich zu einer HF-Trägerfrequenz in ein analoges Signal umgewandelt wird. Es wird weder eine Einrichtung zum direkten Aufwärtskonvertieren des digitalen Basisbandsignals zur HF-Trägerfrequenz noch zum Konvertieren von Gleichstrom direkt in einen HF-Trägerstrom offenbart.
US-Patent Nr. 6,321,075 von Butterfield mit dem Titel "Hardware-efficient transceiver with delta-sigma digital-toanalog converter" ist ähnlich zur Erfindung des vorgenannten US-Patents Nr. 5,701,106 , insoweit als ein Delta-Sigma-Modulator im (I, Q)-Bereich genommen wird, um eine Zwischenfrequenz zu bilden, die dann in ein analoges Signal konvertiert wird, für eine weitere Aufwärtskonvertierung in dem analogen Bereich zu einer HF-Trägerfrequenz.
1a–1c stellen die verschiedenen, oben beschriebenen Architekturen des Standes der Technik dar.
IEEE-Press Artikelnummer 0-7803-6540 von Keyzer u.a. „Digital generation of RF Signals for Wireless Communications With Band-Pass Delta-Sigma Modulation" und hierin durch Verweis aufgenommen („Keyzer") beschreibt einen drahtlosen Sender mit einer Bandpass-Delta-Sigma-Modulation, die in Verbindung mit einem Schaltleistungsverstärker genutzt wird. Siehe auch „Generation of RF Pulsewidth Modulated Microwave Signals Using Delta-Sigma Modulation” von Keyzer u.a., IEEE Publikation 0-7802-7239 vom Mai 2002.
In Vollduplex-Frequenzteilungssystemen wie CDMA können der Sender und der Empfänger gleichzeitig eingeschaltet sein. Wenn der Sender eingeschaltet ist, erzeugt er typischerweise ein Rauschen oder eine Verzerrung, die in das Empfangsband fallen können. Bei Verwendung zum Beispiel der CDMA-Standards IS-95, IS-95a, IS-98 oder IS-2000 ist das Empfangsband um 80 MHz zu dem Sendeband versetzt. Ein typischer Leistungsverstärker, der in einem CDMA-Handapparatsender genutzt wird, erzeugt eine Rauschdichte von ungefähr –135 dBm/Hz im Empfangsband. Zum Beispiel ist für das nordamerikanische PCS-Betriebsband das Empfangsband um 80 MHz höher als die Sendeträgerfrequenz. Um eine Verschlechterung der Empfindlichkeit des Empfängers zu verhindern, muss das vom Sender erzeugte Rauschen auf einen Pegel unter dem thermischen Rauschteppich des Empfängers gedrückt werden. Der thermische Rauschteppich des Empfängers beträgt ungefähr –174 dBm/Hz. Deshalb ist der Unterschied zwischen dem Rauschteppich des Leistungsverstärkers und dem thermischen Rauschteppich größer als 40 dB. Dieser Pegel der Rauschunterdrückung wird üblicherweise durch einen Duplexer erreicht, dessen Aufbau und Funktionsweise für den Fachmann auf dem Gebiet gut bekannt ist. Ein Duplexer ist ein 3-Kanal-Gerät, wobei ein Kanal mit dem Ausgang des Leistungsverstärkers verbunden ist, ein weiterer Kanal mit der Antenne verbunden ist und ein dritter Kanal mit dem Empfängereingang verbunden ist.
Ein besonders schwieriges Problem bei der Verwendung von Rauschformungs-Kodierern in Vollduplex-Empfängern ist, dass hohe Pegel von Quantisierungsrauschen außerhalb des Bandes erzeugt werden, und dies kann das Empfangsband weiter schädigen. Die oben beschriebene Keyzer-Referenz weist auf dieses Problem hin, jedoch wird (i) nicht erkannt, wie schwerwiegend das Problem wäre, wenn der darin offenbarte Ansatz angewandt wird, oder es wird (ii) keine Lösung vorgeschlagen, um die Anforderungen an ein praktisches System zu erfüllen. Keyzer nutzt einen Bandpass-Delta-Sigma-Modulator zweiter Ordnung, der mit vierfacher Trägerfrequenz, F_c, arbeitet, berücksichtigt aber nicht den Rauschteppich in dem angrenzenden Empfangsband unter diesen Bedingungen. Der Abtretungsempfänger dieser Erfindung führte eine Simulation für den Zweck der Messung des Quantisierungsrauschens durch, das von dem Bandpass-Delta-Sigma-Modulator von Keyzer erzeugt wird. Konservative Vermutungen wurden in Bezug auf den maximalen Leistungspegel, der in den relevanten Standards erforderlich ist, und die in typischen Handapparaten verfügbare Batterietechnologie angestellt. Aufgrund dieser Annahmen wurde ein Simulationsmodell erstellt und bestimmt, dass das Quantisierungsrauschen an der Antenne ohne jegliche analoge Filterung oder Duplexerunterdrückung eine Größenordnung von –94 dBm/Hz aufweisen würde. Dies bedeutet, dass, um diesen Pegel des Quantisierungsrauschens unter den thermischen Pegel von –174 dBm/Hz zu drücken, eine Filterung von mehr als 80 dB erforderlich ist. Außerdem ist eine Unterdrückung von 80 dB nicht nur bei einer einzigen Frequenz nötig, sondern über das gesamte Empfangsband. Für das beispielhafte nordamerikanische CDMA-PCS-Band ist diese Bandbreite 60 MHz, wodurch 1,93–1,99 GHz abgedeckt sind. Wenn ein analoger HF-Filter mit einer Unterdrückung von 80 dB über diesen gesamten Frequenzbereich im aktuellen Stand der Technik existieren würde, müsste er notwendigerweise einen hohen Einfügungsverlust aufweisen und wäre außerdem vergleichsweise teuer. Deshalb sind sowohl Wirkungsgrad als auch Wirtschaftlichkeit bei Verwendung dieses Ansatzes deutlich beeinträchtigt. Somit besteht eine Notwendigkeit für eine effizientere und wirtschaftlichere Lösung, um das Rauschen im Empfangsband zu unterdrücken.
Ein weiteres, besonders schwieriges Problem, das von der Erfindung von Keyzer nicht angesprochen wird, betrifft die extrem hohe Abtastrate der Bandpass-Delta-Sigma-Modulatoren. Bei PCS-Frequenzen würde das Keyzer-Schema arithmetische Logikschaltungen und Register innerhalb des Delta-Sigma-Modulators erfordern, die bei nahezu 8 GHz arbeiten. Bei einem tragbaren, batteriebetriebenen PCS-Handapparat wäre der Stromverbrauch nur für die Bandpass-Modulatorlogik in jeder praktischen Halbleitertechnologie, die zum Zeitpunkt dieser Schrift verfügbar ist, und in der Tat jeder derzeit vorstellbaren Technologie, enorm. Somit besteht auch eine Notwendigkeit, die Taktrate der Delta-Sigma-Modulatoren zu verringern.
Ein drittes schwieriges Problem, das von Keyzer nicht angesprochen wird, betrifft die Schnittstelle zwischen dem Umschaltmodus-Leistungsverstärker und den darauf folgenden analogen Filter. Insbesondere wird keine Offenbarung oder Lehre vorgesehen, wie ein betriebsfähiger Umschaltmodus-Verstärker gebaut wird und wie dieser effektiv in ein Filter „eingebaut" wird. Außerdem wird keine bestimmte Verbindungsarchitektur vorgeschlagen oder beschrieben. Somit wird eine sehr wichtige technologische Herausforderung von Keyzer nicht angesprochen.
Es ist weiterhin anzumerken, dass Keyzer nichts in Bezug auf Interpolationsfilter oder irgendwelche bestimmte Implementierung(en) von Interpolationsfiltern lehrt oder ableitet.
Eine einschlägige Diskussion zum Thema Delta-Sigma-Datenumwandlung ist im Fachbuch von Norsworthy u.a. mit dem Titel "Delta-Sigma Data Converters", IEEE Press, 1997, zu finden. In Kapitel 9 (beginnend auf Seite 282) wird das Thema Bandpass-Delta-Sigma-Modulatoren angesprochen. Bandpass-Delta-Sigma-A/D-Wandler wurden seit den frühen 1990er Jahren für eine Zwischenfrequenz-(ZF)-Demodulation verwendet. Jedoch wird keine Offenbarung in Bezug auf die Verwendung der Delta-Sigma-D/A-Wandler für Funkübertragung oder HF-Leistungswandlung/HF-Umrichtung bereitgestellt.
Das US-Patent Nr. 4,996,495 offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Erzeugen eines gepulsten HF-Leistungssignals. Ein Modulator wandelt ein DC-Signal in ein gepulstes Signal um und ein Impulskompressor komprimiert Impulse in dem Signal und verstärkt Spannung und Stromstärke des Signals. Ein Generator erzeugt Hochenergiesignale bei einer HF-Frequenz, um HF-Impulssignale bereitzustellen.
Das US-Patent Nr. 3,711,725 offenbart ein Hochfrequenz-Impulserzeugungssystem, das magnetische Impulskomprimierungsschaltungen nutzt. Die magnetischen Impulskomprimierungsschaltungen werden nacheinander betätigt und jede ist auf eine abgestimmte Last angepasst. Die abgestimmte Last hat eine Impedanz, die eine Funktion einer Stromamplitude während der Erzeugung von schnell ansteigenden Impulsen ist.
Wie durch das Vorstehende nachgewiesen wurde, hat die Anwendung der grundlegenden Konzepte der Delta-Sigma-Modulation keine haltbaren Lösungen für die vorgenannten Probleme hervorgebracht. Somit besteht immer noch eine starke Notwendigkeit für eine verbesserte Vorrichtung und ein verbessertes Verfahren zum digitalen Umwandeln von Signalen in HF-Leistung, ohne einen aktiven Verstärker einzubauen, und ohne dass ein digitales Datensignal zuerst in den analogen Bereich bei eine Frequenz umgewandelt werden muss, die wesentlich niedriger ist als die HF-Trägerfrequenz. Eine solche verbesserte Vorrichtung und ein verbessertes Verfahren würden inhärent ein hohes Maß an Leistungseffizienz bereitstellen, um den Stromverbrauch zu verringern, und damit unter anderem die Lebensdauer einer Batterie von drahtlosen Handapparaten erhöhen.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung erfüllt die vorgenannten Anforderungen durch Bereitstellen eines verbesserten Verfahrens und einer verbesserten Vorrichtung für eine Signal- und Stromwandlung.
In einem ersten Aspekt der Erfindung wird eine verbesserte Vorrichtung für eine Resonanzstromwandlung von HF-Signalen offenbart. Die Vorrichtung umfasst allgemein eine Impulseingangsquelle, die ausgelegt ist, eine Vielzahl von Impulsen zu erzeugen; einen Resonator, der funktionsfähig an die Impulseingangsquelle gekoppelt ist; und ein Übertragungsmedium, das funktionsfähig mit dem Ausgang des Resonators verbunden ist und ausgelegt ist, eine Vielzahl von HF-Signalen zu übertragen. In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel hat der Resonator eine Resonanzfrequenz gleich oder im Wesentlichen nahe einer Trägerfrequenz und ist weiterhin ausgelegt, Energie effizient zu speichern (u.a. durch selektive Verstärkung von zumindest Teilen einer Vielzahl von erzeugen Impulsen), um diese nachfolgend zu übertragen. Insbesondere nutzt eine Variante einen digital angesteuerten Resonanzstromwandler (DARP) mit einem Rauschformungs-Kodierer zum Empfangen von digitalen Daten bei einer Taktrate F_c/L₁, wobei L₁ ein Vielfaches oder Teil-Vielfaches einer Trägerfrequenz F_c ist, und zum Kodieren der digitalen Daten. Eine Energieversorung mit einer Frequenz gleich oder im Wesentlichen nahe DC wird ebenfalls bereitgestellt, sowie auch eine Lastimpedanz, die mit dem Resonator verbunden ist, um die im Resonator gespeicherte Energie zu empfangen. Ein Ladungsschalter ist mit dem Rauschformungs-Kodierer, der Energieversorgung, dem Resonator und einem Taktgeber mit einer Taktrate L₂F_c verbunden, wobei L₂ ein Vielfaches der Trägerfrequenz F_c ist. Der Ladungsschalter ist ausgelegt, um (i) kodierte Daten vom Rauschformungs-Kodierer zu empfangen; (ii) die Spannung oder den Strom der Energieversorgung abzutasten; und (iii) die Spannungs- oder Stromabtastergebnisse der Energieversorgung an den Resonator zu liefern.
In einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein verbessertes Verfahren zur Durchführung der Resonanzstromwandlung offenbart. Das Verfahren umfasst allgemein die Erzeugung einer Vielzahl von Impulsen; die Eingabe der Impulse in einen Resonator, der ausgelegt ist, um zumindest Teile einer Vielzahl von Impulsen zu verstärken; wahlweise Verstärkung der vorgenannten Teile der Impulse; und Übertragen der wahlweise verstärkten Signale über ein Übertragungsmedium.
In einem dritten Aspekt der Erfindung wird eine verbesserte Transferfunktion für die Implementierung des Rauschformungs-Kodierers offenbart, welche ermöglicht, dass die Funktion mit zwei Tiefpass-Kodierern implementiert wird, die mit einer niedrigeren Abtastrate arbeiten.
In einem fünften Aspekt der Erfindung werden ein verbessertes Verfahren und eine verbesserte Vorrichtung zum Steuern der Leistungsverstärkung der Vorrichtung offenbart. In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel wird die Leistungsverstärkung vollständig im digitalen Bereich gesteuert. In einem zweiten Ausführungsbeispiel wird die Verstärkung durch eine Kombination digitaler und analoger Einrichtungen gesteuert.
In einem sechsten Aspekt der Erfindung wird eine verbesserte Ladungsschaltervorrichtung offenbart. In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel werden Ladungsschalter auf dem gleichen Halbleitersubstrat wie die Rauschformungs-Kodiererlogik implementiert, in einer Art und Weise, welche den Stromverbrauch deutlich absenkt.
In einem siebten Aspekt der Erfindung wird eine verbesserte Resonator-Wandler-Kombination offenbart, einschließlich einer verbesserten dynamischen Impedanzbeendigung.
In einem achten Aspekt der Erfindung wird eine verbesserte Resonatorvorrichtung offenbart, wobei der Resonator als Teil eines Duplexers kombiniert wird.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Merkmale, Ziele und Vorteile der Erfindung werden aus der nachfolgenden genauen Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen ersichtlich, wobei:
1a, 1b, 1c funktionale Blockdiagramme sind, welche den allgemeinen Aufbau typischer HF-Sender und Leistungsverstärkungssysteme des Standes der Technik zeigen.
2 ist ein funktionales Blockdiagramm, das den allgemeinen Aufbau einer beispielhaften Wandlervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
2a ist ein funktionales Blockdiagramm, das einen beispielhaften Aufbau der Wandlervorrichtung der 2 zeigt.
3 ist ein funktionales Blockdiagramm, das ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel der Wandlervorrichtung der 2 zeigt.
4 ist ein funktionales Blockdiagramm, das ein weiteres beispielhaftes Ausführungsbeispiel der Wandlervorrichtung der 2 zeigt.
5 ist eine graphische Darstellung der beispielhaften Rauchspektren (a) vor und (b) nach der Eingabe in den/die Rauschformungs-Kodierer der Vorrichtung der 3.
6 ist eine graphische Darstellung einer Rauschtransferfunktion (Vollduplex-Transceiver), verbunden mit einem beispielhaften Rauschformungs-Kodierer dritter Ordnung gemäß der Erfindung.
7 ist eine graphische Darstellung erster beispielhafter Rauschspektren für L₁ = 1 und L₂ = 4 (a) vor dem digitalen Quadraturmodulator, (b) nach dem digitalen Quadraturmodulator, aber vor dem Resonator, und (c) nach dem Resonotor der Vorrichtung der 3.
8 ist eine graphische Darstellung zweiter beispielhafter Rauschspektren für L₁ = 2 und L₂ = 4 (a) vor dem digitalen Quadraturmodulator, (b) nach dem digitalen Quadraturmodulator, aber vor dem Resonator, und (c) nach dem Resonotor der Vorrichtung der 3.
9 ist eine graphische Darstellung dritter beispielhafter Rauschspektren für L₁ = 1 und L₂ = 8 (a) vor dem digitalen Quadraturmodulator, (b) nach dem digitalen Quadraturmodulator, aber vor dem Resonator, und (c) nach dem Resonotor der Vorrichtung der 3.
10 ist ein funktionales Blockdiagramm eines alternativen Ausführungsbeispiels der Vorrichtung der 2, in dem ein beispielhafter Aufbau eines Beendigungsnetzwerks auf der Schalterseite des Resonators dargestellt ist.
11 ist ein funktionales Blockdiagramm eines alternativen Ausführungsbeispiels der Vorrichtung der 2, in dem ein beispielhaftes Schema zum Integrieren des Resonators in einen Duplexer dargestellt ist.
12 ist eine graphische Darstellung der Zeitbereichsantwort einer beispielhaften Resonatorkonfiguration der Erfindung auf eine kurze Abfolge von Schaltererregungen.
13 ist eine graphische Darstellung einer beispielhaften Spektralausgabe aus der letzten Stufe der Interpolationsfilterung bei 1536-Mal der Symbolrate (Bilder wie vorher diskutiert unterdrückt).
14 ist eine graphische Darstellung einer beispielhaften Spektralausgabe vom Kodierer am Eingang zu den Schaltern.
15 ist eine graphische Darstellung einer beispielhaften Frequenzantwort des Resonators.
16 ist eine graphische Darstellung einer beispielhaften Spektralausgabe vom. Resonator über das gesamte messbare Band.
17 ist eine graphische Darstellung einer beispielhaften Spektralausgabe vom Resonator über das PCS-Übertragungsband.
18 ist eine graphische Darstellung einer beispielhaften Übertragungsverlustleistung in das PCS-Empfangsband mit einem Offset von 80 MHz.
19 ist eine graphische Darstellung einer beispielhaften Zeitbereichsausgabe vom Resonator.
20 ist eine graphische Darstellung einer beispielhaften Phasenreaktion eines Idealfalls (i) ohne Delta-Sigma-Modulation und (ii) mit Delta-Sigma-Modulation.
21 ist eine graphische Darstellung zur Erläuterung des Unterschieds in der Zeitbereichsreaktion von Simulationen (erzeugt über das SPICE-Programm von Cadence Design Systems, Inc.) der beispielhaften Schalter/Resonator-Schaltung der Erfindung unter Verwendung (i) tatsächlicher GaAS-MESFET-Modelle mit Produktionsqualität und (ii) eines idealen Schalters.
Genaue Beschreibung der Erfindung
Es wird nun auf die Zeichnungen Bezug genommen, wobei gleiche Bezugszeichen durchgängig gleiche Teile bezeichnen.
Die hierin verwendeten Ausdrücke „übertragen", „Übertragung", und „übertragen" können der Einfachheit halber so betrachtet werden, dass sie sich sowohl auf Vorgänge der Übertragung von Signalen und des Empfangs von Signalen beziehen, je nachdem was zutrifft.
Die hierin verwendeten Begriffe „Speicher" und „Speichervorrichtung" sind so gedacht, dass alle Einrichtungen zum Speichern von Daten oder Informationen beinhaltet sind, einschließlich, ohne Einschränkung, RAM (z. B. SRAM, SDRAM, DRAM, SDRAM, EDR-DRAM, DDR), ROM (z. B. PROM, EPROM, EEPROM, UV-EPROM), Magnetblasenspeicher, optische Speicher, integrierte Flashspeicher usw.
Es wird anzuerkennen sein, dass, während die nachfolgende Diskussion in erster Linie auf einen drahtloses HF-Handapparat z. B. Mobiltelefone) gerichtet ist, die vorliegende Erfindung in keiner Weise auf irgendwelche bestimmte drahtlose Verfahren, Luftschnittstellen oder -Architekturen, oder in diesem Sinne auf drahtlose Anwendungen, beschränkt ist. Die Erfindung kann mit gleichem Erfolg auf nicht-drahtlose Systeme jeder Art angewandt werden, im Einklang mit den hierin beschriebenen Einschränkungen.
Bezugnehmend auf 2 und 2a wird nunmehr als Beispiel eine verallgemeinerte Form des Resonanzstromwandlers der vorliegenden Erfindung beschrieben. Wie in 2 gezeigt, kann man sich die Vorrichtung 200 der Erfindung allgemein als eine Impulseingangsquelle 202 vorstellen, deren Ausgang mit dem Eingang eines Resonators 204 verbunden ist, wobei der Ausgang des Resonators mit einer Last oder einer Übertragungseinrichtung (z. B. einer drahtlosen Antenne, einer Übertragungsleistung usw.) 206 verbunden ist. Die besonderen Eigenschaften des Resonators der Erfindung werden nachfolgend genauer beschrieben. Eine sehr vorteilhafte Eigenschaft der Konfiguration der 2 (und in der Tat aller anderen offenbarten Ausführungsbeispiele der Erfindung) ist, dass kein Verstärker, welcher Art auch immer, benötigt wird; vielmehr dient der Resonator 204 effektiv als eine ultrahocheffiziente Energieversorgung. Dies umgeht nicht nur die Kosten, Komplexität usw. in Verbindung mit den Konstruktionen des Standes der Technik, die einen Leistungsverstärker aufweisen, sondern bietet außerdem einen deutlich erhöhten Wirkungsgrad, was einen großen Einfluss u.a. auf den Stromverbrauch der HF-Geräte hat.
2a zeigt eine beispielhafte, digital betätigte Resonanzstromvorrichtung (DARP) 220 auf der Grundlage des verallgemeinerten Modells der 2. Diese Vorrichtung 220 umfasst einen Rauschformungs-Kodierer 222 und einen Ladungsschalter 224 als Teil der Impulsdatenquelle 202 der 2.
Bezugnehmend auf 3 wird für eine beispielhafte Architektur 300 (basierend auf derjenigen der oben diskutierten 2) angenommen, dass digitale Daten Durchlassband-moduliert werden sollen und dann bei Hochfrequenzen an eine Lastimpedanz, wie eine Antenne oder Übertragungsleitung, übertragen werden. Digitale Daten sind an einen oder mehrer Rauschformungs-Kodierer 302 gekoppelt, die Quantisierungsrauschen spektral formen, wodurch das Rauschen aus dem betreffenden Band beseitigt wird. Der Ausgang des Rauchformungs-Kodierers 302 ist typischerweise nur einige wenige Bits breit, und die Ausgangswortrate des Kodierers ist typischerweise ein Mehrfaches oder Teil-Mehrfaches L₁ der HF-Trägerfrequenz F_c. Der Ausgang des Kodierers 302 ist mit zumindest einem Ladungsschalter 304 verbunden. Solche Ladungsschalter können eine beliebige Anzahl von verschiedenen Konfigurationen umfassen, die für den Fachmann der Elektronik gut bekannt sind, wie später genauer diskutiert werden wird.
Der Zweck des Ladungsschalters 304 ist, eine DC-Energieversorgungsspannung VDC (oder alternative eine Niederfrequenz-Energieversorgung) abzutasten und schnell (z. B. sofort) die Ladung auf die interne Kapazität des Resonators 306 zu schalten, entweder bei der positiven Phase der HF-Trägerfrequenz F_c oder bei der Gegenphase von F_c 180 elektrische Grad später. Einen Moment, nachdem die Kapazität des Resonators geladen wurde, beginnt der Strom, durch die Induktanz des Resonators zu fließen, und der Resonator beginnt bei F_c zu schwingen. Es wird angenommen, dass der Resonator 306 im dargestellten Ausführungsbeispiel ein Hoch-Q-Resonator ist, um die Lastimpedanz ZL 309 am Ausgang des Resonators 306, die am Eingang des Resonators zu sehen ist, effektiv zu multiplizieren. Die Lastimpedanz 309 kann entweder eine Antenne, eine Übertragungsleitung oder eine andere ähnliche Ausführungsart sein, auch wenn andere Arten von Impedanzen ebenfalls ersetzt werden können. Der/die Ladungsschalter 304 betätigen weiterhin den Resonator entweder bei der positiven Phase oder der Gegenphase von F_c. Die ausgegebenen Abtastwerte {i_k, q_k} des/der Rauschformungs-Kodierer 302 bestimmen den Wert der Ladungsschalter-Abtastwerte in jedem Abtastmoment.
Der Rauschformungs-Kodierer 302 kann entweder als zwei Tiefpass-Kodierer (3), als einzelner Bandpass-Kodierer 406 (4) oder in anderen äquivalenten Konfigurationen implementiert werden. In Anwendungen, in denen der Stromverbrauch ein Hauptanliegen ist und in denen die Taktfrequenzen nahe der oberen Grenze der „verfügbaren" Halbleitertechnologie (hier bedeutet „verfügbar" verfügbar begrenzt durch den Stand der Technik, oder alternativ beschränkt durch andere Bedingungen, wie angestrebte Kosten, IC-Betriebsspannung, Rohchipgröße usw.) sind, kann es einen großen Vorteil bedeuten, den Rauschformungs-Kodierer als zwei Tiefpass-Kodierer bei einer niedrigeren Taktfrequenz zu implementieren, im Gegensatz zu einem Bandpass-Kodierer bei einer höheren Taktfrequenz.
Die Funktion des Rauschformungs-Kodierers der vorliegenden Erfindung kann alternativ als eine Tabellenverweisfunktion implementiert werden, bei der die Rauschformungs-Kodierung zum Beispiel offline anhand der bekannten endlichen Zustände der digitalen Daten durchgeführt wird. Die Ergebnisse können zum Beispiel zweckmäßig in einem datenadressierbaren Speicher oder einer datenadressierbaren Speichervorrichtung gespeichert werden. Unzählige andere Optionen sind vorhanden. Solche Konfigurationen und Optionen werden von den Fachleuten der Signalverarbeitungstechnik einfach erkannt und verstanden werden und werden dementsprechend hier nicht weiter beschrieben.
Die Ausführungsbeispiele der 3 und 4 werden nun genauer beschrieben. Beginnend mit einem digitalen Prozessor 310 (der einen DSP, RISC-Prozessor, CISC-Prozessor, ASIC oder dergleichen mit ausreichender Leistungsfähigkeit) wird ein digitaler Datenstrom in zwei orthogonale Signalvektoren getrennt: einen Inphase-Vektor (I) und einen Quadratur-Vektor (Q), bei einer Symbolrate von F_b. Die digitalen Daten können jede Art von bekannten Modulationsformaten sein, einschließlich, ohne Beschränkung, Umtastung (z. B. π/4 QPSK, FSK, GFSK, GMSK usw), Amplitudenmodulation (z. B. QAM usw.) und dergleichen. Die binären Daten werden als eine 1 für den "Eins"-Zustand und als eine –1 für den "Null"-Zustand behandelt, auch wenn anzuerkennen ist, dass diese Bezeichnungen willkürlich sind. Digitale Interpolationsfilter 312 bieten Kanalfilterung an den Symbolen und können jede Art von bekannten Symbolfiltern sein, wie die Familie der gehobenen Kosinusfilter, die keine Zwischensymbolstörung ermöglichen. Für viele bestimmte Datenübertragungsstandards, wie IS-2000, ist die Symbolfilterung festgelegt. In jedem Fall kann die Symbolfilterung innerhalb der Gesamtfilterung, die von digitalen Interpolationsfiltern 312 durchgeführt wird, integriert sein. Die Filter 312 erhöhen außerdem die Abtastrate um das Verhältnis (F_c/L₁)/F_b, wobei F_c die Trägerfrequenz des gewünschten, zu übertragenden HF-Signals ist. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel ist L₁= 1, was einfach bedeutet, dass die Tiefpass-Rauschformungs-Kodierer 302 bei einer Abtastrate gleich der Trägerfrequenz F_c arbeiten. Um den Stromverbrauch der Kodiererlogik 302 zu verringern, kann es wünschenswert sein, die Abtastrate der Kodierer (12) zu verringern, deshalb sollte L₁= 2 oder größer gewählt werden, zum Nachteil eines größeren Quantisierungsrauschens in den gewünschten betroffenen Bändern. In der Praxis ist das gesamte Interpolationsverhältnis (F_c/L₁)/F_b typischerweise immer noch eine große Zahl. Am Beispiel des Standards IS-2000 ist das gesamte Interpolationsverhältnis ungefähr gleich 1529,945, wenn die Symbolrate F_b 1,23 MHz und die Trägerfrequenz F_c 1,88 GHz beträgt und wenn L₁= 1. Offensichtlich können andere Frequenzen gewählt werden, was zu anderen Interpolationsverhältnissen führt. Im Allgemeinen muss das Interpolationsverhältnis zwischen der Trägerrate und der Symbolrate nicht unbedingt eine Ganzzahl sein, und der Basisband-Symboltakt kann von einer vollständig unabhängigen (unvereinbaren) Quelle in Bezug auf den Trägertakt kommen. Es ist anzuerkennen, dass zum Zeitpunkt dieser Schrift viele kompatible Techniken existieren, um eine partielle Abtastratenumwandlung durchzuführen, einschließlich, aber nicht beschränkt auf, partielle N-Synthese-Regelschleifen. Eine vollständig digitale Technik, die partielle Dezimierung und Interpolation nutzt, kann ebenfalls eingesetzt werden, soweit innerhalb des Umfangs und der Architektur dieser Erfindung zweckmäßig. Der Leser wird auf z. B. „Sample Rate Conversion for Software Radio" von Hentschel u.a., IEEE Communications Magazine, August 2000, Seiten 142–150, verwiesen, das hiermit durch Verweis aufgenommen wird. Viele andere gut bekannte Techniken zum Synchronisieren von asynchronen Takten können bei dieser Erfindung von Fachleuten auf dem Gebiet der vorliegenden Offenbarung angewendet werden.
Die digitalen Interpolationsfilter 312 der 3 können tatsächlich verwendet werden, um das Interpolationsverhältnis (F_c/L₁)/F_b über zwei oder mehr Stufen der Interpolation zu verteilen, um die Kosten und den Stromverbrauch der Implementierung durch Lockern der Multiplikationsraten und der Komplexität zu verringern. Der Aufbau von Multiraten-Digitalfiltern ist in der Literatur gut bekannt, und solche Techniken, die bei Delta-Sigma-Wandlern angewandt werden, sind ebenfalls im Stand der Technik bekannt und sind zum Beispiel in Kapitel 13 des vorgenannten Fachbuchs von Norsworthy u.a., Delta-Sigma Data Converters, IEEE Press, 1997 zu finden, das hierin durch Verweis aufgenommen ist. Zum Beispiel kann man einen Symbolratenfilter für IS-2000 in Betracht ziehen und den gesamten Interpolationsfilter in drei Hauptabschnitte unterteilen. Der erste Filter, der die eingehenden Symbole bearbeitet, soll die folgenden Beschränkungen aufweisen: einen FIR-Aufbau; arbeitet mit achtfacher Symbolrate; Durchlassband-Abschaltfrequenz bei 0,48 Mal der Symbolrate; Durchlassband-Ripple von weniger als 1 dB; Stopband-Abschaltfrequenz von 0,6 Mal der Symbolrate; Stopband-Dämpfung von mindestens 60 dB. Diese Beschränkungen führen zu einem FIR-Filter mit zumindest 160 Abgriffen, gefunden durch Verwendung des gut bekannten Remez-Austauschalgorithmus. Die zweite Stufe der Interpolationsfilterung kann ein Sinc-Cubic-Filter mit einem Überabtastverhältnis von 24 sein, der Bilder bei einem Vielfachen von 8 Mal der Symbolrate erzeugt, die um zumindest 70 dB unterdrückt werden. Eine dritte Stufe der Interpolationsfilterung kann einfach ein Verweilpunkt nullter Ordnung sein, mit einem Überabtastverhältnis gleich 8, der Bilder bei Vielfachen von 8·24 = 192 Mal der Symbolrate erzeugt, die um zumindest 50 dB unterdrückt werden. Wenn man somit die Überabtastverhältnisse aller drei Filterstufen multipliziert, erhält man 8·24·8 = 1536, und das gesamte Überabtastverhältnis (Fc/L1)/Fb wird effektiv erreicht. Ein partieller Abtastratenwandler kann in einer oder mehreren Stufen der Interpolation integriert sein, um die Basisbandsymbolrate mit der Trägerrate zu synchronisieren. Es ist anzuerkennen, dass, während diese beispielhafte Ausführungsbeispiel einen effizienten Weg der Erreichung der Interpolationsfilter 312 beschreibt, es sicherlich andere Ersatzvorrichtungen gibt, die von dem Fachmann auf dem Gebiet erkannt und eingesetzt werden können, so wie z. B., aber nicht beschränkt auf, Ersatz der FIR-Filter durch IIR-Filter, Einrichtung von mehr oder weniger Stufen der Interpolationsfilterung, Auswahl verschiedener relativer Interpolationsverhältnisse, Auswahl eines größeren Werts von L₁, um das Interpolationsverhältnis zu verringern, usw.
Die Ausgänge der Interpolatoren 312 sind mit den Eingängen der Rauschformungs-Kodierer 302 verbunden. Diese Kodierer sind im Ausführungsbeispiel der 3 in I und Q getrennte Tiefpass-Kodierer und werden vom digitalen Quadraturmodulator 316 wirksam aufwärts konvertiert und kombiniert, was zu einem Bandpass-Signal führt. Alternativ könnte ein Bandpass-Kodierer nach dem Quadraturmodulator 316 durch zwei Tiefpass-Kodierer 302 vor dem Quadraturmodulator 316 ersetzt werden, wie es in der Konfiguration der 4 gezeigt ist. In jedem Ausführungsbeispiel sind die Tiefpass-Kodierer so ausgelegt, dass die Signalenergie von den Interpolatoren 312 im Basisband erhalten bleibt. 5 zeigt das Spektrum (a) vor der Kodierung und (b) am Ausgang der Kodierer 302. Die grau schattierten Bereiche 510 der 5 zeigen das Quantisierungsrauschen, das Folge des Kodierungsvorgangs ist. Der Kodierer erzeugt ein Quantisierungsrauschen, entfernt aber das Quantisierungsrauschen effektiv aus dem Band, so dass der Hauptteil des Rauschens außerhalb liegt, zwischen F_b/2 und (F_c/L₁)/2, was vorteilhafterweise zu einem relativ hohen Signal-Rausch-Verhältnis innerhalb des betroffenen Bandes zwischen 0 und F_b/2 führt.
Wie vorher hierin beschrieben, kann das Quantisierungsrauschen (erzeugt durch einen typischen Rauschformungs-Kodierer, der bei Abtastfrequenzen in der Nähe der Trägerfrequenz arbeitet) sehr hohe Pegel in dem angrenzenden Empfangsband eines Vollduplex-Transceivers erzeugen. Dies kann zu einer ernsthaften Verschlechterung des Empfängers führen, wenn das Rauschen nicht ausreichend entfernt wird. Eine hier beschriebene Lösung bedingt das Einfügen von einer oder mehreren Nullen der Kodierer-Rauschtransferfunktion bei ausgewählten Frequenzen, wenn das Quantisierungsrauschen unterdrückt werden muss. Eine einfachste Form des Tiefpass-Delat-Sigma-Modulators zweiter Ordnung hat eine Rauschtransferfunktion (NTF), wie nachfolgend dargestellt: H(z) = 1 – 2z–1 + z–2
Dies führt zu zwei Nullen bei z = 1, oder 0 Hz. Die Nullen können von 0 Hz in eine andere Frequenz umgewandelt werden, indem die NTF wie folgt ausgedrückt wird: H(z) = 1 – 2cos(2πfs/fs)z–1 + z–2
Als ein Beispiel sei angenommen, dass die gewünschten Nullen ±80 MHz sind und die Abtastrate des Kodierers 1,88 GHz ist. Die NTF wird dann zu: H(z) = 1.928938z–1 + z–2
Die vom Abtretungsempfänger durchgeführte Simulation zeigt, dass das Quantisierungsrauschen bei 80 MHz ± Fb/2 um zusätzliche 36 dB unterdrückt wird, verglichen mit der Standardversion des Tiefpassfilters zweiter Ordnung mit beiden Nullen bei 0 Hz. Der Kompromiss ist jedoch, dass anstatt einer einfachen Verschiebung irgendeine Art von Multiplizierer innerhalb der Logik integriert sein muss, um den Koeffizienten zu implementieren, um eine Multiplikation von 2 zu implementieren. Diese NTF hat keine unendliche Unterdrückung bei 0 Hz mehr und weist eine begrenzte Unterdrückung an den Symbolbandkanten auf, ±F_b/2. Nichtsdestotrotz kann es immer noch in bestimmten Anwendungen sehr nützlich sein, wenn solche Merkmale akzeptabel oder gewünscht sind.
Als weitere Alternative ist ein beispielhafter Kodierer dritter Ordnung so ausgelegt, dass eine einzelne Null bei 0 Hz liegt und die Nullen bei ±80 MHz werden wie vorher beibehalten. Um den Kodierer stabil zu halten, werden Pole zusätzlich zu den Nullen in der NTF angeordnet. Während dies zuerst nicht eingängig erscheint, ist anzuerkennen, dass das Rauschformungsfilter effektiv innerhalb einer quantisierten Rückkopplungsschleife enthalten ist. Eine umfangreiche Behandlung des Aufbaus von stabilen Delta-Sigma-Modulatoren höherer Ordnung ist im Stand der Technik gut bekannt und ist zum Beispiel in Kapiteln 4 und 5 des Fachbuchs von Norsworthy u.a., Delta-Sigma Data Converters, IEEE Press, 1997, zu finden, das bereits vorher hierin aufgenommen wurde.
Der beispielhafte Rauschformungs-Kodierer dritter Ordnung weist eine durch die nachfolgende Relation dargestellte NTF auf, wenn wieder eine Abtastrate von 1,88 GHz mit Nullen bei ±80MHz und bei 0 Hz angenommen wird:
Die NTF für diesen Kodierer ist in 6 dargestellt. Die Simulation zeigt, dass das Quantisierungsrauschen bei 80 MHz ± F_b/2 um zusätzliche 26 dB unterdrückt wird, im Vergleich mit dem Standard-Tiefpassmodulator zweiter Ordnung mit beiden Nullen bei 0 Hz. Dies ist ungefähr 10 dB weniger Unterdrückung verglichen mit dem Modulator zweiter Ordnung, wenn dessen Nullen von 0 Hz zu ±80 MHz verschoben bewegt werden. Jedoch hat dieser Modulator dritter Ordnung den Vorteil einer ausgezeichneten Unterdrückung an den Symbolbandkanten, ±F_b/2, da eine Null bei 0 Hz vorhanden ist. Der Kompromiss jedoch ist, dass zumindest ein Multiplizierer innerhalb der Logik integriert sein muss, um zumindest einen Koeffizienten zu implementieren. Simulationen haben gezeigt, dass die Koeffizienten, welche die Polstellen steuern, nicht zu empfindlich im Hinblick auf Stabilität und Leistung des Kodierers aufgrund von Rundungsfehlern sind, und eine einfache Auswahl kann getroffen werden, indem die Polstellen in der Z-Ebene implementiert werden, was zu kurzen Koeffizientenwortlängen führt, die mit z. B. einfachen Verschiebungsaddierungsschemata implementiert werden können. Die Extralogik, die für die Implementierung der sorgfältig ausgesuchten Koeffizientenmultiplikationen erforderlich ist, ist in vielen Fällen relativ trivial. Der Leser wird auf Kapitel 10 des vorgenannten Fachbuchs von Norsworthy u.a. verwiesen, das Techniken zur Implementierung von digitalen Delta-Sigma-Modulatoren lehrt.
Die Verstärkung außerhalb des Bandes dieses beispielhaften Modulators dritter Ordnung ist 1,57, was bedeutet, dass sie für eine Einbitquantisierung relativ stabil ist, in Übereinstimmung mit Kapital 4 des vorgenannten Fachbuchs von Norsworthy u.a., in dem die vorgeschlagene maximale Verstärkung außerhalb des Bandes ungefähr 1,5 oder geringfügig mehr beträgt. Dieses Beispiel ist nur eines von vielen solcher Rauschformungs-Kodierern, die so ausgelegt werden können, dass viele Ersetzungen vorgenommen werden können, einschließlich, aber nicht beschränkt auf, der Abtastrate, der Lage der Pole und Nullen und der Rangordnung des Kodierers.
In ähnlicher Weise kann ein Bandpass-Delta-Sigma-Modulator, der eine Tiefpass-Bandpass-Umwandlung z → –z² verwendet, an Stelle von zwei Tiefpass-Delta-Sigma-Modulatoren (einer in I und einer in Q) verwendet werden, und der obige beispielhafte Aufbau kann, wenn gewünscht, direkt umgewandelt werden und als ein Ausführungsbeispiel des Bandpass-Rauschformungs-Kodierers 406 in 5 genutzt werden. Eine umfängliche Behandlung des Aufbaus von Bandpass-Delta-Sigma-Modulatoren ist in Kapitel 9 des vorgenannten Fachbuchs von Norsworthy u.a. zu finden.
Die Rauschformungs-Kodierer 302 können entweder Einbit- oder Mehrfachbit (n-Bit) -Quantisierung einsetzen. Idealerweise sollten die Kodierer 302 frei von störenden Tönen im Spektrum sein, und es ist häufig notwendig, die Kodierer anzuregen. Eine umfassende Behandlung von angeregten Delta-Sigma-Modulatoren sind in Kapitel 3 des vorgenannten Fachbuchs von Norsworthy u.a. zu finden, in dem ein Stabilitätskriterientest für angeregte Multibit-Rauschformungs-Kodierer bereitgestellt wird (Seiten 130–131). Eine wünschenswerte Eigenschaft ist, dass die Kodierer vollständig angeregte Quantisierer aufweisen, um sicherzustellen, dass das Quantisierungsrauschen weiß ist. Der hier verwendete Ausdruck „vollständig angeregter Quantisierer" bezieht sich auf die Anregung, die ein Quantisierungsintervall vollständig überspannt. Zum Beispiel gilt für einen dreifach kodierten Quantisierer, wenn die Ausgangspegel {1, 0, –1} sind, dass die entsprechenden Schwellenwerte {–0,5, 0,5} sind, das angeregte Intervall ist somit also {–0,5, 0,5} und der angeregte Generator erzeugt pseudozufällige Werte zwischen diesen Außengrenzen. Die Anregung wird arithmetisch zum Eingang des internen Quantisierers des Kodierers addiert. Während es häufig wünschenswert ist, den Quantisierer vollständig anzuregen, begrenzt dies den nutzbaren dynamischen Bereich des Kodierers und kann die Stabilität verschlechtern. Für praktisch alle bekannten Rauschformungs-Kodierer erfordert ein vollständig angeregter Quantisierer eine Multibit-Quantisierung.
Wenn die Kodierer 302 Dreifachquantisierung von {1, 0, –1} nutzen und wenn der Kodierer erster Ordnung ist, und wenn der Quantisierer vollständig angeregt über {–0,5, 0,5} ist, dann ist der stabile Eingangsbereich des eingehenden Signals ebenfalls {–0,5, 0,5}. Dieses überraschende und elegante Ergebnis hat deutliche praktische Auswirkungen. Insbesondere ist die maximale Impulsdichte, die von den Kodierern ausgeht, in diesem Beispiel 0,5. Wenn der Anregungsbereich begrenzt ist, so dass er nicht ein gesamtes Quantisierungsintervall abdeckt, dann könnte der dynamische Eingangsbereich vergrößert werden. Jedoch können möglicherweise Kanaltöne und Zacken im Quantisierungsrauschspektrum auftreten.
In den vorstehenden CDMA-basierten Beispielen wurde gezeigt, wie ein Kodierer zweiter oder dritter Ordnung ausgelegt sein könnte, um bestimmte Systemanforderungen zu erfüllen. Für TDMA-Systeme (einschließlich z. B. GSM) und andere Systeme mit weniger stringenten Außerband-Rauschanforderungen kann es möglich sein, Kodierer erster Ordnung zu verwenden. In Systemen wie TDMA, in denen der Empfänger und der Sender nicht zur gleichen Zeit eingeschaltet sind, ist die Unterdrückung von Quantisierungsrauschen außerhalb des betroffenen Übertragungsbandes nicht annähernd so kritisch. In der Tat könnte ein gewöhnlicherer Delta-Sigma-Modulator verwendet werden. Der einfachste bekannte Delta-Sigma-Modulator ist ein Modulator erster Ordnung. Es gibt gute Gründe, warum man erwägen sollte, dass die Kodierer 302 von niedrigst möglicher Ordnung sein sollen, um das Quantisierungsrauschen außerhalb des Bandes nicht zu stark ansteigen zu lassen. Delta-Sigma-Modulatoren erster Ordnung wurden bisher aufgrund der Erfindung von Modulatoren zweiter und höherer Ordnung in den frühen 1980er Jahren immer vermieden. In nahezu allen bekannten kommerziellen Anwendungen werden Modulatoren erster Ordnung aufgrund ihrer inhärenten Erzeugung von hohen Pegeln von störenden Tönen, die sie für viele praktische Systemdesigns nahezu unbrauchbar machen, vermieden. Ein Kodierer erster Ordnung verursacht, dass das Quantisierungsrauschen bei nur 9 dB/Oktave ansteigt, während ein Rauschen eines Kodierers zweiter Ordnung bei 15 dB/Oktabve ansteigt, und ein Rauschen eines Kodierers dritter Ordnung bei 21 dB/Oktave ansteigt. Die passiven Resonatoren (10, 11) müssen das Quantisierungsrauschen außerhalb des Bandes dämpfen und die Resonatoren sollten idealerweise eine Charakteristik niedriger Ordnung aufweisen, um den Einfügungsverlust so gering wie möglich zu halten. Zum Beispiel hat ein Einzelabschnitt-Bandpassresonator eine Dämpfung von 6 dB/Oktave auf jeder Seite der Resonanzfrequenz. Ein Zusammentreffen eines Anstiegs bei 9 dB/Oktave im Quantisierungsrauschen mit einer Dämpfung von 6 dB vom Resonator verursacht immer noch einen Anstieg des Quantisierungsrauschens bei netto 3 dB/Oktave. Wenn das Überabtastverhältnis 2048 ist, dann sind ungefähr 11 Oktaven Nettoanstieg bei 3dB/Oktave vorhanden, was zu einem zu großen Rauschen außerhalb des Bandes führen kann und die Spektralanforderungen für die Endsysteme nicht erfüllt. Somit wird eine weitere Einrichtung zur Dämpfung des Quantisierungsrauschens außerhalb des Bandes in den beispielhaften Abtast-/Halte-Interpolatoren 318 (3) eingeführt, welch Spektralnullen bei DC und bei Mehrfachen von 4F_c einführen, was das Problem der unzureichenden Dämpfung vom Resonator alleine wirksam verbessert, und die Energie außerhalb des Bandes mit drastischer Rate abwälzt.
Wiederum bezugnehmend auf 3 sind die Ausgänge der Rauschformungs-Kodierer 302 mit den Eingängen der Abtast-/Halte-Interpolatoren 318 verbunden, die ein Interpolationsverhältnis des Produkts aus L₁ und L₂ aufweisen. Der Zweck dieser Abtast-/Halte-Interpolatoren 318 ist, eine Schnittstelle zwischen der Ausgangs-Abtastrate der Rauschformungs-Kodierer und der Modulationsfrequenz des digitalen Quadraturmodulators 316 herzustellen.
Mehrere Beispiele werden nachfolgend dargelegt, die dabei helfen, die Funktionsweise und das Verhalten der DARP-Wandlervorrichtung 300 der 3 zu beschreiben.
Beispiel 1: Erneut bezugnehmend auf 3 wird ausgewählt: L₁= 1 und L₂= 4. Der Phasenversatz, θ = 0, innerhalb der cos() und sin()-Argumente, welche die I- und Q-Modulatoren ansteuern, wird festgelegt. Datenabtastwert {i_k} ist die kte Abtastung vom Inphasekodierer 302a und in ähnlicher Weise ist {q_k} die kte Abtastung vom Quadraturkodierer 302b. Unter Verwendung eines Taktgebers bei einer Rate 4F_c, die viermal höher ist als die Trägerfrequenz F_c, werden Abtastungen von den Kodierern wirksam abgetastet und von den Interpolatoren 318 vier aufeinanderfolgende Male gehalten, bevor der nächste kte Abtastwert ankommt. I- und Q-Modulatoren 320 sind effektiv arithmetische Multiplizierer. Die Multiplizierer haben jeweils zwei Eingänge und einen Ausgang. Der I-Modulator 320a empfängt die Inphase-Abtastwerte vom Interpolator 318a und empfängt außerdem eine periodische Sequenz {1, 0, –1, 0}, welche das Ergebnis der trigonometrischen Operation cos(2πn/4) ist, wobei die Inphaseversion der Trägerfrequenz F_c vier Abtastwerte pro Trägerzyklus aufweist. In ähnlicher Weise empfängt der Q-Modulator 320b die Quadraturabtastwerte vom Interpolator 318b und empfängt außerdem eine periodische Sequenz {0, 1, 0, –1}, welche das Ergebnis der trigonometrischen Operation sin(2πn/4) ist, wobei die Quadraturversion der Trägerfrequenz F_c vier Abtastwerte pro Trägerzyklus aufweist. Das Ergebnis dieser Operationen ist die Erzeugung von {i_k, 0, –i_k, 0} am Ausgang des I-Modulators 320a und {0, q_k, 0, –q_k} am Ausgang des Q-Modulators 320b. Somit wird jeder Inphase-Kodiererabtastwert {i_k} bei F_c in ein Vierphasen-Paket {i_k, 0, –i_k, 0} bei 4F_c umgewandelt, und jeder Quadraturphase-Kodiererabtastwert {q_k} bei F_c wird in ein Vierphasen-Paket {0, q_k, 0, –q_k} bei 4F_c umgewandelt. Der Kombinierer 324 erzeugt dann die Datensequenz {i_k, q_k, –i_k, –q_k} jedes Trägerzyklus' oder Periode von F_c. Wenn die Rauschformungs-Kodierer (14) auf binäre Quantisierung beschränkt sind, gibt es vier mögliche solcher Datensequenzen bei jedem Trägerzyklus: {1, 1, –1, –1}, {1, –1, –1, 1}, {–1, –1, 1, 1}, {–1, 1, 1, –1}. Jede dieser Datensequenzen repräsentiert einen von vier möglichen Signalkonstellationspunkten. Für eine umfängliche Behandlung der Passband-Datenübertragung und insbesondere von Phasenverschiebung (PSK) Signalkonstellationen wird der Leser auf den Text Data Communications Principles von Gitlin u.a., Plenum Press, 1992, Kapitel 5, beginnend auf Seite 325, verwiesen.
Beispiel 2: Wie im vorhergehenden Beispiel 1 gilt L₁= 1 und L₂= 4. Dieses Mal jedoch wird der Phasenversatz, θ = π/4, innerhalb der cos() und sin()-Argumente, welche die I- und Q-Modulatoren ansteuern, festgelegt. Es sei angemerkt, dass die Festlegung des Phasenversatzes auf π/4 in manchen Fällen wichtig ist. Insbesondere die CDMA-Standards IS-95, IS-95a, IS-98 und IS-2000 verlangen nach einer π/4-Versatz-QPSK als ein Modus der Modulation. Es ist Fachleuten auf dem Gebiet der Datenmodulation gut bekannt, dass die Verwendung einer π/4-Versatz-QPSK, im Gegensatz zum Nullversatz, den Vorteil der Verringerung des Spitze-zu-Durchschnitt-Faktors, ansonsten bekannt als der Spitzenfaktor, aufweist. Zurückgehend zur vorherigen Beschreibung der Funktionsweise ist der Datenabtastwert {i_k} die kte Abtastung vom Inphase-Kodierer 302a und in ähnlicher Weist ist der Datenabtastwert {q_k} die kte Abtastung vom Quadraturkodierer 302b. Unter Verwendung eines Taktgebers mit einer Rate 4F_c, welche vier Mal höher ist als die Trägerfrequenz F_c, werden Abtastungen von den Kodierern wirksam abgetastet und von Interpolatoren 318 vier aufeinanderfolgende Male gehalten, bevor der nächste kte Abtastwert ankommt. I- und Q-Modulatoren 320a, 320b sind in diesem Ausführungsbeispiel effektiv arithmetische Multiplizierer. Die Multiplizierer haben jeweils zwei Eingänge und einen Ausgang. Der I-Modulator 320a empfängt die Inphase-Abtastwerte vom Interpolator 318a und empfängt außerdem eine periodische Sequenz {1, –1, –1, 1}, welche das Ergebnis der trigonometrischen Operation cos(2πn/4 + π/4) ist, die Inphaseversion der Trägerfrequenz F_c. In ähnlicher Weise empfängt der Q-Modulator 320b die Quadraturabtastwerte vom Interpolator 318b und empfängt außerdem eine periodische Sequenz {1, 1, –1, –1}, welche das Ergebnis der trigonometrischen Operation sin(2πn/4 + π/4) ist, die Quadraturversion der Trägerfrequenz F_c. (Es sei angemerkt, dass hier das Vorzeichen der cos() und sin()-Argumente verwendet wurden, wobei der 1/√2-Multiplizierer, ein Ergebnis des π/4-Versatzes, für den Moment ignoriert wurde.) Das Ergebnis dieser Operationen ist die Erzeugung von {i_k, –i_k, –i_k, i_k} am Ausgang des I-Modulators und {q_k, q_k, –q_k, –g_k} am Ausgang des Q-Modulators. Somit wird jeder Inphase-Kodiererabtastwert {i_k} bei F_c in ein Vierphasen-Paket {i_k, –i_k, –i_k, i_k} bei 4F_c umgewandelt, und jeder Quadraturphase-Kodiererabtastwert {q_k} bei F_c wird in ein Vierphasen-Paket {q_k, q_k, –q_k, –q_k} bei 4F_c umgewandelt. Der Kombinierer 324 erzeugt dann die {(i_k+ q_k), (–i_k + q_k), (–i_k– q_k), (i_k – q_k)}.
Wenn die Rauschformungs-Kodierer 302 auf binäre Quantisierung beschränkt sind, gibt es vier mögliche solcher Datensequenzen bei jedem Trägerzyklus: {2, 0, –2, 0}, {0, 2, 0, –2}, {–2, 0, 2, 0}, {0, –2, 0, 2}. Dies führt wirksam zur Einführung jedes anderen Abtastwerts, der eine Null ist, was es dem Resonator und dem Schalter ermöglicht, zwischen den Abtasttreffern zu ruhen oder auszugleichen, und die Wahrscheinlichkeit einer Zwischensymbolstörung an der Schalter-Resonator-Schnittstelle verringert.
Die Spektralverhältnisse der Beispiele 1 und 2 sind graphisch in 7 darsgestellt.
Beispiel 3: Wie in dem vorherigen Beispiel 2, gilt L₁ = 1, L₂= 4 und θ = π/4. Jedoch wird eine Dreifachquantisierung innerhalb der Rauschformungs-Kodierer 302 genutzt. Deshalb gibt es neun mögliche Datensequenzen in jedem Trägerzyklus und die Konstellationskarte würde aus einer rechteckigen Anordnung aus neun Symbolpunkten bei den folgenden I-Q-Koordinaten bestehen: (1,0), (1,1), (0,1), (–1,1), (–1,0), (–1, –1), (0, –1), (1, –1) und (0,0). Die neun möglichen Datensequenzen, die zu diesen neun Symbolpunkten auf der Konstellationskarte korrespondieren, wären deshalb: {1, –1, –1, 1}, {2, 0, –2, 0}, {1, 1, –1, –1}, {0, 2, 0, –2}, {–1, 1, 1, –1}, {–2, 0, 2, 0}, {–1, –1, 1, 1}, {0, –2, 0, 2}, {0, 0, 0, 0}.
Beispiel 4: In diesem Fall ist L₂= 2, aber jeder (andere) Parameter ist der gleiche wie in Beispiel 2, d.h. L₁= 4 und θ = π/4. Dies verringert die Abtastrate der Kodierer 302 wirksam um einen Faktor von zwei auf F_c/2 und ergibt das Abtast-/Halte-Interpolationsverhältnis L₁L₂= 8, so dass die Ausgangsrate der Abtast-/Halte-Interpolatoren 318 immer noch, wie vorher, 4F_c ist. Deshalb wird ein neuer Datenabtastwert, {i_k} oder {qk}, von den Rauschformungs-Kodierern 302 alle acht Zyklen des digitalen Quadraturmodulators 316 erzeugt. Das Ergebnis dieser Operationen ist die Erzeugung von {i_k, –i_k, i_k} zweimal in einer Reihe am Ausgang des I-Modulators, und {q_k, q_k, –q_k, –q_k} zweimal in einer Reihe am Ausgang des Q-Modulators 320b. Somit wird jeder I-Kodierer-Abtastwert {i_k} bei F_c/2 in ein Achtphasen-Paket {i_k, –i_k, –i_k, i_k, i_k, –i_k, –i_k, i_k} am Ausgang des I-Modulators 320a bei einer Rate von 4F_c umgewandelt, und jeder Q-Kodierer-Abtastwert {q_k} bei F_c/2 wird in ein Achtphasen-Paket {q_k, q_k, –q_k, –q_k, q_k, q_k, –q_k, –q_k} am Ausgang des Q-Modulators 320b bei einer Rate von 4F_c umgewandelt. Der Kombinierer 324 erzeugt dann {(i_k+ q_k), (–i_k + q_k), (–i_k – q_k), (i_k – q_k)} zweimal in einer Reihe. Wenn die Rauschformungs-Kodierer 302 auf binäre Quantisierung beschränkt sind, gibt es vier mögliche solcher Datensequenzen für jeden Trägerzyklus: {2, 0, –2, 0, 2, 0, –2, 0}, {0, 2, 0, –2, 0, 2, 0, –2}, {–2, 0, 2, 0, –2, 0, 2, 0}, {0, –2, 0, 2, 0, –2, 0, 2}.
Die Spektralverhältnisse für dieses Beispiel sind graphisch in 8 dargestellt.
Beispiel 5: Es wird erkannt werden, dass die vorliegende Erfindung unter Verwendung eines Phasenpakets beliebiger Länge oder jeder beliebigen Anzahl von Quantisierungspegeln in den Rauschformungs-Kodierern praktisch anzuwenden ist. Wenn z. B. acht (8) einzelne Phasenzustände pro Trägerzyklus erwünscht sind, dann kann man L₁= 1 und L₂= 8 festlegen, die Anzahl der Quantisierungspegel auf binär setzen und sowohl den digitalen Quadraturmodulator 316 als auch die Ladungsschalter 304 so festlegen, dass sie bei 8F_c arbeiten. Die Spektralverhältnisse dieses Beispiels sind graphisch in 9 dargestellt.
Die Wirkung der Abtast-/Halte-Interpolatoren 318 setzen eine sinc(x) Funktion auf dem Spektrum so, dass sie wie in 7(a) dargestellt, erscheint, wobei spektrale Nullen bei Mehrfachen von F_c platziert sind. Die Wirkung der Quadraturmodulatoren 320 verschiebt das Spektrum wirksam nach oben, an eine Stelle, wo das Durchlassband bei F_c zentriert ist, wie in 7(b) dargestellt. Die beiden anderen erläuternden Beispiele sind in 8 und 9 zu sehen. In 8 ist L₁= 2 und L₂= 4, während in 9 L₁= 1 und L₂= 8 ist.
Während mehrere mögliche Beispiele angegeben wurden, sind viele andere solcher Kombinationen von Parametern innerhalb des Umfangs der Erfindung ebenfalls möglich. Deshalb ist klar anzuerkennen, dass die Erfindung in keiner Weise durch die vorstehenden Beispiele eingeschränkt ist. Zusätzliche Beispiele für andere Kombinationen von Interpolationsverhältnissen, Längen von Phasenpaketen, Abtastraten, Konstellationskarten und dergleichen können einfach von einem Fachmann anhand der vorliegenden Beispiele dieser Offenbarung abgeleitet werden.
Es ist weiterhin anzuerkennen, dass das Anregungsschema und die Vorrichtung, die genau in der gleichfalls anhängigen US-Patentanmeldung Nr. 10/_ des gleichen Anmelders mit dem Titel „Coder Apparatus for Resonant Power Conversion and Method", die gleichzeitig angemeldet wurde und die Priorität der provisorischen US-Patentanmeldung Nr. 60/361,813 mit dem gleichen Titel, eingereicht am 4. März 2002, beansprucht, welche vorher durch Verweis hierin aufgenommen wurde, beschrieben werden, übereinstimmend mit der vorliegenden Erfindung verwendet werden können. Dieses Anregungsverfahren und diese Vorrichtung können buchstäblich bei jeder Art von Kodierer jeder Ordnung (d. h. erste bis „nte" Ordnung) angewandt werden, einschließlich der hier beschriebenen, und können jeden Dezimierungsfaktor größer als 1 nutzen, einschließlich z. B. 2, 4, 8 oder sogar Nicht-Potenzen von 2.
Die Ausgänge der Quadraturmodulatoren 320 werden in Quadratur mit dem Kombinierer 324 summiert und durch den/die entsprechenden Schalter 304 geleitet. GaAs-MESFET-Schalter des bekannten Typs auf dem Gebiet der 0,35-Mikron-Technologie werden verwendet, auch wenn andere Prozesse (wie 0,18 Mikron oder 0,1 Mikron) anstelle dessen verwendet werden können. Gerätemodelle in Verbindung mit tatsächlich gemessenen Transistoren einer GaAs-Halbleiterwafer-Gießerei wurden hierbei ebenfalls als eine Simulationsbasis verwendet. Galliumarsenid (GaAs) MESFET oder PHEMT Schalter werden üblicherweise verwendet, wenn eine Kombination aus Geschwindigkeits-, Leistungs- und Wirkungsgrad-Anforderungen sie zu einer attraktiven Wahl machen. Jedoch können die Schalter 304 des dargestellten Ausführungsbeispiels in jeder von vielen verfügbaren Technologien implementiert werden, wobei die Erfindung nicht auf GaAs-Schaltertechnologie beschränkt ist. Zum Beispiel können komplementäre Oxidmetall-Halbleiter (CMOS) Schalter, welche die Geschwindigkeit-, Leistungs- und Wirkungsgrad-Anforderungen für eine bestimmte Anwendung erfüllen, nützlich und auch vom Kostengesichtspunkt erwünscht sein.
Weiterhin ist die vorliegende Erfindung in keiner Weise auf FET-Gerätetypen beschränkt. Zum Beispiel kann ein bipolarer Schalter in manchen Anwendungen der Erfindung an Stelle des FET ausreichend sein. Dementsprechend sind die Schalter 304 der 3 als einfache ideale Schaltermodelle dargestellt.
Während es dem Fachmann auf dem Gebiet bekannt ist, dass GaAs MESFETs Hochgeschwindigkeits-Leistungsschalter aufgrund ihrer inhärenten hohen Elektronenmobilität und anderer hervorstechender physikalischen Eigenschaften effizient machen, ist auch anerkannt, dass GHz-Geschwindigkeitslogik in CMOS sehr viel Strom verbraucht, wenn die Außengrenzen der Technologie verschoben werden, wobei eine Strommodus-Logik nötig ist, um die Geschwindigkeitsanforderungen zu erfüllen. Es ist anzuerkennen, dass, während eine GaAs MESFET-Logik ein viel geringeres Leistungsverzögerungsprodukt als CMOS aufweist, insbesondere am extremsten Ende der Technologiegrenzen, die GaAs-Technologie zum Zeitpunkt der Offenbarung dieser Erfindung im Allgemeinen nicht als eine haltbare Wahl für digitale Verarbeitungslogik (wie die des beispielhaften Prozessors 310 der 3) berücksichtigt wird.
Zusätzlich kann die Aufbringung und Wegnahme von Hochgeschwindigkeits-Taktgebern vom Chip bei GHz-Geschwindigkeiten aufgrund eines hohen CV²F-Leistungsverlustfaktors sehr viel Strom verbrauchen. Bis heute haben diese Gesichtspunkte ein schwieriges Dilemma ohne klare Antwort dargestellt.
Die Vorteile der vorliegenden Erfindung könnten deshalb durch eine Schalterlösung, die diese Gesichtspunkte anspricht, d.h. welche den Stromverbrauch und die Kosten weiter verringert, noch vorteilhafter sein. Eine solche leistungs- und kosteneffiziente Lösung umfasst die Integration des Kodierers 302 und der Ladungsschalter 304 auf einem monolithischen GaAs-Chip. Ein Fachmann auf dem Gebiet wird anerkennen, dass GaAs und andere III-V-Verbund-Halbleiter für HF-Leistungsverstärker und Schalter, die bei HF-Geschwindigkeiten arbeiten, gut geeignet sind. Andere Halbleitertechnologien mögen ähnlich geeignet sein, wie Siliziumgermanium (SiGe) und Indiumphosphit (InP), und andere können sich mit der Zeit herausbilden, die ebenfalls Vorteile in HF-Logik und Leistungsintegration bieten. Die Logikschaltkreise mit geringerer Geschwindigkeit der 3 oder 4 können jedoch einfach in CMOS implementiert werden, während eine Kombination aus Parallel-Seriell-Schnittstelle und Seriell-Parallel-Schnittstelle zwischen der CMOS-Logik mit geringerer Geschwindigkeit und der GaAs-Kodiererlogik mit höherer Geschwindigkeit 302 und den Schaltern 304 verwendet werden kann.
Somit zieht die vorliegende Erfindung jede Art von unterschiedlichen Konfigurationen in Betracht, einschließlich besonders der Verwendung von „hybriden" GaAs und CMOS-Konfigurationen (d. h. bestimmte Bereiche der Vorrichtung der 3 auf GaAs und andere Bereiche der Vorrichtung im CMOS). Zum Beispiel sind in einem Ausführungsbeispiel die HF-Bauteile einschließlich der Rauschformungs-Kodierer 302, der Abtast-/Halte-Interpolatoren 318, des digitalen Quadraturmodulators 316 und der Ladungsschalter 304 auf einer oder mehreren GaAs-Vorrichtungen angeordnet, währen der Datenprozessor 310 und die ersten Interpolatoren 312 in einer getrennten CMOS-Vorrichtung angeordnet sind, die mit der/den GaAs-Vorrichtung(en) über Parallel-Seriell-Schnittstellen und Seriell-Parallel-Schnittstellen verbunden ist. Eine andere Anordnung unter Verwendung von GaAs und CMOS für verschiedene der Bauteile der Vorrichtung 300 kann konsistent mit der Erfindung angewandt werden.
Die Schalter 304 können in jeder Anzahl von Standardkonfigurationen ausgelegt sein, wie die in 4 gezeigte Schiebe-/Zieh-Anordnung. In 3 sind die Schalter 304 über einen Symmetrietransformator 308 mit einem Resonator 306 verbunden dargestellt, wobei der Symmetrietransformator in der Tat ein Differential-Einzel-End-Konverter ist. Der Transformator 308 und/oder der Resonator 306 können auf verschiedene Arten implementiert sein, einschließlich, aber nicht beschränkt auf, magnetisch verbundene Transformatoren, verbundene Mikrostreifen- oder Trennlinien-Transformatoren, koaxiale keramische Resonatoren oder spiralförmige Resonatoren. Der Transformator 308 kann auch einige oder alle der gewünschten Eigenschaften des Resonators 306 beinhalten.
Die mittlere Resonatorfrequenz des Transformators 308 und des Resonators 306 ist jeweils auf F_c festgelegt. Es wird angenommen, dass der Resonator einen relativ hohen unbelasteten Q-Faktor aufweist, so dass eine Energiespeicherfähigkeit hoch ist und sehr wenig Leistung im Prozess verschwendet wird. Wenn z. B. F_c gleich 1,88 GHz ist und wenn die gewünschte Bandbreite des Senders 100 MHz ist, dann ist das belastete Q 1880/100 = 18. Wenn der Wirkungsgradverlust des Resonators 5 % beträgt, dann ist das unbelastete Q 18/0,05 = 360. Die sich ergebenden Spektraleingänge und -ausgänge des Resonators sind in 7(c), 8(c) und 9(c) dargestellt. Der Resonator entfernt das Quantisierungsrauschen außerhalb des Bandes wirksam aus den Rauschformungs-Kodierern 302 bis zu einem akzeptablen Niveau.
In einem weiteren beispielhaften Ausführungsbeispiel werden der Transformator 308 und der Resonator 306 mit einem spiralförmigen Resonator kombiniert. Spiralförmige Resonatoren sind im Stand der Technik gut bekannt, und Informationen hierzu sind zum Beispiel in Reference Data for Radio Engineers, 5. Ausgabe, Copyright Howard W. Sams & Co. (ITT), Seiten 22–28 bis 22–30, zu finden. Die Verbindung zwischen den Schaltern 304 und dem spiralförmigen Resonator 306 kann entweder eine Messfühler-, Schleifen- oder Öffnungs-Verbindung sein. Ein besonders nützliches Verfahren zur Verbindung ist die Schleifenverbindung, da sowohl die Phasenpolaritäten als auch die Gegenphasenpolaritäten einfach erhalten werden können, auch wenn anzuerkennen ist, dass andere Verfahren mit Erfolg in der Erfindung angewandt werden können.
4 zeigt in einem wichtigen Teil ein äquivalentes Schaltungsdiagramm der Schalter-/Transformator-/Resonator-Schnittstellen. Die Schalter können so ausgelegt sein, dass sie den äquivalenten Kondensator C_T des Resonators unterschiedlich laden. Der äquivalente Kondensator C_T des Resonators wird vom äquivalenten Induktor L_T des Resonators während der Zeiträume der Nullzustände umgeschaltet (Polarität wird umgedreht). Die Verbindung wird als ein Transformator mit Windungszahlverhältnis N dargestellt. Für die Eingangsverbindung wird der Transformator als N_i mit zwei Primärwicklungen mit entgegengesetzten Phasen dargestellt, und für die Ausgangsverbindung wird der Transformator als N_o mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung dargestellt. Die wirksamen Windungszahlverhältnisse N_k transformieren die Impedanzen als Quadrate des Windungszahlverhältnisses, so dass die Schalter die erforderliche Menge an Ladung an den C_T in dem Zeitpunkt, wenn die Schalter geschlossen sind, liefern kann.
Nach dem Resonator 306 kann jede beliebige Kombination von Elementen, einschließlich, aber nicht beschränkt auf, eines Tiefpassfilters, eines Sende/Empfangs-Schalters (T/R) oder eines Duplexers, optional vor oder als Teil der Antennenverbindung 309 eingesetzt werden. 11 zeigt zum Beispiel die Integration des Transformators 308 und des Resonators 306 in einen Duplexer 1102 in einer effizienten Weise, welche potenziell Kosten spart und den Wirkungsgrad durch Verringerung der einzelnen Teile, die benötigt werden, um die in einer vorgegebenen Anwendung erforderliche Funktionalität bereitzustellen, verbessert.
Bezugnehmend auf die Bandbreiten des Resonators und des Überträgers umfassen z. B. IS-95, IS-95a, IS-98 und IS-2000 die nordamerikanischen PCS-Sendebänder, die 60 MHz von 1,85 bis 1,91 GHz abdecken. Wenn der Transformator 308 und der Resonator 306 eine feste Abstimmung aufweisen, kann es aus mehreren Gründen wünschenswert sein, ihre Frequenzkurve breiter als 60 MHz zu gestalten: (1) um den Einfügungsverlust an den Bandkanten minimal zu halten; und (2) um Phasenverschiebungen und Reflexionskoeffizienten davon abzuhalten, zu stark über dem betroffenen Frequenzband zu variieren. In Anwendungen, in denen ein schmalbandigerer Resonator erlaubt ist, oder in denen der Resonator automatisch während der Übertragung abgestimmt wird, können diese Probleme bis zu einem gewissen Grad entschärft werden und ein größeres Ausmaß an Außerband-Unterdrückung des Quantisierungsrauschens von den Rauschformungs-Kodierern kann erzielt werden, was eine reinere und kohärentere Ausgabe bereitstellt, und einen höheren Wirkungsgrad von dem Schalter, der Energie in das gewünschte Band liefert, und weniger Energieverbrauch in nicht kohärenter Erregung. Jedoch erfordert eine schmälere Resonatorbandbreite ein größeres unbelastetes Q, um die Einfügungsverluste nicht zu groß werden zu lassen, was die Vorteile der hinzugefügten Effizienz teilweise vernichten könnte.
Der Transformator 308 und/oder der Resonator 306 sind durch die Daten, die aus den Schaltern 304 kommen, positiv geladen (an den Spitzen) und negativ geladen (in den Tälern) in Bezug auf die Trägerfrequenz Fc bei jeweils 180 Grad. Eine graphische Darstellung eines Zeitbereichs (12) erläutert dieses Konzept. Diese Maßnahme stellt sicher, dass Energie nicht durch Laden des Resonators zum falschen Zeitpunkt verschwendet wird, aber diese höchst effiziente Maßnahme tritt nur während Zeiträumen auf, in denen sich Amplitude und Phase sehr langsam verändern, oder wenn der Kodierer eine hohe Impulsdichte aufweist. Eine schnellere Änderung der Modulation oder eine niedrige Impulsdichte führen zu häufigerer Gegengleichschaltung oder Entladung des Resonators.
In manchen Anwendungen kann die Steuerung von Amplitude und Leistungspegel in einer rein digitalen Weise durchgeführt werden, indem einfach die digitale Verstärkung irgendwo im digitalen Datenpfad verändert wird. Dies kann bei der niedrigsten Abtastrate im digitalen Prozessor 310 vor den Interpolatoren 312 erreicht werden. Alternativ kann dies während oder nach dem Interpolationsfilter 312 erreicht werden. Für DCMA IS-95 oder CDMA 2000 muss der Ausgangsleistungspegel des Handapparats in der Lage sein, über einen Bereich von mindestens 80 dB zu variieren.
Es gibt mindestens zwei deutliche Vorteile, eine analoge Leistungssteuerung als einen zusätzlichen Freiheitsgrad zum digitalen Leistungspegelschema hinzufügen. Abhängig von den Eigenschaften der Kodierer 302 kann es sein, dass nicht genügend dynamischer Bereich vorhanden ist, um die Ausgangsleistung rein in nur digitaler Weise zu variieren und dennoch die Außerband-Energieunterdrückung, die vom Systemstandard, insbesondere bei CDMA, erforderlich ist, zu erfüllen. Zweitens wird der in 3 gezeigte Wirkungsgrad des Systems bei niedrigeren Leistungspegeln stark verbessert, indem ermöglicht wird, dass die DC-Vorspannung variiert oder bei den niedrigeren Leistungspegeln heruntertransformiert wird, und immer noch genug Vorspannung bereitgestellt wird, um den Schalter in einem nützlichen Operationsbereich zu halten. Der Aufbau von DC-DC-Wandlern ist gut bekannt und wird im Stand der Technik üblicherweise praktiziert und deshalb hier nicht weiter beschrieben.
Zusätzlich zur DC-Vorspannungssteuerung kann eine digital gesteuerte Gerätegrößenabgleichung der Schalter während der Übertragung genutzt werden, um eine zusätzliche Leistungssteuerung bereitzustellen. Man kann sich diese als eine halbdigitale Vorrichtung vorstellen, die zusammenarbeitende analoge und digitale Aspekte integriert.
Angenommen, die Schalter arbeiten als strombegrenzte Vorrichtungen statt als spannungsbegrenzte Vorrichtungen, dann müssen sie nicht so groß sein wie bei hohen Leistungspegeln, da der Strom des Schalters proportional zur Fläche der Vorrichtung ist. Bei niedrigeren Leistungspegeln wird weniger Strom benötigt, und somit weniger Vorrichtungsfläche.
Deshalb kann mit dem hier offenbarten DARP-Wandler eine Leistungsverstärkungssteuerung rein digital sein oder eine Kombination aus digital und analog, abhängig von den in der Anwendung nötigen Kompromissen.
Es kann wünschenswert sein, einen dynamischen Impedanzabschhluss während der Übertragung in Zeiträumen, wenn beide Schalter 304a, 304b offen sind, bereitzustellen, insbesondere während Zeiten, wenn lange Abfolgen von Nullen aus dem digitalen Quadraturmodulator 316 kommen. In diesem Fall kann ein getrennter Abschlussschalter 1002 (10) wirksam einschalten, um ein Impedanzabschlussnetzwerk 1004 zu aktivieren, bestehend aus einem imaginären Teil, das ein DC-Blockierkondensator ist, und einem realen Teil, irgendeiner Art von Widerstand, dessen Wert ungefähr gleich der Ansteuerungspunktimpedanz ist, die den Transformator 308 betrifft. Der Vorteil dieses Abschlussnetzwerks ist, dass es unerwünschte Reflexionen von der Lastimpedanz 309 davon abhält, das idealerweise erwartete lineare zeitinvariante Verhalten des Resonators, wie durch die Ladungsschalter 304 zu sehen, zu stören.
Während die Offenbarung dieser Erfindung eine rechteckige oder kartesische I-Q-Koordinatensystemdarstellung behandelt hat, ist es für Fachleute auf dem Gebiet der digitalen Kommunikationssysteme offensichtlich, dass die gleichen Konzepte in polarer Form anstelle von rechteckiger Form implementiert werden kann, so dass die I- und Q-Vektoren an irgendeinem Punkt in dem Signalverarbeitungspfad der Vorrichtung der 3 oder 4 in die polare Form der Größe und Phase umgewandelt werden. Außerdem ist es im Stand der Technik bekannt, dass Rauschformungs-Kodierung auf dem Größenvektor durchgeführt werden kann, und auf dem Phasenvektor, anstatt nur auf den I- und Q-Vektoren. Es ist anzuerkennen, dass die Schalter 304 von der quantisierten rauschgeformten Phaseninformation angesteuert werden können, und im Stand der Technik der Klasse-E-Verstärker bekannte „Hüllkurvenwiederherstellungs"-Techniken können angewandt werden, um die DC-Stromzufuhr, welche die Größe oder die Hüllkurve enthält, zu modulieren. Die Signalbandbreite der Hüllkurve ist ungefähr gleich der Symbolbandbreite, die von dem hier beschriebenen Symbolraten- Interpolationsfilter festgelegt wird, so dass die Hüllkurveninformation bei einer langsameren Rate als die Phaseninformation variieren kann. Somit kann auf der Grundlage einer Kombination der Offenbarung dieser Erfindung und der bekannten Technik in Bezug auf effiziente Klasse-E-Verstärkergestaltung und Hüllkurvenwiederherstellungstechniken ein bestimmtes alternatives Ausführungsbeispiel leicht erhalten werden, und solch ein alternatives Ausführungsbeispiel kann einige Vorteile gegenüber den rechteckigen, koordinatenbasierten Beispielen, die in dieser Offenbarung erläutert sind, aufweisen. Da solche polaren Techniken im Stand der Technik bekannt sind, werden sie als grundlegendes alternatives Ausführungsbeispiel dieser oben beschriebenen Erfindung betrachtet, ohne dass die Notwendigkeit besteht, diese hier genauer zu offenbaren.
13 bis 20 zeigen hier zusätzliche MATLAB-Simulationsausgaben verschiedener Aspekte der Erfindung.
13 zeigt die Spektralausgabe der Endstufe der Interpolationsfilterung bei l536-Mal der Symbolrate.
14 zeigt die Spektralausgabe des Kodierers 302 am Eingang zu den Schaltern 304. Der vorher in der Offenbarung der Erfindung beschriebene Modulator dritter Ordnung wurde als Basis zum Erzeugen dieser Ausgabe genutzt.
15 zeigt die Frequenzkurve des beispielhaften Resonators 306.
16 zeigt die Spektralausgabe des Resonators 306 über das gesamte messbare Band.
17 zeigt die Spektralausgabe des Resonators 306 über das PCS-Sendeband.
18 zeigt die Übertragungsverlustleistung in das PCS-Empfangsband mit einem Offset von 80 MHz.
19 zeigt die Zeitbereichsausgabe des beispielhaften Resonators 306.
20 zeigt die Phasenreaktion eines idealen Falls ohne Delta-Sigma-Modulation und mit Delta-Sigma-Modulation.
21 zeigt den Unterschied zwischen dem Zeitbereich, der durch Cadence (SPICE) Simulationen des Schalter/Resonator-Schaltkreises, die vom Abtretungsempfänger durchgeführt wurden, erhalten wurde, wobei tatsächliche GaAs-MESFET-Modelle (aus einer Waferfabrik) mit Produktionsqualität verwendet wurden, im Vergleich zu einer idealen Schaltersimulation. Tatsächliche CDMA-Wellenformen, vorverarbeitet durch eine MATLAB-Simulation der digitalen Verarbeitungsblöcke in der Erfindung, welche der Schalter/Resonator-Schnittstelle vorausgeht, und des Eingangsstimulus für die Schalter, wurden für eine Simulation und Analyse in Cadence importiert.
Es ist anzuerkennen, dass, während bestimmte Aspekte der Erfindung in Bezug auf eine bestimmte Abfolge von Schritten eines Verfahrens oder einer Reihung von Bauteilen in einer Vorrichtung, welche die Methode der Erfindung implementieren soll, beschrieben wurden, diese Beschreibungen nur erklärend für die breitere Erfindung sind und, wenn nötig, durch die bestimmte Anwendung modifiziert werden können. Bestimmte Schritte/Bauteile können unter bestimmten Umständen nicht mehr notwendig sein oder optional werden. Zusätzlich können bestimmte Schritt/Bauteile oder Funktionen zu den offenbarten Ausführungsbeispielen hinzugefügt werden, oder die Reihenfolge der Durchführung von zwei oder mehr Schritten oder Bauteilen kann vertauscht werden. All diese Variationen sind so zu betrachten, dass sie innerhalb der offenbarten und hier beanspruchten Erfindung umfasst sind.
Während die obige genaue Beschreibung neuartige Merkmale der Erfindung gezeigt, beschrieben und dargelegt hat, wie sie in den verschiedenen Ausführungsbeispielen angewandt werden, ist es klar, dass viele Auslassungen, Ersetzungen und Veränderungen der Form und der Einzelheiten der dargelegten Vorrichtung oder des Vorgangs von Fachleuten auf dem Gebiet durchgeführt werden können, ohne von der Erfindung abzuweichen. Die vorstehende Beschreibung ist die momentan beste in Erwägung gezogene Art und Weise der Ausführung der Erfindung. Diese Beschreibung soll in keinster Weise einschränkend sein, sondern sollte als erläuternd für die grundlegenden Prinzipien der Erfindung betrachtet werden. Der Umfang der Erfindung soll unter Bezugnahme auf die Ansprüche bestimmt werden.

Claims

Resonanzstromwandler (200), umfassend: eine Impulseingangsquelle (202), die ausgelegt, ist, eine Vielzahl von Impulsen zu erzeugen; einen Resonator (204), der funktionsfähig an die Impulseingangsquelle gekoppelt ist und eine Resonanzfrequenz aufweist; und eine Lastimpedanz (206), die funktionsfähig mit einem Ausgang des Resonators verbunden ist; dadurch gekennzeichnet, dass die Impulseingangsquelle umfasst: einen Rauschformungs-Kodierer (222, 302a–302b, 406) zum Empfangen und Kodieren von Daten; und einen Ladungsschalter (224, 304a–304b) zum Empfangen von kodierten Daten von dem Rauschformungs-Kodierer, Abtasten einer Spannung und/oder eines Stroms einer Energieversorgung, und Liefern der Energieversorgungs-Abtastwerte zum Resonator.
Resonanzstromwandler nach Anspruch 1, wobei: der Rauschformungs-Kodierer digitale Daten mit einer Taktrate F_c/L₁ empfängt, wobei F_c eine Trägerfrequenz ist und L₁ ein Vielfaches der Trägerfrequenz F_c ist; und der Ladungsschalter mit dem Rauschformungs-Kodierer, der Energieversorgung, dem Resonantor und einem Taktgeber mit einer Taktrate L₂F_c verbunden ist, wobei L₂ ein Vielfaches der Trägerfrequenz F_c ist.
Resonanzstromwandler nach Anspruch 1, wobei: der Rauschformungs-Kodierer ausgelegt ist, ein Quantisierungsrauschen bei zumindest einer Frequenz zu unterdrücken.
Resonanzstromwandler nach Anspruch 3, wobei der Rauschformungs-Kodierer von einer ersten Ordnung ist.
Verfahren zur Verarbeitung einer Vielzahl von Daten in einem HF-Kommunikationssystem, umfassend: Filtern der Daten; und Kodieren der Daten; dadurch gekennzeichnet, dass der Kodierschritt umfasst: Empfangen und Kodieren der Daten unter Verwendung einer Rauschformungs-Kodierung; und Empfangen von kodierten Daten, Abtasten einer Spannung und/oder eine Stroms einer Energieversorgung, und Liefern der Energieversorgungs-Abtastwerte an einen Resonator (204).
Verfahren nach Anspruch 5, ferner umfassend Trennen der Daten in erste und zweite Komponenten vor den Schritten des Filterns und Kodierens.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei der Schritt des Trennens in erste und zweite Komponenten ein Trennen in I- und Q-Komponenten umfasst.
Verfahren nach Anspruch 6, ferner umfassend: Quadraturmodulation der kodierten ersten und zweiten Komponenten, um erste und zweite modulierte Signale zu bilden; und Kombinieren der ersten und zweiten modulierten Signale.
Verfahren nach Anspruch 5, ferner umfassend Quadraturmodulation der gefilterten Daten vor dem Schritt des Kodierens.
Verfahren nach Anspruch 9, ferner umfassend Trennen der Daten in erste und zweite Komponenten vor den Schritten des Filterns und Modulierens, und dann Kombinieren der quadraturmodulierten und gefilterten Signale vor dem Schritt des Kodierens.
Resonanzstromwandler nach Anspruch 1, wobei: zumindest eine erste Komponente im Resonanzstromwandler für eine Datenverarbeitung ausgelegt ist; und zumindest eine zweite Komponente im Resonanzstromwandler für eine HF-Signalerzeugung ausgelegt ist; wobei die zumindest eine erste Komponente in einem ersten Prozess gerendert/erstellt wird, der sich von einem zweiten Prozess unterscheidet, in dem die zumindest eine zweite Komponente gerendert/erstellt wird.
Resonanzstromwandler nach Anspruch 11, wobei der erste Prozess einen CMOS-Prozess umfasst und der zweite Prozess einen Gruppe III-V-Verbundhalbleiter-Prozess umfasst.
Resonanzstromwandler nach Anspruch 11, wobei die zumindest eine erste Komponente einen digitalen Prozessor (310) umfasst und die zumindest eine zweite Komponente zumindest einen Modulator (316, 320a–320b) und den Rauschformungs-Kodierer umfasst.
Resonanzstromwandler nach Anspruch 13, wobei die zumindest eine erste Komponente auf einer CMOS-Vorrichtung angeordnet ist und die zumindest eine zweite Komponente auf einer GaAs-Vorrichtung angeordnet ist.
Resonanzstromwandler nach einem der Ansprüche 11 bis 14, ferner umfassend eine Seriell-zu-Parallel und Parallel-zu-Seriell Logik zwischen der zumindest einen ersten Komponente und der zumindest einen zweiten Komponente.
Resonanzstromwandler nach Anspruch 1, wobei: der Resonator einen ersten Resonator (306) umfasst, der Eingangssignale empfängt; der Resonanzstromwandler ferner einen zweiten Resonator umfasst, der funktionsfähig mit einem Ausgang des ersten Resonators verbunden ist und Signale davon empfängt und ein zweites Ausgangssignal an einen Empfänger erzeugt; und die Lastimpedanz zwischen dem ersten und dem zweiten Resonator angeordnet ist und ausgelegt ist, die Übertragung und/oder den Empfang von HF-Signalen zu unterstützen.
Resonanzstromwandler nach Anspruch 16, ferner umfassend einen Transformator (308), der mit einem Eingang des ersten Resonators zusammengeschaltet ist und ausgelegt ist, die Eingangssignale zu erzeugen.
Resonanzstromwandler nach Anspruch 16, wobei der Resonanzstromwandler zumindest einen Teil einer Direktumwandlungsarchitektur umfasst und zumindest einer der ersten und zweiten Resonatoren an oder nahe einer Trägerfrequenz arbeitet.
Resonanzstromwandler nach Anspruch 1, wobei der Resonator einen Hoch-Q-Passivresonator umfasst, der ausgelegt ist, die Lastimpedanz an einem Ausgang des Resonator, wie von einem Eingang des Resonators gesehen, wesentlich zu multiplizieren.
Resonanzstromwandler nach Anspruch 1, wobei der Resonanzstromwandler einen Sender umfasst und der Rauschformungs-Kodierer ausgelegt ist, ein Quantisierungsrauschen im Wesentlichen außerhalb zumindest eines Frequenzbandes, das mit einem Empfänger assoziiert/verknüpft ist, zu verteilen.
Resonanzstromwandler nach Anspruch 1, wobei der Rauschformungs-Kodierer umfasst: eine Vielzahl von Tiefpasskodierern, wobei die Vielzahl von Tiefpasskodierern eine Bandpassfunktionalität bereitstellt.
Resonanzstromwandler nach Anspruch 1, ferner umfassend erste und zweite Interpolatoren (318a–318b), die ausgelegt sind, jeweils Inphase (I) und Quadratur (Q) Signale zu verarbeiten, wobei der erste und der zweite Interpolator jeweils ein Interpolationsverhältnis aufweist, das ein Produkt aus ersten und zweiten Parametern umfasst.
Resonanzstromwandler nach Anspruch 22, wobei die ersten und zweiten Parameter L₁ und L₂ umfassen, wobei L₁ und L₂ _Multiplikatoren einer Trägerfrequenz sind, wobei die Interpolatoren ferner für eine Modulation gemäß von Zuständen außer 1,0 oder –1,0 ausgelegt sind.
Resonanzstromwandler (200) nach Anspruch 1, wobei die Lastimpedanz (206) ein Übertragungsmedium umfasst, das ausgelegt ist, eine Vielzahl von HF-Signalen zu übertragen.
Resonanzstromwandler (200) nach Anspruch 1, wobei der Rauschformungs-Kodierer (406) digitale Daten mit einer Taktrate L₂F_c empfängt, wobei F_c eine Trägerfrequenz ist und L₂ ein Vielfaches der Trägerfrequenz F_c ist; und der Ladungsschalter (224, 304a–304b) mit dem Rauschformungs-Kodierer (406), der Energieversorgung, dem Resonator (204) und einem Taktgeber mit einer Taktrate L₂F_c verbunden ist.
Resonanzstromwandler (200) nach Anspruch 1, wobei der Resonator (204) ausgelegt ist, zumindest Teile einer Vielzahl von erzeugten Impulsen wahlweise zu verstärken, um so einen Wirkungsgrad des Resonanzstromwandlers (200) zu optimieren.
Resonanzstromwandler (200) nach Anspruch 2, wobei: die Energieversorgung eine Frequenz von oder im Wesentlichen nahe von Gleichstrom aufweist; und die Lastimpedanz (206) ausgelegt ist, im Resonator (204) gespeicherte Energie zu empfangen.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Kodieren der Daten ein Kodieren der Daten so, dass ein durch das Kodieren erzeugtes Quantisierungsrauschen im Wesentlichen außerhalb zumindest eines betroffenen Frequenzbandes verteilt wird, umfasst.