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Die
vorliegende Erfindung betrifft die Programmierung von Datenpufferausgangscharakteristiken.
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Ein
Datenpuffer ist eine digitale elektronische Schaltung, um einen
binären
Wert (z.B. 0 oder 1) zu halten und ihn zu anderen Schaltungen weiterzuleiten,
mit denen sie verbunden ist. Der binäre Wert wird durch einen Spannungspegel
repräsentiert.
Es ist üblich,
einen Datenpuffer mit einem Datenbus zu verbinden, der den Ausgang
des Puffers mit einer Empfangsschaltung verbindet.
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Es
ist üblich,
mehrere Ausgangspuffer mit einem einzelnen Datenbus zu verbinden.
Um zu verhindern, dass solche Puffer einander. stören, ist
es üblich,
alle verwendeten Datenpuffer mit einem bestimmten Bus gemäß einem
Busprotokoll zu konstruieren. Ein Busprotokoll definiert die Signale
(ob 0 gleich TIEF und 1 gleich HOCH ist oder umgekehrt), die Impedanz
des Puffers, wenn er nicht treibt (ob Impedanz oder Abschlussimpedanz),
die Impedanz des Puffers, wenn er treibt, und die Signalspannungsschwankung.
Die Signalspannungsschwankung ist die Distanz (in Volt) zwischen
dem HOHEN Spannungspegel und dem TIEFEN Spannungspegel.
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In
einem seriell abgeschlossenen Busprotokoll wird der Puffer auf eine
hohe Impedanz gesetzt, wenn er nicht treibt. Wenn der Puffer treibt,
sind die HOHEN und TIEFEN Werte die jeweiligen Schienenspannungen (z.B.
Vcc und Masse), und die Impedanz wird auf eine vorgegebene Ausgangsimpedanz
gesetzt.
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In
einem typischen parallel abgeschlossenen Busprotokoll ist ein Ausgangszustand
(entweder HOCH oder TIEF) gleich einer der Schienenspannungen, während der
andere Zustand als eine bestimmte Distanz (in Volt oder „Schwankung") von dieser Spannung
weg definiert ist. Ein parallel abgeschlossenes Protokoll, bei dem
Vcc einen der Ausgangszustände
vorgibt, wird als „Vcc-referenziert" bezeichnet, während ein
parallel abgeschlossenes Protokoll, in dem Masse einen der Ausgangszustände vorgibt,
als „massereferenziert" oder „Vss-referenziert" bezeichnet wird.
Die Ausgangsimpedanzen des HOHEN und des TIEFEN Zustands sind nicht
unbedingt dieselben. Wenn der Parallelpuffer nicht treibt, dann
sind seine Ausgangsspannung und Ausgangsimpedanz dieselben, als
wenn er mit der Schienenspannung treibt, die zum Definieren von
einem der Ausgangszustände
verwendet wird.
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Die
vorliegende Erfindung stellt eine elektronische Schaltung gemäß Definition
in Anspruch 1 bereit. Bevorzugte Merkmale der Erfindung sind in
den Unteransprüchen
2 bis 8 dargelegt.
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Gabora
T J et al: „Digitally
Adjustable Resistors in CMOS for High Performance Applications", IEEE Journal of
Solid-State Circuits, US IEEE Inc, New York, Bd. 27, Nr. 8, 1. August
1992 (1.8.1992), Seiten 1176 bis 1185, offenbaren eine elektronische
Schaltung, die Folgendes umfasst (siehe insbesondere 7 und 9):
ein
erstes Impedanz-programmierbares Bauelement, das zwischen einer
ersten Spannungsquelle (7: –2 V, VLS)
und einem ersten Referenzpunkt geschaltet ist;
ein zweites
Impedanz-programmierbares Bauelement, das zwischen einer zweiten
Spannungsquelle und einem zweiten Referenzpunkt geschaltet ist;
ein
drittes Impedanz-programmierbares Bauelement, das zwischen der ersten
Spannungsquelle und dem zweiten Referenzpunkt geschaltet ist; und
Steuerlogik
zum:
Erzielen eines ersten Pufferimpedanzwertes durch Einstellen
der Impedanz des ersten Impedanz-programmierbaren
Bauelementes, bis das Potenzial am ersten Referenzpunkt eine vorbestimmte
Beziehung zu einer Referenzspannung (s. 4 und die relevante Beschreibung auf
Seite 1178, Absatz "C.
Lower Transistor Array Reference Circuit") hat;
Erzielen eines zweiten Pufferimpedanzwertes
durch Einstellen der Impedanz des zweiten Impedanz-programmierbaren
Bauelementes, bis das Potenzial am zweiten Referenzpunkt eine vorbestimmte
Beziehung zu einer Referenzspannung hat (siehe Seite 1180, Absatz "E. Upper Transistor
Array Reference Circuit").
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Ausgestaltungen
der Erfindung können
einen oder mehrere der folgenden Vorteile haben. Es kann ein Puffer
für Multi-Bus-Protokolle
ohne signifikanten zusätzlichen
Overhead-Schaltkomplex verwendet werden. Die Puffereigenschaften
können
innerhalb des zulässigen
Pufferstärkenbereiches
mit einem einzigen Widerstand und einer Referenzspannungsquelle
eingestellt werden. Puffereigenschaften können jederzeit programmiert
werden. Puffereigenschaften können
in Echtzeit programmiert werden.
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Weitere
Vorteile und Merkmale gehen aus der nachfolgenden Beschreibung sowie
aus den Ansprüchen
hervor. Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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1 zeigt eine schematische
Zeichnung einer Ausgestaltung;
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2 zeigt ein schematisches
Diagramm eines programmierbaren Puffers;
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3 zeigt ein schematisches
Diagramm eines programmierbaren Pull-up-Bauelementes;
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4 zeigt ein schematisches
Diagramm einer Impedanzkompensations-Steuerschaltung;
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5 zeigt ein Ablaufdiagramm
der Schritte, die zum Erzielen von Impedanzwerten in der Impedanzkompensations-Steuerschaltung durchgeführt werden.
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1 ist ein vereinfachtes
Diagramm einer Ausgestaltung. Die programmierbare Pufferschaltung 10 hat Impedanz-programmierbare
Puffer 40, die jeweils durch Ausgänge 60 mit der Busleitung 50 verbunden sind.
Weitere Schaltungen 65 können ebenfalls mit der Busleitung 50 verbunden
sein und Signale von den programmierbaren Puffern 40 empfangen,
oder sie können
Puffer zum Übertragen
von Signalen über
die Busleitung 50 haben. Die Schaltungen 65 empfangen
die Referenzspannung Vref für
die Verwendung als Eingangsschaltpegelreferenz.
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Die
programmierbare Pufferschaltung 10 beinhaltet auch die
Pufferimpedanzsteuerschaltung 20, die elektronisch mit
jedem der Puffer 40 über
eine Mehrbit-Impedanzsteuerleitung 30 verbunden ist. Die
Impedanzkompensations-Steuerschaltung 20 hat Programmiereinheiten
RCOMP 70 und VSWING 80.
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2 zeigt ein vereinfachtes
Diagramm eines programmierbaren Puffers 40. Der Puffer 40 beinhaltet einen
programmierbaren Pull-up 100, der zwischen der Spannungsquelle
Vccp und dem Output-Pad 160 geschaltet ist. Der programmierbare
Pull-down 110 ist zwischen dem Output-Pad 160 und Masse geschaltet.
Der programmierbare Pull-up 100 und der programmierbare
Pull-down 110 empfangen jeweils als Eingänge die Ausgänge der
Signalspeicher 120a bzw. 120b. Der programmierbare
Pull-up 100 und der programmierbare Pull-down 110 empfangen
jeweils die Hälfte
der Bitleitungen von der Mehrbit-Impedanzsteuerleitung 30,
angedeutet als Linien 30a und 30b.
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Der
programmierbare Pull-up 100 ist eine umschaltbare Schaltung,
die eine programmierbare Impedanz zwischen Vccp und dem Output-Pad 160 bereitstellt,
wenn er aktiviert wird, indem der Ausgang von Signalspeicher 120a in
einen L-Zustand
geht. Wenn der Ausgang von Signalspeicher 120a in den H-Zustand geht,
dann wird der programmierbare Pull-up 100 abgeschaltet
und es gibt keine Verbindung mehr zwischen Vccp und dem Output-Pad 160.
Der Betrag an Impedanz, der von dem programmierbaren Pull-up 100 erzeugt wird,
wird durch den Wert auf der Mehrbit-Impedanzsteuerleitung 30a geregelt.
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Ebenso
ist der programmierbare Pull-down 110 eine umschaltbare
Schaltung, die eine programmierbare Impedanz zwischen Masse und
dem Output-Pad 160 bereitstellt, wenn er aktiviert wird,
indem der Ausgang von Signalspeicher 120b in den H-Zustand
geht. Wenn der Ausgang von Signalspeicher 120b im L-Zustand
ist, dann wird der programmierbare Pull-down 110 abgeschaltet und es
gibt keine Verbindung mehr zwischen Masse und dem Output-Pad 160.
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Signalspeicher 120 empfangen
Dateneingänge
jeweils von den Leitungen PDRV und NDRV, die Ausgänge der
Puffermodus-Umsetzungslogik 150 sind.
Jeder Signalspeicher wird durch ein Taktsignal vom Taktgeber 190 synchronisiert.
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Die
Puffermodus-Umsetzungslogik 150 erhält Eingänge von der Datenleitung 170 und
der Ausgangs-Enable-(OE#)-Leitung 180.
Die Puffermodus-Umsetzungslogik 150 erhält auch Eingänge von
einem oder mehreren Bits auf der Modusleitung 140.
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Die
Puffermodus-Umsetzungslogik 150 erzeugt Ausgänge PDRV
und NDRV gemäß einem
Busprotokoll, das durch den Wert der Modusleitung 140 vorgegeben
wird. So kann die Modusleitung 140 z.B. Werte von 0, 1
oder 2 haben, die jeweils Folgendem entsprechen: einem seriell abgeschlossenen
Schiene-zu-Schiene-Schwankungsprotokoll mit positiver Logik (z.B.
das AGP-4X Protokoll, beschrieben in der Accelerated Graphics Port
Interface Specification, herausgegeben von Intel Corporation am
4. Mai 1998 und erhältlich
bei http://www.intel.com/technology/agp/agp index.htm); einem Vccp-referenzierten,
parallel abgeschlossenen Protokoll mit negativer Logik und 2/3 der
Versorgungsschwankung (z.B. das GTL-Protokoll, beschrieben in Pentium
II Processor Developer's
Manual, herausgegeben von Intel Corporation im Oktober 1997 und
erhältlich
unter http://developer.intel.com/design/pentiumii/manuals/243502.
htm), und einem massereferenzierten parallel abgeschlossenen Protokoll
mit fester Schwankung und positiver Logik.
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Die
folgende Tabelle zeigt die Ausgangszustände von PDRV und NDRV für gegebene
Eingangswerte von MODE, DATA und OE# und die resultierenden Zustände am Output-Pad 160.
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Tabelle
1: Puffermodus-Umsetzungslogik
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3 ist ein vereinfachtes
Diagramm eines programmierbaren Pull-up 100. Ein Satz von
p-Kanal-MOSFETs 180 ist zwischen den Anschlüssen 200 und 210 parallel
angeordnet. Anzahl und Werte der MOSFETs, die eingeschaltet werden,
wenn der Pull-up 100 aktiviert wird, bestimmen die Impedanz
zwischen den Anschlüssen 200 und 210.
In einer bevorzugten Ausgestaltung sind die MOSFETs 180 in
einer binären Progression
bemessen, um einen großen
Bereich von Impedanzprogrammierung (z.B. zwischen 25 und 100 Ohm)
und mit einer ausreichenden Anzahl zu ermöglichen, um eine ausreichend
kleine Granularität
(z.B. etwa 1,5 Ohm). zu erhalten. Anschluss 200 ist mit
Vccp verbunden, Anschluss 210 ist mit dem Output-Pad 160 verbunden.
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Das
Gatter jedes MOSFET 180 wird durch den Ausgang von einem
aus einem Satz von entsprechenden ODER-Gattern 190 angesteuert.
Jedes ODER-Gatter 190 erhält als Eingang eine Ein-Bit-Datenleitung 220,
die mit dem Ausgang des Signalspeichers 120 (wie in 2 gezeigt) verbunden ist,
und ein Bit von der Mehrbit-Steuerleitung 30a.
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Wie
ersichtlich ist, wenn der Wert der Datenleitung 220 im
H-Zustand ist, dann ist der Ausgang jedes ODER-Gatters 190 im H-Zustand und
jeder MOSFET 180 ist abgeschaltet. Wenn der Wert der Datenleitung 220 im
L-Zustand ist, dann
hängt der
Zustand jedes MOSFET 180 vom Zustand des entsprechenden
Bits in der Steuerleitung 30a ab. Wenn das Bit HOCH ist,
dann ist der entsprechende MOSFET abgeschaltet; ist das Bit TIEF,
dann ist der entsprechende MOSFET eingeschaltet. Somit bestimmt
der Wert auf der Steuerleitung 30a die Impedanz zwischen
den Anschlüssen 200 und 210,
wenn die Datenleitung 220 im L-Zustand ist.
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Die
Struktur des programmierbaren Pull-down 110 ist dieselbe
wie die Struktur des programmierbaren Pull-up 100, mit
der Ausnahme, dass die MOSFETs im programmierbaren Pull-down n-Kanal-Bauelemente und
die Logikgatter UND-Gatter
anstatt ODER-Gatter sind. Wenn die Datenleitung des Pull-down 110 im
H-Zustand ist, dann wird die Impedanz zwischen den Anschlüssen durch
den Wert auf der Mehrbit-Steuerleitung 30b bestimmt.
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4 ist ein schematisches
Diagramm einer allgemeinen Impedanzkompensations-Steuerschaltung 300 mit
einer Steuerlogik 310, Zählern 320a und 320b,
Komparatoren 330a und 330b, programmierbaren Pull-ups 340a und 340b,
programmierbaren Pull-downs 350a und 350b, Signalspeichern 360a und 360b,
Taktgeber 370 und Programmiereinheiten RCOMP 380 und
VSWING 390. Die programmierbaren Pull-ups 340 und die
programmierbaren Pull-downs 350 sind mit den Pull-ups 100 und
den Pull-downs 110 in den programmierbaren Puffern 40 identisch,
wie in 2 gezeigt.
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Die
Zähler 320 sind
mit der Steuerlogik 310 durch Steuerleitungen verbunden,
die die Steuerlogik befähigen,
Zähler 310 zu
aktivieren und zu deaktivieren und die Richtung zu bestimmen, in
der sie zählen.
Die Zähler 320 sind
auch mit dem Taktgeber 370 verbunden, von dem sie Synchronisiersignale
empfangen. Die Zähler 320 sind
so ausgelegt, dass sie Rollover-Zustände verhindern. Das heißt, bei
einem Versuch, unter 0 oder über
dem höchstmöglichen
Wert zu zählen,
bleibt die Zahl jeweils bei 0 bzw. auf diesem höchsten Wert.
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Der
Mehrbitausgang von Zähler 320a ist
mit den Mehrbit-Steuerleitungseingängen der programmierbaren Pull-ups 340 verbunden,
und der Mehrbitausgang von Zähler 320b ist
mit den Mehrbit-Steuerleitungseingängen der programmierbaren Pull-downs 350 verbunden.
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Einer
der Anschlüsse
des programmierbaren Pull-up 340a ist mit Vccp 600,
der andere mit der Programmiereinheit RCOMP 380 verbunden.
Ein Anschluss des programmierbaren Pull-down 350a ist mit
der Programmiereinheit RCOMP 380, ein Anschluss mit Masse 610 verbunden.
Einer der Anschlüsse
des programmierbaren Pull-up 340b ist mit Vccp 600,
der andere mit dem Referenzpunkt RCMP2 680 verbunden. Einer
der Anschlüsse
des programmierbaren Pull-down 350b ist mit dem Referenzpunkt
RCMP2 680, der andere mit Masse 610 verbunden.
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Die
positiven und negativen Eingänge
des Komparators 330a sind jeweils mit den Programmiereinheiten
RCOMP 380 bzw. VSWING 390 verbunden. Die positiven
und negativen Eingänge
des Komparators 330b sind jeweils mit dem Referenzpunkt
RCMP2 680 bzw. der Programmiereinheit VSWING 390 verbunden.
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Die
Ausgänge
der Komparatoren 330a und 330b sind jeweils mit
den Dateneingängen
der Signalspeicher 360a und 360b verbunden. Die
Signalspeicher 360 empfangen auch einen Takteingang vom
Taktgeber 370. Der Ausgang jedes Signalspeichers 360 ist
mit Steuerlogik 310 verbunden. Die Steuerlogik 310 ist
zum Empfangen der Mehrbit-Mode-Leitung 140 geschaltet.
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Nachfolgend
wird der Betrieb der programmierbaren Pufferschaltung 10 beschrieben.
Die programmierbare Pufferschaltung 10 wird durch Einstellen
des Wertes der Mehrbit-Modusleitung 140 programmiert, um
ein bestimmtes Busprotokoll vorzugeben, indem die Programmiereinheit
RCOMP 380 mit einem Widerstand mit einem bestimmten Wert
zwischen RCOMP und einer der Spannungsquellen 600, 610 (d.h.
Vccp oder Masse) und die Programmiereinheit VSWING 390 mit
einer bestimmten Referenzspannung verbunden wird.
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Der
Wert der Modusleitung 140 kann mit einem beliebigen konventionellen
Verfahren wie z.B. durch Verwenden von DIP-Schaltern, schmelzbaren
Verbindungen, einem Konfigurationsregister oder von einer externen
Schaltung (wie z.B. einem Mikroprozessor) eingestellt werden. Wie
oben erwähnt,
verwendet die Puffermodus-Umsetzungslogik 150 in
jedem programmierbaren Puffer 40 den Wert der Modusleitung,
um die geeigneten zu erzeugenden Ausgangslogikwerte zu bestimmen,
wenn der Puffer Daten 0 oder Daten 1 treibt und wenn er nicht treibt.
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Die
an VSWING angelegte Spannung wird gewählt, um die Spannungsschwankung über die
Abschlussbauelemente zu definieren. Für Vccp-referenzierte, parallel
abgeschlossene Protokolle wird VSWING auf den VOL-Pegel gesetzt.
Umgekehrt wird für
Vss-referenzierte, parallel abgeschlossene Protokolle VSWING auf
den VOH-Pegel gesetzt. Für
ein seriell abgeschlossenes Protokoll wird VSWING auf den Spannungspunkt
gesetzt, der die Ausgangstransistorimpedanz oder den äquivalenten
Ansteuerungspegel definiert. Dies wird häufig auf die Eingangsschaltpegelspannung
für die
Schnittstelle (Vref) gesetzt. Der mit RCOMP verbundene Widerstand
ist zwischen RCOMP und der entgegengesetzten Schiene zu der geschaltet,
mit der die abschließenden
Pull-up- oder Pull-down-Bauelemente
verbunden sind. Im Fall eines Vccp-referenzierten, parallel abgeschlossenen
Protokolls ist der Widerstand zwischen RCOMP und Masse geschaltet.
Im Fall eines massereferenzierten, parallel abgeschlossenen Protokolls
ist der Widerstand zwischen RCOMP und Vccp geschaltet. Im Fall eines
seriell abgeschlossenen Protokolls kann der Widerstand mit beiden
Spannungsquellen verbunden sein, und die Wahl wird je nach der besten
Genauigkeits- oder Abstimmungseigenschaften getroffen. Zum Beispiel,
die folgende Illustration zeigt den Widerstand zwischen RCOMP und
Masse für
ein seriell abeschlossenes Protokoll geschaltet.
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Der
Wert des mit RCOMP verbundenen Widerstands wird so bestimmt, dass
die Spannung bei RCOMP gleich VSWING ist, wenn die Impedanz des
Abschlussbauelementes der gewünschte
Wert ist. Die allgemeine Gleichung für den Widerstand R des Widerstands
wird wie folgt angegeben: R = Zterm * (Vccp/Vterm –1),wobei
Zterm die gewünschte
Abschlussimpedanz (definiert durch das gewünschte Busprotokoll) und Vterm
die Distanz zwischen der VSWING-Spannung und der Spannung an der
Schiene ist, an der das Abschlussbauelement befestigt ist.
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Mit
Bezug auf die 4 und 5, die Steuerlogik stellt
die Impedanzsteuerwerte wie folgt ein. Zunächst wird der gewählte Modus
bestimmt (Schritt 500). Wenn sich der gewählte Modus
nicht auf ein massereferenziertes Protokoll (oder ein seriell abgeschlossenes
Protokoll) bezieht (Schritt 510), dann aktiviert die Steuerlogik 310 den
programmierbaren Pull-up 340a und veranlasst den Zähler 320a,
durch eine Reihe von Werten zum Programmieren der Impedanz des aktivierten
Pull-up zu inkrementieren.
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Nach
jedem Inkrement in dem Zählerwert
vergleicht der Komparator 330a die Spannung an der Programmiereinheit
RCOMP 380 mit der Spannung an der Programmiereinheit VSWING 390,
und der Ausgang des Komparators wird im Signalspeicher 360a gerastet.
Die Steuerlogik veranlasst den Zähler 320a,
das Inkrementieren seines Wertes so lange fortzusetzen, bis die
Spannung bei RCOMP gleich der Spannung bei VSWING ist. (In der Praxis
kann dies z.B. durch Inkrementieren des Wertes des Zählers, bis
der Ausgang von Komparator 330a das Vorzeichen ändert, und
anschließendes
Dekrementieren des Wertes des Zählers
um 1 geschehen) (Schritt 520).
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Nach
dem Abgleichen der Spannungen bei RCOMP und VSWING aktiviert die
Steuerlogik 310 den programmierbaren Pull-up 340b und
den programmierbaren Pull-down 350b. Der vorexistierende
Wert im Zähler 320a bewirkt
jetzt, dass die Impedanz des Pull-up 340b gleich der des
Pull-up 340a wird (Schritt 530).
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Als
Nächstes
aktiviert die Steuerlogik den Zähler 320b und
bewirkt, dass er durch eine Reihe von Werten inkrementiert, die
Impedanzen des Pull-down 350b entsprechen. Dieser Vorgang
wird so lange fortgesetzt, bis die Spannung bei RCMP2 gleich VSWING
ist (Schritt 540).
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Für den Fall,
dass der gewählte
Modus ein massereferenziertes Protokoll anzeigt, werden stattdessen die
folgenden Schritte durchgeführt.
Pull-down 350a wird aktiviert und der Zähler 320b wird inkrementiert,
bis die Spannung bei RCOMP gleich VSWING ist (Schritt 550).
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Dann
werden der Pull-up 340b und der Pull-down 350b aktiviert,
und der Wert im Zähler 320b programmiert
die Impedanz von Pull-down 350b (Schritt 560).
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Schließlich wird
der Zähler 320a inkrementiert,
um die Impedanz des Pull-up 340b zu justieren, bis die Spannung
bei RCMP2 gleich VSWING ist (Schritt 570).
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Mit
diesem Vorgang werden die geeigneten Impedanzwerte für programmierbare
Pull-ups 100 und programmierbare Pull-downs 110 erzielt. Der erste
erzielte Impedanzwert ist richtig, weil der Wert des RCOMP-Widerstands
so gewählt
wurde, dass, wenn die Abschlussimpedanz korrekt eingestellt wurde,
die Spannung gleich VSWING ist. Der zweite erzielte Impedanzwert
ist korrekt, weil das Protokoll verlangt, dass die Ausgangsspannung
des Puffers gleich VSWING ist, wenn sowohl der Pull-up 100 als
auch der Pull-down 110 aktiviert sind. Nach Abschluss des
Vorgangs zum Einstellen der Impedanzwerte werden die Zählerwerte der
Zähler 320a und 320b auf
die programmierbaren Pull-ups 100 und Pull-downs 110 in
jedem Ausgangspuffer 40 angewendet, wodurch bewirkt wird,
dass jeder Ausgangspuffer die geeigneten Impedanz- und Ausgangsspannungswerte
für das
gewählte
Busprotokoll hat.
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Der
Impedanzeinstellvorgang wird besser anhand der folgenden Beispiele
verständlich.
Das AGP-4X-Protokoll ist ein seriell abgeschlossenes Protokoll,
das mit positiver Logik arbeitet und eine Abschlussimpedanz von
40 Ohm bei Vccp/2 hat. Die programmierbare Pufferschaltung 40 wird
für das
AGP-4X-Protokoll durch Einstellen von VSWING = Vccp/2 und durch
Einstellen des RCOMP-Widerstands auf 40 * ((Vccp) /(Vccp/2) – 1) = 40
programmiert. Der RCOMP-Widerstand ist an Masse geschlossen.
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Die
Steuerlogik 310 der Impendanzkompensations-Steuerschaltung 300 ermittelt
anhand des Wertes der Modusleitung 140, dass das AGP-4X-Protokoll
gewünscht
wird. Sie aktiviert zunächst
den Pull-up 340a und beginnt mit dem Inkrementieren des
Zählers 320a,
bis die Spannung bei RCOMP gleich der Spannung bei VSWING ist. Da
VSWING gleich Vccp/2 ist, tritt dies dann auf, wenn die Impedanz
des Pull-up 340a gleich der Impedanz des RCOMP-Widerstandes
oder 40 Ohm ist. Dann werden der Pull-up 340b und der Pull-down 350b aktiviert,
und die Impedanz des Pull-up 350b wird auf 40 Ohm eingestellt.
Die Steuerlogik veranlasst den Zähler 320b,
mit dem Inkrementieren zu beginnen, bis die Spannung bei RCMP2 gleich
VSWING ist, was dann auftritt, wenn die Impedanz über den
Pull-down 350b gleich 40 Ohm ist.
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In
einem anderen Beispiel ist das GTL-Protokoll eine parallel abgeschlossene
Schnittstelle mit 2/3 der Versorgungsschwankung und negativer Logik.
Die gewünschte
Abschlussimpedanz beträgt
60 Ohm. Somit wird VSWING auf gleich Vccp/3 und der RCOMP-Widerstand
auf gleich 60 (Vccp / (Vccp * 2/3) –1) = 30 Ohm eingestellt. Der
RCOMP-Widerstand
ist an Masse geschlossen.
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Die
Steuerlogik 310 der Impedanzkompensations-Steuerschaltung 300 ermittelt
anhand des Wertes der Modusleitung 140, dass das GTL-Protokoll
gewünscht
wird. Sie aktiviert zunächst
den Pull-up 340a und beginnt dann mit dem Inkrementieren
des Zählers 320a,
bis die Spannung bei RCOMP gleich der Spannung bei VSWING ist. Da
VSWING gleich Vccp/3 ist, tritt dies dann auf, wenn die Impedanz
des Pull-up 340a gleich dem Zweifachen der Impedanz des
RCOMP-Widerstandes oder 60 Ohm beträgt. Dann werden der Pull-up 340b und
der Pull-down 350b aktiviert, und die Impedanz des Pull-up 340b wird
auf 60 Ohm eingestellt. Die Steuerlogik veranlasst den Zähler 320b,
mit dem Inkrementieren zu beginnen, bis die Spannung bei RCMP2 gleich
VSWING ist, was dann auftritt, wenn die Impedanz über den
Pull-down 350b gleich 30 Ohm ist.
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In
einem anderen Beispiel verlangt ein parallel abgeschlossenes, massereferenziertes
Protokoll mit positiver Logik eine Abschlussimpedanz von 60 Ohm
und eine Spannungsschwankung von 0,7 Volt. Somit wird VSWING auf
0,7 Volt und der RCOMP-Widerstand auf 60 * ((Vccp / 0,7) – 1) eingestellt.
Wenn Vccp beispielsweise auf 1,8 Volt eingestellt wird, dann würde dies
zu einem RCOMP-Widerstandswert
von etwa 94 Ohm führen.
Da das Protokoll massereferenziert ist, ist der RCOMP-Widerstand
zwischen RCOMP und Vccp geschlossen.
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Die
Steuerlogik 310 der Impedanzkompensations-Steuerschaltung 300 ermittelt
anhand des Wertes der Modusleitung 140, dass das parallel
abgeschlossene, massereferenzierte Protokoll mit positiver Logik
gewünscht
wird. Sie aktiviert zunächst
den Pull-Down 350a und beginnt mit dem Inkrementieren des
Zählers 320b,
bis die Spannung bei RCOMP gleich der Spannung bei VSWING ist. Da
VSWING gleich 0,7 ist, tritt dies dann auf, wenn die Impedanz des
Pull-down 350a gleich 60 Ohm ist. Dann werden der Pull-up 340b und
der Pull-down 350b aktiviert und die Impedanz des Pull-down 350b wird
auf 60 Ohm eingestellt. Die Steuerlogik veranlasst den Zähler 320a,
mit dem Inkrementieren zu beginnen, bis die Spannung bei RCMP2 gleich
VSWING ist, was dann auftritt, wenn die Impedanz über den
Pull-up 340b gleich etwa 94 Ohm ist.
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Somit
wird eine Vorrichtung bereitgestellt, die es ermöglicht, eine einzelne Schaltung
so zu programmieren, dass sie unter einer Reihe verschiedener Busprotokolle
arbeitet, ohne Notwendigkeit für
einen signifikanten zusätzlichen
Overhead-Schaltkomplex. Darüber
hinaus können
die Puffereigenschaften mit einem einzigen Widerstand und einem
Spannungsschwankungsreferenzpegel eingestellt werden. Somit kann
das Protokoll jederzeit programmiert werden. So kann das Protokoll
beispielsweise dann programmiert werden, wenn die Schaltung zusammengesetzt
wird, oder in Echtzeit unter Verwendung weiterer Schaltungen, um
den an RCOMP anliegenden Widerstand und die an VSWING anliegende
Referenzspannung zu ändern.
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Die
Erfindung ist nicht auf die oben beschriebenen Ausgestaltungen begrenzt.
Weitere Ausgestaltungen liegen ebenfalls im Rahmen der nachfolgenden
Ansprüche.
So wird beispielsweise eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung
als integrierte Schaltung ausgebildet, wobei die Einheiten VSWING
und RCOMP externe Pads oder Pins sind. In einer alternativen Ausgestaltung
könnten
VSWING und RCOMP jedoch Anschlusspunkte innerhalb einer integrierten
Schaltung repräsentieren.
Ein interner Auswahlmechanismus könnte eine Verbindung eines
veränderlichen
Widerstandes mit RCOMP ermöglichen,
und VSWING könnte
mit einer von mehreren Spannungen verbunden werden, die von ohmschen
(oder Device-Teilen
oder von chipinternen Spannungsquellen z.B. einer Bandspalten-Spannungsreferenz
erzeugt werden.
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In
einem anderen Beispiel der Erfindung sind die programmierbaren Pull-ups 340 und
programmierbaren Pull-downs 350 in
der allgemeinen Impedanzkompensations-Steuerschaltung mit den programmierbaren
Pull-ups 100 und den Pull-downs 110 in programmierbaren
Puffern 40 identisch. In einer alternativen Ausgestaltung
können
sich die programmierbaren Pull-ups 340 und Pull-downs 350 jedoch
von den Pull-ups 100 und Pull-downs 110 dadurch
unterscheiden, dass sie mehr Schalter (z.B. MOSFETs 180)
mit einer feineren Granularität
haben. Wenn z.B. die Pull-ups 340 und
die Pull-downs 350 zwei zusätzliche Steuerbits im Vergleich
zu den Pull-ups 100 und Pull-downs 110 haben,
dann können
diese Bits zum Auf- oder Abrunden des Wertes verwendet werden, der
auf die programmierbaren Pull-ups 100 und Pull-downs 110 angewendet
wird.