DE60001243T2

DE60001243T2 - Trennender Gleichstrom/Gleichstrom-Umrichter

Info

Publication number: DE60001243T2
Application number: DE60001243T
Authority: DE
Inventors: Tadahiko Matsumoto; Jun Nagai
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1999-03-05
Filing date: 2000-03-01
Publication date: 2003-10-16
Anticipated expiration: 2020-03-02
Also published as: DE60001243D1; EP1037368A3; EP1037368B1; JP3339452B2; EP1037368A2; US6185114B1; JP2000262051A

Description

Hintergrund der Erfindung

1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Trennungs- Gleichspannungswandler, die zum Schalten von Leistungsversorgungen verwendet werden, wobei die Wandler konstante Spannungen ausgeben. Die US-Patente US5726869 und US5724235 zeigen derartige Wandler.

2. Beschreibung des Stands der Technik

Trennungs-Gleichwandler sind als eine konstante Spannung ausgebende Schaltungen bekannt. Fig. 11 zeigt eine herkömmliche Schaltung eines Vorwärtswandlertyps, die in der ungeprüften japanischen Patentanmeldung Nr. 3-235668 offenbart ist.
In dieser Figur bezeichnet das Bezugszeichen 1 einen Eingangsanschluß, das Bezugszeichen 1a bezeichnet einen (+)- Eingang, das Bezugszeichen 1b bezeichnet einen (-)-Eingang, das Bezugszeichen 2 bezeichnet ein Hauptschaltungselement, das Bezugszeichen 3 bezeichnet eine Diode, das Bezugszeichen 4 bezeichnet einen Haupttransformator, das Bezugszeichen 5 bezeichnet einen Synchrongleichrichter (einen Gleichrichtungsseiten-Synchrongleichrichter), der elektrisch verbunden ist, wenn das Hauptschaltungselement 2 eingeschaltet ist, das Bezugszeichen 6 bezeichnet einen Synchrongleichrichter (einen Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter), der elektrisch verbunden ist, wenn das Hauptschaltungselement 2 ausgeschaltet ist, das Bezugszeichen 7 bezeichnet ein Treiberschaltungselement des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6, das Bezugszeichen 8 bezeichnet eine Drosselspule, das Bezugszeichen 9 bezeichnet einen Kondensator und das Bezugszeichen D bezeichnet eine Parasitärdiode jedes Elementes. Zusätzlich bezeichnet das Bezugszeichen 10 einen Ausgangsanschluß, das Bezugszeichen 10a bezeichnet einen (+)-Ausgang, das Bezugszeichen 10b bezeichnet einen (-)-Ausgang und die Schaltungselemente 2, 5, 6 und 7 sind N-Kanal-MOSFETs.
In dieser Schaltung wird eine Gleichstrom- bzw. DC- Leistung, die von dem Eingangsanschluß 1 eingegeben wird, durch die Schaltoperation des Hauptschaltungselementes 2 in eine Wechselstrom- bzw. AC-Leistung umgewandelt. Während eines AN-Zeitraums des Hauptschaltungselementes 2 ist die AC-Leistung durch den Haupttransformator 4 mit der Sekundärseitenschaltung gekoppelt. Die AC-Leistung wird durch die Synchrongleichrichter 5 und 6 zu einer DC-Leistung gleichgerichtet und wird durch die Drosselspule 8 und den Kondensator 9 gefiltert, um von dem Ausgangsanschluß 10 ausgegeben zu werden.
Der Gleichrichtungsseiten-Synchrongleichrichter 5 und das Treiberschaltungselement 7 werden getrieben, um eingeschaltet zu sein, wenn das Hauptschaltungselement durch Veränderungen einer Spannung des Haupttransformators 4 eingeschaltet wird, was aufgrund der Schaltoperation des Hauptschaltungselementes 2 auftritt. Deshalb fließt während des AN- Zeitraums des Hauptschaltungselementes 2 auf der Sekundärseite des Haupttransformators 4 ein Strom in einem Pfad, der durch die durchgezogene Linie angezeigt ist, die in der Figur gezeigt ist, wobei eine elektromagnetische Energie in die Drosselspule 8 geladen wird, durch die eine Ausgangsspannung an dem Ausgangsanschluß 10 bereitgestellt wird.
Wenn das Hauptschaltungselement 2 ausgeschaltet wird und ein Rücksetzpuls in dem Haupttransformator 4 erzeugt wird, wird die Eingangskapazität des Kommutierungsseiten- Synchrongleichrichters 6 über eine Parasitärdiode D des Treiberschaltungselementes 7 geladen, wodurch der Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 eingeschaltet wird.
Selbst wenn das Rücksetzen des Haupttransformators 4 im Laufe des AUS-Zeitraums des Hauptschaltungselementes 2 abgeschlossen ist und der Rücksetzpuls verschwindet, behält das Treiberschaltungselement 7 den AUS-Zeitraum bei, bis das Hauptschaltungselement 2 eingeschaltet ist. So behält, da der Pfad zum Freigeben der Ladung der Eingangskapazität des Synchrongleichrichters 6 während des AUS-Zeitraums des Treiberschaltungselementes 7 geschlossen ist, der Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 den AN-Zustand bei. Während des AUS-Zeitraums des Hauptschaltungselementes 2 wird, da ein Strom durch eine elektromagnetische Energie, die in die Drosselspule 8 geladen wird, über einen Pfad fließt, der durch die gepunktete Linie angezeigt ist, die in der Figur gezeigt ist eine Ausgangsspannung von dem Ausgangsanschluß 10 ausgegeben.
Bei der obigen herkömmlichen Schaltung ist die AN/AUS- Operation des Gleichrichtungsseiten-Synchrongleichrichters 5 mit der AN/AUS-Operation des Hauptschaltungselementes 2 synchronisiert. Zusätzlich kann, da der Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 während des gesamten AUS- Zeitraums des Hauptschaltungselementes 2 eingeschaltet sein kann, indem das Treiberschaltungselement 7 vorgesehen ist, die Schaltungseffizienz verbessert werden.
Bei der herkömmlichen Schaltung können der Gleichrichtungsseiten-Synchrongleichrichter 5 und das Treiberschaltungselement 7 durch ein Synchronisieren mit dem Einschalten des Hauptschaltungselementes 2 eingeschaltet werden. Nach dem Einschalten des Treiberschaltungselementes 7 jedoch gelangt eine Ladung der Eingangskapazität des Kommutierungsseiten- Synchrongleichrichters 6 durch das Treiberschaltungselement 7, um entladen zu werden, wodurch der Kommutierungsseiten- Synchrongleichrichter 6 ausgeschaltet wird. Als ein Ergebnis gibt es eine Zeitverzögerung von einigen 10 Nanosekunden, bis der Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 nach dem Einschalten des Treiberschaltungselementes 7 ausgeschaltet ist. Mit dieser Zeitverzögerung wird, da der Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 in einem AN- Zustand verbleibt, kurz nachdem das Hauptschaltungselement 2 eingeschaltet ist und der Gleichrichtungsseiten-Synchrongleichrichter 5 eingeschaltet ist, die Sekundärspule des Haupttransformators 4 kurzgeschlossen. Mit diesem Kurzschlußphänomen fließt eine große Menge eines Kurzschlußstroms über einen Pfad, der sequentiell durch die Sekundärspule des Haupttransformators 4, den Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6, den Gleichrichtungsseiten- Synchrongleichrichter 5 und die Sekundärspule des Haupttransformators 4 läuft.
Der Kurzschlußstrom fließt während des AUS-Zeitraums des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6 nach dem Einschalten des Gleichrichtungsseiten-Synchrongleichrichters 5. Der Fluß des Kurzschlußstromes erzeugt große Leitungsverluste und Rauschen, die nicht vernachlässigbar sind. So verschlechtern hauptsächlich, obwohl eine Verbesserung der Schaltungseffizienz erzielt werden soll, indem die Operationen der Gleichrichter 5 und 6 mit der AN/AUS-Operation des Hauptschaltungselementes 2 synchronisiert werden, die Leitungsverluste aufgrund des Kurzschlußstroms die Schaltungseffizienz, wobei das Auftreten von Rauschen die Leistung der Schaltungsoperationen verschlechtert.
Da die Leitungsverluste aufgrund des Kurzschlußstromes im Verhältnis zu der Schaltfrequenz des Hauptschaltungselementes 2 zunehmen, weist die herkömmliche Schaltung insbesondere einen Nachteil hinsichtlich eines Erzielens einer höheren Schaltungsfrequenz auf, um die Größe eines Gleichspannungswandlers zu reduzieren.

Zusammenfassung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung kann die zuvor genannten herkömmlichen Probleme lösen und liefert einen Trennungs- Gleichspannungswandler, der Leitungsverluste reduziert, indem der Synchrongleichrichter im wesentlichen in dem gesamten AUS-Zeitraum des Hauptschaltungselementes eingeschaltet ist, und kann kompakt hergestellt werden, während eine höhere Schaltungsfrequenz erzielt wird, wobei eine Schaltungseffizienz verbessert wird und ein geringeres Rauschen erzielt wird, indem verhindert wird, daß das Ausschalten des Synchrongleichrichters verzögert wird, wenn das Hauptschaltungselement eingeschaltet wird, um so den Kurzschlußstrom zu beseitigen.
Der Trennungs-Gleichspannungswandler weist ein Hauptschaltungselement, das an der Primärseite eines Haupttransformators angeordnet ist, und einen Synchrongleichrichter auf, der an der Sekundärseite desselben angeordnet ist. Der Synchrongleichrichter wird durch ein Synchronisieren mit dem Einschalten des Hauptschaltungselementes ausgeschaltet und wird durch ein Synchronisieren mit dem Ausschalten des Hauptschaltungselementes eingeschaltet. Der Trennungs- Gleichspannungswandler weist eine derartige Anordnung auf, daß ein Treibertransformator, der mit einer Ladungsschaltung des Hauptschaltungselementes verbunden ist, wobei der Treibertransformator einen Puls ausgibt, wenn ein AN-Signal eines Steuerungspulses, der das Hauptschaltungselement treibt, ausgegeben wird, und eine Früh-Aus-Treiberschaltung vorgesehen sind, die den Puls des Treibertransformators empfängt, um den Synchrongleichrichter auszuschalten, bevor das Hauptschaltungselement eingeschaltet wird. Mit dieser Struktur kann, da der Synchrongleichrichter bereits ausgeschaltet ist, bevor das Hauptschaltungselement eingeschaltet wird, aufgrund einer Verzögerung beim Ausschalten des Synchrongleichrichters verhindert werden, daß ein Kurzschlußpfad, der durch den Synchrongleichrichter läuft, auf der Sekundärseite des Haupttransformators gebildet wird.
Mit dieser Anordnung können, da es möglich ist zu verhindern, daß eine große Menge eines Kurzschlußstroms über einen Pfad fließt, der durch den Synchrongleichrichter läuft, was aufgrund einer Verzögerung beim Ausschalten des Synchrongleichrichters auftritt, das Auftreten eines großen Leitungsverlustes, der durch den Fluß des Kurzschlußstroms bewirkt wird, und das Problem einer Rauschquelle, was von dem Kurzschlußstrom herrührt, verhindert werden. Als ein Ergebnis kann die vorliegende Erfindung einen Trennungs- Gleichspannungswandler mit einer hohen Schaltungseffizienz und einer rauschfreien hohen Leistung liefern.
Ferner können, da die Verluste von Schaltungsoperationen klein sind, Hochfrequenzoperationen mit niedrigem Verlust durchgeführt werden, wobei es möglich ist, die Marktnachfrage nach einem Hochfrequenz-Trennungs-Gleichspannungswandler ausreichend zu erfüllen, der kompakt und leicht ist, geringe Kosten und Verluste aufweist, eine hohe Leistung und Zuverlässigkeit aufweist, was als zukünftige Ziele betrachtet wird.
Ferner kann, da eine Struktur bereitgestellt wird, bei der die Einschaltoperation des Synchrongleichrichters, der durch die Früh-Aus-Treiberschaltung ausgeschaltet wird, durch einen Rücksetzpuls des Haupttransformators durchgeführt wird, der Synchrongleichrichter über im wesentlichen die gesamte Region eines AUS-Zeitraums des Hauptschaltungselementes in einem AN-Zustand beibehalten werden. So kann die Effizienz der Schaltungsoperationen während des AUS- Zeitraums des Hauptschaltungselementes erzielt werden.
Ferner liefert die Erfindung eine Struktur, bei der eine Totempfahl-Schaltung an der Primärseite des Haupttransformators angeordnet ist, um einen Hilfsleistungsversorgungsausgang zu verstärken und an die Primärspule des Treibertransformators anzulegen, wenn ein AN-Ausgang eines Steuerungspulses zum Steuern des Einschaltens/Ausschaltens des Hauptschaltungselementes gesendet wird (wenn ein AN-Signal ausgegeben wird), sowie eine Struktur, bei der eine Sofort- Kurzschlußoperationsschaltung zum sofortigen Kurzschließen der Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes, bevor das Hauptschaltungselement eingeschaltet wird, um den Ausgang des Treibertransformators zu erhöhen, auf der Primärseite des Haupttransformators angeordnet ist. Mit diesen Strukturen kann ein Ausgangssignal, das ausreichend groß ist, um den Synchrongleichrichter auszuschalten, an die Früh-Aus-Treiberschaltung von dem Treibertransformator zugeführt werden. Diese Anordnung ermöglicht es, daß der Synchrongleichrichter ordnungsgemäß ausgeschaltet wird, bevor das Hauptschaltungselement eingeschaltet wird, wodurch die Zuverlässigkeit von Schaltungsoperationen zum Verhindern einer Verzögerung beim Ausschalten des Synchrongleichrichters verbessert werden kann.
Ferner liefert die Erfindung eine Struktur, bei der eine Ladung der Eingangskapazität des Synchrongleichrichters durch das Treiberschaltungselement in einen AN-Zustand gelangt, um freigesetzt zu werden, wodurch der Synchrongleichrichter abgeschaltet wird; außerdem ist eine Pulsbreitenerweiterungsschaltung, die den Puls des Treibertransformators erweitert, der das Treiberschaltungselement einschaltet, um an das Treiberschaltungselement angelegt zu werden, in einer Früh-Aus-Treiberschaltung angeordnet, wodurch das Treiberschaltungselement selbst dann ordnungsgemäß eingeschaltet wird, wenn die Breite eines Pulses, der von dem Treibertransformator ausgegeben wird, schmal ist, wobei die Ladung der Eingangskapazität des Synchrongleichrichters unmittelbar freigegeben wird, um den Synchrongleichrichter ordnungsgemäß auszuschalten, bevor das Hauptschaltungselement eingeschaltet wird. Folglich kann die Zuverlässigkeit von Schaltungsoperationen zum Verhindern einer Verzögerung beim Ausschalten des Synchrongleichrichters verbessert werden.
Zu Darstellungszwecken der Erfindung sind in den Zeichnungen mehrere Formen gezeigt, die gegenwärtig bevorzugt werden, wobei jedoch darauf verwiesen wird, daß die Erfindung nicht auf die genauen gezeigten Anordnungen und Einrichtungen beschränkt ist.

Kurze Beschreibung der Zeichnung(en)

Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm eines Trennungs- Gleichspannungswandlers gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Fig. 2 ist eine Signalverlauf-Darstellung des Hauptschaltungsteils des ersten Ausführungsbeispiels.
Fig. 3 ist ein Schaltungsdiagramm eines Trennungs- Gleichspannungswandlers gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Fig. 4 ist ein Schaltungsdiagramm eines Trennungs- Gleichspannungswandlers gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Fig. 5 ist eine Signalverlauf-Darstellung von Operationen einer Pulsbreitenerweiterungsschaltung in der Schaltung aus Fig. 4.
Fig. 6 ist ein Schaltungsdiagramm eines Trennungs- Gleichspannungswandlers gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Fig. 7 ist ein Schaltungsdiagramm eines Trennungs- Gleichspannungswandlers gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Fig. 8 ist ein Schaltungsdiagramm eines Trennungs- Gleichspannungswandlers gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Fig. 9 ist ein Schaltungsdiagramm eines Trennungs- Gleichspannungswandlers gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Fig. 10 ist ein Schaltungsdiagramm eines Trennungs- Gleichspannungswandlers eines Sperr- bzw. Flyback-Wandlertyps.
Fig. 11 ist ein Schaltungsdiagramm eines herkömmlichen Trennungs-Gleichspannungswandlers.

Detaillierte Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung.

Eine Beschreibung von Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung wird nun Bezug nehmend auf die Zeichnungen gegeben. Bei der Darstellung jedes Ausführungsbeispiels, einschließlich des Beispiels des Stands der Technik, sind gleichen schaltungsbildenden Komponenten die gleichen Bezugszeichen gegeben, wobei die Erklärung derselben weggelassen oder vereinfacht ist. Fig. 1 zeigt die Schaltungsstruktur eines Trennungs-Gleichspannungswandlers gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, wobei Fig. 2 den Hauptbetriebssignalverlauf des Trennungs- Gleichspannungswandlers zeigt. Der Trennungs-Gleichspannungswandler ist ein Resonanz-Rücksetz-Vorwärtswandlertyp, bei dem eine Gleichspannungsleistung an Eingangsanschlüsse 1 angelegt ist. Das Bezugszeichen 1a der Eingangsanschlüsse 1 bezeichnet einen Eingangsanschluß auf der (+)- Seite, wobei das Bezugszeichen 1b einen Eingangsanschluß auf der (-)-Seite bezeichnet.
Der Eingangsanschluß 1a ist mit dem Ende zum Beginnen einer Wicklung der Primärspule 4a eines Haupttransformators 4 verbunden. Das Ende zum Beenden einer Wicklung der Primärspule 4a ist mit dem Drain eines Hauptschaltungselementes 2 verbunden, das durch einen MOSFET gebildet ist. Die Source des Hauptschaltungselementes 2 ist mit der Seite des Eingangsanschlusses 1b verbunden. Das Gate des Hauptschaltungselementes 2 ist mit dem ersten Ende (Ende zum Beginnen der Wicklung) der Primärwicklung 11a eines Treibertransformators 11 verbunden. Eine PWM- (Pulsbreitenmodulierungs-) Steuerungsschaltung (eine Pulsbreitensteuerungsschaltung) 12 ist zwischen dem anderen Ende (Ende zum Beenden der Wicklung) der Wicklung der Primärwicklung 11a und dem Eingangsanschluß 1b angeordnet. Als eine Ersatzschaltung ist eine Serien-LC-Resonanzschaltung durch eine Anregungsinduktivität L der Primärspule 11a und eine Eingangskapazität C des Hauptschaltungselementes 2 gebildet. Zusätzlich ist eine Gleichspannungs-Hilfleistungsversorgung, die die PWM- Steuerungsschaltung 12 treibt, auf der Primärseite des Haupttransformators 4 angeordnet, obwohl dieselbe in Fig. 1 nicht gezeigt ist.
Die PWM-Steuerungsschaltung 12 ist eine Rechteckwellenschaltung zum Ausgeben eines Steuerungspulses an das Hauptschaltungselement 2. Ein Pfad, der sich von dem Ausgangsende der PWM-Steuerungsschaltung 12 zu dem Gate des Hauptschaltungselementes 2 über die Primärspule 11a des Treibertransformators 11 erstreckt, bildet einen Pfad zum Laden der Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes 2. Eine Diode 13 ist zwischen beide Enden der Primärspule 11a geschaltet, wobei die Anodenseite der Diode 13 die Seite des ersten Endes der Primärwicklung 11a (die Seite des Gates des Hauptschaltungselementes 2) ist.
Der Haupttransformator 4 umfaßt eine Primärspule 4a, eine Sekundärspule 4b und eine Tertiärspule 4c, die auf einen gemeinsamen Kern gewickelt sind, wobei das erste Ende der Sekundärwicklung 4b mit dem Gate eines Synchrongleichrichters (einem Gleichrichtungsseiten-Synchrongleichrichter) 5 verbunden ist. Das Drain des Synchrongleichrichters 5 ist mit dem anderen Ende der Sekundärwicklung 4b verbunden.
Ferner ist das erste Ende der Sekundärwicklung 4b mit dem Drain eines Synchrongleichrichters (eines Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters) 6 verbunden, der ein MOSFET- Schaltelement aufweist. Das Gate des Kommutierungsseiten- Synchrongleichrichters 6 ist mit dem anderen Ende der Tertiärwicklung 4c verbunden. Das erste Ende der Tertiärwicklung 4c ist mit dem Drain eines Treiberschaltungselementes 7 verbunden, das einen MOSFET aufweist. Das Gate des Treiberschaltungselementes 7 ist mit dem anderen Ende der Sekundärwicklung 11b des Treibertransformators 11 verbunden. Das erste Ende der Sekundärwicklung 11b, das Source-Ende des Treiberschaltungselementes 7, das Source-Ende des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6 und das Source- Ende des Gleichrichtungsseiten-Synchrongleichrichters 5 sind mit einer gemeinsamen leitfähigen Leitung verbunden.
Ein Ende einer Drosselspule 8 ist mit einer Common-Sourceendigen Seite des Gleichrichtungsseiten-Synchrongleichrichters 5, dem Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 und dem Treiberschaltungselement 7 verbunden. Das andere Ende der Drosselspule 8 ist mit einem Ende eines Kondensators 9 verbunden, dessen anderes Ende mit einer gemeinsamen, verbindenden leitfähigen Leitung verbunden ist, die das Ende der Sekundärwicklung 4b, das Gate des Gleichrichtungsseiten-Synchrongleichrichters 5 und den Drain des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6 verbindet. Beide Endes des Kondensators 9 bilden Ausgangsanschlüsse 10, wobei das Bezugszeichen 10a den (+)-Seite-Ausgangsanschluß bezeichnet und das Bezugszeichen 10b den (-)-Seite- Ausgangsanschluß bezeichnet. Wie aus der Figur hervorgeht, ist jedes der Schaltungselemente 2, 5, 6 und 7 ein N-Kanal- MOSFET.
Der Trennungs-Gleichspannungswandler des ersten Ausführungsbeispiels weist die oben beschriebene Struktur auf, bei der, wie in dem Fall des herkömmlichen Beispiels, eine Gleichspannungsleistung, die von dem Eingangsanschluß 1 eingegeben wird, durch die Schaltoperation des Hauptschaltungselementes 2 in eine Wechselspannungsleistung umgewandelt wird, und ist mit der Sekundärseite des Haupttransformators 4 von der Primärseite desselben gekoppelt. Ferner wird auf der Sekundärseite des Haupttransformators 4 die Wechselspannungsleistung durch die Synchrongleichrichter 5 und 6 zu einer Gleichspannungsleistung gleichgerichtet und durch die. Drosselspule 8 und den Kondensator 9 gefiltert, um von den Ausgangsanschlüssen 10 an eine Last ausgegeben zu werden.
Bei dem Ausführungsbeispiel ist es eindeutig, daß eine spezielle Schaltung vorgesehen ist, die den Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 ausschaltet, bevor das Hauptschaltungselement 2 eingeschaltet wird, wenn ein AN-Signal eines Steuerungspulses von der PWM-Steuerungsschaltung 12 an das Hauptschaltungselement 2 gesandt wird. Bei diesem Ausführungsbeispiel weist die spezielle Schaltung den Treibertransformator 11 und eine Früh-Aus-Treiberschaltung 30 auf. Bei dem ersten Ausführungsbeispiel dient das Treiberschaltungselement 7 als die Früh-Aus-Treiberschaltung 30.
Als nächstes folgt eine Beschreibung der charakteristischen Operationen des Treibertransformators 11 und der Früh-Aus- Treiberschaltung 30. Als erstes wird, wenn das AN-Signal eines Steuerungspulses, wie durch den Signalverlauf A in Fig. 2 gezeigt ist, von der PWM-Steuerungsschaltung 12 ausgegeben wird, das AN-Signal an die Primärspule 11a des Treibertransformators 11 und die Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes 2 durch einen Ladepfad gesandt. Nach einem Empfangen des AN-Signals des Steuerungspulses beginnt die Ladung der Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes 2. In der Zwischenzeit wird, wenn das AN- Signal an der Primärspule 11a des Treibertransformators 11 empfangen wird, eine Pulsspannung, die ausreichend ist, um die Eingangskapazität des Treiberschaltungselementes 7 zu laden, wie durch den Signalverlauf C in Fig. 2 gezeigt ist, sofort an der Sekundärspule 11b des Treibertransformators 11 angeregt. Der Rücksetzpuls wird aus einer Serien-LC- Resonanz erzeugt, die die Anregungsinduktivität L der Primärspule 11a und die Eingangskapazität C des Hauptschaltungselementes 2 aufweist. Zusätzlich wird z. B. ein AN- Signal eines Steuerungspulses, das eine niedrige Frequenz, wie z. B. 800 Hz, aufweist, in ein Hochfrequenz-Rücksetzpulssignal umgewandelt.
Die Eingangskapazität des Treiberschaltungselementes 7, das die Pulsspannung der Sekundärspule 11b empfängt, beendet sofort ein Laden, um das Treiberschaltungselement 7 anzuschalten. Wenn das Treiberschaltungselement 7 eingeschaltet wird, wird die Ladung der Eingangskapazität des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6 durch einen Ladepfad freigegeben, der die Tertiärspule und das Treiberschaltungselement 7 durchläuft. Das Freigeben der Ladung ermöglicht es, daß der Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 ausgeschaltet wird (wobei ein Punkt B des Signalverlaufs F in Fig. 2 eine Position zum Abschalten ist), bevor das Hauptschaltungselement 2 ein Ladepotential zum Einschalten erreicht (wobei ein Punkt A des Signalverlaufs B in Fig. 2 eine Position zum Einschalten ist).
So wird, da der Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 bereits ausgeschaltet ist, bevor das Hauptschaltungselement 2 eingeschaltet ist, um es zu ermöglichen, daß der Gleichrichtungsseiten-Synchrongleichrichter 5 eingeschaltet wird, wenn der Gleichrichtungsseiten-Synchrongleichrichter 5 eingeschaltet ist, die Sekundärspule 4b des Haupttransformators 4 nicht durch den Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 kurzgeschlossen. Als ein Ergebnis können die Probleme der herkömmlichen Schaltungen vollständig gelöst werden, d. h. kein Kurzschlußstrom fließt in der Sekundärseite des Haupttransformators 4 aufgrund einer Verzögerung beim Ausschalten des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6. Folglich nehmen Leitungsverluste ab und ein Rauschen wird reduziert.
Während des AN-Zeitraums des Hauptschaltungselementes 2 fließt ein Strom über einen Pfad, der sequentiell durch die Sekundärspule 4b, den Kondensator 9, die Drosselspule 8, den Gleichrichtungsseiten-Synchrongleichrichter 5 und die Sekundärspule 4b läuft, wodurch ein Gleichspannungsausgangssignal von dem Ausgangsanschluß 10 an eine Last (nicht gezeigt) geliefert wird.
Zusätzlich wird, wenn ein Aus-Signal eines Steuerungspulses von der PWM-Steuerungsschaltung 12 durch den Ladepfad an das Hauptschaltungselement 2 geliefert wird, da die Ladung der Eingangskapazität des Schaltungselementes 2 auf der Seite des Eingangsanschlusses 1b (der Masseseite) über die PWM-Steuerungsschaltung 12 freigegeben wird, das Hauptschaltungselement 2 ausgeschaltet. In dieser Situation werden die Polaritäten des Haupttransformators 4 und des Treibertransformators 11 umgekehrt, wobei der Gleichrichtungsseiten-Synchrongleichrichter 5 durch einen Rücksetzpuls, der aus dem Haupttransformator 4 (durch ein Synchronisieren mit dem Rücksetzpuls) erzeugt wird ausgeschaltet und der Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 eingeschaltet wird. Obwohl der Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 durch einen Rücksetzpuls eingeschaltet wird, der von der Tertiärspule 4c geliefert wird, ist, selbst wenn der Rücksetzpuls während des AUS-Zeitraums des Hauptschaltungselementes 2 verschwindet, da das Treiberschaltungselement 7 ausgeschaltet ist, der Pfad zum Freigeben der Ladung der Eingangskapazität des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 9 in einem geschlossenen Zustand. Als ein Ergebnis ist es, da der Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 den AN-Zustand im wesentlichen über den gesamten AUS- Zeitraum des Hauptschaltungselementes 2 beibehält, möglich, eine Schaltungseffizienz während des AUS-Zeitraums des Hauptschaltungselementes 2 zu verbessern.
Zusätzlich kann, da eine Struktur bereitgestellt wird, bei der ein Einschaltsignal des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6 von der Tertiärspule 4c bereitgestellt wird, wenn die Anzahl von Windungen der Tertiärspule 4c sehr geeignet entworfen ist, ein Vorteil erzielt werden, daß eine Einschalttreiberspannung des Kommutierungsseiten- Synchrongleichrichters 6 auf die geeignetste Spannung gesetzt werden kann.
Während des AUS-Zeitraums des Hauptschaltungselementes 2 fließt ein Strom der elektromagnetischen Energie der Drosselspule 8 über einen Pfad, der sequentiell durch die Drosselspule 8, den Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6, den Kondensator 9 und die Drosselspule 8 läuft, wodurch eine Gleichspannung von dem Ausgangsanschluß 10 an eine Last geliefert wird. Zusätzlich wird bei diesem Ausführungsbeispiel, wie bei dem Fall des Stands der Technik, das Ausgangssignal (Spannung) des Haupttransformators 4 erfaßt. Um das Ausgangssignal fest zu machen, steuert die PWM- Steuerungsschaltung 12 die Pulsbreite eines Steuerungspulses.
Fig. 3 zeigt die Schaltungsstruktur eines Trennungs- Gleichspannungswandlers gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Bei diesem zweiten Ausführungsbeispiel ist, anders als in dem Fall des ersten Ausführungsbeispiels, eine Totempfahl-Schaltung mit dem Pfad zum Laden des Hauptschaltungselementes 2 verbunden, wobei die Diode 13 weggelassen ist. Die anderen Strukturteile sind die gleichen wie diejenigen bei dem ersten Ausführungsbeispiel.
In Fig. 3 ist der negative Pol einer Hilfsleistungsversorgung 14 mit dem Eingangsanschluß 1b verbunden und der positive Pol der Hilfsleistungsversorgung 14 ist mit dem ersten Ende der Primärspule 11a des Treibertransformators 11 verbunden. Eine Totempfahl-Schaltung ist durch ein Verbinden des Emitters eines npn-Transistors 15 mit dem Emitter eines pnp-Transistors 16 gebildet. Der Knoten der Emitter beider Transistoren 15 und 16 ist mit dem Gate des Hauptschaltungselementes 2 verbunden, wobei die Basen der Transistoren 15 und 16 mit dem Ausgangsende der PWM- Steuerungsschaltung 12 verbunden sind. Zusätzlich ist der Kollektor des npn-Transistors 15 mit dem anderen Ende (Ende zum Beenden der Wicklung) der Primärspule 11a verbunden, wobei der Kollektor des pnp-Transistors 16 mit dem Eingangsanschluß 1b verbunden ist.
Ein Pfad, der sequentiell von dem positiven Pol der Hilfsleistungsversorgung 14 durch die Primärspule 11a und den npn-Transistor 15 zu dem Gate des Hauptschaltungselementes 2 läuft, ist der Pfad zum Laden der Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes 2. Ferner ist ein Pfad, der von dem Gate des Hauptschaltungselementes 2 durch den pnp- Transistor 16 zu dem Eingangsanschluß 1b läuft, der Pfad zum Entladen der Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes 2.
Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel wird, wenn ein AN- Signal eines Steuerungspulses von der PWM-Steuerungsschaltung 12 an die Basen des npn-Transistors 15 und des pnp-Transistors 16 geliefert wird, der npn-Transistor 15 eingeschaltet, wohingegen der pnp-Transistor 16 ausgeschaltet wird. Als ein Ergebnis wird die Gleichspannungsleistung der Hilfsleistungsversorgung 14 an die Primärspule 11a des Treibertransformators 11 und die Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes 2 über den Ladepfad angelegt, wobei, wie bei dem Fall des ersten Ausführungsbeispiels, der Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 ausgeschaltet werden kann, bevor das Hauptschaltungselement 2 eingeschaltet wird, was zu den gleichen Vorteilen führt, die bei dem ersten Ausführungsbeispiel gegeben sind. Da die Totempfahl- Schaltung eine Stromverstärkungsfunktion aufweist, gibt es dahingehend einen Vorteil, daß ein größerer Strom an die Primärspule 11a des Haupttransformators 4 geliefert werden kann.
Fig. 4 zeigt die Schaltungsstruktur eines dritten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Bei diesem dritten Ausführungsbeispiel weist, im Gegensatz zu dem Fall bei dem ersten Ausführungsbeispiel, das in Fig. 1 gezeigt ist, eine Früh-Aus-Treiberschaltung 30 ein Treiberschaltungselement 7 und eine Pulsbreitenerweiterungsschaltung auf. Die anderen Strukturteile sind die gleichen wie diejenigen bei dem ersten Ausführungsbeispiel. Wie in dem Fall des ersten Ausführungsbeispiels ist das Treiberschaltungselement 7 auf einem Pfad zum Entladen des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6 angeordnet. Die Pulsbreitenerweiterungsschaltung weist eine Diode 17 und Widerstände 18 und 19 auf. Die Pulsbreitenerweiterungsschaltung ist zwischen das Ende zum Beenden der Wicklung der Sekundärspule 11b des Treibertransformators 11 und das Gate des Treiberschaltungselementes 7 geschaltet.
Anders ausgedrückt ist die Anode der Diode 17 mit dem Ende zum Beenden der Wicklung der Sekundärspule 11b verbunden und die Kathode der Diode 17 ist mit dem Gate des Treiberschaltungselementes 7 verbunden. Zusätzlich ist die Diode 17 parallel zu dem Widerstand 18 geschaltet und der Knoten der Kathode der Diode 17 und des Gates des Treiberschaltungselementes 7 ist mit einem Ende des Widerstandes 19 verbunden. Das andere Ende des Widerstandes 19 ist mit einer Positivseite-Ausgangsleitung L verbunden, die das Ende zum Beginnen der Wicklung der Sekundärspule 4b des Haupttransformators 4 und den Ausgangsanschluß 10a verbindet.
Das dritte Ausführungsbeispiel ist durch eine Struktur gekennzeichnet, bei der die Breite eines Rücksetzpulses (ein Puls, der von der Sekundärspule 11b ausgegeben wird, wenn ein AN-Signal eines Steuerungspulses von der PWM- Steuerungsschaltung 12 ausgegeben wird), der von der Sekundärspule 11b des Treibertransformators 11 bereitgestellt wird, erweitert wird, um an das Gate des Treiberschaltungselementes 7 angelegt zu werden.
Fig. 5 zeigt eine Situation eines Erweiterns des Rücksetzpulses, wobei der Signalverlauf A einen Steuerungspuls zeigt, der von der PWM-Steuerungsschaltung 12 ausgegeben wird, und wobei der Signalverlauf B einen Rücksetzpuls zeigt, der von der Sekundärspule 11b des Treibertransformators 11 ausgegeben wird. Zusätzlich zeigt der Signalverlauf C den Signalverlauf des Rücksetzpulses, der nur durch den Widerstand 18 erweitert ist, wobei der Signalverlauf D den Signalverlauf des Rücksetzpulses zeigt, der durch beide Widerstände 18 und 19 erweitert ist.
Auf diese Weise kann, da die Pulsbreitenerweiterungsschaltung die Breite des Rücksetzpulses erweitert, um den Rücksetzpuls an das Gate des Treiberschaltungselementes 7 zu senden, das Treiberschaltungselement 7 einen AN-Zustand über den erweiterten Pulsbreitenzeitraum beibehalten. Als ein Ergebnis wird, da die Zeit zum Freigeben der Ladung der Eingangskapazität des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6 länger wird, das Freigeben der Eingangskapazitätsladung ordnungsgemäß durchgeführt, wobei das Ergebnis ist, daß ein Vorteil erzielt werden kann, daß das Ausschalten des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6 ohne Ausfall durchgeführt werden kann.
Wenn keine Pulsbreitenerweiterungsschaltung vorgesehen ist, wird, wenn die Breite des Rücksetzpulses schmal ist, der AN-Zeitraum des Treiberschaltungselementes 7 verkürzt. Als ein Ergebnis wird, bevor die Ladung der Eingangskapazität des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6 vollständig freigegeben wird, das Treiberschaltungselement 7 ausgeschaltet und der Entladepfad wird dadurch abgeschnitten, was zu einem Problem führt, daß die Ausschaltoperation des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6 nicht normal durchgeführt werden kann. Da das dritte Ausführungsbeispiel die Pulsbreitenerweiterungsschaltung umfaßt, tritt ein derartiges Problem nicht auf. Folglich kann bei dem dritten Ausführungsbeispiel die Ausschaltoperation des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6 ordnungsgemäß mit Zuverlässigkeit durchgeführt werden.
Gemäß einem Experiment, das beim Entwickeln der vorliegenden Erfindung ausgeführt wurde, kann eine Erweiterung eines Rücksetzpulses auch durch nur den Widerstand 18 der Widerstände 18 und 19 ausreichend durchgeführt werden, wobei der Widerstand 19 weggelassen werden kann.
Die anderen Operationen bei dem dritten Ausführungsbeispiel sind die gleichen wie diejenigen bei dem ersten Ausführungsbeispiel, wobei die gleichen Vorteile wie diejenigen, die bei dem ersten Ausführungsbeispiel erzielt wurden, bei dem dritten Ausführungsbeispiel erzielt werden können.
Fig. 6 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Bei dem vierten Ausführungsbeispiel ist im Gegensatz zu dem Fall des ersten Ausführungsbeispiels, um die Struktur des Haupttransformators 4 zu vereinfachen, die Tertiärspule 4c, die den Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 einschaltet, weggelassen, wobei der Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 durch ein Verwenden der Sekundärspule 4b des Haupttransformators 4 eingeschaltet wird. Als ein Ergebnis ist das Drain des Treiberschaltungselementes 7 mit dem Gate des Kommutierungsseiten- Synchrongleichrichters 6 verbunden.
Die anderen Strukturteile sind die gleichen wie diejenigen bei dem ersten Ausführungsbeispiel, wobei die gleichen Operationen wie diejenigen bei dem ersten Ausführungsbeispiel es ermöglichen, daß die gleichen Vorteile, die durch das Verhindern eines Kurzschlußstroms geschaffen werden, wie in dem Fall des ersten Ausführungsbeispiels erzielt werden.
Fig. 7 zeigt einen Trennungs-Gleichspannungswandler gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist im Gegensatz zu dem Fall des ersten Ausführungsbeispiels auf der Primärseite eines Haupttransformators 4 eine Sofort-Kurzschluß- Operationsschaltung zum Erhöhen der Ausgangsspannung eines Rücksetzpulses eines Treibertransformators 11 vorgesehen. Die anderen Strukturteile sind die gleichen wie diejenigen bei dem ersten Ausführungsbeispiel. Die charakteristische Sofort-Kurzschluß-Operationsschaltung weist einen npn- Transistor 20, einen Kondensator 21 und einen Widerstand 22 auf.
Ein Ende des Kondensators 21 ist mit dem Ausgangsende einer PWM-Steuerungsschaltung 12 verbunden und das andere Ende des Kondensators 21 ist mit der Basis des npn-Transistors 20 verbunden. Der Emitter des npn-Transistors 20 ist mit einer leitfähigen Leitung 28 verbunden, die die Source eines Hauptschaltungselementes 2 und einen Eingangsanschluß 1b verbindet. Zusätzlich ist der Kollektor des npn- Transistors 20 mit dem Ladepfad eines Abschnitts verbunden, der die Primärspule 11a des Treibertransformators 11 und das Gate des Hauptschaltungselementes 2 verbindet. Ein Ende des Widerstandes 22 ist mit einem leitfähigen Pfad verbunden, der den Kondensator 21 und das Gate des npn- Transistors 20 verbindet, wobei das andere Ende des Widerstands 22 mit der leitfähigen Leitung 28 verbunden ist.
Die oben beschriebene Sofort-Kurzschluß-Operationsschaltung 40 weist eine Schaltungsstruktur auf, die dahingehend ein Problem lösen kann, daß, wenn ein AN-Signal von der PWM- Steuerungsschaltung 12 ausgegeben wird, da die Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes 2 klein ist, es schwierig ist, eine ausreichend große Spannung zu erzeugen, um das Treiberschaltungselement 7 in dem Treibertransformator 11 einzuschalten.
Anders ausgedrückt bilden der Kondensator 21 und der Widerstand 22 eine Differenzschaltung. Wenn das AN-Signal von der PWM-Steuerungsschaltung 12 ausgegeben wird, schaltet die Differenzschaltung den npn-Transistor 20 nur während der Zeit einiger 10 Nanosekunden ein, bevor das Hauptschaltungselement 2 nach einem Laden der Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes 2 eingeschaltet wird, wodurch die Eingangskapazität (zwischen dem Gate und der Source) des Hauptschaltungselementes 2 kurzgeschlossen wird. Mit diesem Kurzschließen kann eine große Spannung (Strom) sofort an die Primärspule 11a des Treibertransformators 11 geliefert werden, wobei dann eine Pulsspannung, die ausreichend groß ist, um das Treiberschaltungselement 7 anzuschalten, von der Sekundärspule 11b des Treibertransformators 11 ausgegeben wird, so daß der Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 ohne einen Ausfall ausgeschaltet werden kann, bevor das Hauptschaltungselement 2 eingeschaltet wird. Zusätzlich kann in dieser Schaltung, da ein Laden der Eingangskapazität nicht durchgeführt wird, wenn die Eingangskapazität (zwischen dem Gate und der Source) des Hauptschaltungselementes 2 kurzgeschlossen ist, ein Vorteil erzielt werden, daß die Zeit, in der die Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes 2 zu einem Einschaltpotential aufgeladen wird, nachdem das AN-Signal eines Steuerungspulses von der PWM-Steuerungsschaltung 12 ausgegeben ist, verzögert werden kann.
Fig. 8 zeigt ein sechstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Bei dem sechsten Ausführungsbeispiel ist anders als in dem Fall des ersten Ausführungsbeispiels eine Früh-Aus-Treiberschaltung 30 unter Verwendung einer Logikschaltung gebildet, wobei die anderen Strukturteile die gleichen wie diejenigen bei dem ersten Ausführungsbeispiel sind. Die Früh-Aus-Treiberschaltung 30 bei dem sechsten Ausführungsbeispiel umfaßt ein NOR-Gatter 23 als ein Logikelement, eine Diode 24, einen Widerstand 25 und einen Kondensator 26.
Das Ausgangsende des NOR-Gatters 23 ist mit dem Gate eines Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6 verbunden und ein Eingangsende des NOR-Gatters 23 ist mit einem leitfähigen Pfad verbunden, der das Gate eines Gleichrichtungsseiten-Synchrongleichrichters 5 und das Ende zum Beginnen der Wicklung der Sekundärspule 4b eines Haupttransformators 4 verbindet. Zusätzlich ist das andere Eingangsende des NOR- Gatters 23 mit dem Ende zum Beenden der Wicklung der Sekundärspule 11b eines Treibertransformators 11 über eine Parallelschaltung verbunden, die die Diode 24 und den Widerstand 25 aufweist. Die Kathode der Diode 24 ist zu der Seite des NOR-Gatters 23 ausgerichtet. Ein Ende des Kondensators 26 ist mit den Source-Seiten der Synchrongleichrichter 5 und 6 verbunden und das andere Ende desselben ist mit einem Eingangsanschluß des NOR-Gatters 23 an der Seite verbunden, an der die Parallelschaltung, die die Diode 24 und den Widerstand 25 aufweist, verbunden ist.
Bei dem sechsten Ausführungsbeispiel empfängt, wenn ein AN- Signal eines Steuerungspulses von einer PWM-Steuerungsschaltung 12 ausgegeben wird und ein Rücksetzpuls dadurch an der Sekundärspule 11b des Treibertransformators 11 erzeugt wird, das NOR-Gatter 23 den Rücksetzpuls, um den Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 auszuschalten, bevor ein Hauptschaltungselement 2 eingeschaltet wird. Als ein Ergebnis kann wie in dem Fall jedes oben beschriebenen Ausführungsbeispiels das Auftreten eines Kurzschlußstroms aufgrund der Verzögerung beim Ausschalten des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6 verhindert werden, was zu einer hohen Effizienz bei Schaltungsoperationen und einer Rauschreduzierung führt. Bei der Schaltung dieses Ausführungsbeispiels ist es ebenfalls möglich, den Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 durch einen H-Pegel- Ausgang auszuschalten, der an der Sekundärspule 4b des Haupttransformators 4 auftritt, wenn das Hauptschaltungselement 2 eingeschaltet wird. Bei einer tatsächlichen Schaltungsoperation jedoch wird, da ein Rücksetzpuls an der Sekundärspule 11b des Treibertransformators 11 früher auftritt, als der H-Pegel-Ausgang an der Sekundärspule 4b des Haupttransformators 4 auftritt, die Ausschaltoperation des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6 durch den Rücksetzpuls der Sekundärspule 11b durchgeführt.
Der Schaltungsabschnitt, der die Diode 24, den Widerstand 25 und den Kondensator 26 aufweist, der in der Früh-Aus- Treiberschaltung 30 dieses Ausführungsbeispiels beinhaltet ist, weist eine Funktion auf, um die Breite des Rücksetzpulses zu erweitern, der an dem Treibertransformator 11 auftritt, um den Puls an das NOR-Gatter 23 zu senden. Bei dem in Fig. 8 gezeigten Beispiel ist, obwohl ein Logikelement das NOR-Gatter 23 aufweist, eine Schaltung, die den Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 ausschaltet, als eine Schaltung gebildet, die in der Früh-Aus- Treiberschaltung 30 enthalten ist, indem ein geeignetes Logikelement, wie z. B. ein Inverter oder ein NAND-Gatter, verwendet wird.
Fig. 9 zeigt einen Trennungswandler gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Bei jedem des ersten bis sechsten Ausführungsbeispiels ist als eine Ersatzschaltung die Eingangskapazität (Parasitärkapazität) des Hauptschaltungselementes 2 in Serie zu der Primärspule 11a des Treibertransformators 11 geschaltet, wobei die Eingangskapazität verwendet wird, um eine Pulsspannung an dem Treibertransformator 11 zu erzeugen. Bei dem siebten Ausführungsbeispiel jedoch ist ein externer Kondensator als ein Kondensator angeordnet, der eine Pulsspannung an einem Treibertransformator 11 erzeugt.
Anders ausgedrückt ist bei dem siebten Ausführungsbeispiel eine Serienschaltung, die die Primärspule 11a des Treibertransformators 11 und einen externen Kondensator 31 aufweist, parallel zu der Eingangskapazität eines Hauptschaltungselementes 2 geschaltet. Zusätzlich bildet die Serienschaltung der Primärspule 11a des Treibertransformators 11 und des externen Kondensators 31 eine LC-Resonanzschaltung. Die Kathode einer Diode 13 ist mit dem Ende zum Beginnen der Wicklung der Primärspule 11a verbunden und die Anode derselben ist mit dem Ende zum Beenden der Wicklung der Primärspule 11a verbunden. Die anderen Strukturteile sind die gleichen wie diejenigen bei dem ersten Ausführungsbeispiel und mit der gleichen Schaltungsoperation wie der bei dem ersten Ausführungsbeispiel, wobei der gleiche Vorteil wie derjenige bei dem ersten Ausführungsbeispiel bei dem siebten Ausführungsbeispiel erzielt werden kann. Bei der Schaltung, die in diesem Ausführungsbeispiel verwendet wird, kann die Bildung der Sekundärseitenschaltung des Haupttransformators 4 die gleiche wie die Sekundärseitenschaltungen sein, die in den Fig. 4, 6 und 8 gezeigt sind.
Die Schaltung, die bei jedem der oben beschriebenen Ausführungsbeispiele verwendet wird, weist zwei Transformatoren auf, die den Haupttransformator 4 und den Treibertransformator 11 umfassen. Obwohl die beiden Transformatoren einzelne Transformatoren unter Verwendung von separaten Kernen sein können, ist es ebenfalls möglich, den Haupttransformator 4 und den Treibertransformator 11 unter Verwendung eines einzelnen gemeinsamen Kerns zu bilden.
Wenn die beiden Transformatoren 4 und 11 unter Verwendung eines einzelnen Kerns zur Wicklung gebildet sind, um die Größe der Vorrichtung zu reduzieren, wird es bevorzugt, die Anzahl von Windungen des Treibertransformators 11 zu reduzieren. Ferner führt, wenn eine Struktur eines Kerns und einer Spule auf ein Substrat gedruckt ist, um zwei Transformatoren auf derselben unter Verwendung eines gemeinsamen Kerns zu bilden, da es Spezifizierungseinschränkungen bei der Breite der Spulenstruktur und dem Raum zwischen den Strukturen gibt, eine Erhöhung der Anzahl von Spulenstrukturen zu einem Anstieg der Größe des Transformators. So ist es, wenn die beiden Transformatoren 4 und 11 auf dem Substrat gebildet sind, vorzuziehen, die Anzahl von Windungen der Spulenstrukturen des Treibertransformators 11 zu reduzieren.
Wenn jedoch die Anzahl von Windungen zum Wickeln des Treibertransformators 11 und die Anzahl von Windungen von Strukturen desselben reduziert werden, ist die Anregungsinduktivität des Treibertransformators kleiner. Wenn z. B. die Schaltfrequenz des Hauptschaltungselementes 2 eine Frequenz von weniger als 1 MHz ist, wie z. B. einige 100 kHz, ist es schwierig, ein derartiges Niederfrequenzsignal von der Primärseite des Treibertransformators 11 zu der Sekundärseite desselben zu übertragen.
Diesbezüglich verwenden das erste bis sechste Ausführungsbeispiel die Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes 2, wobei das siebte Ausführungsbeispiel den Kondensator 31 verwendet, um eine Serien-LC-Resonanzschaltung mit der Primärspule 11a des Treibertransformators 11 zu bilden. Mit der Form eines Pulses, der eine schmale Breite aufweist, anders ausgedrückt durch ein Umwandeln eines Signals in die Form eines Hochfrequenzpulses, wird das Signal von der Primärseite des Treibertransformators 11 zu der Sekundärseite desselben übertragen. Deshalb ist es selbst in dem Fall einer Operation, bei der die Schaltfrequenz des Hauptschaltungselementes 2 gesetzt ist, um eine niedrige Frequenz von weniger als 1 MHz zu sein, z. B. 500 kHz, möglich, einen Rücksetzpuls von der Primärseite des Treibertransformators 11 mit Zuverlässigkeit gleichmäßig zu der Sekundärseite desselben zu übertragen.
Folglich können mit der oben beschriebenen Schaltungsstruktur jedes Ausführungsbeispiels der Haupttransformator 4 und der Treibertransformator 11 unter Verwendung eines einzelnen gemeinsamen Kerns gebildet werden, wobei die Anzahl von Spulen des Treibertransformators 11 so reduziert werden kann, daß eine kompakte Vorrichtung mit niedrigen Kosten mit einem minimierten Raum zum Anordnen eines Transformators erzeugt werden kann. Zusätzlich kann, während Schaltoperationen bei niedrigen Frequenzen durchgeführt werden, der Puls des Treibertransformators 11 ohne Ausfall zu der Früh-Aus-Treiberschaltung 30 übertragen werden, so daß die Zeitgebung zum Ausschalten des Kommutierungsseiten- Synchrongleichrichters 6 genau gesteuert werden kann, was einen wesentlichen Vorteil liefern kann.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die obigen Ausführungsbeispiele beschränkt und kann verschiedene Modifizierungen annehmen. Schaltungsstrukturen z. B., die verschiedene Kombinationen von Strukturen aufweisen, können durch ein Verändern einer Kombination der Primärschaltung und der Sekundärschaltung des Haupttransformators 4 verwendet werden (Hinzufügen von Veränderungen an den Schaltungsaufbau, falls unter den Umständen notwendig), wie in jedem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel gezeigt ist.
Ferner ist bei jedem der obigen Ausführungsbeispiele die Zeitgebung zum Ausschalten des Kommutierungsseiten- Synchrongleichrichters 6 gesetzt, um vor dem Einschalten des Hauptschaltungselementes 2 plaziert zu sein. Solange die Zeitgebung jedoch plaziert ist, bevor eine Drain- Spannung an dem Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 auftritt, ist jede Zeitgebung anwendbar. (Hinsichtlich der Drainspannung des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6 tritt eine positive Spannung einige 10 Nanosekunden später nach dem Einschalten des Hauptschaltungselementes 2 auf.)
Insbesondere gibt es z. B. eine Zeitverzögerung von etwa 20 Nanosekunden durch die Zeit, zu der der Treibertransformator 11 angeregt wird, um einen Rücksetzpuls auszugeben, nachdem ein AN-Signal eines Steuerungspulses von der PWM- Steuerungsschaltung 12 ausgegeben ist, wobei es z. B. eine Zeitverzögerung von etwa 20 Nanosekunden durch die Zeit gibt, zu der das Treiberschaltungselement 7 eingeschaltet ist, nachdem der Rücksetzpuls empfangen ist (durch die Zeit, zu der die Eingangskapazität des Treiberschaltungselementes 7 geladen wird). Zusätzlich gibt es z. B. eine Zeitverzögerung von etwa 20 Nanosekunden durch die Zeit, zu der die Ladung der Eingangskapazität des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6 freigegeben wird, um den Synchrongleichrichter 6, nachdem das Treiberschaltungselement 7 eingeschaltet ist.
Inzwischen gibt es eine Zeitverzögerung von einigen 10 Nanosekunden durch die Zeit, zu der die Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes 2 geladen ist, um das Hauptschaltungselement 2 einzuschalten, nachdem ein AN-Signal eines Steuerungspulses von der PWM-Steuerungsschaltung 12 ausgegeben wird, wobei es eine Zeitverzögerung von einigen 10 Nanosekunden aufgrund der Streuinduktivität des Transformators durch die Zeit gibt, zu der der Haupttransformator 4 angeregt wird, wobei die Drain-Spannung des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6 dadurch an der Sekundärspule 4b nach dem Einschalten des Hauptschaltungselementes 2 erscheint.
Als ein Ergebnis kann, wenn die Zeitverzögerung, die durch die Zeit auftritt, zu der der Kommutierungsseiten- Synchrongleichrichter 6 ausgeschaltet wird, nachdem das AN- Signal von der PWM-Steuerungsschaltung 12 ausgegeben ist, entworfen ist, um geringer als die Zeitverzögerung zu sein, die durch die Zeit auftritt, zu der die Drain-Spannung der Sekundärspule 4b an dem Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 auftritt, nachdem das AN-Signal von der PWM- Steuerungsschaltung 12 ausgegeben ist, der Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichter 6 ausgeschaltet werden, bevor der Gleichrichtungsseiten-Synchrongleichrichter 5 eingeschaltet wird. Mit dieser Anordnung kann das Auftreten eines Kurzschlußstroms aufgrund der Verzögerung beim Ausschalten des Kommutierungsseiten-Synchrongleichrichters 6 mit Zuverlässigkeit verhindert werden.
Ferner können bei jedem der obigen Ausführungsbeispiele, obwohl jedes der gezeigten Schaltungselemente für das Hauptschaltungselement 2, die Synchrongleichrichter 5 und 6 und das Treiberschaltungselement 7 ein N-Kanal-MOSFET ist, andere Arten von Schaltungselementen, wie z. B. ein P- Kanal-MOSFET, ein bipolarer Transistor und ein IGBT, ebenfalls verwendet werden.
Ferner kann eine Diode für den Gleichrichtungsseiten- Synchrongleichrichter 5 bei jedem der obigen Ausführungsbeispiele verwendet werden.
Ferner ist bei jedem der oben beschriebenen Ausführungsbeispiele die Schaltung eines Einzelausgang-Gleichspannungswandlers als ein Beispiel dargestellt. Ein Trennungs- Gleichspannungswandler der vorliegenden Erfindung jedoch kann ein Trennungs-Gleichspannungswandler mit mehreren Ausgängen (zwei oder mehr Ausgängen) sein.
Ferner kann bei jedem der oben beschriebenen Ausführungsbeispiele, obwohl das Beispiel eines Trennungs-Gleichspannungswandlers eines Resonanz-Rücksetz-Vorwärtswandlertyps dargestellt ist, die vorliegende Erfindung auf einen Trennungs-Gleichspannungswandler eines Sperr-Wandlertyps angewendet werden. Fig. 10 zeigt ein Beispiel. Die Schaltung, die in Fig. 10 gezeigt ist, ist ein Trennungs- Gleichspannungswandler eines Sperr-Wandlertyps mit einem Strom-Seriell-Modus. Diese Schaltung weist eine Struktur auf, bei der die Schaltung der Früh-Aus-Treiberschaltung 30 eines Resonanz-Rücksetz-Vorwärtswandlertyps, der bei dem sechsten Ausführungsbeispiel aus Fig. 8 verwendet ist, in einen Trennungs-Gleichspannungswandler eines Sperr- Wandlertyps eingebaut ist, wobei den gleichen Schaltungselementen wie denjenigen bei den Schaltungen der oben beschriebenen Ausführungsbeispiele die gleichen Bezugszeichen gegeben sind.
Die in Fig. 10 gezeigte Schaltung führt Schaltungsoperationen auf eine derartige Weise durch, daß, wenn das Hauptschaltungselement 2 in einem AN-Zeitraum-Zustand ist, eine elektromagnetische Energie an der Primärspule 4a des Haupttransformators 4 geladen wird, und, wenn das Hauptschaltungselement 2 ausgeschaltet ist, die geladene Energie mit der Sekundärseite des Haupttransformators 4 gekoppelt wird.
Die in Fig. 10 gezeigte Schaltung kann auch eine Reduzierung einer Schaltungseffizienz und das Auftreten eines Rauschens aufgrund einer Verzögerung beim Ausschalten des Synchrongleichrichters 6 durch ein Ausschalten des Synchrongleichrichters 6, bevor das Hauptschaltungselement 2 eingeschaltet wird, verhindern.
Während bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung offenbart sind, werden verschiedene Arten zum Ausführen der hierin offenbarten Prinzipien betrachtet, um innerhalb des Schutzumfangs der folgenden Ansprüche zu sein. Deshalb wird darauf verwiesen, daß der Schutzumfang der Erfindung nur so, wie in den Ansprüche dargelegt ist, eingeschränkt sein soll.

Claims

1. Ein Trennungstyp-Gleichspannungswandler mit folgenden Merkmalen:

einem Haupttransformator (4), der eine Primärseitenschaltung und eine Sekundärseitenschaltung trennt;

einem Hauptschaltungselement (2), das in der Primärseitenschaltung angeordnet ist, wobei das Hauptschaltungselement durch ein Laden und Entladen einer Eingangskapazität durch einen Steuerungspuls an- /ausgeschaltet wird; und

zumindest einem Synchrongleichrichter (6), der in der Sekundärseitenschaltung angeordnet ist, wobei der Synchrongleichrichter (6) durch ein Synchronisieren mit dem Anschalten des Hauptschaltungselementes (2) ausgeschaltet wird, wobei das Anschalten des Hauptschaltungselementes (2) und das Ausschalten des Synchrongleichrichters (6) synchronisiert sind, und wobei es das An-/Ausschalten des Hauptschaltungselementes (2) ermöglicht, daß Energie von der Primärseitenschaltung zu der Sekundärseitenschaltung gekoppelt wird, wobei die Sekundärseitenschaltung die Energie so gleichrichtet und glättet, daß eine Gleichspannung von einem Ausgangsende (10) ausgegeben wird,

wobei der Wandler ferner einen Treibertransformator (11) aufweist, wobei eine Primärspule (11a) des Treibertransformators (11) mit einem Pfad zum Laden der Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes (2) verbunden ist, und

wobei der Wandler ferner eine Früh-Aus-Treiberschaltung (30) für den Synchrongleichrichter (6), der auf einer sekundären Seite des Treibertransformators (11) angeordnet ist, aufweist, zum Ausschalten des Synchrongleichrichters (6), bevor die Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes (2) geladen wird, um das Hauptschaltungselement (2) anzuschalten, wenn das Hauptschaltungselement (2) mit dem Steuerungspuls versorgt wird, indem ein Sekundärseitenausgang des Treibertransformators (11) verwendet wird.

2. Der Trennungs-Gleichspannungswandler gemäß Anspruch 1, bei dem ein Anschaltesignal für den Synchrongleichrichter (6), der durch die Früh-Aus-Treiberschaltung (30) ausgeschaltet ist, durch einen Rücksetzpuls des Haupttransformators (4) geliefert wird.

3. Der Trennungs-Gleichspannungswandler gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem:

eine Totempfahl-Schaltung, die durch ein Verbinden des Emitters einen npn-Transistors (15) mit dem Emitter eines pnp-Transistors (16) gebildet ist, in einem Pfad zum Zuführen eines Steuerungspulses an das Hauptschaltungselement (2) angeordnet ist, wobei die Basen der Transistoren (15, 16) Steuerungspulszuführungsquellen sind;

eine Hilfsleistungsversorgung (14) mit einer Endseite der Primärspule (11a) des Treibertransformators (11) verbunden ist, um einen Ladepfad unter Verwendung eines Pfads zu bilden, der sich von der Hilfsleistungsversorgung (14) über die Primärspule (11a) des Treibertransformators (11) und den npn-Transistor (15) der Totempfahl-Schaltung zu der Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes (2) erstreckt; und

die Totempfahl-Schaltung einen Ausgang von der Hilfsleistungsversorgung (14) verstärkt, der zu der Primärspule (11a) des Treibertransformators (11) geliefert werden soll, wenn ein Steuerungspuls zum Anschalten des Hauptschaltungselementes (2) geliefert wird.

4. Der Trennungs-Gleichspannungswandler gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem:

der Synchrongleichrichter (6) ein Schaltungselement ist, das durch ein Laden und Entladen einer Eingangskapazität an- und ausgeschaltet wird; und

die Früh-Aus-Treiberschaltung (30) ein Treiberschaltungselement (7), das in einem Pfad zum Entladen der Eingangskapazität des Synchrongleichrichters (6) angeordnet ist, um den Synchrongleichrichter (6) durch ein Entladen der Eingangskapazität des Synchrongleichrichters (6) auszuschalten, wenn er angeschaltet ist, und eine Pulsbreitenerweiterungsschaltung (17, 18, 19) zum Senden einer Pulsausgabe der Sekundärspule (11b) des Treibertransformators (11), die ausgegeben wird, wenn das Hauptschaltungselement (2) angeschaltet wird, als ein Anschaltetreibersignal durch ein Erweitern der An- Periode des Hauptschaltungselementes (2) an das Treiberschaltungselement (7) aufweist.

5. Der Trennungs-Gleichspannungswandler gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem der Pfad zum Laden der Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes (2) mit einer momentanen Kurzschlußbetriebsschaltung (40) zum momentanen Kurzschließen der Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes (2) vor dem Anschalten des Hauptschaltungselements (2) verbunden ist, wenn es angeschaltet wird, um eine Spannung, die zu der Primärspule (11a) des Treibertransformators (11) geliefert wird, zu erhöhen, so daß die Ausgabe des Treibertransformators (11) verstärkt wird.

6. Der Trennungs-Gleichspannungswandler gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die Früh-Aus-Treiberschaltung (30) eine Logikschaltung (23) zum Umwandeln eines Pulssignals, das von dem Treibertransformator (11) ausgegeben wird, wenn das Hauptschaltungselement (2) angeschaltet wird, in ein Signal, das den Synchrongleichrichter (6) ausschaltet, aufweist.

7. Der Trennungs-Gleichspannungswandler gemäß Anspruch 4, bei dem der Synchrongleichrichter (6) einen kommutierenden Synchrongleichrichter aufweist, der angeordnet ist, um zu ausgewählten Zeiten einen Kurzschlußpfad über eine Sekundärwicklung (4b) des Haupttransformators (4) zu liefern.

8. Der Trennungs-Gleichspannungswandler gemäß Anspruch 7, der ferner einen weiteren Synchrongleichrichter aufweist, der einen gleichrichtenden Synchrongleichrichter (5) aufweist, der in Serie geschaltet mit der Sekundärwicklung (4b) des Haupttransformators (4) angeordnet ist, wobei der kommutierende Synchrongleichrichter (6) parallel zu der Serienschaltung angeordnet ist, die die Sekundärwicklung (4b) des Haupttransformators (4) und den gleichrichtenden Synchrongleichrichter (5) aufweist.

9. Ein Trennungs-Gleichspannungswandler mit folgenden Merkmalen:

einem Hauptschaltungselement (2), das in der Primärseitenschaltung angeordnet ist, wobei das Hauptschaltungselement (2) durch ein Laden und Entladen einer Eingangskapazität durch einen Steuerungspuls an- /ausgeschaltet wird; und

zumindest einem Synchrongleichrichter (6), der in der Sekundärseitenschaltung angeordnet ist, wobei der Synchrongleichrichter (6) durch ein Synchronisieren mit dem Anschalten des Hauptschaltungselementes (2) ausgeschaltet wird, wobei das Anschalten des Hauptschaltungselementes (2) und das Ausschalten des Synchrongleichrichters (6) synchronisiert sind, und wobei es das An-/Ausschalten des Hauptschaltungselementes (2) ermöglicht, daß Energie von der Primärseitenschaltung zu der Sekundärseitenschaltung gekoppelt wird, wobei die Sekundärseitenschaltung die Energie so gleichrichtet und glättet, daß eine Gleichspannung von einem Ausgangsende ausgegeben wird, und

wobei der Wandler ferner eine Serienschaltung aufweist, die eine Primärspule (11a) eines Treibertransformators (11) und einen Kondensator (31) aufweist, der mit einem Pfad zum Laden der Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes (2) parallel zu der Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes (2) verbunden ist, und

wobei der Wandler ferner eine Früh-Aus-Treiberschaltung (30) für den Synchrongleichrichter (6), der auf einer sekundären Seite des Treibertransformators (11) angeordnet ist, um den Synchrongleichrichter (6) auszuschalten, aufweist, bevor die Eingangskapazität des Hauptschaltungselementes (2) geladen wird, um das Hauptschaltungselement (2) anzuschalten, wenn das Hauptschaltungselement (2) mit dem Steuerungspuls versorgt wird, indem ein Sekundärseitenausgang des Treibertransformators (11) verwendet wird.