DE4328553A1 - Entfernungsmeßgerät nach dem Laufzeitprinzip - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Entfernungsmeßgerät nach dem Laufzeitprinzip unter Verwendung elektromagnetischer Wellen, vorzugsweise von Lichtwellen, mit min­ destens einem, eine Lichtwelle aussendenden Lichtsender, mit einem die Ampli­ tude der Lichtwelle mittels eines Amplitudenmodulationssignals modulierenden Sendepulsgenerator, mit mindestens zwei am Ende einer Lichtstrecke angeord­ neten, ein Signal liefernden Lichtempfängern, mit einer ein Signal verarbei­ tenden Verarbeitungsstrecke und mit einem die Signale im Gegentakt auf die Verarbeitungsstrecke schaltenden Umschaltgenerator, wobei ein am Ende einer Meßlichtstrecke angeordneter, ein Meßsignal liefernder Meßlichtempfänger an­ geordnet ist, ein am Ende einer Referenzlichtstrecke angeordneter, ein Refe­ renzsignal liefernder Referenzlichtempfänger angeordnet ist und das Empfangs­ element des Meßlichtempfängers und des Referenzlichtempfängers aus je einer Photodiode besteht.

Entfernungsmeßgeräte basieren auf dem Prinzip, daß bei bekannter Laufzeit eines Signals durch ein Medium über eine Entfernung und gleichzeitig bekann­ ter Ausbreitungsgeschwindigkeit des Signals in diesem Medium sich die Ent­ fernung als Produkt von Ausbreitungsgeschwindigkeit und Laufzeit ergibt. Im vorliegenden Fall wird das sich ausbreitende Signal von elektromagnetischen Wellen, vorzugsweise von Lichtwellen, gebildet. Breiten sich im hier vorge­ schlagenen Verfahren die Lichtwellen in einem homogenen Medium, z. B. Luft oder Wasser aus, so ist die Entfernungsbestimmung bei Kenntnis der Laufzeit ohne weiteres möglich, wenn die Ausbreitungsgeschwindigkeit von Lichtwellen in dem homogenen Medium berücksichtigt wird.

Eine wesentliche Problematik der Entfernungsmessung nach dem Laufzeitprinzip unter Verwendung von Lichtwellen liegt in der extrem hohen Ausbreitungsge­ schwindigkeit von 300.000 km/s, die eine extrem hoch aufgelöste Messung der Laufzeit erforderlich macht. Um diese hoch aufgelöste Zeitmessung durchzu­ führen, sind in der Vergangenheit verschiedene Verfahren vorgeschlagen worden. Diese Verfahren lassen sich im wesentlichen in zwei Entwicklungsrichtungen un­ terscheiden. Man spricht - begrifflich nicht ganz präzise - einerseits von dem Dauerstrichverfahren, andererseits von dem Pulsverfahren. Beim Dauerstrichver­ fahren wird die Amplitude der Lichtwelle mit einer Frequenz im Hochfrequenz­ bereich moduliert. Dabei wird die Modulationsfrequenz so gewählt, daß die Mo­ dulationswellenlänge - also nicht die Lichtwellenlänge - in einem Bereich liegt, der zumindest größenordnungsmäßig dem Bereich der zu messenden Ent­ fernung entspricht - da dieser häufig durch die Anwendung nicht genügend ein­ geschränkt werden kann, werden regelmäßig zwei oder mehrere Modulations­ frequenzen nacheinander gewählt. Die Laufzeitbestimmung des Meßsignals erfolgt nun aus dem Phasenvergleich der Modulation der ausgesandten Lichtwelle mit der Modulation der einlaufenden Lichtwelle. Dem gegenüberzustellen ist das Puls­ verfahren, bei welchem zwar auch die Amplitude der Lichtwelle moduliert wird, jedoch die Modulation pulsförmig mit anschließender längerer Unterbrechung - also wesentlich niedrigerer Modulationsfrequenz - erfolgt. Bei diesem Verfah­ ren wird - bildlich gesprochen - tatsächlich die Zeit gestoppt, die zwischen dem Aussenden und dem Einlaufen des Lichtsignals verstreicht.

Sowohl das Dauerstrichverfahren, vgl. DE-OS 22 29 339, DE-PS 24 20 194, DE-PS 31 20 274, GB-PS 1 585 054, US-PS 4,522,992, US-PS 4,403,857, US-PS 4,531,833, als auch das Pulsverfahren, vgl. DE-OS 20 23 383, DE-OS 21 12 325, DE-OS 26 49 354, DE-PS 31 03 567, EP-OS 0 015 566, US-PS 3,428,815, US-PS 3,503,680, US-PS 3,900,261, weisen verfahrensbedingte Vor- bzw. Nachteile auf, die zu ver­ schiedenen Lösungsvorschlägen in den zitierten Druckschriften geführt haben.

Ein grundsätzliches Problem ist jedoch beiden Verfahren gleichermaßen zueigen. Aufgrund der extrem kurzen Laufzeiten die es zu bestimmen gilt, spielen neben der Laufzeit der Lichtwelle ebenso die Laufzeiten der elektronischen Signale in der zugehörigen Schaltung eine maßgebliche, die Meßgenauigkeit beeinträch­ tigende Rolle. Das eigentliche Problem besteht darin, daß sich die elektri­ schen Laufzeiten innerhalb der Schaltung infolge von Temperaturschwankungen und Alterungserscheinungen verändern - sie driften. Somit ist eine Eichung des Entfernungsmeßgerätes, welche die elektronischen Laufzeiten berücksichtigt, allein im Produktionsprozeß nicht ausreichend. Die häufig vorgeschlagene Lö­ sung für dieses Problem besteht darin, die Lichtwelle neben ihrer Aussendung über die Meßlichtstrecke außerdem über eine Referenzlichtstrecke bekannter Län­ ge auszusenden. Da mit der Länge der Referenzlichtstrecke ebenfalls die Lauf­ zeit der Lichtwelle über die Referenzlichtstrecke bekannt ist, kann man somit die elektronische Laufzeit errechnen und aus der Laufzeit der Lichtwelle über die Meßlichtstrecke eliminieren. Da diese "Eichung" während des Meßvorganges mit einer Frequenz ungefähr im Kilohertzbereich durchgeführt wird, können so sämtliche Ungenauigkeiten durch verschiedene Drifterscheinungen vermieden wer­ den. In Strenge ist dies jedoch nur der Fall, wenn sowohl das elektrische Meß­ signal als auch das elektrische Referenzsignal in der elektrischen Schaltung exakt denselben elektrischen Weg zurücklegen. Dies hat zur Folge, daß zur Aus­ sendung und zum Empfang sowohl des Meßlichtsignales als auch des Referenzlicht­ signales nur ein Lichtsender - üblicherweise eine Leuchtdiode - und nur ein Emp­ fangselement - üblicherweise eine Photodiode - eingesetzt werden darf. Daraus resultiert jedoch, daß die Lichtwelle abwechselnd auf die Meßlichtstrecke und die Referenzlichtstrecke umgeleitet werden muß. Bei Verfahren, die heutzutage ein Entfernungsmeßgerät mit nur einem Lichtsender und einem Empfangselement realisieren, erfolgt das Umlegen der Lichtwelle von der Meßlichtstrecke auf die Referenzlichtstrecke und umgekehrt über optomechanische Schalter. Dieses kostenaufwendige und verschleißanfällige Verfahren läßt sich bis heute nicht vermeiden, da optomechanische Bauelemente bislang nicht in ausreichender Stückzahl und zu angemessenen Preisen erhältlich sind. Bei den bekannten Ver­ fahren wird das geschilderte Problem dadurch gelöst, daß entweder ein zweiter Lichtsender oder ein zweites Empfangselement vorgesehen wird.

Bei dem bekannten Verfahren, von dem die Erfindung ausgeht, vgl. DE-OS 34 29 062, sind zwei Empfangselemente vorgesehen. Um den Nachteil aufzuheben, daß zwei Em­ pfangselemente natürlich auch wiederum zwei unterschiedliche Drifteigenschaften - insbesondere durch Temperaturunterschiede - aufweisen, wird die nachfolgende der Verarbeitung des Empfangssignals dienende Schaltung von beiden Empfangsele­ menten alternierend benutzt. Im Stand der Technik von dem die Erfindung aus­ geht, wird dies dadurch realisiert, daß beide Empfangselemente, hier Photodioden, abwechselnd von jeweils einem im elektrischen Weg hinter der Photodiode ange­ ordneten elektronischen Schalter mit der Verarbeitungsstrecke verbunden wer­ den.

Elektronische Schalter weisen nun jedoch den Nachteil auf, daß sie den Signal­ weg nicht wirklich vollständig unterbrechen, wie es beispielsweise bei mecha­ nischen Schaltern der Fall ist. Die Folge daraus besteht bei der Schaltung ge­ mäß dem Stand der Technik von dem die Erfindung ausgeht darin, daß ein stän­ diges "Übersprechen" des eigentlich abgeschalteten Signals auf das eingeschal­ tete Signal erfolgt und somit die Meßgenauigkeit reduziert wird.

Ein weiteres die Meßgenauigkeit bei bekannten Entfernungsmeßgeräten nach dem Laufzeitprinzip beeinträchtigendes Problem liegt in der hohen Dynamik der Lichtsignale. Sowohl bei dem Dauerstrichverfahren als auch bei dem Pulsver­ fahren beeinflußt die Reflektionsfähigkeit des Meßobjektes sehr stark die In­ tensität des reflektierten Signales. Diese hohe Dynamik stellt an die die Signale verarbeitenden Verarbeitungsschaltungen extrem hohe Ansprüche.

Weiter besteht - nur bei den bekannten Entfernungsmeßgeräten nach dem Dauer­ strichverfahren - das Problem, daß durch die Umschaltung der Amplitudenmodu­ lationsfrequenzen - welche aus den oben beschriebenen Gründen erfolgt - ein Phasendetektor, der die Phasendifferenz zwischen ausgesandtem und empfangenem Signal ermittelt, auf zwei unterschiedlichen, meist weit auseinanderliegenden Frequenzen arbeiten muß. Hierdurch kann nicht eine optimale Abstimmung des Phasendetektors auf eine feste Frequenz erfolgen, was eine reduzierte Meßge­ nauigkeit des Phasendetektors und damit der Entfernungsmessung zur Folge hat.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Meßgenauigkeit der bekannten Ent­ fernungsmeßgeräte deutlich zu verbessern.

Das erfindungsgemäße Entfernungsmeßgerät, bei dem die zuvor aufgezeigte Auf­ gabe gelöst ist, ist nach einer ersten Lehre der Erfindung dadurch gekennzeich­ net, daß der Meßlichtempfänger und der Referenzlichtempfänger durch Vorspan­ nung der jeweiligen Photodiode in Sperrichtung oder Durchlaßrichtung aktiviert oder deaktiviert sind.

Eine Photodiode liefert einen Photostrom proportional zur empfangenen Licht­ leistung, der aufgrund der extremen Hochohmigkeit des Sperrzustandes im Normal­ betrieb der Photodiode für die weitere Nutzung praktisch vollständig zur Ver­ fügung steht. Bei einer Polung der Photodiode in Durchlaßrichtung verschwindet diese Sperrschicht vollständig. Beim Übergang der Photodiode vom Sperrzustand (z. B. 10 . . 20 Volt in Sperrichtung) in den Durchlaßzustand (bei z. B. 10 mA bzw. 0,8 Volt in Durchlaßrichtung) ändert sich der ohmsche Widerstand von ei­ nigen 10⁶ Ohm in den Bereich von ca. 3-5 Ω. Damit wird die Photostromquelle praktisch kurzgeschlossen, so daß sie nach außen für die übrige Beschaltung nahezu unwirksam wird. Hierdurch wird das übersprechen des Signales von dem deaktivierten Lichtempfänger auf den aktivierten Lichtempfänger stark redu­ ziert, man spricht auch von einem vergrößerten Störabstand.

Die Erfindung betrifft weiter ein Entfernungsmeßgerät nach dem Laufzeitprinzip unter Verwendung elektromagnetischer Wellen, vorzugsweise von Lichtwellen, mit mindestens einem eine Lichtwelle aussendendem Lichtsender, mit einem die Am­ plitude der Lichtwelle mittels eines Amplitudenmodulationssignals modulieren­ den Sendepulsgenerator und mit mindestens einem am Ende einer Lichtstrecke an­ geordneten ein Signal liefernden Lichtempfänger.

Die zuvor erläuterte Aufgabe ist nach einer zweiten Lehre der Erfindung bei einem beschriebenen Entfernungsmeßgerät dadurch gelöst, daß ein die Leistung des jeweiligen Lichtsenders beeinflussender Regler die Amplitude des jeweili­ gen Signals auf einen vorgegebenen Wert regelt.

Als Folge einer bekannten Amplitude der Signale kann die nachfolgende Verarbei­ tungselektronik über einen sehr hohen Dynamikbereich der reflektierten Licht­ intensität präzise arbeiten. Der Regler fängt die Amplitudenschwankungen auf.

Die Erfindung betrifft weiter ein Entfernungsmeßgerät nach dem Laufzeitprinzip unter Verwendung elektromagnetischer Wellen, vorzugsweise von Lichtwellen, mit mindestens einem die Lichtwelle aussendendem Lichtsender, mit einem die Ampli­ tude der Lichtwelle mittels eines Amplitudenmodulationssignals modulierenden Sendepulsgenerator, mit mindestens einem am Ende einer Lichtstrecke angeord­ neten, ein Signal liefernden Lichtempfänger, mit einem ein Mischsignal erzeu­ genden Mischsignalgenerator, mit einem das Mischsignal mit einem Signal mischen­ den ersten Mischer, mit einem das Mischsignal mit dem Amplitudenmodulations­ signal mischenden zweiten Mischer und mit einem die Phasendifferenz zwischen Signal und dem Amplitudenmodulationssignal bestimmenden Phasendifferenzdetek­ tor, wobei der Sendepulsgenerator alternierend zwei Amplitudenmodulations­ frequenzen liefert.

Die zuvor erläuterte Aufgabe ist nach einer dritten Lehre der Erfindung bei einem beschriebenen Entfernungsmeßgerät dadurch gelöst, daß entweder die Mischfrequenz der Hälfte der Differenz beider Amplitudenmodulationsfrequenzen entspricht oder die Mischfrequenz und die Amplitudenmodulationsfrequenz alter­ nierend vertauscht werden.

Infolge der vorgeschlagenen Wahl der Verhältnisse von Mischfrequenz zu den Amplitudenmodulationsfrequenzen ergibt sich, daß in dem Gesamtsignal nach dem Mischer immer eine Komponente mit einer einheitlichen Gesamtfrequenz enthal­ ten ist. Dies ermöglicht es dem Phasendifferenzdetektor auch bei unterschied­ lichen Amplitudenmodulationsfrequenzen auf einer festen Frequenz, der Gesamt­ frequenz, zu arbeiten. Dadurch ergibt sich der Vorteil, daß der Phasendiffe­ renzdetektor genau nur auf diese eine Frequenz abgestimmt werden muß, woraus wiederum eine erhöhte Meßgenauigkeit resultiert. Durch das "Heruntermischen" der höheren Amplitudenmodulationsfrequenz ergibt sich außerdem, daß der Phasen­ detektor nur eine reduzierte Genauigkeit aufweisen muß, da eine identische Phasenverschiebung bei dem "heruntergemischten" Signal einer größeren Zeit­ spanne entspricht.

In der Zeichnung zeigen

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines gemäß einer ersten bzw. zweiten Lehre der Erfindung,

Fig. 2 ein teilweise schematisiertes Funktionsschaltbild eines Entfernungs­ meßgerätes,

Fig. 3a) und b) eine erste bzw. zweite Ausführungsform einer Lichtempfangsschaltung eines Entfernungsmeßgerätes gemäß einer ersten Lehre der Erfindung und

Fig. 4 eine ein Entfernungsmeßgerät gemäß einer dritten Lehre der Erfindung ergebende Erweiterung des Blockschaltbildes gemäß Fig. 1.

Das in Fig. 1 dargestellte Entfernungsmeßgerät 1 gemäß der ersten Lehre der Erfindung - das Entfernungsmeßgerät 1 gemäß der zweiten Lehre der Erfindung ergibt sich nach Durchziehen der gestrichelten Verbindungslinien - arbeitet nach dem Laufzeitprinzip unter Verwendung elektromagnetischer Wellen. Weiterhin wird ohne daß dies als Einschränkung zu begreifen ist - immer von Lichtwellen gesprochen.

Mit dem erfindungsgemäßen Entfernungsmeßgerät 1 wird die Entfernung zwischen dem Entfernungsmeßgerät 1 und einem Meßobjekt 2 mittels der Bestimmung der Laufzeit von Lichtwellen vom Entfernungsmeßgerät 1 zum Meßobjekt 2 und zurück bestimmt. Hierzu weist das Entfernungsmeßgerät 1 einen eine Lichtwelle aussen­ denden Lichtsender 3, einen die Amplitude der Lichtwelle mittels eines Ampli­ tudenmodulationssignals modulierenden Sendepulsgenerator 4, zwei am Ende einer Lichtstrecke angeordnete, ein Signal liefernde Lichtempfänger 5, 6 eine die Signale verarbeitende Verarbeitungsstrecke 7 und einen die Signale im Gegen­ takt - also abwechselnd - auf die Verarbeitungsstrecke schaltenden Umschalt­ generator 8 auf.

Bei dem erfindungsgemäßen Entfernungsmeßgerät 1 ist ein am Ende einer Meßlicht­ strecke angeordneter, ein Meßsignal liefernder Meßlichtempfänger 5 und ein am Ende einer Referenzlichtschranke angeordneter, ein Referenzsignal liefernder Referenzlichtempfänger 6 vorgesehen. Damit ist hier die Kombination aus einem Lichtsender 3 und zwei Lichtempfängern 5, 6 beschrieben und dargestellt. Denk­ bar ist ebenso die Kombination aus zwei Lichtsendern aus zwei Lichtempfängern.

Wie in Fig. 1 dargestellt, werden die jeweiligen Empfangselemente des Meß­ lichtempfängers 5 und des Referenzlichtempfängers 6 als Photodioden 10, 11 ausgeführt. Die verwandten Photodioden 10, 11 sind vorzugsweise so auszu­ wählen, daß ihre spektrale Empfindlichkeit ein Maximum im Bereich der Fre­ quenz der von dem Lichtsender 3 ausgesuchten Lichtwelle aufweist. Als Licht­ sender wird im vorliegenden Fall wegen der erforderlichen Augensicherheit beim Dauerstrichverfahren vorzugsweise eine Leuchtdiode eingesetzt. Es ist jedoch wie beim Pulsverfahren möglich, diese Leuchtdiode durch eine Laserdiode zu er­ setzen.

Während in Fig. 1 nur angedeutet ist, daß der Meßlichtempfänger 5 und der Re­ ferenzlichtempfänger 6 gemäß der ersten Lehre der Erfindung durch Vorspannung der jeweiligen Photodiode 10, 11 in Sperrichtung oder Durchlaßrichtung akti­ viert oder deaktiviert wird, zeigt dies Fig. 2 deutlich. Durch die antivalente Ausgabe von positiven oder negativen Spannungen an beiden Ausgängen des Um­ schaltgenerators 8 werden die beiden Photodioden 10, 11 antivalent in Durch­ laßrichtung oder in Sperrichtung gepolt.

Die bisherigen Erläuterungen waren sowohl für erfindungsgemäße Entfernungs­ meßgeräte nach dem Dauerstrichverfahren als auch nach dem Pulsverfahren gül­ tig. Die weiteren Erläuterungen beziehen sich nunmehr lediglich auf erfin­ dungsgemäße Entfernungsmeßgeräte nach dem Dauerstrichverfahren, dies soll je­ doch nicht als Einschränkung der Lehre des ersten Lösungsbeispiels auf Entfer­ nungsmeßgeräte nach dem Dauerstrichverfahren verstanden werden. Es soll weiter noch angemerkt werden, daß eine Anwendung des Schaltens der Lichtempfänger durch Aktivieren oder Deaktivieren der Photodiode auch in anderen mit Lichtwellen arbeitenden Geräten, z. B. Lichtschranken, denkbar ist. Hierbei kann unter Um­ ständen auch die Anordnung einer einzelnen Photodiode sinnvoll sein.

Das Ziel der ersten Lehre der Erfindung ist es, den Einfluß von Bauteildriften auf die Genauigkeit der Entfernungsmessung zu vermeiden. Da der Meßlichtem­ pfänger 5 und der Referenzlichtempfänger 6 separat aufgebaut sind, müssen die­ se zur zusätzlichen Vermeidung unterschiedlichen Driftverhaltens möglichst identisch aufgebaut sein. Diese Forderung ist für alle Bauteile des Meßlicht­ empfängers 5 und des Referenzlichtempfängers 6 gültig.

Der Meßlichtempfänger 5 und der Referenzlichtempfänger 6 weisen nun zu den Photodioden 10, 11 zusätzlich je einen Signalverstärker 12, 13 auf. Die Sig­ nalverstärker 12, 13 werden hierbei gleichzeitig mit den Photodioden 10, 11 von dem Umschaltsignal des Umschaltgenerators 8 aktiviert bzw. deaktiviert. Die Signalverstärker 12, 13 sorgen einerseits für eine Verstärkung des Meß­ signals und des Referenzsignals, andererseits vergrößern sie dadurch, daß sie zusätzlich zu den Photodioden 10, 11 von dem Umschaltsignal des Umschaltgene­ rators 8 aktiviert bzw. deaktiviert werden für eine weitere Vergrößerung des Störabstandes zwischen dem aktivierten Lichtempfänger und dem deaktivierten Lichtempfänger.

Der wesentliche Bestandteil der Signalverstärker 12, 13 besteht aus je einem Verstärkertransistor. Die erste Alternative besteht darin, den Verstärkertran­ sistor als Bipolartransistor 14, 15 auszuführen. Diesem Bipolartransistor 14, 15 wird nun jeweils ein frequenzabhängiger Basisvorwiderstand vorgeschaltet. Dabei hat dieser Basisvorwiderstand die Eigenschaft, einen hohen Gleichstrom­ widerstand aufzuweisen und bei der Amplitudenmodulationsfrequenz des Amplitu­ denmodulationssignals einen besonders geringen Wechselstromwiderstand aufzu­ weisen. Der Basisvorwiderstand ist notwendig, um einen zu hohen Basisstrom, verursacht durch das anliegende Umschaltsignal, zu verhindern. Gleichzeitig soll jedoch die mit der Amplitudenmodulationsfrequenz anliegende Photospannung der Photodioden 10, 11 möglichst ungehindert zwischen Basis und Emitter der Bipolartransistoren 14, 15 anliegen. Die zweite Alternative besteht darin, die Verstärkertransistoren als Dual-Gate-MOSFET′s 16, 17 auszubilden. Besonders vorteilhaft ist es hierbei, ein Gate des jeweiligen Dual-Gate-MOSFET′s 16, 17 separat mit dem Umschaltgenerator 8 zu verbinden. Durch diese Maßnahme erreicht man, daß der deaktivierte Lichtempfänger einen weiter erhöhten Störabstand zu dem aktivierten Lichtempfänger aufweist.

Weiter wird das erfindungsgemäße Entfernungsmeßgerät 1 dahingehend ausgeführt, daß sowohl der Meßlichtempfänger 5 als auch der Referenzlichtempfänger 6 je ein frequenzselektives Netzwerk aufweisen. Dieses frequenzselektive Netzwerk sorgt zunächst für eine - wenn auch relativ breitbandige - Filterung der Rausch­ anteile des Meßsignals bzw. des Referenzsignals. Weiter sorgt ein frequenzselek­ tives Netzwerk bei entsprechender Anpassung an den Signalverstärker 12, 13 für ein günstiges Rauschverhalten und konstante Arbeitspunkte der Verstärkertran­ sistoren. Das frequenzselektive Netzwerk ist so auszuführen, daß es nur mini­ male Driften verursacht.

Eine Ausführung des frequenzselektiven Netzwerkes, die sämtliche gestellten Anforderungen gut erfüllt, ist die als kurzgeschlossene λ/4 Leitung 18, 19. Zur Abstimmung des gesamten Lichtempfängers 5, 6 kann es sinnvoll sein, die λ/4 Leitung mit einer geringfügig von λ/4 abweichenden Länge auszuführen. Weiter kann das frequenzselektive Netzwerk in Form eines bedämpften Schwingkreises 20, 21 ausgeführt sein, wie er in Fig. 2 angedeutet ist. Um hierbei eine tem­ peraturabhängige Drift zu vermeiden, werden die Induktivitäten in den bedämpften Schwingkreisen 20, 21 jeweils in Form einer Luftspule 22, 23 ausgebildet. Durch die Verwendung einer Luftspule 22, 23 statt einer Spule mit ferromagnetischem Material wird eine Temperaturabhängigkeit der Induktivität der Spule vermie­ den.

Beide Signalwege werden nach Verlassen des Meßlichtempfängers 5 bzw. des Re­ ferenzlichtempfängers 6 auf der Verarbeitungsstrecke 7 zusammengeführt. Hier wird das jeweilige Signal zunächst in einem Schmalbandverstärker 24 von Rausch­ anteilen neben der Amplitudenmodulationsfrequenz befreit und gleichzeitig ver­ stärkt. Die schmalbandige Filterung erfolgt erst auf der von beiden Signalen gleichermaßen durchlaufenen Verarbeitungsstrecke 7, da die Gruppenlaufzeit der Signale mit zunehmender Schmalbandigkeit stärker von den Eigenschaften des Signalweges abhängt, somit also auch einer stärkeren Driftneigung unter­ liegt. Dies spielt bei den mit der Umschaltfrequenz abwechselnd auf die Ver­ arbeitungsstrecke geschalteten Meßsignale bzw. Referenzsignale durch die Ver­ wendung einer gemeinsamen Verarbeitungsstrecke 7 keine Rolle mehr.

Ähnliches gilt für den ebenfalls in der Verarbeitungsstrecke 7 angebrachten Begrenzerverstärker 25. Der Begrenzerverstärker 25 verstärkt das Meßsignal bzw. das Referenzsignal weiter und begrenzt dabei die Amplitude auf eine un­ ter der durch die Verstärkung erreichten Maximalamplituden liegende Grenz­ amplitude und liefert so ein einem Rechtecksignal angenähertes Signal.

Weiter weist das Entfernungsmeßgerät 1 einen die Phasendifferenz zwischen dem Amplitudenmodulationssignal und dem Meßsignal oder dem Referenzsignal bestim­ menden Phasendifferenzdetektor 26 auf. Dieser Phasendifferenzdetektor 26 lie­ fert die jeweiligen Phasendifferenzen zwischen dem Amplitudenmodulationssignal und dem Meßsignal oder dem Amplitudenmodulationssignal und dem Referenzsignal an eine die Ergebnisse des Phasendetektors speichernde und ein Meßresultat ausgebende Auswerteeinheit 27. Die Auswerteeinheit 27 ist mit dem Umschalt­ generator 8 verbunden, so daß sie über das Umschaltsignal feststellen kann, welche Phasendifferenz hier der Phasendifferenzdetektor 26 gerade liefert. Die Ausgabe des Meßresultates von der Auswerteeinheit 27 kann entweder über ein direkt angeschlossenes Display erfolgen oder über eine Schnittstelle an eine mikroprozessorgesteuerte Zentraleinheit.

Im folgenden wird der elektrische Ablauf beim Aktivieren bzw. Deaktivieren der Lichtempfänger 5, 6 anhand der Fig. 2 näher beschrieben. Der Umschaltgenerator liefert an seinen beiden Ausgängen antivalent ein positives bzw. ein negatives Potential gegen Masse. Die Umschaltflanke von dem positiven Signal auf das negative Signal wird in den vollständig symmetrisch aufgebauten Lichtempfängern zunächst von je einem aus Kondensatoren 28, 29 und Widerständen 30, 31 gebilde­ ten Tiefpaßfilter geglättet. Liegt nun ein positives Signal an der Katode der Photodiode 10, 11, so ist die Photodiode 10, 11 somit gesperrt, also aktiviert.

Dabei ist maßgeblich, daß die Anode der Photodiode 10, 11 über die kurzgeschlos­ sene λ/4 Leitung 18, 19 gleichspannungsmäßig an Masse liegt. Bei dem jeweils anderen Lichtempfänger liegt gleichzeitig eine negative Spannung an der Katode der Photodiode 11, 10 an. Somit ist die Photodiode 11, 10 über die kurzge­ schlossene λ/4 Leitung 18, 19 in Durchlaßrichtung gepolt, also deaktiviert. Die an der Katode der aktivierten Photodiode 10, 11 anliegende positive Span­ nung liegt über den aus den Widerständen 32, 33 gebildeten Basisvorständen an der Basis des jeweiligen Bipolartransistors 14, 15 an, da die Kondensatoren 28, 29 gleichspannungsmäßig einen unendlichen Widerstand darstellen. Da der Emitter des Bipolartransistors 14, 15 ebenfalls über den Mantel eines, die λ/4 Leitung bildenden, Koaxialkabels mit Masse verbunden ist, ist der Bi­ polartransistor 14, 15 somit "aktiviert". Die von der Photodiode 10, 11 empfan­ gene Lichtintensität wird somit in ein Hochfrequenzsignal umgewandelt und ge­ langt über den Kondensator 34, 35 zwischen der Anode der Photodiode 10, 11 und der Basis des Bipolartransistors 14, 15 zu dem jeweiligen Bipolartransistor 14, 15 und wird dort verstärkt. Hierbei liegt die Katode der Photodiode 10, 11 über den mit dem Mantel des Koaxialkabels verbundenen Kondensator 28, 29 wechsel­ spannungsmäßig auf Masse. Umgekehrt liegt der Fall, wenn an der Basis des Bi­ polartransistors 15, 16 über den Basisvorwiderstand eine negative Spannung an­ liegt. Dann nämlich ist der Bipolartransistor 15, 16 gesperrt, also "deakti­ viert". Die Kollektoren der Bipolartransistoren 14, 15 sind direkt miteinander verbunden. Dieser Verbindungspunkt ist wieder mit dem Emitter eines Transistors 36 verbunden, dessen Basis mit dem Pluspol einer Gleichspannungsquelle 37 ver­ bunden ist und dessen Kollektor einerseits mit dem Schmalbandverstärker 24 und dem Begrenzerverstärker 25 verbunden ist und andererseits über die Parallel­ schaltung einer Spule 38 und eines Kondensators 39 mit dem Pluspol einer Ver­ sorgungsgleichspannungsquelle verbunden ist.

Im folgenden werden anhand der Fig. 3a) und b) zwei Ausführungsbeispiele der elektrischen Schaltung des Meßlichtempfängers 5 und des Referenzlichtempfängers 6 beschrieben.

Fig. 3a) zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel für eine Schaltung des Meßlicht­ empfängers 5 und des Referenzlichtempfängers 6 in Bipolartechnik. Der Schal­ tungsaufbau ist bis auf eine später noch beschriebene Ausnahme bis zum Ver­ bindungspunkt der Kollektoren der Bipolartransistoren 14, 15 vollständig symmetrisch. In der vorliegenden Schaltung sind die Emitter der Bipolartran­ sistoren 14, 15 über eine Parallelschaltung aus jeweils einem Kondensator 40, 41 und jeweils einem Widerstand 42, 43 mit Masse verbunden. Die jeweilige Basis der Bipolartransistoren 14, 15 ist über Widerstände 44, 45 mit den Ka­ toden der Photodioden 10, 11 verbunden. Die Anoden der Photodioden 10, 11 sind einerseits über kurzgeschlossene λ/4 Leitungen 18, 19 mit Masse verbunden und andererseits über Kondensatoren 46, 47 mit den Basen der Bipolartransistoren 14, 15 verbunden. Außerdem ist die Anode der Photodioden 10, 11 über jeweils einen Kondensator 48, 49, der hier jeweils im wesentlichen die parasitären Kapazitäten der Photodioden 10, 11 repräsentiert, mit der jeweiligen Katode der Photodioden 10, 11 verbunden. An der Katode der Photodioden 10, 11 liegt über Widerstände 50, 51 das positive Potential einer Versorgungsgleichspannungs­ quelle an. Gleichzeitig ist die Katode der Photodioden 10, 11 jeweils über Kondensatoren 52, 53 mit Masse verbunden. Weiter ist die Katode der Photodio­ den 10, 11 mit dem Kollektor je eines Transistors 54, 55 verbunden. Die Basis der Transistoren 54, 55 ist über jeweils einen Widerstand 56, 57 mit jeweils einem der Ausgänge des Umschaltgenerators B verbunden. Gleichzeitig ist die Basis der Transistoren 54, 55 jeweils über Kondensatoren 58, 59 mit Masse ver­ bunden. Die Emitter beider Transistoren 54, 55 sind über zwei Widerstände 60, 61 miteinander verbunden. Die Verbindung der beiden Widerstände 60, 61 ist gleichzeitig über einen Kondensator 62 mit Masse und über eine Konstantstrom­ quelle 63 mit dem negativen Potential einer Versorgungsgleichspannungsquelle verbunden. Die bereits angesprochene Unsymmetrie besteht nun darin, daß der mit dem positiven Potential der Versorgungsgleichspannungsquelle verbundene Widerstand 51 über einen Widerstand 64 mit der Basis eines Transistors 65 verbunden ist, wobei der Emitter des Transistors 65 mit dem Verbindungspunkt der Kollektoren der Bipolartransistoren 14, 15 und über einen Widerstand 66 mit dem positiven Potential der Versorgungsspannungsquelle verbunden ist. Wei­ ter ist die Basis des Transistors 65 über eine Parallelschaltung eines Wider­ standes 67 und eines Kondensators 68 mit Masse verbunden. Der Kollektor des Transistors 65 ist über einen aus einer Spule 69 einem Widerstand 70 und einem Kondensator 71 bestehenden bedämpften Schwingkreis mit dem negativen Pol der Versorgungsgleichspannungsquelle verbunden. Außerdem ist der Kollektor des Transistors 65 weiter mit der Verarbeitungsstrecke 7 verbunden.

Fig. 3b) zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel für eine Schaltung des Meß­ lichtempfängers 5 und des Referenzlichtempfängers 6 mit Dual-Gate-MOSFET′s 16, 17 als Verstärkertransistoren. Der Schaltungsaufbau ist wiederum bis auf eine später noch beschriebene Ausnahme bis zum Verbindungspunkt des Meßlicht­ empfängers 5 und des Referenzlichtempfängers 6 symmetrisch. Das jeweils erste Gate der Dual-Gate-MOSFET′s 16, 17 ist jeweils mit der Anode der Photodioden 10, 11 verbunden. Die Anode der Photodiode 10, 11 ist außerdem jeweils über eine Parallelschaltung einer Spule 72, 73 und eines Kondensators 74, 75 mit Masse verbunden. Weiter ist die Katode der Photodioden 10, 11 jeweils über einen Kondensator 76, 77 mit Masse verbunden. Die Anode der Photodioden 10, 11 ist weiter über jeweils einen Widerstand 78, 79 mit dem Kollektor eines Tran­ sistors 80, 81 verbunden. Das zweite Gate der Dual-Gate-MOSFET′s 16, 17 ist über jeweils einen Widerstand 82, 83 mit dem jeweiligen Kollektor des Tran­ sistors 80, 81 verbunden. Weiter ist das zweite Gate der Dual-Gate-MOSFET′s 16, 17 über jeweils einen Kondensator 84, 85 und über jeweils eine Reihen­ schaltung aus einem Widerstand 86, 87 und einer mit ihrer Anode mit dem Wider­ stand 86, 87 verbundenen Diode 88, 89 mit Masse verbunden. Der Kollektor des Transistors 80, 81 ist außerdem jeweils über einen Widerstand 90, 91 mit dem positiven Potential einer Versorgungsgleichspannungsquelle verbunden. Weiter ist der Kollektor der Transistoren 80, 81 über jeweils einen Kondensator 92, 93 mit Masse verbunden. Die Source der Dual-Gate-MOSFET′s 16, 17 ist jeweils direkt mit Masse verbunden. Die Drain der Dual-Gate-MOSFET′s 16, 17 ist je­ weils über eine Parallelschaltung einer Spule 94, 95 eines Kondensators 96, 97 und eines Widerstandes 98, 99 und jeweils die Parallelschaltung eines Kon­ densators 100, 101 zweier hintereinander geschalteten Dioden 102, 103, 104, 105 und einem Widerstand 106, 107 und jeweils einem Kondensator 108, 109 mit Masse verbunden. Weiter ist die Drain der Dual-Gate-MOSFET′s 16, 17 mit der Basis jeweils eines Transistors 110, 111 verbunden. Die Emitter der Transis­ toren 110, 111 liegen jeweils über eine Reihenschaltung aus einem Widerstand 112, 113 und einem Kondensator 114, 115 an Masse und gleichzeitig über jeweils einen Widerstand 116, 117 an dem positiven Potential der Versorgungsgleich­ spannungsquelle. Die Kollektoren der Transistoren 110, 111 sind unmittelbar miteinander verbunden, diese Verbindung ist wiederum mit dem Emitter eines Transistors 118 verbunden. Die Basis des Transistors 118 ist über einen Wi­ derstand 119 mit dem positiven Potential der Versorgungsgleichspannungsquelle einen Widerstand 120 mit Masse und einem Kondensator 121 ebenfalls mit Masse verbunden. Weiter ist der Kollektor des Transistors 118 über eine Parallel­ schaltung eines Kondensators 122 und einer ersten Spule eines Übertragers 123 mit Masse verbunden. Die zweite Spule des Übertragers 123 ist über abgeschirm­ te Kabel mit dem Schmalbandverstärker 24, dieser mit dem Begrenzerverstärker 25, dieser mit dem Phasendetektor 26 und dieser mit der Auswerteeinheit 27 verbunden. Zurückkommend zur eigentlichen Elektronik des Meßlichtempfängers 5 und des Referenzlichtempfängers 6 sind die Emitter der beiden Transistoren 80, 81 über zwei Widerstände 124, 125 miteinander verbunden. Die beiden Tran­ sistoren 80, 81 bilden in der angegebenen Beschaltung einen unsymmetrisch an­ gesteuerten Differenzverstärker zur gegenphasigen Aktivierung bzw. Deaktivie­ rung des Meßlichtempfängers 5 und des Referenzlichtempfängers 6. Der Verbin­ dungspunkt der beiden Widerstände 124, 125 ist einerseits über einen Konden­ sator 126 mit Masse verbunden und gleichzeitig über einen relativ hochohmigen Widerstand 127 mit dem negativen Potential der Versorgungsgleichspannungs­ quelle verbunden, wobei das negative Potential der Versorgungsgleichspannungs­ quelle gleichzeitig über einen Elektrolytkondensator 128 mit Masse verbunden ist. Die angesprochene Unsymmetrie bezieht sich nun auf die Ansteuerung der Basen der Transistoren 80, 81. Die Basis des Transistors 80 ist über Wider­ stände 129, 130, 131 mit Masse verbunden, wobei der Widerstand 129 mit seiner von der Basis des Transistors 80 abgewandten Seite außerdem über einen Konden­ sator 132 mit Masse verbunden ist. Zusätzlich ist der Widerstand 129 mit sei­ ner von der Basis des Transistors 80 abgewandten Seite über einen Widerstand 133 mit dem negativen Potential der Versorgungsgleichspannungsquelle verbun­ den. Dahingegen ist die Basis des Transistors 81 über einen Widerstand 134 und einen Kondensator 135 mit Masse verbunden. Dabei ist die der Basis des Transistors 81 abgewandte Seite des Widerstandes 134 außerdem mit dem Kollektor eines Transistors 136 und über zwei Widerstände 137, 138 mit dem negativen Po­ tential der Versorgungsgleichspannungsquelle verbunden. Der Emitter des Tran­ sistors 136 ist über einen Widerstand 139 einerseits mit dem positiven Poten­ tial der Versorgungsgleichspannungsquelle, andererseits über einen zusätz­ lichen Kondensator 140 mit Masse verbunden. Die Basis des Transistors 136 ist über einen Widerstand 141 und einen Kondensator 142 mit Masse verbunden, wo­ bei der Verbindungspunkt des Widerstandes 141 des Kondensators 142 gleichzei­ tig mit dem Ausgang des Umschaltgenerators 8 verbunden ist.

Fig. 1 zeigt weiterhin nach Durchziehen der gestrichelt dargestellten Ver­ bindungslinien ein Blockschaltbild eines Entfernungsmeßgerätes 1 nach einer zweiten Lehre der Erfindung. Auch für die zweite Lehre der Erfindung gilt das bereits für die erste Lehre der Erfindung Gesagte, daß es sich bei dem mit Hilfe des Blockschaltbildes dargestellten Entfernungsmeßgeräts 1 zwar um ein solches nach dem Dauerstrichverfahren handelt, die zweite Lehre der Erfindung jedoch ebenso wie die erste Lehre der Erfindung auf ein Entfernungsmeßgerät 1 nach dem Pulsverfahren übertragbar ist.

Gemäß der zweiten Lehre der Erfindung ist ein die Leistung des jeweiligen Licht­ senders 3 beeinflussender Regler 143 vorgesehen, der die Amplitude des jewei­ ligen Signals auf einen vorgegebenen Wert - den Sollwert - regelt. In Fig. 1 nicht dargestellt ist ein die Regelgröße des Reglers 143 liefernder Spitzen­ wertdetektor. Dieser ist im Fall des vorliegenden Blockschaltbildes vorzugs­ weise hinter dem Schmalbandverstärker 24 angeordnet. Somit wird zum einen der Einfluß von Rauschanteilen auf die Spitzenwertbildung vermieden, zum anderen liegt ein hoher, leicht zu verarbeitender Signalpegel vor. Die Stellgröße des Reglers 143 bildet der Verstärkungsfaktor eines die Leistung des Lichtsenders 3 bestimmenden Verstärkers 144. Im Ergebnis sorgt also der Regler 143 für ei­ nen konstant hohen Signalpegel bereits am Lichtempfänger und demzufolge auch in den nachfolgenden Verarbeitungseinheiten. Die zweite Lehre der Erfindung führt nicht nur zu einer Verbesserung eines Entfernungsmeßgerätes 1 mit einem Lichtsender und zwei Lichtempfängern, sondern ist analog ebenso auf Entfer­ nungsmeßgeräte mit zwei Lichtsendern und einem Lichtempfänger, zwei Lichtsendern und zwei Lichtempfängern und auch auf Entfernungsmeßgeräte mit einem Lichtsender und einem Lichtempfänger anwendbar.

Weiterhin kann der Regler 143 sowohl als Proportional-, Proportional-Integral- und Proportional-Integral-Differential-Regler ausgeführt werden.

Besonders vorteilhaft wird ein Entfernungsmeßgerät 1 gemäß der zweiten Lehre der Erfindung dadurch ausgestaltet, daß der Regler 143 den Verstärkungsfaktor erst nach Verstreichen einer Vielzahl von Modulationsperioden verändert. Durch diese Maßnahme erreicht man, daß statische Einflüsse auf den Regelvorgang durch ein Hintergrundrauschen stark vermindert werden.

Bei einem Entfernungsmeßgerät 1 mit zwei Lichtsendern oder zwei Lichtempfängern erfährt das Entfernungsmeßgerät 1 eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung dadurch, daß die Verstärkungsfaktoren für das Anliegen des Meßsignals oder des Referenzsignals, allgemein zweier aus unterschiedlichen Signalwegen stam­ menden Signale, von dem Regler 143 speicherbar sind. Diese Maßnahme wird be­ sonders vorteilhaft dadurch ergänzt, daß die gespeicherten Verstärkungsfaktoren von dem Umschaltgenerator 8, der die Umschaltung zwischen den beiden Signal­ wegen bestimmt, abrufbar sind. Da die Lichtsignale im vorliegenden Fall am Eingang der Lichtempfänger 5, 6 im allgemeinen unterschiedliche Intensitäten aufweisen und insbesondere das Meßlichtsignal besonders starken zeitlichen Schwankungen unterworfen ist, wird durch diese Maßnahmen gewährleistet, daß der Regler 143 in sehr kurzen Zeiträumen nach dem Umschalten von einem Sig­ nalweg auf einen anderen Signalweg den gewünschten Amplitudenwert einregelt.

Ersetzt man in Fig. 1 die Verarbeitungsstrecke 7 des erfindungsgemäßen Ent­ fernungsmeßgerätes 1 durch die in Fig. 4 dargestellte Verarbeitungsstrecke 71 so erhält man ein Entfernungsmeßgerät 1 gemäß einer dritten Lehre der Erfin­ dung.

Zusätzlich zu den bereits genannten Elementen des Blockschaltbildes in Fig. 1 ist bei dem Entfernungsmeßgerät 1 gemäß der dritten Lehre der Erfindung ein ein Mischsignal erzeugender Mischsignalgenerator 145, ein das Mischsignal mit einem Signal mischender erster Mischer 146 und ein das Mischsignal mit dem Amplitudenmodulationssignal mischender zweiter Mischer 147 vorgesehen. Von be­ sonderer Bedeutung, ist bei dem Entfernungsmeßgerät gemäß der dritten Lehre der Erfindung die Tatsache, daß der Sendepulsgenerator 4 alternierend zwei ver­ schiedene Amplitudenmodulationsfrequenzen liefert. Dies dient, wie bereits oben erwähnt, dazu, zunächst eine grobe und danach eine feine Entfernungs­ bestimmung durchzuführen. Erfindungsgemäß ist nun das Entfernungsmeßgerät 1 dadurch besonders verbessert, daß entweder die Mischfrequenz des Mischsignals der Hälfte der Differenz beider Amplitudenmodulationsfrequenzen entspricht oder alternativ die Mischfrequenz und die Amplitudenmodulationsfrequenz alter­ nierend vertauscht werden. Der Vorteil der erfindungsgemäßen Wahl der Misch­ frequenzen bzw. der Amplitudenmodulationsfrequenzen wird besonders deutlich anhand der mathematischen Beschreibung des Mischvorgangs:

Es wird also durch die erfindungsgemäße Wahl der Mischfrequenzen und der Am­ plitudenmodulationsfrequenzen gewährleistet, daß in dem Frequenzgemisch nach dem Mischer 146 bzw. dem Mischer 147 unabhängig von der jeweils anliegenden Am­ plitudenmodulationsfrequenz ein Anteil mit einer konstanten Gesamtfrequenz vor­ liegt. Durch diese Maßnahme wird, wie bereits erwähnt, gewährleistet, daß der Phasendifferenzdetektor 26 unabhängig von der Amplitudenmodulationsfrequenz auf der Gesamtfrequenz arbeiten kann.

Das Entfernungsmeßgerät 1 gemäß der dritten Lehre der Erfindung wird weiter dadurch verbessert, daß das Meßsignal oder das Referenzsignal vor dem Mischer 146 einen die übereinstimmende nach dem Mischen vorhandenen Gesamtfrequenz filternden Filter 148 durchläuft. Da es sich, wie aus Gl. 1 ersichtlich, bei der Gesamtfrequenz stets um eine Frequenz verschieden von beiden Amplituden­ modulationsfrequenzen handelt, führt eine Reduzierung des Anteils der Gesamt­ frequenz in dem zum Teil verrauschten Eingangssignal durch den Filter 148 vor dem Mischer 146 zu einer Verbesserung der Signalgüte des Signalteils mit der Ge­ samtfrequenz nach dem Mischer 146. Nach dem Mischer 146 wird das Signal wieder­ um von einem Schmalbandverstärker verstärkt, der jedoch nicht wie beim Ent­ fernungsmeßgerät 1 gemäß der ersten Lehre der Erfindung auf die Amplituden­ modulationsfrequenzen abgestimmt ist, sondern auf die Gesamtfrequenz des Misch­ signals.

Eine Verbesserung bekannter Entfernungsmeßgeräte gemäß der dritten Lehre der Erfindung ist grundsätzlich nur bei Entfernungsmeßgeräten nach dem Dauerstrich­ verfahren möglich. Eine Einschränkung hinsichtlich der Verwendung von einem oder zwei Lichtsender und einem oder zwei Lichtempfängern besteht hingegen nicht.

Abschließend soll noch eine Verbesserung des Umschaltgenerators 8 eingeführt werden, welche Entfernungsmeßgeräte betrifft, die nach einer oder mehreren der diskutierten drei Lehren verbessert worden sind. Der Umschaltgenerator 8 arbeitet im allgemeinen mit einer konstanten Umschaltfrequenz. Diese Umschalt­ frequenz ist im Vergleich zur Amplitudenmodulationsfrequenz wesentlich ge­ ringer. Eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Ent­ fernungsmeßgeräte ergibt sich daraus, den Schaltzustand des Umschaltgenerators 8 dem Meßsignal und dem Referenzsignal zu überlagern. Diese Überlagerung ist in der ersten Ausführungsform gemäß der ersten Lehre der Erfindung, dargestellt in Fig. 3a), durch die Verbindung des Referenzlichtempfängers 6 über den Wi­ derstand 64 und den Transistor 65 mit dem Summationspunkt der beiden Bipolar­ transistoren 14, 15 gewährleistet. Die Überlagerung des Schaltzustandes des Umschaltgenerators 8 auf das Meßsignal bzw. das Referenzsignal gewährleistet, daß der Phasendifferenzdetektor 26 anhand des einlaufenden Signals erkennen kann, ob es sich bei diesem um das Meßsignal oder um das Referenzsignal han­ delt. Etwaige Zeitverzögerungen in der Übermittlung des Umschaltsignals auf anderen Wegen zum Phasendifferenzdetektor 26 und damit verbundene Auswertungs­ ungenauigkeiten durch die Vermischung beider Signale werden somit vermieden.

Eine weitere Verbesserung des Umschaltvorganges wird dadurch gewährleistet, daß eine Glättung des Umschaltsignals, das von einem Logikkreis erzeugt wird und somit sehr steile Flanken aufweist, vor dem Meßlichtempfänger 5 und dem Referenzlichtempfänger 6 durch je einen Tiefpaß 28, 30, 29, 31 geglättet wird. Diese Glättung wird so durchgeführt, daß keine Wechselwirkung des Umschalt­ signals mit den eingestrahlten Modulationsfrequenzen erfolgen kann, das Um­ schaltsignal also eine möglichst geringe Störung des Meßvorganges zur Folge hat.

Claims (26)

1. Entfernungsmeßgerät nach dem Laufzeitprinzip unter Verwendung elektromagne­ tischer Wellen, vorzugsweise von Lichtwellen, mit mindestens einem, eine Licht­ welle aussendenden Lichtsender, mit einem die Amplitude der Lichtwelle mit­ tels eines Amplitudenmodulationssignals modulierenden Sendepulsgenerator, mit mindestens zwei am Ende einer Lichtstrecke angeordneten, ein Signal lie­ fernden Lichtempfängern, mit einer ein Signal verarbeitenden Verarbeitungs­ strecke und mit einem die Signale im Gegentakt auf die Verarbeitungsstrecke schaltenden Umschaltgenerator, wobei ein am Ende einer Meßlichtstrecke an­ geordneter, ein Meßsignal liefernder Meßlichtempfänger vorgesehen ist, ein am Ende einer Referenzlichtstrecke angeordneter, ein Referenzsignal liefern­ der Referenzlichtempfänger vorgesehen ist und das Empfangselement des Meßlicht­ empfängers und des Referenzlichtempfängers aus je einer Photodiode besteht, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßlichtempfänger (5) und der Referenzlicht­ empfänger (6) durch Vorspannung der jeweiligen Photodiode (10, 11) in Sperr­ richtung oder Durchlaßrichtung aktiviert oder deaktiviert sind.

2. Entfernungsmeßgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Meß­ lichtempfänger (5) und der Referenzlichtempfänger (6) je einen Signalverstär­ ker (12, 13) aufweisen.

3. Entfernungsmeßgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sig­ nalverstärker (12, 13) des Meßlichtempfängers (5) und des Referenzlichtemp­ fängers (6) gleichzeitig mit den jeweiligen Photodioden (10, 11) aktiviert oder deaktiviert werden.

4. Entfernungsmeßgerät nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverstärker (12, 13) im wesentlichen in Form je eines Verstärker­ transistors ausgebildet sind.

5. Entfernungsmeßgerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Ver­ stärkertransistor als Bipolartransistor (14; 15) ausgebildet ist.

6. Entfernungsmeßgerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß dem Bipo­ lartransistor (14; 15) ein Basisvorwiderstand vorgeschaltet ist.

7. Entfernungsmeßgerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Ver­ stärkertransistor als Dual-Gate-MOSFET (16; 17) ausgebildet ist.

8. Entfernungsmeßgerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein Gate des Dual-Gate-MOSFET (16; 17) separat mit dem Umschaltgenerator (8) verbunden ist.

9. Entfernungsmeßgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßlichtempfänger (5) und der Referenzlichtempfänger (6) je ein fre­ quenzselektives Netzwerk aufweisen.

10. Entfernungsmeßgerät nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das fre­ quenzselektive Netzwerk als kurzgeschlossene λ/4 Leitung (18; 19) ausgeführt ist.

11. Entfernungsmeßgerät nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das fre­ quenzselektive Netzwerk als bedämpfter Schwingkreis (20; 21) ausgeführt ist.

12. Entfernungsmeßgerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die In­ duktivität in dem als bedämpfter Schwingkreis (20; 21) ausgeführten frequenz­ selektiven Netzwerk in Form einer Luftspule (22; 23) ausgebildet ist.

13. Entfernungsmeßgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Verarbeitungsstrecke (7) einen Schmalbandverstärker (24) aufweist.

14. Entfernungsmeßgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeich­ net, daß die Verarbeitungsstrecke (7) einen Begrenzerverstärker (25) aufweist.

15. Entfernungsmeßgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeich­ net, daß das Entfernungsmeßgerät (1) einen die Phasendifferenz zwischen Am­ plitudenmodulationssignal und Meßsignal oder Referenzsignal bestimmenden Phasen­ differenzdetektor (26) aufweist.

16. Entfernungsmeßgerät nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß das Ent­ fernungsmeßgerät (1) eine die Ergebnisse des Phasendetektors (26) speichernde und ein Meßresultat ausgebende Auswerteeinheit (27) aufweist.

17. Entfernungsmeßgerät nach dem Laufzeitprinzip unter Verwendung elektromag­ netischer Wellen, vorzugsweise von Lichtwellen, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 16, mit mindestens einem eine Lichtwelle aussendenden Lichtsender, mit einem die Amplitude der Lichtwelle mittels eines Amplitudenmodulationssig­ nals modulierenden Sendepulsgenerator und mit mindestens einem am Ende einer Lichtstrecke angeordneten ein Signal liefernden Lichtempfänger, dadurch ge­ kennzeichnet, daß eine die Leistung des jeweiligen Lichtsenders (3) beein­ flussender Regler (143) die Amplitude des jeweiligen Signals auf einen vorge­ gebenen Sollwert regelt.

18. Entfernungsmeßgerät nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß ein die Amplitude des Signals an den Regler (143) liefernder Spitzenwertdetektor vor­ gesehen ist.

19. Entfernungsmeßgerät nach Anspruch 17 oder 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Regler (143) den Verstärkungsfaktor eines die Leistung des Lichtsenders (3) bestimmenden Verstärkers (144) bestimmt.

20. Entfernungsmeßgerät nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Regler (143) den Verstärkungsfaktor erst nach Verstreichen einer Vielzahl von Modu­ lationsperioden verändert.

21. Entfernungsmeßgerät nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungsfaktoren für das Anliegen des Meßsignals oder des Referenz­ signals von dem Regler (143) speicherbar sind.

22. Entfernungsmeßgerät nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß die ge­ speicherten Verstärkungsfaktoren von dem Umschaltgenerator (8) abrufbar sind.

23. Entfernungsmeßgerät nach dem Laufzeitprinzip unter Verwendung elektromag­ netischer Wellen, vorzugsweise von Lichtwellen, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 22, mit mindestens einem eine Lichtwelle aussendenden Licht­ sender, mit einem die Amplitude der Lichtwelle mittels eines Amplitudenmodu­ lationssignals modulierenden Sendepulsgenerator mit mindestens einem am Ende einer Lichtstrecke angeordneten, ein Signal liefernden Lichtempfänger, mit einem ein Mischsignal mit einer Mischfrequenz erzeugenden Mischsignalgenera­ tor, mit einem das Mischsignal mit einem Signal mischenden ersten Mischer, mit einem das Mischsignal mit dem Amplitudenmodulationssignal mischenden zwei­ ten Mischer und mit einem die Phasendifferenz zwischen einem Signal und dem Amplitudenmodulationssignal bestimmenden Phasendifferenzdetektor, wobei der Sendepulsgenerator alternierend mindestens zwei Amplitudenmodulationsfrequen­ zen liefert, dadurch gekennzeichnet, daß entweder die Mischfrequenz der Hälf­ te der Differenz beider Amplitudenmodulationsfrequenzen entspricht oder die Mischfrequenz und die Amplitudenmodulationsfrequenz alternierend vertauscht werden.

24. Entfernungsmeßgerät nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß das Signal vor dem ersten Mischer (146) einen die übereinstimmende, nach dem Mi­ schen vorhandene, Gesamtfrequenz filternden Filter (148) durchläuft.

25. Entfernungsmeßgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 24, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Schaltzustand des Umschaltgenerators (8) dem Meßsignal und dem Referenzsignal überlagert ist.

26. Entfernungsmeßgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 25, dadurch gekennzeich­ net, daß je ein Tiefpaß (28, 30, 29, 31) das Umschaltsignal vor dem Meßlichtem­ pfänger (5) und dem Referenzlichtempfänger (6) glättet.