DE4321060B4

DE4321060B4 - Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler

Info

Publication number: DE4321060B4
Application number: DE4321060A
Authority: DE
Inventors: Koji Tsurugashima Arakawa
Original assignee: Toko Inc
Current assignee: Toko Inc
Priority date: 1992-06-26
Filing date: 1993-06-24
Publication date: 2004-04-29
Anticipated expiration: 2013-06-25
Also published as: DE4321060A1

Abstract

Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler, worin Ausgangsklemmen eines Gleichrichters (1), der an die Leitung einer kommerziellen Spannungsquelle angeschlossen ist, eine Primärwindung (n1) eines Umspanntransformators (T1), und ein erster Schalttransistor (Q1, Q3) miteinander in Reihe geschaltet sind; wobei durch Kontrolle der "On"-Zeit dieses ersten Schalttransistors (Q1, Q3) ein Gleichstrom durch eine an die Sekundärwindung dieses Umspanntransformators (T1) angeschlossene Gleichrichtungs-Glättungsschaltung ausgegeben wird; wobei ein Abwärts-Gleichstrom-Gleichtsrom-Wandler (8), der mit einem zweiten Schalttransistor (Q2, Q4) versehen ist, zwischen einem ersten Verbindungspunkt (6) zwischen der positivseitigen Ausgangsklemme dieses Gleichrichters (1) und der Primärwindung (n1) dieses Umspanntransformators (T1) sowie einem zweiten Verbindungspunkt (7) zwischen der negativseitigen Ausgangsklemme dieses Gleichrichters (1) und diesem ersten Schalttransistor (Q1, Q3) so angeschlossen ist, daß der von diesem Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler (8) ausgegebene Gleichstrom an den ersten Verbindungspunkt (6) zurückgeleitet wird, wodurch der Leistungsfaktor dieses Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers verbessert wird, dadurch gekennzeichnet, daß eine Erfassungsschaltung (10) vorhanden ist, die die Abschaltzeitpunkte des ersten Schalttransistors (Q1, Q3) detektiert und an...

Description

1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler, welcher so ausgelegt ist, daß er einen verbessertem Leistungsfaktor erzielt, und dabei die Erzeugung von Spannungsstörungen und Oberschwingungen in den Versorgungsleitungen minimiert.

In der nicht vorveröffentlichten, JP 05-184146 A hat der Erfinder einen Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler vorgeschlagen, bei dem ein Abwärts-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler zwischen Ausgangsklemmen eines Gleichrichters angeschlossen ist, der sich an der Eingangsseite des Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers befindet, wodurch ein verbesserter Leistungsfaktor erzielt wird.

Der vorgeschlagene Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler ist so ausgelegt, daß sein Leistungsfaktor verbessert wird, und zwar dadurch, daß Ausgangsstrom des Gleichrichters, oder Eingangsstrom des Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers fließen kann, während die Ausgangsspannung des Gleichrichters höher ist als die Spannung zwischen den Klemmen eines Ausgangskondensators des Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers.

In 8 der beigefügten Zeichnungen ist ein Schaltplan dargestellt, der ein Beispiel des in der obengenannten japanischen Patentanmeldung vorgeschlagenen Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers zeigt, worin die Primärwindung n31 eines Umspanntransformators T31 und ein erster Schalttransistor Q31 miteinander über Ausgangsklemmen eines Gleichrichters 31 in Reihe geschaltet sind; und wobei eine Gleichrichtungs-Glättungsschaltung, die aus einer Gleichrichterdiode D31, einer Frwilaufdiode D32, einer Drosselspule L31 und einem Glättungskondensator C31 besteht, mit der Sekundärwindung n32 eines Umspanntransformators T31 verbunden ist.

Ein Abwärts-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler 35 ist zwischen einem ersten Verbindungspunkt 36, der sich zwischen der positivseitigen Ausgangsklemme des Gleichrichters 31 und der Primärwindung n31 des Umspanntransformators T31 befindet, sowie einem zweiten Verbindungspunkt 37, der sich zwischen der negativseitigen Ausgangsklemme des Gleichrichters 31 und dem Schalttransistor Q31 befindet, angebracht.

Der Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler 35 umfaßt einen zweiten Schalttransistor Q32, eine Drosselspule L32, einen Ausgangskondensator C33, eine Freilaufdiode D33, eine Rückstrom-Verhinderungs-Diode D34, eine Impulsbreiten-Modulatorschaltung 33, und eine Referenzspannungsquelle 34.

Beim zweiten Schalttransistor Q32, welcher vom NPN-Typ ist, ist der Emitter mit dem ersten Verbindungspunkt 36 und sein Kollektor mit der Drosselspule L32 verbunden. Der Ausgangskondensator C33 ist zwischen dem anderen Ende der Drosselspule L32 und dem zweiten Verbindungspunkt 37 angeschlossen. Durch die Drosselspule L32 und den Ausgangskondensator C33 wird eine Filterschaltung gebildet.

Die Freilaufdiode D33 ist mit dem Kollektor des zweiten Schalttransistors Q32 und dem zweiten Verbindungspunkt 37 verbunden, wobei ihre Durchlaßrichtung so orientiert ist, daß sie in Richtung vom zweiten Verbindungspunkt 37 zum zweiten Schalttransistor Q32 zeigt. Die Diode D34 ist zwischen der Anschlußklemme des Ausgangskondensators C33, die sich auf höherem Potential befindet, und dem ersten Verbindungspunkt 36 angebracht, wobei ihre Durchlaßrichtung in Richtung vom Ausgangskondensator C33 zum ersten Verbindungspunkt 36 orientiert ist.

In 8 bezeichnet V₃₁ die Ausgangsspannung des Gleichrichters 31, I₃₁ bezeichnet den Ausgangsstrom des Gleichrichters 31, I₃₄ bezeichnet einen Strom, der im Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler 35 fließt, und I₃₃ bezeichnet einen Strom, der durch die Primärwindung des Umspanntransformators T31 und den ersten Schalttransistor Q31 fließt.

Der Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler funktioniert folgendermaßen: Zuerst, während die Klemmenspannung des Ausgangskondensators C33 des Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers 35 höher ist als die Ausgangsspannung V₃₁ des Gleichrichters 31, wird der Ausgangskondensator 33 zur Entladung gezwungen. Die Entladung des Ausgangskondensators C33 resultiert in einem Stromfluß I₃₃ von dort durch die Diode D34 zur Primärwindung n31 des Umspanntransformators T31 und zum ersten Schalttransistor Q31. Zu diesem Zeitpunkt ist der Ausgangsstrom I₃₁ des Gleichrichters gleich Null.

Wenn die Spannung an den Anschlußklemmen des Ausgangskondensators C33 des Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers niedriger ist als die Ausgangsspannung V₃₁ des Gleichrichters 31, wird der Ausgangskondensator C33 zur Aufladung gezwungen, wodurch ein Fließen des als Ladestrom für den Ausgangskondensator C33 dienenden Stroms I₃₄ in den Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler 35 bewirkt wird. Zu diesem Zeitpunkt wird der vom Gleichrichter 31 gelieferte Strom I₃₃ gezwungen, durch die Frimärwindung n31 des Umspanntransformators T31 und den ersten Schalttransistor Q31 zu fließen. Als Folge dessen wird der aus der Kombination der Ströme I₃₃ und I₃₄ resultierende Strom I₃₁ dazu gezwungen, am Eingang des Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers zu fließen.

In 8 wird der Kondensator C32 zum Zwecke der Unterbindung von hochfrequentem Schaltungsrauschen im ersten Schalttransistor bereitgestellt, und er kann weggelassen werden.

Als Ergebnis des zuvor beschriebenen Betriebsverhaltens, hat der im Schaltplan der 8 gezeigte Strom I₃₁ einen größeren Phasenwinkel als der Eingangsstrom des Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers 35, der eine Gleichrichtungsschaltung mit Kondensatoreingang verwendet, so daß ein verbesserter Leistungsfaktor erzielt wird. Dadurch wird ein Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler bereitgestellt, in welchem die Erzeugung von Spannungsstörungen und Oberschwingungen in der Versorgungsspannungsleitung reduziert wird.

Es maß hier angemerkt werden, daß der Ausgangsstrom I₃₁ des im Schaltplan von 8 gezeigten Gleichrichters 31 ein Strom ist, der aus der vom Kondensator C32 durchgeführten Mittelung der Kombination der impulsartigen Ströme I₃₃ und I₃₄ entsteht, die mittels des ersten Schalttransistors Q31 und des zweiten Schalttransistors Q32 des Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers 35 mit einer hohen Frequenz an- und ausgeschaltet werden.

Es bestehen jedoch noch technische Probleme in dem Falle, daß der Strom I₃₁ nicht gemittelt wird. Diese technischen Probleme werden nun mit Bezugnahme auf 9 beschrieben.

9 zeigt Strom- und Spannungs-Wellenformen, die an verschiedenen Punkten der in 8 gezeigten Schaltung auftreten, wobei die Spannung V₃₁ und die Ströme I₃₁,I₃₃, I₃₄ und I₃₂ gezeigt werden. Der Strom I₃₂ entspricht einer Wellenform, die auftritt, wenn der Ausgangsstrom des Gleichrichters 31 nicht gemittelt wird.

Die Ausgangsspannung V₃₁ des Gleichrichters 31 ist eine sinusförmig pulsierende Gleichspannung, die einen wie durch die gestrichelten Linien in 9 dargestellten Anteil enthält, wenn der Ausgangskondensator C33 nicht mit dem Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler verbunden ist. Wenn der Ausgangskondensator C33 damit verbunden ist, nimmt die Ausgangsspannung V₃₁ des Gleichrichters 31 eine wie durch die durchgezogenen Linien dargestellte Wellenform an, was aufgrund der Tatsache geschieht, daß der Ausgangskondensator C33 laufend ge- und entladen wird.

In 9 ist der Ausgangsstrom I₃₂ so dargestellt, als ob er eine Vielzahl von Komponenten enthielte, die jeweils durch eine senkrechte Linie dargestellt sind. In Wirklichkeit jedoch enthält jede solche Komponente die Ströme I₃₃ und I₃₄, wie dies in der Vergrößerung unten in 9 dargestellt ist.

In der in 8 gezeigten Schaltung werden der erste Schalttransistor Q31 und der zweite Schalttransistor Q32 des Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers 35 unabhängig voneinander betrieben. Dadurch gibt es Situationen, in denen sich "ON"-Zustände der beiden gerade schaltenden Transistoren überschneiden, und andere Situationen, in denen sich solche "ON"-Zustände nicht überschneiden.

In dem Fall, daß sich "ON"-Zustände nicht überschneiden, wie dies auf der linken Seite der Vergrößerung des Stroms I32 in der 9 unten gezeigt wird, überschneiden sich I₃₃ und I₃₄, die den Strom I₃₂ ergeben, auch nicht.

In dem Fall jedoch, in dem sich die "ON"-Zustände überschneiden, und höhere Komponenten der Ströme I₃₃ und I₃₄ sich überschneiden, wie dies auf der rechten Seite der in 9 gezeigten Vergrößerung dargestellt ist, neigt der Spitzenwert des Stroms I₃₂ dazu, vergrößert zu werden.

Falls der Spitzenwert des Stroms I₃₂ derartig vergrößert wird, kann es möglicherweise zu durch elektromagnetische Induktion verursachtem Rauschen in der Schaltung kommen, und/oder durch Schaltvorgänge verursachtes Rauschen wirkt auf die Leitung der kommerzielle Versorgungsspannung ein. Ein weiteres Problem besteht darin, daß die Kapazität des Kondensators 32 erhöht werden sollte, um einen Versuch zu unternehmen, das Einwirken des durch Schaltvorgänge verursachten Rauschens auf die Leitung der kommerziellen Versorgungsspannung zu vermeiden.

Das den Oberbegriff bildende US-Patent Nr. 4,949,234 offenbart eine Leistungsfaktor-Konekturschaltung (power factor correction circuit – PFCC), die eine Abwärts-Wandler-Schaltungsanordnung aufweist, die im wesentlichen ähnlich zu dem in der 8 gezeigten Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler 35 ist, der einen Schalttransistor, eine Drosselspule, einen Glättungskondensator, eine Freilaufdiode sowie eine Rückstromverhinderungsdiode umfaßt, wobei der Schalttransistor so angeordnet ist, daß er in Abhängigkeit von der Beziehung zwischen einer gleichgerichteten Ausgangsspannung des Gleichrichters und einer an dem Glättungskondensator geladenen Spannung ein- oder ausgeschaltet wird.

Wenn ein Schaltregler an den Ausgang der Leistungsfaktor-Konekturschaltung angeschlossen ist, wird bei der Anordnung gemäß diesem US-Patent jedoch der Schalttransistor in der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung unabhängig von dem Hauptschalttransistor des Schaltreglers in Betrieb genommen. Dieses bewirkt jedoch das gleiche Problem wie bei der unter Bezugnahme auf 9 beschriebenen Schaltungsanordnung der 8, wobei das Problem darin liegt, daß ein Rauschen aufgrund der Tatsache vergrößert wird, daß ein in der Leistungsfaktor-Korrekturschaltung fließender Strom und ein in dem Hauptschalttransistor fließender Strom einander überlagert werden.

Dem entsprechend ist es ein Anliegen der Erfindung, einen Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler anzugeben, der so konstruiert ist, daß die Effekte minimiert werden, die daraus entstehen, daß ein Abwärts-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler an die Ausgangsklemmen eines Gleichrichters angeschlossen wird, der am Eingang eines wie oben beschriebenen Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers angebracht ist. Ebenso soll die Erzeugung des durch Schaltvorgänge verursachten Rauschens minimiert werden, das dazu neigt, sich auf Leitungen der kommerziell verfügbaren Versorgungsspannung auszuwirken.

Kurzgesagt wird gemäß der Erfindung ein Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler bereitgestellt, in dem Ausgangklemmen eines Gleichrichters mit einer Leitung der kommerziellen Versorgungsspannung verbunden sind, und der mit einer Primärwindung eines Umspanntransformators und einem ersten Schalttransistor in Reihe geschaltet ist; wobei durch Kontrolle der "ON"-Zustände des ersten Schalttransistors Gleichstrom aus einer mit der Sekundärwindung des Umspanntransformators verbundenen Gleichrichter-Glättungsschaltung bezogen werden kann; wobei ein Abwärts-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler, der einen zweiten Schalttransistor umfaßt, zwischen einem ersten Verbindungspunkt, der sich zwischen der positivseitigen Ausgangsklemme des Gleichrichters und der Primärwindung des Umspanntransformators und einem zweiten Verbindungspunkt zwischen der negativseitigen Ausgangsklemme des Gleichrichters befindet, und dem ersten Schalttransistor angeschlossen ist; und wobei der vom Abwärts-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler ausgegebene Gleichstrom zu dem obengenannten ersten Verbindungspunkt zurückgeleitet wird, wodurch ein verbesserter Leistungsfaktor erzielt wird, gekennzeichnet durch die Bereitstellung von Vorrichtungen zur aufeinander abgestimmten Steuerung des ersten und des zweiten Schalttransistors, wobei der zweite Schalttransistor angeschaltet wird, wenn der Schaltzeitpunkt des ersten Schalttransistors erfaßt wird, oder der erste Schalttransistor angeschaltet wird, wenn der Schaltzeitpunkt der zweiten Schalttransistors erfaßt wird.

Man erkennt, daß in dem erfindungsgemäßen Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler eine Primärwindung eines Umspanntransformators und ein erster Schalttransistor in Reihe miteinander und zwischen die Ausgangsklemmen eines Gleichrichters geschaltet sind, der an die Leitung der kommerziellen Versorgungsspannung angeschlossen ist; des weiteren wird ein Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler zwischen den Ausgangsklemmen des Gleichrichters angeschlossen; und der erste Schalttransistor des Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers und der zweite Schalttransistor des Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers werden aufeinander abgestimmt angesteuert.

Mit einer solchen Anordnung wird der Spitzenwert des Schaltstroms, der im Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler fließt, davon abgehalten, zu groß zu werden, und die Flußrate des Stroms wird gemittelt, wodurch es möglich wird zu verhindern, daß durch Schaltvorgänge verursachtes Rauschen, das durch elektromagnetische Induktion ausgelöst wird, auf die Leitung der kommerziellen Wechselspannungs-Versorgung einwirkt. Des weiteren kann der Kondensator, der zur Verhinderung des Einwirkens des durch Schaltvorgänge verursachten Rauschens auf die Leitung der kommerziellen Versorgungsspannung bereitsteht, miniaturisiert werden. Erfindungsgemäß wird somit ein Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler bereitgestellt, der so konstruiert ist, daß ein hoher Wirkungsgrad erreicht wird, und durch Schaltvorgänge ausgelöstes Rauschen minimiert wird.

Weitere Anliegen, Eigenschaften und Vorteile der Erfindung werden durch die folgende Erläuterung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen ersichtlich werden.
Es zeigen:
1 einen Schaltplan einer erfindungsgemäßen Ausführung eines Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers.
2 Strom- und Spannungs-Wellenformen, die in dem in 1 gezeigten Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler auftreten.
3 einen Schaltplan, der ein Beispiel für den Fall zeigt, daß die in 1 gezeigte erfindungsgemäße Ausführungsform auf einen Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler angewendet worden ist, der einen anderen Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler enthält.
4 einen Schaltplan, der ein weiteres Beispiel für den Fall zeigt, in dem die in 1 gezeigte erfindungsgemäße Ausführungsform auf einen Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler angewendet worden ist, der einen anderen Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler enthält.
5 einen Schaltplan einer weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsform eines Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers.
6 einen Schaltplan, der ein Beispiel für den Fall zeigt, daß die in 5 gezeigte erfindungsgemäße Ausführungsform auf einen Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler angewendet worden ist, der einen anderen Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler enthält.
7 einen Schaltplan, der ein weiteres Beispiel für den Fall zeigt, daß die in 5 gezeigte erfindungsgemäße Ausführungsform auf einen Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler angewendet worden ist, der einen anderen Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler enthält.
8 einen Schaltplan des in der nicht vorveröffentlichten JP 05-184146A offenbarten Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers.
9 Strom- und Spannungs-Wellenformen, die in dem in 8 gezeigten Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler auftreten.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Mit Bezugnahme auf 1 der beigefügten Zeichnungen wird nun der einer ersten erfindungsgemäßen Ausführungsform entsprechende Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler erläutert werden.
In 1 sind die Primärwindung n1 eines Umspanntransformators T1 und ein erster Schalttransistor Q1 miteinander in Reihe und zwischen die Ausgangsklemmen eines Gleichrichters 1 geschaltet. Aus Vereinfachungsgründen sind die Sekundärwindungen des Umspanntransformators und eine Gleichrichtungs-Glättungsschaltung, die hieran anzuschließen sind, nicht gezeigt.
Eine Impulsbreiten-Modulatorschaltung 4 wird an die Basis des ersten Schalttransistors Q1 angeschlossen, und ist auch mit einem Gleichspannungsanschluß V_DC verbunden, der an die Ausgangklemme eines Fehlerverstärkers angeschlossen ist, die näher an der Ausgangsseite liegt als die Sekundärwindung des Umspanntransformators T1, und mit einer von der Gleichrichtungs-Glättungsschaltung ausgehenden Gleichspannung versorgt wird.
Ein Abwärts-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler 8 ist mit einem ersten Verbindungspunkt 6 zwischen der positivseitigen Anschlußklemme des Gleichrichters 1 und der Primärwindung n1 und einem zweiten Verbindungspunkt 7 zwischen der negativseitigen Anschlußklemme des Gleichrichters 1 und dem ersten Schalttransistor Q1 verbunden.
Der Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler 8 umfaßt einen zweiten Schalttransistor Q2, eine Drosselspule L1, einen Ausgangskondensator C2, eine Freilaufdiode D2, eine Rückfuhrstrom-Verhinderungs-Diode D3, und einen Vorwiderstand R6.
Der Kollektor des zweiten Schalttransistors Q2 ist mit dem ersten Verbindungspunkt 6 verbunden; seine Basis ist mit einer Steuerungs-Treiberschaltung 9 über den Vorwiderstand R6 verbunden; und sein Emitter ist mit einem Filter verbun den der sich aus der Drosselspule L1, dem Ausgangskondensator C2 und der Freilaufdiode D2 aufbaut.
Die Rückfuhrstrom-Verhinderungs-Diode D3 ist mit einem Verbindungspunkt zwischen der Anschlußklemme des Ausgangskondensators C2, die sich auf höherem Potential befindet, und der Drosselspule L1 sowie dem ersten Verbindungspunkt 6 so verbunden, daß die Durchlaßrichtung der Diode 3 vom Ausgangskondensator C2 zum ersten Verbindungspunkt 6 zeigt.
Ein Kondensator C1 mit niedrigerer Kapazität zur Absorption des hochfrequenten Schalterrauschens ist mit den Ausgangsklemmen des Gleichrichters 1 verbunden.
Der Umspanntransformator T1 enthält zusätzlich zur Primärwindung n1 und zur nicht in 1 gezeigten Sekundärwindung eine Tertiärwindung n3. Die Tertiärwindung n3 ist mit einer Erfassungsschaltung 10 zur Erfassung des Ausschaltvorgangs des ersten Schalttransistors Q1 verbunden.
Die Erfassungsschaltung 10 besteht aus einem Kondensator C3, einem Widerstand R1, einem Widerstand R2, einer Gleichrichterdiode D1 und einem Kondensator C4.
Der Kondensator C3 und der Widerstand R1 bilden eine Differenzierschaltung, und sind in Reihe miteinander zwischen die Ausgangsklemmen der Tertiärwindung n3 geschaltet.
Die Reihenschaltung des Widerstands R2 und der Gleichrichterdiode D1 wird parallel zum Widerstand R1 angeschlossen, dabei wird die Kathode der Diode D1 an den Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R1 und dem Kondensator C3 angeschlossen.
Des weiteren wird der zur Diode D1 zeigende Anschluß des Widerstands R2 über den Kondensator C4 mit der Steuerungs-Treiberschaltung 9 verbunden, während sein anderer Anschluß mit dem (–)-seitigen Anschluß des Gleichrichters 1 verbunden wird.
Die Steuerungs-Treiberschaltung 9 besteht aus einem Vorwiderstand R3, einem monostabilen Multivibrator 3, den Widerständen R4 und R5 und einem Kondensator C5, die eine Zeitgeberschaltung bilden, sowie einem Fehlerverstärker 2 und einem Impulswandler T2.
Die Triggereingangsklemme des monostabilen Multivibrators 3 ist mit der Ausgangsklemme der Erfassungsschaltung 10 verbunden, und die Triggereingangsklemme ist über den Vorwiderstand R3 auch mit der Vorspannungsquelle VCC verbunden.
Die Widerstände R4 und R5 und der Kondensator C5, die die Zeitgeberschaltung bilden, sind in Reihe an die Vorspannungsquelle VCC angeschlossen, wobei das andere Ende des Kondensators C5 mit dem zweiten Verbindungspunkt 7 verbunden ist.
Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R5 und dem Kondensator C5 ist mit der Zeitgeber-Eingangsklemme des monostabilen Multivibrators 3 verbunden, und der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R4 und R5 ist mit der Ausgangsklemme des Fehlerverstärkers 2 verbunden.
Die Eingangsklemme des Fehlerverstärkers 2 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Ausgangskondensator C2 und der Drosselspule L1 des Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers 8 verbunden.
Die Ausgangsklemme des monostabilen Multivibrators 3 ist mit dem einen Ende der Primärwindung n4 des Impulstransformators T2 verbunden, das andere Ende der Primärwindung n4 ist mit der Vorspannungsquelle VCC verbunden.
Die Sekundärwindung n5 des Impulstransformators T2 ist zwischen dem Emitter des zweiten Schalttransistors Q2 des Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers 8 und dem Ende eines dem zweiten Schalttransistors Q2 gegenüberliegenden Widerstands R6 angeschlossen, der mit der Basis des zweiten Schalttransistors Q2 verbunden ist.
Bezugszeichen 5a und 5b in 1 zeigen Anschlüsse des Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers, die mit der Leitung der kommerziellen Versorgungsspannung verbunden sind; I₁ bis I₄ sind Ströme, die in entsprechenden Punkten im Stromkreis fließen, und V₀, V₁ bis V₅ sind Spannungen an entsprechenden Punkten in der Schaltung. Eine ausführliche Erklärung wird mit Bezug auf 2 gegeben.
Der wie oben erläutert aufgebaute Schaltkreis funktioniert so wie der in 8 gezeigte, der in Zusammenhang mit dem Stand der Technik erläutert worden ist, so daß der Ausgangskondensator C2 des Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers 8 veranlaßt wird, einen Entladezustand anzunehmen, wenn die Klemmenspannung des Ausgangskondensators C2 höher ist als die Ausgangsspannung des Gleichrichters 1.
Wenn sich der Ausgangskondensator C2 im Entladezustand befindet, wird ein Strom von dort durch die Rückfuhrstrom-Verhinderungs-Diode D3 an den Umspanntransformator T1 und den Schalttransistor Q1 gegeben.
Wenn andererseits die Klemmenspannung des Ausgangskondensators C2 des Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers 8 niedriger ist als die Ausgangsspannung des Gleichrichters 1, wird der Ausgangskondensator C2 zur Aufladung gezwungen.
In diesem Falle wird der Strom I₄ veranlaßt, im Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler als Ladestrom für den Ausgangskondensator C2 zu fließen.
Des weiteren wird zu diesem Zeitpunkt ein Strom vom Gleichrichter 1 an den Umspanntransformator T₁ und den ersten Schalttransistor Q1 gegeben, so daß der Strom _I3 dort hindurch fließen kann.
Genauer gesagt heißt das, daß wenn sich der Ausgangskondensator C2 in einem Entladezustand befindet, kein Strom zum Gleichrichter 1 fließen kann, wohingegen wenn sich der Kondensator C2 in einem Aufladezustand befindet, der Strom I₁, welcher die Summe des Ladestroms I4 des Ausgangskondensators C2 und des zum Umspanntransformators T1 und zum ersten Schalttransistor Q1 fließenden Stroms I₃ ist, zum Gleichrichter 1 fließen kann.
Somit wird der Phasenwinkel des Eingangsstroms größer als im Fall des herkömmlichen Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers, der an seiner Eingangsseite eine Gleichrichter-Glättungsschaltung mit einem Kondensatoreingang verwendet, so daß der Leistungsfaktor erhöht werden kann, wie dies bei der in 8 gezeigten Schaltungsanordnung der Fall ist.
2 zeigt Strom- und Spannungswellenformen, die in der in 1 gezeigten Schaltung während des Zeitabschnitts auftreten, in dem der Strom I₁ zum Gleichrichter 1 fließen kann.
Mit Bezugnahme auf 2 wird nun eine Beschreibung des während dieses Zeit abschnitts stattfindenden Betriebsverhaltens der in 1 gezeigten Schaltung gegeben.
In 2 ist I₃ ein Strom, der zur Primärwindung n1 des Umspanntransformators T1 des Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers und zum ersten Schalttransistor Q1 fließt, und I₄ ist ein Strom, der im Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler 8 fließt.
In 1 ist I1 der Ausgangsstrom des Gleichrichters 1, in welchem durch Schaltvorgänge verursachtes Rauschen gemittelt worden ist, und in 2 ist I₂ ein nichtgemittelter Ausgangsstrom des Gleichrichters 1.
Der Strom In besteht aus einer Kombination der Ströme I₃ und I₄, welche dem in 9 gezeigten Strom I₃₂ entspricht. V₀ ist die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des ersten Schalttransistors Q1.
V₁ ist eine Spannung, die in der Tertiärwindung n3 des Umspanntransformators T1 induziert wird; V₂ ist eine Spannung, die am Widerstand R1 abfällt, der Teil des Differenzierschaltkreises bildet; und V₃ ist eine Spannung, die am Widerstand R2 abfällt, nachdem die Spannung V₂ durch die Diode D1 gleichgerichtet worden ist.
V₄ ist eine Spannung, die an der Triggereingangsklemme des monostabilen Multivibrators 3 anliegt, nachdem eine Vorspannung von der Spannungsquelle V_CC angelegt worden ist, zu der die Spannung V₃ über den Widerstand R₃ hinzugefügt wird.
V₅ ist eine Spannung, die in der Primärwindung n4 des Impulstransformators T2 erzeugt wird, und dazu verwendet wird, den zweiten Schalttransistor Q2 anzutreiben, der über den Widerstand R6 an die Sekundärwindung n5 angeschlossen ist.
Falls der erste Schalttransistor Q1 zum Zeitpunkt t1 angeschaltet wird, wird es dem Strom I₃ ermöglicht, zum ersten Schalttransistor Q1 zu fließen, so daß die Spannung V₀ zwischen dessen Kollektor und Emitter gleich Null wird.
Die Spannung V₁ wird in der Tertiärwindung n3 des Umspanntransformators T1 induziert, und die Spannung V₂, die durch Differentiation der Spannung V₁ erhalten wird, wird in Form einer Spitze aufgebaut. Die Spannung V₂ wird in der der Gleichrichterdiode D1 entgegengesetzten Richtung angelegt, und somit ist die Spannung V₃ gleich Null.
Falls die Spannung V₃ gleich Null ist und unverändert bleibt, geschieht keine Änderung in der Spannung V₄, welche auf den monostabilen Multivibrator 3 gegeben wird, und die vom monostabilen Multivibrator 3 ausgegebene Spannung V5 bleibt Null. Somit wird der zweite Schalttransistor Q2 ausgeschaltet, und der Strom I4 ist gleich Null.
Falls der erste Schalttransistor Q1 zum Zeitpunkt t2 ausgeschaltet wird, wird der durch den ersten Schalttransistor Q1 fließende Strom I₃ gleich Null, und die Spannung V₀ liegt zwischen dem Kollektor und dem Emitter des ersten Schalttransistors Q1 an.
Die in der Tertiärwindung n3 des Umspanntransformators T1 induzierte Spannung V₁ wird gezwungen, sehr schnell abzufallen, und die durch Differentiation der Spannung V₁ erhaltene Spannung V₂ fällt dann in Form einer Spitze ab.
Da die Spannung V₂ in der Durchlaßrichtung der Gleichrichterdiode D1 angelegt wird, tritt eine Spannung V₃ auf, die dieselbe Wellenform wie die Spannung V₂ hat.
Durch Hinzufügen einer Vorspannung von der Vorspannungsquelle V_CC über den Widerstand R3 wird die Spannung V₃ in die Spannung V₄ umgewandelt, und daran anschließend wird die Spannung V₄ an den monostabilen Multivibrator 3 gelegt.
Wenn die Spannung V4 daran angelegt wird, erlaubt es der monostabile Multivibrator 3 der Spannung V5 während der Ladezeit des Kondensators C5 anzusteigen, die gemäß der von den Widerständen R4 und R5 und dem Kondensator C5 festgelegten Zeitkonstanten sowie dem Ausgangssignal des Fehlerverstärkers 2 festgelegt wird.
Die Spannung V5, welche angestiegen ist, wird über die Primärwindung n4 des Impulstransformators T2 und dessen Sekundärwindung n5 sowie den Vorwiderstand R6 an die Basis des zweiten Schalttransistors Q2 gelegt, so daß dieser angeschaltet wird.
Währenddessen wird der Strom I4 veranlaßt, zum Ausgangskondensator C2 durch den zweiten Schalttransistor Q2 und die Drosselspule L 1 zu fließen, so daß der Ausgangskondensator C2 geladen wird.
Wenn der Aufladevorgang des Kondensators C5 beendet ist, und somit die vom monostabilen Multivibrator 3 erhaltene Spannung V₅ abzufallen beginnt, wird die an die Basis des zweiten Schalttransistors Q2 angelegte Spannung V5 gleich Null, so daß der zweite Schalttransistor Q2 ausgeschaltet wird.
Wie oben erläutert, wird in der in 1 gezeigten Ausführung, der zweite Schalttransistor Q2 sofort angeschaltet, nach dem der erste Schalttransistor Q1 ausgeschaltet worden ist, und der zweite Schalttransistor Q2 wird ausgeschaltet, bevor der erste Schalttransistor Q1 angeschaltet wird.
Das heißt, daß es niemals zu einer Situation kommt, in der sowohl der erste als auch der zweite Schalttransistor Q1 und Q2 gleichzeitig in einem "ON"-Zustand sind, somit kommt es niemals zu einer Überlappung der Ströme I₃ und I₄.
Demzufolge wird der Spitzenwert des im Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers fließenden Stroms I₂ immer niedrig gehalten, und der Stromfluß wird gemittelt, so daß das durch Schaltvorgänge bedingte Rauschen, welches durch elektromagnetische Induktion hervorgerufen wird, daran gehindert wird, auf die Leitung der kommerziellen Versorgungsspannung einzuwirken. Zusätzlich ist es möglich, den Kondensator C1 zu miniaturisieren, um durch Schaltvorgänge bedingtes Rauschen zu verhindern, welches dazu neigt, auf die Leitungen der kommerziellen Versorgungsspannung einzuwirken.
Der in der nicht vorveröffentlichen JP 05-184146A vorgeschlagene Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler, auf dem die vorliegenden Erfindung beruht, ist so ausgelegt, daß ein Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler zwischen den Ausgangsklemmen eines Gleichrichters angeschlossen ist, welcher auf der Eingangsseite des Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers bereitgestellt wird, und vom Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler an den Ausgang des Gleichrichters ausgegebene Gleichspannung zurückgeleitet wird.
Verschiedene Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler sind vorstellbar, abhängig von den Vorrichtungen, die dazu benutzt werden, den vom Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler ausgegebenen Gleichstrom auf die Ausgangsseite des Gleichrichters zurückzuleiten.
In 3 und 4 sind weitere erfindungsgemäße Ausführungen dargestellt, wobei die zur Rückführung des vom Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers ausgegebenen Gleichstroms verwendeten Vorrichtungen sich von denen des in 1 gezeigten Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers unterscheiden.
Der in der in 1 gezeigten Schaltung enthaltene Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler 8 ist so ausgelegt, daß die vom Ausgangskondensator C2 stammende Energie durch die Diode D3, die zwischen der Anschlußklemme des Ausgangskondensators C2, die sich auf höherem Potential befindet, und dem ersten Verbindungspunkt 6 angeschlossen ist, auf den ersten Verbindungspunkt 6 zurückgeleitet wird.
Bei dem in der Schaltung in 3 angegebenen Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler 8 ist die Diode D3 zwischen dem dem Schalttransistor Q2 zugewandten ersten Ende der Drosselspule L1, das sich auf der Eingangsseite des von der Drosselspule L1 und dem Ausgangskondensator C2 gebildeten Filters befindet, und dem ersten Verbindungspunkt 6 angeschlossen, so daß die vom Ausgangskondensator C2 stammende Energie durch die Drosselspule L1 und die Diode D3 an den ersten Verbindungspunkt 6 zurückgeleitet wird.
1 und 3 sind einander ähnlich in Bezug auf die Schaltungsanordnung und den Betrieb, mit dem Unterschied, daß die Stellen, mit denen die Diode D3 verbunden ist, verschieden sind. In 3 sind Teile, die denen von 1 ähnlich sind, mit denselben Bezugsnummern oder -zeichen versehen.
Der in 4 gezeigte Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler benutzt einen MOSFET-Schalttransistor als zweiten-Schalttransistor Q4.
Im MOSFET-Transistor Q4 gibt es eine parasitäre Diode zwischen dessen Source und dessen Drain. Diese parasitäre Diode wird in 4 als D4 dargestellt. Der zweite Schalttransistor Q4 ist so angeschlossen, daß die Durchlaßrichtung der parasitären Diode D4 mit der Richtung von dem aus der Drosselspule L1 und dem Ausgangskondensator C2 bestehenden Filter zum ersten Verbindungspunkt 6 entspricht.
Somit wird die vom Ausgangskondensator C2 entladene Energie über die Drosselspule L1 und die parasitäre Diode D4 an den ersten Verbindungspunkt 6 zurückgeleitet.
Es ist ersichtlich, daß die in 4 gezeigte Schaltungsanordnung in Bezug auf den Betrieb ähnlich der 1 ist, mit der Ausnahme, daß die Schaltungsanordnung des Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers 8 etwas anders ist. In 4 sind Teile, die zu denen der 1 und 3 ähnlich sind, mit denselben Bezugsnummern und -zeichen versehen.
5 ist ein Schaltplan, der eine weitere erfindungsgemäße Ausführungsform darstellt.
Die unter Bezugnahme auf 1 beschriebene Ausführungsform der Erfindung ist so ausgelegt, daß der Abschaltzeitpunkt des ersten Schalttransistors Q1 mittels des Stroms erfaßt wird, der durch die Primärwindung n1 des Umspanntransformators T1 fließt, und der zweite Schalttransistor Q2 in Übereinstimmung mit einem Signal angeschaltet wird, das aus der Erfassung resultiert, so daß der erste und zweite Schalttransistor Q1 und Q2 aufeinander abgestimmt gesteuert werden.
Im Gegensatz dazu ist die in 5 gezeigte Schaltung so ausgelegt, daß der Abschaltzeitpunkt eines zweiten Schalttransistors Q12 durch ein Signal erfaßt wird, das von einer Treiberschaltung 21 stammt, die den zweiten Schalttransistor Q12 in Betrieb setzt, und ein erster Schalttransistor Q11 wird in Übereinstimmung mit einem Signal angeschaltet, welches aus der Erfassung resultiert, so daß der erste und zweite Schalttransistor Q11 und Q12 aufeinander abgestimmt gesteuert werden.
Der in 5 gezeigte Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler stimmt mit dem in 1 gezeigten darin überein, daß eine Primärwindung n11 eines Umspanntransformators T11 und der erste Schalttransistor Q11 miteinander in Reihe und zwischen die Ausgangsklemmen des Gleichrichters 11 geschaltet sind, und des weiteren ein Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler 18 zwischen den Ausgangsklemmen des Gleichrichters 11 geschaltet ist.
In der in 5 gezeigten Schaltung ist die Treiberschaltung 21, welche einen Fehlerverstärker 12 und eine Impulsbreiten-Modulatorschaltung 14 zum Antreiben des zweiten Schalttransistors Q12 beinhaltet, über einen Vorwiderstand R16 an die Basis des zweiten Schalttransistors Q12 des Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers 18 angeschlossen. Eine Erfassungsschaltung 20 zur Erfassung des Aus schaltvorgangs des zweiten Schalttransistors Q12, welche auf einem von der Treiberschaltung 21 ausgesandten Signal beruht, und eine Steuerungs-Treiberschaltung 19 zur Inbetriebnahme des ersten Schalttransistors Q11 sind zwischen der Treiberschaltung 21 und der Basis des ersten Schalttransistors Q11 angeschlossen.
Die Treiberschaltung 21 besteht aus einem Impulstransformator T12, der eine Primärwindung n14 und eine Sekundärwindung n15 hat, der Impulsbreiten-Modulatorschaltung 14 und dem Fehlerverstärker 12.
Die Erfassungsschaltung 20 besteht aus einem Kondensator C13, einem Kondensator C14, einem Widerstand R11, einem Widerstand R12, einer Diode 11 und stimmt mit der in 1 gezeigten Erfassungsschaltung 10 überein.
Die Steuerungs-Treiberschaltung 19 besteht aus einem monostabilen Multivibrator 13, einem Widerstand R13, einem Widerstand R14, einem Widerstand R15, einem Kondensator C15 und ist in seiner Funktion gleichwertig zu der in 1 gezeigten Steuerungs-Treiberschaltung 9.
Desweiteren ist an die Steuerungs-Treiberschaltung 19 eine Gleichspannungsquelle V_DC angeschlossen, welche an eine Ausgangsklemme des Fehlerverstärkers angeschlossen ist, an den Gleichspannung der Gleichrichtungs-Glättungsschaltung an einer Stelle angelegt wird, die näher an der Ausgangsseite liegt, als die Sekundärwindung des Umspanntransformators T11.
Mit 15a und 15b werden Eingangsklemmen des Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers bezeichnet, die mit der Leitung einer kommerziellen Spannungsquelle verbunden sind.
Das Betriebsverhalten der in 5 gezeigten Schaltung ist im wesentlichen identisch zu dem der in 1 gezeigten Schaltung, mit der Ausnahme, daß durch die Anwesenheit der Erfassungsschaltung 20 der erste Schalttransistor Q11 sofort nach Ausschalten des zweiten Schalttransistors Q12 angeschaltet wird; und der erste Schalttransistor Q11 wird ausgeschaltet, bevor der zweite Schalttransistor Q12 angeschaltet wird.
Die in 5 gezeigte Ausführung ist, ebenso wie die in 1 gezeigte, für Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler verwendbar, die mit andersartigen Vorrichtungen zur Rückführung des vom Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlerausgehenden Stroms versehen sind.
6 zeigt eine andere erfindungsgemäße Ausführungsform, worin der Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler 18, dessen Diode D13 zwischen der dem zweiten Schalttransistor Q12 zugewandten Anschlußseite der Drosselspule L11 und einem ersten Verbindungspunkt 16 angeschlossen ist, zwischen dem ersten Verbindungspunkt 16 und einem zweiten Verbindungspunkt 17 angeschlossen ist.
7 zeigt eine nochmals andere erfindungsgemäße Ausführungsform, wobei der Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler 18, der einen MOSFET-Schalttransistor als zweiten Schalttransistor Q14 verwendet, zwischen dem ersten Verbindungspunkt 16 und dem zweiten Verbindungspunkt 17 angeschlossen ist.
Während mit Bezugnahme auf die in 1 und 3 bis 7 gezeigten Schaltungen der Fall beschrieben wurde, in dem der Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler den Durchlaßtyp benutzt, kann man leicht ersehen, daß die Erfindung ebenso in dem Falle angewendet werden kann, wo der Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler den Rücklauftyp verwendet.
In den in 2 gezeigten Strom- und Spannungswellenformen, die das Betriebsverhalten an verschiedenen Punkten in der in 1 gezeigten Schaltung darstellen, wurde die günstigste Betriebsart beschrieben, bei der sich die Ströme I₃ und I₄ überhaupt nicht überlappen. In der vorliegenden Erfindung wird jedoch nur verlangt, daß sich die Oberschwingungen der Ströme I₃ und I₄ nicht überlappen, da es das Hauptziel der Erfindung ist, den Spitzenwert des in dem Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers fließenden Stroms niedrig zu halten. Dadurch ist es möglich, daß sich die Ströme I₃ und I₄ während des Zeitraums, in dem der Strom I₄ niedrig ist, leicht überlappen. Dies trifft auch auf die in 3 bis 7 gezeigten Schaltungen zu.

Claims

Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler, worin Ausgangsklemmen eines Gleichrichters (1), der an die Leitung einer kommerziellen Spannungsquelle angeschlossen ist, eine Primärwindung (n1) eines Umspanntransformators (T1), und ein erster Schalttransistor (Q1, Q3) miteinander in Reihe geschaltet sind; wobei durch Kontrolle der "On"-Zeit dieses ersten Schalttransistors (Q1, Q3) ein Gleichstrom durch eine an die Sekundärwindung dieses Umspanntransformators (T1) angeschlossene Gleichrichtungs-Glättungsschaltung ausgegeben wird; wobei ein Abwärts-Gleichstrom-Gleichtsrom-Wandler (8), der mit einem zweiten Schalttransistor (Q2, Q4) versehen ist, zwischen einem ersten Verbindungspunkt (6) zwischen der positivseitigen Ausgangsklemme dieses Gleichrichters (1) und der Primärwindung (n1) dieses Umspanntransformators (T1) sowie einem zweiten Verbindungspunkt (7) zwischen der negativseitigen Ausgangsklemme dieses Gleichrichters (1) und diesem ersten Schalttransistor (Q1, Q3) so angeschlossen ist, daß der von diesem Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler (8) ausgegebene Gleichstrom an den ersten Verbindungspunkt (6) zurückgeleitet wird, wodurch der Leistungsfaktor dieses Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers verbessert wird, dadurch gekennzeichnet, daß eine Erfassungsschaltung (10) vorhanden ist, die die Abschaltzeitpunkte des ersten Schalttransistors (Q1, Q3) detektiert und an eine Steuer- und Treiberschaltung (9) signalisiert, die daraufhin den zweiten Schalttransistor (Q2, Q4) einschaltet.
Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler, worin Ausgangsklemmen eines Gleichrichters (11), der an die Leitung einer kommerziellen Spannungsquelle angeschlossen ist, eine Primärwindung (n11) eines Umspanntransformators (T11), und ein erster Schalttransistor (Q11, Q13) miteinander in Reihe geschaltet sind; wobei durch Kontrolle der "On"-Zeit dieses ersten Schalttransistors (Q11, Q13) ein Gleichstrom durch eine an die Sekundärwindung dieses Umspanntransformators (T11) angeschlossene Gleichrichtungs-Glättungsschaltung ausgegeben wird; wobei ein Abwärts-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler (18), der mit einem zweiten Schalttransistor (Q12, Q14) versehen ist, zwischen einem ersten Verbindungspunkt (16) zwischen der positivseitigen Ausgangsklemme dieses Gleichrichters (11) und der Primärwindung (n11) dieses Umspanntransformators (T11) sowie einem zweiten Verbindungspunkt (17) zwischen der negativseitigen Ausgangsklemme dieses Gleichrichters (11) und diesem ersten Schalttransistor (Q11, Q13) so angeschlossen ist, daß der von diesem Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler (18) ausgegebene Gleichstrom an den ersten Verbindungspunkt (16) zurückgeleitet wird, wodurch der Leistungsfaktor dieses Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlers verbessert wird, dadurch gekennzeichnet, daß eine Erfassungsschaltung (20) vorhanden ist, die die Abschaltzeitpunkte des zweiten Schalttransistors (Q12, Q14) detektiert und an eine Steuer- und Treiberschaltung (19) signalisiert, die daraufhin den ersten Schalttransistor (Q11, Q 13) einschaltet.
Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Abwärts-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler bereitgestellt wird, der eine Filterschaltung enthält, die den zweiten Schalttransistor sowie einen Ausgangskondensator umfaßt, der an deren Ausgangsseite liegt, wobei dieser Abwärts-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler eine Diode enthält, die zwischen einer Anschlußklemme dieses Ausgangskondensators, die sich auf höherem Potential befindet, und diesem ersten Verbindungspunkt so angebracht ist, daß die Durchlaßrichtung dieser Diode mit der Richtung von diesem Ausgangskondensator zu diesem ersten Verbindungspunkt übereinstimmt.
Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Abwärts-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler bereitgestellt wird, der eine Filterschaltung enthält, die den zweiten Schalttransistor sowie einen Ausgangskondensator umfaßt, der an deren Ausgangsseite liegt, wobei dieser Abwärts-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler eine Diode enthält, die zwischen einer Anschlußklemme dieser Filterschaltung, die sich auf höherem Potential befindet, und diesem ersten Verbindungspunkt so angebracht ist, daß die Durchlaßrichtung dieser Diode mit der Richtung von dieser Filterschaltung zu diesem ersten Verbindungspunkt übereinstimmt.
Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler nach Anspruch 1 oder 2 dadurch gekennzeichnet, daß ein nichtisolierter Abwärts-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler bereitgestellt wird, der eine Filterschaltung beinhaltet, die als zweiten Schalttransistor einen MOSFET-Transistor hat, und an deren Ausgangsseite ein Ausgangskondensator angeschlossen ist, wobei dieser zweite Schalttransistor so angeschlossen ist, daß die Durchlaßrichtung der im MOSFET existierenden parasitären Diode mit der Richtung von dieser Filterschaltung zu diesem ersten Verbindungspunkt übereinstimmt.