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DE602004004404T2 - Hochfrequenzregelung eines halbleiterschalters - Google Patents

Hochfrequenzregelung eines halbleiterschalters Download PDF

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DE602004004404T2
DE602004004404T2 DE200460004404 DE602004004404T DE602004004404T2 DE 602004004404 T2 DE602004004404 T2 DE 602004004404T2 DE 200460004404 DE200460004404 DE 200460004404 DE 602004004404 T DE602004004404 T DE 602004004404T DE 602004004404 T2 DE602004004404 T2 DE 602004004404T2
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switch
inductor
switching
mosfet
semiconductor
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Tobias Tobias TOLLE
Thomas DÜRBAUM
Georg Sauerländer
Toni Lopez
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Philips Intellectual Property and Standards GmbH
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Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Regelung eines Halbleiterschalters, genauer gesagt, auf einen verbesserten Betrieb einer Resonanzsteuerschaltung für einen Halbleiterschalter. Im Einzelnen bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein Verfahren zum Betrieb einer Resonanzsteuerschaltung zur Ansteuerung eines Halbleiterschalters sowie auf einen Steuerschaltkreis zum Betrieb einer Resonanzsteuerschaltung zur Ansteuerung eines Halbleiterschalters.
  • Es ist bei bekannten Leistungswandlern bekannt, dass die Art der Gatesteuerschaltung, welche an die Leistungs-MOSFET-Schalter gekoppelt ist, einen entscheidenden Einfluss, insbesondere bei hohen Frequenzen, auf die Effektivität des Leistungswandlers hat. Somit wurden verschiedene Treiberschemen entwickelt. US 4 967 109 offenbart ein Resonanz-Gatetreiberschema für einen Hochfrequenzwandler. Der Gatesteuerungs-Leistungsverlust ist proportional zu der Schaltfrequenz und stellt eine Hauptbegrenzung bei der Konstruktion von hoch effektiven Leistungswandlern in dem MHz-Bereich dar. Eine Möglichkeit, den Gatesteuerungs-Leistungsverlust zu verbessern, ist die Verwendung einer Resonanz-Gateschaltung, wie in einem Arikel mit dem Titel „A MOS gate drive with resonant transitions", von D. Maksimovic, 22. Annual IEEE power electronics specialists conference (PESC), 23. bis 27. Juni 1991, Seiten 523 bis 527, beschrieben. Dieser Artikel beschreibt eine Gateansteuerung, die eine Quasi-Rechteck-Gate-Source-Spannung mit niedriger Impedanz zwischen Gate- und Sourceanschluss sowohl im Ein- als auch im Aus-Zustand abgibt. Die äquivalente Gatekapazität des Leistungs-MOS-Transistors wird in einem Resonanzkreis geladen und entladen, so dass in der äquivalenten Gatekapazität gespeicherte Energie zu der Energiequelle des Treibers zurückgeleitet wird.
  • Resonanz-Gatesteuerschaltungen dieser Art können zum Beispiel in der Leistungselektronik bei MOSFETs, welche bei hohen Schaltfrequenzen arbeiten, verwendet werden. Somit können diese zum Beispiel in Schaltnetzteilen (SMPS) eingesetzt werden. Ebenso können sie Anwendungen mit besonderen Anforderungen in Bezug auf Größe, Ebenheit, EMI oder Dynamik, wie z.B. Spannungsreglermodule (VRM) für Datenprozesso ren (MPS), für Flachdisplays und SMPS für Audiogeräte mit AM/FM-Tuner, angepasst werden.
  • Bei hohen Schaltfrequenzen im MHz-Bereich oder höher wird sowohl eine effektive als auch eine schnelle Ansteuerung der MOSFETs immer wichtiger. Eine effektive Ansteuerung ist erforderlich, um Gatetreiberverluste zu reduzieren. Eine schnelle Ansteuerung ist erforderlich, um Schaltverluste des Leistungstransistors innerhalb akzeptabler Grenzen zu halten.
  • Um eine effektive Ansteuerung zu erreichen, wird der Einsatz von Resonanztreibern, welche effektiver als beispielsweise Hard-Switching-Treiber (Treiber für hartes Schalten) sind, immer wünschenswerter. Jedoch erreichen bekannte Resonanztreiber nicht die gleiche Schaltgeschwindigkeit und sind somit oftmals für Anwendungen, bei denen Schaltfrequenzen in dem MHz-Bereich oder höher verwendet werden, nicht geeignet.
  • Der Erfindung liegt als Aufgabe zugrunde, einen verbesserten Betrieb einer Resonanzsteuerschaltung zur Ansteuerung eines Halbleiterschalters vorzusehen.
  • Gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung kann die obige Aufgabe durch ein Verfahren, wie in Anspruch 1 dargelegt, zum Betrieb einer Resonanzsteuerschaltung zur Ansteuerung eines Halbleiterschalters gelöst werden. Gemäß diesem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung weist die Treiberschaltung einen ersten Schalter, um eine Stromversorgung über einen Induktor mit einem Steueranschluss des Halbleiterschalters zu verbinden, und einen zweiten Schalter auf, welcher mit dem Steueranschluss des Halbleiterschalters verbunden ist, um ein Schalten des Halbleiterschalters zu steuern. Gemäß einem Aspekt dieses exemplarischen Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung wird der Induktor vor Schalten des zweiten Schalters voraufgeladen.
  • Vorteilhafterweise kann auf Grund der Voraufladung des Induktors dem Steueranschluss des Halbleiterschalters ein höherer Ausgangsstrom zugeführt werden, wodurch vorteilhafterweise sowohl ein schnelles als auch effektives Schalten des Halbleiterschalters vorgesehen werden kann.
  • Dieser verbesserte Betrieb kombiniert die effektive und die schnelle Ansteuerung, welche für Anwendungen, bei denen Schaltfrequenzen in dem MHz-Bereich oder höher verwendet werden, erforderlich sind.
  • Gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, wie in Anspruch 2 dargelegt, wird vor dem Schaltvorgang des zweiten Schalters ein Induktorstrom aufgebaut.
  • Gemäß einem weiteren exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, wie in Anspruch 3 dargelegt, wird der Induktorstrom vor Schalten des zweiten Schalters und damit die Voraufladung des Induktors realisiert, indem vor dem Schaltvorgang des zweiten Schalters eine Zeitperiode vorgesehen wird, in welcher der erste und der zweite Schalter eingeschaltet werden.
  • Die Ansprüche 4 bis 7 beschreiben weitere exemplarische Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung. Im Einzelnen wird gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, wie in Anspruch 6 dargelegt, ein Verfahren gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung auf eine Resonanzsteuerschaltung mit vier Schaltern und einem einfachen und robusten Aufbau angewandt.
  • Gemäß einem weiteren exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, wie in Anspruch 8 dargelegt, ist ein Steuerschaltkreis vorgesehen, um eine Resonanzsteuerschaltung zur Ansteuerung eines Halbleiterschalters zu betreiben. Der Steuerschaltkreis gemäß diesem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung weist einen Schaltregler auf, um das Schalten des ersten und zweiten Schalters so zu regeln, dass der Induktor vor einem Schaltvorgang des zweiten Schalters voraufgeladen wird.
  • Vorteilhafterweise kann dieser Steuerschaltkreis bei bekannten Resonanz-Gatesteuerschaltungen eingesetzt werden und ermöglicht einen schnellen und effektiven Betrieb des Halbleiterschalters bei hohen Frequenzen.
  • Anspruch 9 sieht ein exemplarisches Ausführungsbeispiel des Steuerschaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung vor.
  • Es kann als das Wesentliche eines exemplarischen Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung angesehen werden, dass der Induktor der Resonanzsteuerschaltung voraufgeladen wird, bevor ein Schalter, der das Schalten des Halbleiterschalters (wie z.B. eines MOSFETs) steuert, einen Schaltvorgang ausführt. Auf Grund dessen wird vor dem Schaltvorgang ein Induktorstrom aufgebaut, welcher bewirkt, dass ein Ausgangsstrom das Gate der MOSFETs lädt und somit ein schnelleres Schalten des MOSFETs ermöglicht. Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung kann die Voraufladung durchgeführt werden, indem eine Zeitperiode vorgesehen wird, in welcher ein erster Schalter, der eine Stromversorgung über den Induktor mit dem Gate verbindet, und ein zweiter Schalter, der zur Steuerung einer Schaltung des MOSFETs mit dem Gate des MOSFETs verbunden ist, eingeschaltet werden.
  • Vorteilhafterweise kann hierdurch ein schneller und effektiver, d.h. leistungsstarker Betrieb des MOSFETs vorgesehen werden, welcher es ermöglicht, dass solche Schaltkreise bei VRMs für Datenprozessoren, SMPS für Flachdisplays oder SMPS für Audiogeräte verwendet werden können.
  • Diese und weitere Aspekte der vorliegenden Erfindung werden unter Bezugnahme auf die nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiele erläutert.
  • Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
  • 1 – ein vereinfachtes, elektrisches Schaltbild einer Resonanz-Gatesteuerschaltung zur Steuerung eines MOSFETs;
  • 2 – Zeitdiagramme zur Erläuterung eines Betriebs einer Resonanz-Gatesteuerschaltung;
  • 3 – Zeitdiagramme eines exemplarischen Ausführungsbeispiels eines Verfahrens zum Betrieb einer Resonanz-Gatesteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • 1 zeigt ein elektrisches Schaltbild einer Resonanz-Gatesteuerschaltung zur Steuerung eines MOSFETs 20, wie z.B. eines Leistungs-MOSFETs, einschließlich eines Steuerschaltkreises zum Betrieb der Resonanz-Gatesteuerschaltung gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
  • Bezugsziffer 2 in 1 kennzeichnet eine Energieversorgung, welche eine Speisespannung Vcc erzeugt. Bezugsziffer 4 kennzeichnet einen ersten Schalter T1, welcher zwischen der Speisespannung Vcc und einem ersten Ende eines Induktors 16 geschaltet ist. Bezugsziffer 6 kennzeichnet eine Diode D1. Bezugsziffer 10 kennzeichnet einen zweiten Schalter T2, welcher zwischen Erde und dem ersten Ende des Induktors L1 16 geschaltet ist. Parallel zu dem Schalter T2 10 zwischen Erde und dem ersten Ende des Induktors L1 16 ist eine weitere Diode D2 12 vorgesehen. D1 kann die eigenleitende Body-Diode von T1 sein, wenn T1 ein MOSFET-Schalter ist. D2 kann die eigenleitende Body-Diode von T2 sein, wenn T2 ein MOSFET-Schalter ist. IL ist der Strom, welcher in den Induktor L1 16 fließt.
  • Bezugsziffer 8 kennzeichnet einen dritten Schalter T3, welcher zwischen der Speisespannung Vcc und einem zweiten Ende des Induktors L1 16 vorgesehen ist. Das zweite Ende des Induktors L1 16 ist ebenfalls mit einem Gate des MOSFETs 20 verbunden. Bezugsziffer 14 kennzeichnet einen vierten Schalter T4, welcher zwischen dem zweiten Ende des Induktors L1 16 und Erde vorgesehen ist. Zwischen dem zweiten Ende des Induktors L1 16, d.h. dem Gate des MOSFETs 20 und Erde, parallel zu dem vierten Schalter T4 14, ist eine Kapazität CGS 18 dargestellt. Diese kann entweder lediglich die Darstellung der äquivalenten Gatekapazität des MOSFETs 20 oder die Summe einer externen Kapazität plus der Darstellung der äquivalenten Gatekapazität des MOSFETs 20 sein. Eine Spannung an der Kapazität CGS 18 wird als VGS bezeichnet.
  • Des Weiteren ist gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ein Steuerschaltkreis 22 zum Betrieb der Schaltung des ersten bis vierten Schalters 4, 8, 10 und 14 vorgesehen. Der erste bis vierte Schalter T1 bis T4 (Bezugsziffern 4, 8, 10 und 14) können ebenfalls durch Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs) vom Anreicherungstyp dargestellt sein. Jedoch besteht ebenfalls die Möglichkeit, zum Beispiel CMOS-Schalter oder andere geeignete Schalter vorzusehen. Der Steuerschaltkreis kann zum Beispiel durch eine Ablaufsteuereinheit oder EPLD, wie z.B. die von Alterra® hergestellten, realisiert werden und kann durch geeignete Schaltertreiber zwischen dem Steuerschaltkreis 22 und dem jeweiligen Schalter T1 bis T4 dargestellt sein.
  • Ein Treibersignal, welches den Schaltern T1 bis T4 von dem Steuerschaltkreis 2 zugeführt wird, kann eine Frequenz aufweisen, welche sich von hunderten kHz bis zu dem MHz-Bereich erstreckt. Die Kapazität CGS 18 kann, in Abhängigkeit des Frequenzbereichs, in welchem der Schaltkreis betrieben wird, im Bereich von 0,5 bis 10nF liegen, und der Induktor L1 16 kann eine Induktanz von 50-1000nH (z.B. 200nH für Cgs = 2nF und 1 MHz) aufweisen.
  • Im Folgenden wird unter Bezugnahme der Zeitdiagramme von 2 ein exemplarischer Betrieb der in 1 dargestellten Resonanz-Gatesteuerschaltung beschrieben.
  • Das Zeitdiagramm 30 von 2 zeigt die Schaltung des ersten und zweiten Schalters T1 und T2 während des Zeitraumes. Das Zeitdiagramm 32 von 2 zeigt die Schaltung des dritten und vierten Schalters T3 und T4 während des Zeitraumes. Das Zeitdiagramm 34 zeigt den entsprechenden IL während des Zeitraumes, und das Zeitdiagramm 36 zeigt die Spannung VGS während des Zeitraumes.
  • Wie aus 2 ersichtlich, wird der vierte Schalter T4 in den AUS-Zustand versetzt, sobald der MOSFET 20 einzuschalten ist, und zum gleichen Zeitpunkt t1 wird der erste Schalter T1 in den EIN-Zustand versetzt und verbindet das Gate des MOSFETs 20 über den Induktor L1 16 mit Vcc·Vcc wird von der Energieversorgung 2 abgegeben. Dieses bewirkt, wie in dem Zeitdiagramm 34 dargestellt, einen Anstieg des Induktorsstromes IL bis zu dem Zeitpunkt t2, zu dem der erste Schalter T1 abgeschaltet und der dritte Schalter T3 eingeschaltet wird. Bei t2 erreicht der Induktorstrom IL seinen positiven Spitzenwert. Zu dem gleichen Zeitpunkt t2 erreicht die Spannung VGS ihren gewünschten Wert, und der MOSFET 20 wird voll eingeschaltet. Nach t2 findet die Energierückgewinnung über die Diode D2 und den dritten Schalter T3 statt, wodurch ein nahezu linearer Abfall der Induktorspannung IL bewirkt wird. Bei praktischen Anwendungen kann eine Diode parallel zu T3 das Risiko einer Überspannung an der Vgs, welche aus einem ungeeigneten Timing resultieren könnte, reduzieren. Diese Überspannung würde die Effektivität des Wandlers reduzieren und könnte zuweilen sogar destruktiv sein. Diese Diode kann die eigenleitende Body-Diode von T3 sein, im Falle T3 zum Beispiel durch einen MOSFET dargestellt ist.
  • Somit ist, wie aus 2 ersichtlich, die Zeitperiode [t1; t2] erforderlich, bis die volle Gatespannung des MOSFETs 20 erreicht und die Schaltung des MOSFETs 20 abgeschlossen ist. Damit verlangsamt der Induktor LL, wie dem Zeitdiagramm 34, welches den Induktorstrom IL zeigt, zu entnehmen ist, den Ladungsfluss in das Gate des MOSFETs 20 und dadurch den Anstieg der Gatespannung VGS und somit die Schaltung des MOSFETs 20.
  • Bei t3 wird der dritte Schalter T3 abgeschaltet und der zweite Schalter T2 eingeschaltet. Dadurch wird ein Anstieg des Induktorstromes IL bewirkt, welcher dieses Mal in die andere Richtung als in der Zeitperiode [t1; t2] fließt. Dadurch fällt die Gatespannung VGS von t3 an ab, bis sie bei t4 Null erreicht, der Induktorstrom IL zu diesem Zeitpunkt seinen Spitzenwert erreicht und der zweite Schalter T2 abgeschaltet und der vierte Schalter T4 eingeschaltet wird. Bei praktischen Anwendungen kann eine Diode parallel zu T4 die Gefahr einer negativen Überspannung an der Vgs, welche aus einem ungeeigneten Timing resultieren könnte, reduzieren. Diese Überspannung würde die Effektivität des Wandlers reduzieren und könnte zuweilen sogar destruktiv sein. Diese Diode kann die eigenleitende Body-Diode von T4 sein, im Falle T4 zum Beispiel durch einen MOSFET dargestellt ist.
  • Somit ist, wie 2 zu entnehmen ist, die Zeitperiode zwischen [t3; t4] erforderlich, bis die Gatespannung VGS Null erreicht hat, und es nimmt infolgedessen eine relativ lange Zeit in Anspruch, bis der MOSFET 20 abgeschaltet wird. Trotz der Tatsache, dass ein solcher Betrieb sehr effektiv gegenüber Verlusten ist, ermöglicht dieser somit nicht den Betrieb bei hohen Frequenzen, da der Induktor L1 den Anstieg und den Abfall der Gatespannung VGS verlangsamt.
  • 3 zeigt ein Verfahren zum Betrieb der Resonanz-Gatesteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, welches, wie oben angegeben, mit dem Steuerschaltkreis 22 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, der den ersten bis vierten Schalter T1 bis T4 steuert, um einen Schaltvorgang auszuführen, wie in den Zeitdiagrammen 40 bis 46 von 3 dargestellt, realisiert werden kann. Wie oben angegeben, kann der Steuerschaltkreis als eine Ablaufsteuereinheit oder EPLD mit geeigneten Treibern zum Betrieb des ersten bis vierten Schalters T1 bis T4, als eine Digitalschaltung mit Verstärkern zur Ansteuerung des jeweiligen ersten bis vierten Schalters T1 bis T4 oder als eine geeignete Analogschaltung ausgeführt sein.
  • Das Zeitdiagramm 40 zeigt die Schaltung des ersten und zweiten Schalters T1 und T2 während des Zeitraumes, während das Zeitdiagramm 42 die Schaltung des dritten und vierten Schalters T3 und T4 während des Zeitraumes zeigt. Das dritte Zeitdiagramm 44 zeigt den Induktorstrom IL während des Zeitraumes, während das vierte Zeitdiagramm 46 die Gatespannung an dem Kondensator CGS 18 während des Zeitraumes zeigt.
  • Wie aus 3 ersichtlich, wird der erste Schalter T1 zum Zeitpunkt t5 eingeschaltet, bevor der vierte Schalter T4 zum Zeitpunkt t6 ausgeschaltet wird. Hierdurch wird eine Überlappungszeit vorgesehen, in welcher sowohl der erste Schalter T1 als auch der vierte Schalter T4 eingeschaltet wird. Dieses bewirkt, wie in dem Zeitdiagramm 44 durch IL dargestellt, eine Voraufladung des Induktors L1 16. Mit anderen Worten, bevor der vierte Schalter T4 ausgeschaltet wird, was in der Steuerung der Schaltung des MOSFETs 20 resultiert, wird der erste Schalter T1 eingeschaltet, wodurch eine Voraufladung des Induktors L1 16 bewirkt wird. Diese Voraufladung wird durch Aufbau eines Induktorstroms während der Zeiträume [t5; t6] realisiert, bevor der tatsächliche Schaltvorgang des MOSFETs 20 stattfindet, welcher durch Schließen des vierten Transistors T4 bei t6 folgt.
  • Mit anderen Worten, die Voraufladung des Induktors L1 16 erfolgt, indem ein Überlappungszeitraum vorgesehen wird, in welchem der erste Schalter T1 und der vierte Schalter T4 eingeschaltet werden.
  • Nach erfolgter Schaltung des vierten Schalters T4 bei t6 steigt der Induktorstrom IL dann bei t7 bis zu seinem Spitzenwert an, wobei der erste Schalter T1 ausgeschaltet wird und die Gatespannung Vgs ihren gewünschten Pegel erreicht.
  • Wie ein Vergleich zwischen [t1; t2] und [t6; t7] zeigt, ist die Zeitperiode [t6; t7] signifikant kürzer als die Zeitperiode [t1; t2]. Somit kann die zur Schaltung des MOSFETs 20 erforderliche, tatsächliche Schaltzeit gemäß dem in 3 dargestellten, exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung signifikant reduziert werden. Wie oben beschrieben, geschieht dieses, indem eine Überlappungszeit des ersten Schalters T1 und des vierten Schalters T4 vorgesehen wird. Auf Grund dessen wird, beginnend bei t5 vor dem Schaltvorgang bei t6, der Induktorstrom IL aufgebaut. Im Vergleich zu 2 lädt auf Grund dessen ein wesentlich höherer Ausgangsstrom das Gate, wodurch ein wesentlich schnelleres Laden der Gatekapazität Cgs 18 ermöglicht wird.
  • Vorteilhafterweise kann durch Ausführung des Schaltvorgangs, wie unter Bezugnahme auf 3 beschrieben, eine sehr effektive Schaltung, selbst bei hohen Frequenzen, durchgeführt werden. Ebenso ist, wie ein Vergleich von VGS eines Zeitdiagramms 36 in 2 mit dem Zeitdiagramm 46 in 3 zeigt, der Spannungsanstieg zwischen t6 und t7 signifikant steiler als der Spannungsanstieg zwischen t1 und t2.
  • Bei t8 wird der zweite Schalter T2 eingeschaltet, bevor der dritte Schalter T3 bei t9 ausgeschaltet wird. Hierdurch wird eine Überlappungszeitperiode von t8 bis t9 vorgesehen, in welcher der zweite Transistor T2, der das Gate des MOSFETs 20 über den Induktor L1 16 mit Erde (der Energieversorgung 2) verbindet, und der mit dem Gate des MOSFETs 20 verbundene, dritte Schalter T3, der den Schaltvorgang des MOSFETs 20 steuert, eingeschaltet werden. Dadurch wird der Induktor L1 16 durch Aufbau des Induktorstroms IL voraufgeladen. Sodann wird bei t9 der dritte Transistor T3 abgeschaltet. Dieses bewirkt, wie dem Zeitdiagramm 46 entnommen werden kann, einen steilen Abfall der Gatespannung VGS. Des Weiteren wird dadurch bewirkt, dass der Induktor L1 16 bis zum Zeitpunkt t10 weiter geladen wird, wobei dann der zweite Transistor T2 abgeschaltet, der vierte Transistor T4 eingeschaltet wird, der Induktorstrom IL seinen Spitzenwert erreicht und die Gatespannung VGS gegen Erde ist. Wie dem Zeitdiagramm 44 entnommen werden kann, fällt der Induktorstrom IL nach t10 dann nahezu linear auf Null ab.
  • Wie ein Vergleich der Zeitperiode [t9; t10] mit der Zeitperiode [t3; t4] des in 2 dargestellten Zeitdiagramms zeigt, ist die Zeitperiode [t9; t10] signifikant kürzer als die Zeitperiode [t3; t4]. Somit ist der Spannungsabfall der Spannung VGS während der Zeitperiode [t9; t10] signifikant steiler als während der Zeitperiode [t3; t4].
  • Wie 3 entnommen werden kann, kann ein sehr schneller und effektiver Schaltvorgang (Abschaltung) erreicht werden, indem zwischen dem zweiten Schalter T2 und dem dritten Transistor T3 eine Überlappungszeit vorgesehen wird. Dadurch wird während der Zeitperiode [t8; t9] vor dem Schaltvorgang bei t9 ein Induktorstrom IL aufgebaut. Auf Grund dessen lädt ein wesentlich höherer Ausgangsstrom IL das Gate des MOSFETs 20, wodurch ein wesentlich schnelleres Laden der Gatekondensatoren CGS 18 ermöglicht wird.
  • Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird die Voraufladung so vorgenommen, dass der Induktorstrom IL vor Schalten der die Schaltung von MOSFET 20 steuernden, jeweiligen Schalter T3 und T4 in etwa die Hälfte seines Spitzenwertes erreicht.
  • Somit ist, wie oben beschrieben, ein Verfahren zum Betrieb einer Resonanz-Gatesteuerschaltung zur Ansteuerung eines MOSFETs sowie ein Steuerschaltkreis zur Steuerung der Schalter einer Resonanz-Gatesteuerschaltung gemäß exemplarischen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung vorgesehen, welche eine Kombination aus schneller Schaltung und sehr hoher Effektivität ermöglichen. Vorteilhafterweise ist dadurch der Einsatz der Resonanz-Gatesteuerschaltung in z.B. Leistungselektronik mit MOSFETs, welche bei hohen Schaltfrequenzen arbeiten, möglich. Sie kann z.B. vorteilhafterweise in SMPS mit besonderen Anforderungen, wie z.B. Ebenheit, Größe, EMI oder Dynamik, verwendet werden. Exemplarische Anwendungsgebiete sind zum Beispiel VRMs für Datenprozessoren, SMPS für Flachdisplays oder SMPS für Audiogeräte.
  • An Stelle der Verwendung von MOSFETs, wie in den obigen exemplarischen Ausführungsbeispielen verwendet, ist die vorliegende Erfindung ebenfalls auf nahezu alle spannungsgesteuerten Halbleiterschalter, wie z.B. IGBTs, anwendbar. Des Weiteren kann die vorliegende Erfindung auf stromgesteuerte Halbleiterschalter, wie z.B. Bipolartransistoren, Thyristoren und Triaks, angewandt werden.
  • Inschrift der Zeichnung
  • 2
    • Energy recovery via D2 + T3 – Energierückgewinnung über D2 + T3
    • Energy recovery via D1 and T4 – Energierückgewinnung über D1 und T4
  • 3
    • Overlap time – Überlappungszeit
    • pre-charge of L1 – Voraufladung von L1
    • steeper initial voltage slope – steilerer Ausgangsspannungsanstieg

Claims (9)

  1. Verfahren zum Betrieb einer Resonanzsteuerschaltung zur Ansteuerung eines Halbleiterschalters, wobei die Treiberschaltung einen ersten Schalter, um eine Energieversorgung über einen Induktor mit einem Steueranschluss des Halbleiterschalters zu verbinden, und einen zweiten Schalter aufweist, welcher mit dem Steueranschluss des Halbleiterschalters verbunden ist, um ein Schalten des Halbleiterschalters zu steuern, wobei nach dem Verfahren der Induktor vor einem Schaltvorgang des zweiten Schalters voraufgeladen wird.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Halbleiterschalter ein spannungsgesteuerter Schalter ist, wobei der Induktor durch Aufbau eines Induktorstroms vor dem Schaltvorgang des zweiten Schalters voraufgeladen wird.
  3. Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Induktorstrom aufgebaut wird, indem eine Zeitperiode vorgesehen wird, in welcher der erste Schalter und der zweite Schalter eingeschaltet werden.
  4. Verfahren nach Anspruch 3, wobei der Halbleiterschalter eine Eingangskapazität an seinem Steueranschluss aufweist und wobei der Ausgangsstrom ein schnelles Schalten des Halbleiterschalters ermöglicht.
  5. Verfahren nach Anspruch 2, wobei die Voraufladung so durchgeführt wird, dass der Induktorstrom vor dem Schaltvorgang des zweiten Schalters in etwa die Hälfte seines Spitzenwertes erreicht.
  6. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Treiberschaltung weiterhin aufweist: einen dritten Schalter, welcher zwischen einer Speisespannung und einem ersten Ende des Induktors angeordnet ist, einen vierten Schalter, welcher zwischen Erde und dem ersten Ende des Induktors angeordnet ist, einen fünften Schalter, welcher zwischen der Speise spannung und einem zweiten Ende des Induktors angeordnet ist, wobei das zweite Ende des Induktors mit dem Gate des MOSFETs verbunden ist, einen sechsten Schalter, welcher zwischen Erde und dem zweiten Ende des Induktors angeordnet ist, wobei eine Kapazität zwischen dem zweiten Ende des Induktors und Erde vorgesehen ist, wobei der erste Schalter der dritte oder vierte Schalter ist, wobei, wenn der erste Schalter der dritte Schalter ist, der zweite Schalter der sechste Schalter ist, und wobei, wenn der erste Schalter der vierte Schalter ist, der zweite Schalter der fünfte Schalter ist, so dass zum Einschalten des MOSFETs der sechste Schalter während einer ersten Zeitperiode nach Einschalten des dritten Schalters eingeschaltet bleibt, und so dass zum Abschalten des MOSFETs der fünfte Schalter während einer zweiten Zeitperiode nach Einschalten des vierten Schalters eingeschaltet bleibt.
  7. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Halbleiterschalter ein MOSFET ist.
  8. Steuerschaltkreis zum Betrieb einer Resonanzsteuerschaltung zur Ansteuerung eines Halbleiterschalters, wobei die Treiberschaltung einen ersten Schalter, um eine Energieversorgung über einen Induktor mit einem Steueranschluss des Halbleiterschalters zu verbinden, und einen zweiten Schalter aufweist, welcher mit dem Gate des Halbleiterschalters verbunden ist, um ein Schalten des Halbleiterschalters zu steuern, wobei der Steuerschaltkreis einen Schaltregler aufweist, um den Schaltvorgang des ersten und zweiten Schalters so zu steuern, dass der Induktor vor einem Schaltvorgang des zweiten Schalters voraufgeladen wird.
  9. Steuerschaltkreis nach Anspruch 8, wobei der Induktor vor dem Einschalten des zweiten Schalters durch Aufbau eines Induktorstroms voraufgeladen wird, indem der Schaltvorgang des ersten und zweiten Schalters durch den Schaltregler so gesteuert wird, dass der zweite Schalter vor Ausschalten des ersten Schalters eingeschaltet wird.
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