DE4421249C2 - Schaltstromversorgungsgerät mit Snubber-Schaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Snubberschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Ein Schaltnetzteil des Zwei-Transistor-Durchflußwandlertyps oder des Zwei-Transistor-Sperr­ wandlertyps weist einen Transformator auf und dient dazu, aus einer Gleichstromquelle eine Gleichspannung gewünschter Höhe zu gewinnen. Die Primärwicklung des Transformators wird mit Hilfe zweier Schaltglieder zyklisch an die Gleichstromquelle angeschlossen bzw. von ihr getrennt, wobei das Schalten mit einem Tastverhältnis erfolgt, das die Ausgangsspannung an der Sekundärwicklung des Transformators auf einen konstanten Wert bringt. Das Schaltnetzteil ist mit einer Snubber-Schaltung zum Absorbieren der Gegen-EMK versehen, da in letzter Zeit für Schaltanwendungen entwickelte Transistoren eine kurze Abschaltzeit von 0,1 µs aufweisen, die dazu führt, daß von dem eine induktive Last darstellenden Transformator, wenn er durch Abschalten der Transistoren von der Stromquelle getrennt wird, eine sehr steile Gegen-EMK induziert wird. Die transiente Überspannung kann die Transistoren beschädigen.

Eine Snubber-Schaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 ist aus der DE 28 40 100 A1 (s. dort Fig. 4) bekannt. Aus den Druckschriften JP 1-50759 A, JP 62-37064 A, JP 63- 89052 A und JP 2-237466 A sind jeweils Snubberschaltungen für Schaltnetzgeräte bekannt, bei denen zu Snubberkondensatoren eine zusätzliche Spannungsquelle in Reihe geschaltet ist, um eine Entladung der Snubberkondensatoren in die Gleichstromquelle zu ermöglichen. Bei den Snubberkondensatoren handelt es sich bei diesem Stand der Technik um gewöhnliche Kondensa­ toren.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Snubber-Schaltung für ein Schaltstromversor­ gungsgerät so auszubilden, daß die Abschaltverluste in den Schaltgliedern weiter verringert werden.

Diese Aufgabe wird durch eine Snubber-Schaltung gemäß Patentanspruch 1 gelöst. Durch die Ausnutzung der Spannungsabhängigkeit der von den MOSFETs gebildeten Kapazitäten wird erfindungsgemäß der Abschaltverlust der Schaltglieder verringert.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen enthalten.

Die Erfindung wird nachfolgend an Hand von Ausführungsbeispielen unter Bezug auf die beilie­ genden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Schaltbild eines ersten Beispiels eines Schaltnetzteils,

Fig. 2 ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise des Schaltnetzteils von Fig. 1,

Fig. 3 das Schaltbild eines zweiten Beispiels eines Schaltnetzteils,

Fig. 4 ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise des Schaltnetzteils von Fig. 3,

Fig. 5 das Schaltbild einer ersten Ausführungsform eines Schaltnetzteils gemäß der vorlie­ genden Erfindung, und

Fig. 6 das Schaltbild einer zweiten Ausführungsform eines Schaltnetzteils gemäß der vorlie­ genden Erfindung.

Fig. 1 zeigt das Schaltbild eines Schaltnetzteils eines Zwei-Transistor-Durchflußwandlertyps, welches ähnlich wie das aus der DE 28 40 100 A1 bekannte aufgebaut und mit zwei Transisto­ ren 2 und 3 als Schaltgliedern versehen ist, die in der Figur als einpolige Schalter dargestellt sind. Das Schaltnetzteil erzeugt aus einer Spannung V_i einer Gleichstromquelle 1 eine vorbe­ stimmte Ausgangsgleichspannung V_o. Leistung wird von der Gleichstromquelle 1 einer Primär­ wicklung 7a eines Transformators 7 über die Transistoren 2 und 3 zur Spannungstransformation zugeführt. Die Transistoren 2 und 3 werden mit einem zu der gewünschten Ausgangsspannung V_o führenden Tastverhältnis gleichzeitig ein- und ausgeschaltet. An eine Sekundärwicklung 7b des Transformators 7, die mit der Primärwicklung 7a phasengleich ist, ist eine Ausgangsschal­ tung mit einer Diode 8 zur Gleichrichtung der Wechselspannung von Sekundärwicklung 7b, einer Freilaufdiode 9, einer Glättungsdrossel 10 und einem Glättungskondensator 11 großer Kapazität angeschlossen.

Dioden 4 und 5 sind in einer im einzelnen aus Fig. 1 ersichtlichen Weise zwischen die beiden Enden der Primärwicklung 7a und die beiden Anschlüsse der Gleichstromquelle 1 geschaltet. Die Dioden 4 und 5 dienen dazu, die beim Abschalten der Transistoren 2 und 3 auftretende Gegen- EMK zu absorbieren und rückzugewinnen. Wenn in der Primärwicklung 7a eine Gegen-EMK erzeugt wird, die die Spannung V_i der Gleichstromquelle 1 übersteigt, dann werden die Dioden 4 und 5 leitend, um die Gegen-EMK dadurch zu absorbieren, daß der die Stromquellenspannung übersteigende Teil der Gegen-EMK rückgespeist wird. Die Dioden 4 und 5 können jedoch die schnell ansteigende Gegen-EMK von der Primärwicklung 7a, die nach Abschalten der Transisto­ ren 2 und 3 mit etwa 0,1 µs anzusteigen beginnt, nicht sofort absorbieren, da die Dioden 4 und 5 eine sogenannte Durchlaßverzögerungszeit von 0,5 µs aufweisen, während derer sie noch nicht leiten, obwohl die an ihnen anliegende Spannung schon von der Sperrichtung in die Durchlaßrichtung umgeschaltet ist. Zur Absorbierung der transienten Überspannung dient die nachfolgend beschriebene Snubber-Schaltung.

Dem Transistor 2 ist eine Snubber-Schaltung mit einem Kondensator 15 und einer Diode 13 und dem Transistor 3 eine Snubber-Schaltung mit einem Kondensator 16 und einer Diode 14 parallel geschaltet. Die Dioden 13 und 14 sind so gepolt, daß ein von der Gegen-EMK, die in der Primärwicklung 7a des Transformators 7 erzeugt wird, wenn die Transistoren 2 und 3 abgeschal­ tet werden, verursachter Strom in die Kondensatoren 15 und 16 fließt. Eine Reihenschaltung aus einer Hilfswicklung 7c des Transformators 7, einer Diode 17 und einer Snubber-Drossel 18 zur Unterdrückung regenerativen Stroms ist zwischen die Verbindungspunkte zwischen Kondensator 15 und Diode 13 einerseits und Kondensator 16 und Diode 14 andererseits geschaltet.

Die Arbeitsweise der Ausführungsform von Fig. 1 soll unter Bezug auf Fig. 2 beschrieben wer­ den, die Wellenformen an Hauptteilen des Schaltnetzteils von Fig. 1 darstellt.

Da die Transistoren 2 und 3 gesperrt sind, wenn die Stromquelle 1 an das Schaltnetzteil ange­ schlossen wird, lädt ein zwischen dem positiven und dem negativen Anschluß der Stromquelle 1 über den Kondensator 15, die Diode 13, die Primärwicklung 7a, die Diode 14 und den Kon­ densator 16 fließender Strom die Kondensatoren 15 und 16 auf.

Da die Kondensatoren 15 und 16 bereits aufgeladen sind, wenn die Transistoren 2 und 3 zum Zeitpunkt t1 ein Einschaltsignal erhalten, wie in Fig. 2(a) gezeigt, fließt kein Strom durch die Snubber-Schaltung, wodurch der Einschaltverlust der Transistoren 2 und 3 verringert wird. Fig. 2(b) zeigt einen Strom IM, der über die Kondensatoren 15 und 16 durch den Transformator 7 fließt. Fig. 2(c) zeigt einen Strom Ic durch den Kondensator 15 stellvertretend für die Ströme durch die Kondensatoren 15 und 16. Wenn aufgrund eines Einschaltvorgangs der Transistoren 2 und 3 ein Strom durch die Primärwicklung 7a zu fließen beginnt, fließt von dem Kondensator 15 ein Rückgewinnungsstrom in entgegengesetzter Richtung zum Ladestrom, und zwar fließt dieser Rückgewinnungsstrom vom Kondensator 16 über die Diode 17, die Hilfswicklung 7c und die Snubber-Drossel 18. Der Rückgewinnungsstrom entlädt die Kondensatoren 15 und 16 und speist in den Kondensatoren 15 und 16 gespeicherte Energie in die Stromquelle 1 zurück.

Zum Zeitpunkt t2 in Fig. 2, wenn sich das Steuersignal den Transistoren 2 und 3 von EIN zu AUS ändert, werden die Transistoren 2 und 3 ausgeschaltet, und der durch die Primärwicklung 7a des Transformators 7 fließende Strom IM fällt rasch zurück, wie in Fig. 2(b) gezeigt. Als Reaktion darauf wird in der Primärwicklung 7a eine Gegen-EMK erzeugt, die Dioden 13 und 14 werden leitend und ein Ladestrom fließt über die Diode 13, die Primärwicklung 7a und die Diode 14 zu den Kondensatoren 15 und 16, um diese aufzuladen, wie in Fig. 2(c) gezeigt. Durch das Aufladen der Kondensatoren 15 und 16 wird die Energie von der Streuinduktivität der Primär­ wicklung 7a und der Verdrahtungsinduktivität auf die Kondensatoren übertragen und in diesen in Form einer Ladespannung gespeichert. Da die Ladespannung der Kondensatoren 15 und 16 in Sperrichtung an den Dioden 13 und 14 anliegt, behalten die Kondensatoren 15 und 16 die absorbierte Energie während der Abschaltphase der Transistoren 2 und 3, ohne entladen zu werden. Die Zeitkonstante der Absorption der Gegen-EMK ist so gering, daß die Gegen-EMK kurz nach ihrer Erzeugung in den Kondensatoren 15 und 16 absorbiert ist. Fig. 2(d) zeigt eine an den Transistoren 2 oder 3 anliegende Spannung E. Wie aus Fig. 2(d) ersichtlich, erreicht die Span­ nung E (nahezu gleich V_i) eine Schaltungsspannung, nachdem die Absorption der Gegen-EMK in der Snubber-Schaltung vorüber ist, ohne als Antwort auf den Abschaltvorgang der Transistoren 2 und 3 steil anzusteigen. Damit wird vollkommen verhindert, daß die Transistoren 2 und 3 einer transienten Überspannung ausgesetzt werden.

Die Hilfswicklung 7c des Transformators 1 in Fig. 1 erzeugt eine Spannung in Phase mit der Primärwicklung 7a. Die Diode 17 ist so gepolt, daß sie einen Stromfluß von der Stromquelle 1 verhindert. Die Hilfswicklung 7c liegt in Reihe mit den Kondensatoren 15 und 16. Wenn die Transistoren 2 und 3 eingeschaltet werden, wird in der Hilfswicklung 7c eine Spannung in einer solchen Richtung induziert, daß sie sich zur Ladespannung der Kondensatoren 15 und 16 addiert. Da die Hilfswicklung 7c so ausgelegt ist, daß die Summe ihrer Spannung und der Lade­ spannung der Kondensatoren 15 und 16 die Stromquellenspannung V_i übersteigt, fließt zu dem Zeitpunkt, wo gemäß Darstellung in Fig. 2(b) ein Strom durch die Primärwicklung 7a zu fließen beginnt, der Rückgewinnungsstrom in entgegengesetzter Richtung zum Ladestrom der Konden­ satoren 15 und 16, wie in Fig. 2(c) gezeigt ist. Die Kondensatoren 15 und 16 werden durch diesen Rückgewinnungsstrom entladen, und die in den Kondensatoren 15 und 16 gespeicherte Energie wird zur Stromquelle 1 zurückgespeist. Es ist günstig, die von der Hilfswicklung 7c erzeugte Spannung um einen gewissen Sicherheitsabstand höher einzustellen, damit die in den Kondensatoren 15 und 16 gespeicherte Energie vollständig zurückgewonnen wird. Deshalb fließt ein geringer Strom durch die Primärwicklung 7a, den Transformator 7 und die Hilfswicklung 7c zur Stromquelle 1. Der kleine transiente Strom ist in dem Strom IM der Primärwicklung 7a in einem frühen Stadium des Stroms IM enthalten, was einen geringen Einschaltverlust der Transistoren 2 und 3 verursacht, der jedoch vernachlässigbar ist. Die Snubber-Drossel 18, die mit der Hilfswicklung 7c in Reihe geschaltet ist, dämpft die Steilheit des Anstiegs des transien­ ten Stroms.

Wenn die Transistoren 2 und 3 ausgeschaltet werden, wird die in den Kondensatoren 15 und 16 gespeicherte Energie nicht zur Stromquelle 1 zurückgespeist, da die in der Hilfswicklung 7c des Transformators 7 induzierte Spannung der Ladespannung der Kondensatoren 15 und 16 entgegengerichtet ist. Da jedoch die in der Primärwicklung 7a erzeugt Gegen-EMK die Strom­ quellenspannung V_i übersteigt, wenn die an den Transistoren 2 und 3 anliegende Spannung E die Stromquellenspannung V_i erreicht, wie in Fig. 2(d) gezeigt, wird eine Energierückspeisung durch den Leitzustand der Dioden 4 und 5 eingeleitet. Die Dioden 4 und 5 werden zu einem Zeitpunkt t₃ nicht-leitend, zu dem die in der Primärwicklung 7a erzeugte Gegen-EMK unter die Stromquel­ lenspannung V_i abfällt, womit die Energierückspeisung durch die Dioden 4 und 5 beendet wird. Da in diesem Moment Energie entsprechend der Stromquellenspannung V_i in den Kondensatoren 15 und 16 gespeichert ist und die Summe der Spannungen der Kondensatoren 15 und 16 2 V_i beträgt, fließt ein Rückgewinnungsstrom über den Kondensator 16, die Diode 17, die Hilfswick­ lung 7c, die Snubber-Drossel 18 und den Kondensator 15 zur Stromquelle 1. Dieser Zustand bleibt erhalten, bis die Transistoren 2 und 3 eingeschaltet werden, nachdem die an den Transi­ storen 2 und 3 anliegende Spannung unter ½ V_i abgefallen ist.

Fig. 3 ist ein Schaltbild, das ein anderes Beispiel eines Schaltnetzteils des Zwei-Transistor- Durchlaßwandlertyps darstellt. In Fig. 3 sind solche Teile, die Teilen in Fig. 1 gleichen, mit denselben Bezugszahlen versehen und werden nicht noch einmal beschrieben.

Bei der anhand von Fig. 1 beschriebenen ersten Ausführungsform wird eine Spannung positiver Polarität in der Hilfswicklung 7c des Transformators 7 erzeugt, wenn die Transistoren 2 und 3 eingeschaltet werden. Die positive Spannung verursacht einen zirkulierenden Strom, der von der Hilfswicklung 7c über die Snubber-Drossel 18, die Diode 13, die Primärwicklung 7a, die Diode 14 und die Diode 17 zurück zur Hilfswicklung 7c fließt. Dieser zirkulierende Strom verursacht eine Zunahme des Verlusts in den Transistoren 2 und 3, wenn diese eingeschaltet sind. Das Schaltnetzteil von Fig. 3 vermeidet diese Verlustzunahme dadurch, daß die Hilfswicklung 7c des Transformators 7 durch einen Transistor 21 ersetzt ist, der gleichzeitig mit den Transistoren 2 und 3 ein- und ausgeschaltet wird.

Die Arbeitsweise der Ausführungsform von Fig. 3 soll unter Bezugnahme auf Fig. 4 erläutert werden, die Wellenformen an Hauptteilen des Schaltnetzteiles von Fig. 3 darstellt.

Da sich die Transistoren 2 und 3 im Sperrzustand befinden, wenn die Stromquelle an das Schaltnetzteil angeschlossen wird, werden die Kondensatoren 15 und 16 von einem Ladestrom aufgeladen, der von dem positiven Anschluß der Stromquelle 1 über den Kondensator 15, die Diode 13, die Primärwicklung 7a, die Diode 14 und den Kondensator 16 zum negativen Anschluß der Stromquelle 1 fließt.

Da die Kondensatoren 15 und 16 bereits geladen sind, wenn die Transistoren 2 und 3 zum Zeitpunkt t1 ein Einschaltsignal zum Einschalten der Transistoren 2 und 3 erhalten, wie in Fig. 4(a) gezeigt, fließt kein Strom durch die Snubber-Schaltung, womit der Einschaltverlust der Transistoren 2 und 3 in ähnlicher Weise verringert wird, wie dies bei der Schaltung von Fig. 1 der Fall ist. Bei der Schaltung von Fig. 3 wird zu diesem Zeitpunkt zugleich der Transistor 21 eingeschaltet, und die Energie der Streuinduktivität und der Verdrahtungsinduktivität, die in den Kondensatoren 15 und 16 in der Form der Ladespannung gespeichert ist, wird zur Stromquelle 1 zurückgespeist, wie nachfolgend erläutert.

Zu einem Zeitpunkt t2 in Fig. 4(a), wenn das Steuersignal an den Transistoren 2 und 3 zu AUS geändert wird und die Transistoren 2 und 3 ausgeschaltet werden, fällt der durch die Primär­ wicklung 7a des Transformators 7 fließende Strom IM rasch ab, wie in Fig. 2(b) gezeigt. Als Reaktion darauf wird in der Primärwicklung 7a eine Gegen-EMK erzeugt. Zur gleichen Zeit wird der Transistor 21 abgeschaltet, wie in Fig. 4(e) gezeigt, und die Kondensatoren 15 und 16 werden auf eine Spannung E aufgeladen, die nahezu gleich der Stromquellenspannung V_i ist, und zwar über einen die Diode 13, die Primärwicklung 7a und die Diode 14 zwischen den Kon­ densatoren 15 und 16 enthaltenden Strompfad, wie in den Fig. 4(c) und 4(f) gezeigt. Durch das Aufladen der Kondensatoren 15 und 16 wird Energie von der Streuinduktivität der Primär­ wicklung 7a und der Verdrahtungsinduktivität auf die Kondensatoren 15 und 16 übertragen und in ihnen in Form der Ladespannung gespeichert. Die in den Kondensatoren 15 und 16 gespei­ cherte Energie wird in den Kondensatoren zurückgehalten, während die Transistoren 2, 3 und 21 ausgeschaltet sind, und zur Energierückspeisung entladen, wenn die Transistoren 2, 3 und 21 zum Zeitpunkt t4 eingeschaltet werden. Da die Kondensatoren 15 und 16 auf die Spannung E nahezu gleich der Stromquellenspannung V_i aufgeladen sind und da die EMK der Snubber- Schaltung um eine Resonanzspannung zwischen den Kondensatoren 15, 16 und der Snubber- Drossel 18 höher wird als die Stromquellenspannung, werden die Kondensatoren 15 und 16 entladen, während die Transistoren 2 und 3 eingeschaltet sind, und die in den Kondensatoren 15 und 16 gespeicherte Energie wird zur Stromquelle 1 zurückgespeist.

Da die Hilfswicklung 7c in Fig. 1 bei durch den Transistor 21 in Fig. 3 ersetzt ist, wird im letzteren Fall der Verlust durch den zirkulierenden Strom, der andernfalls von der Hilfswicklung 7c über die Snubber-Drossel 18, die Diode 13, die Primärwicklung 7a, die Diode 14 und die Diode 17 zurück zur Hilfswicklung 7c fließen würde, vermieden.

Die Diode 17 ist für die Schaltung von Fig. 3 nicht unbedingt nötig, da der Transistor 21 abgeschaltet wird, wenn die Transistoren 2 und 3 abgeschaltet werden. Die Diode 17 kann jedoch dafür wirksam sein zu verhindern, daß die Snubber-Schaltung leitend wird, wenn eine Zeitnacheilung zwischen den Ein-Ausschaltvorgängen des Transistors 21 und der Transistoren 2 und 3 besteht.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der Fig. 5 und 6 beschrieben, in denen gleiche Teile wie in Fig. 1 mit denselben Bezugszahlen bezeichnet und nicht noch einmal erläutert sind. Die Ausführungsformen der Fig. 5 oder 6 sind mit n-Kanal-MOS-Feldeffekttransi­ storen 19 und 20 anstelle der Kondensatoren 15 und 16 versehen. Der Drainanschluß des MOS- FET 19 ist mit dem positiven Anschluß der Stromquelle 1 verbunden, während Source und Gate zusammengeschlossen und mit der Anode der Diode 13 verbunden sind. Der Drainanschluß des MOS-FET 20 ist mit der Kathode der Diode 14 verbunden, während Source und Gate zusam­ mengeschlossen und mit dem negativen Anschluß der Stromquelle 1 verbunden sind. Die Drain- Source-Ausgangskapazität Coss und die Drain-Gate-Rückkopplungskapazität Crss der MOS-FETs 19 und 20 betragen etwa 3000 pF, wenn ihre Drain-Source-Spannung 0 Volt ist, und nehmen mit einer Zunahme der Drain-Source-Spannung ab. Die Kapazität Coss nimmt auf etwa 250 pF und die Kapazität Crss auf etwa 100 pF ab, wenn die Drain-Source-Spannung 30 V beträgt. Die Ausführungsformen der Fig. 5 und 6 benutzen diese Spannungsabhängigkeit der Kapazitäten Coss und Crss der MOS-FETs 19 und 20, daß also die Kapazitäten Coss und Crss groß sind, wenn die Drain-Source-Spannung niedrig ist, und klein sind, wenn diese Spannung hoch ist.

Wie aus den Fig. 5 und 6 ersichtlich, stimmt die Ausführungsform von Fig. 5 im übrigen mit der Schaltung von Fig. 1 und diejenige von Fig. 6 mit der Schaltung von Fig. 3 überein.

Da die Arbeitsweise des Schaltnetzteiles von Fig. 5 oder 6 nahezu gleich derjenigen von Fig. 1 bzw. Fig. 3 ist, kann sich die nachfolgende Erläuterung auf die Wirkung der MOS-FETs 19 und 20 beschränken, die von der Drain-Source-Spannung abhängt, wenn die Transistoren 2 und 3 vom Zustand EIN zum Zustand AUS geschaltet werden.

In Fig. 5 oder 6 beträgt die zwischen Drain und Source der MOS-FETs 19 und 20 anliegende Spannung 0 Volt, wenn die Transistoren 2 und 3 eingeschaltet sind, und die Kapazitäten Coss und Crss der MOS-FETs sind groß. Als Folge des Abschaltens der Transistoren 2 und 3 wird in der Primärwicklung 7a eine Gegen-EMK erzeugt, und ein Ladestrom fließt über die Dioden 4 und 5 zu den MOS-FETs 19 und 20. Da die in den MOS-FETs 19 und 20 gespeicherte Energie (Drain- Source-Spannung) sich durch Teilen des Ladestroms durch die Kondensatorkapazität errechnet und da die Kondensatorkapazität bei den Ausführungsformen groß ist, steigt die Drain-Source- Spannung längs einer Kurve, die unter einer geraden Linie liegt, längs der die Drain-Source- Spannung ansteigt, wenn ein normaler Kondensator konstanter Kapazität geladen wird. Daher kann der Abschaltverlust der Transistoren 2 und 3 verringert werden.

Obwohl voranstehend Ausführungsformen der Erfindung in bezug auf ein Schaltnetzteil des Zwei-Transistor-Durchflußwandlertyps beschrieben wurden, können die Snubber-Schaltungen der vorliegenden Erfindung ebenso bei Schaltnetzteilen des Zwei-Transistor-Sperrwandlertyps verwendet werden. Im übrigen sei daran erinnert, daß der Begriff "Schaltnetzteil" hier vereinfa­ chend für ein Schaltstromversorgungsgerät, das also nicht notwendigerweise mit einem Netz verbunden zu sein braucht, verwendet wurde.

Claims (3)

1. Snubberschaltung für ein Schaltstromversorgungsgerät, bei dem die Serienschaltung eines ersten Schaltgliedes (2), ei­ ner induktiven Last (7) und eines zweiten Schaltgliedes (3) an eine Gleichspannung (1) angeschlossen ist, beide Schalt­ glieder im gleichen Takt angesteuert werden und Freilaufdi­ oden (4, 5) vorgesehen sind, wobei die Snubberschaltung um­ faßt:

• a) eine erste Reihenschaltung mit einer ersten Kapazität (15, 19) und einer ersten Diode (13) parallel zum ersten Schaltglied (2),
• b) eine zweite Reihenschaltung mit einer zweiten Kapazität (16, 20) und einer zweiten Diode (14) parallel zum zwei­ ten Schaltglied (3),
• c) eine aus einer Diode (17) und einer Verbindungs-Trenn- Einrichtung (21) bestehende dritte Reihenschaltung zwi­ schen den Verbindungspunkten der ersten Kapazität (15, 19) mit der ersten Diode (13) und der zweiten Kapazität (16, 20) mit der zweiten Diode (14, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und zweite Kapazität aus MOSFETs (19, 20) be­ stehen, deren Gate jeweils mit der Source verbunden ist.

2. Snubberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle der Verbindungs-Trenn-Einrichtung (21) eine Hilfs­ wicklung (7c) vorhanden ist, die mit der induktiven Last (7) elektromagnetisch gekoppelt ist.

3. Snubberschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Reihenschaltung zusätzlich eine Snubberdrossel (18) aufweist.