DE3921650A1

DE3921650A1 - Kapazitiver sensor und elektronische schaltung zur beruehrungslosen abstandsmessung

Info

Publication number: DE3921650A1
Application number: DE3921650A
Authority: DE
Inventors: William A Holmgren
Original assignee: Kaman Instrumentation Corp N D
Current assignee: Kaman Instrumentation Corp N D
Priority date: 1988-08-25
Filing date: 1989-06-30
Publication date: 1990-03-08
Also published as: JPH0283401A; US4924172A

Description

Diese Erfindung bezieht sich allgemein auf berührungslose elektronische Abstandsmeßsysteme und die dafür verwendete elektronische Schaltung. Insbesondere bezieht sich diese Erfindung auf einen neuartigen kapazitiven elektronischen Meßwandler für Spaltbreiten und auf eine neuartige Schaltung mit der Bezeichnung Doppel-T-Resonanzschaltung, die in Verbindung mit dem Meßwandler verwendet werden kann.

Bisher bestand immer ein Mangel an brauchbaren und genauen Vorrichtungen zum Messen der Breite von Spalten oder Zwischenräumen ohne Berührung der Grenzflächen. Beispielsweise sind in der Meßtechnik seit langem die Schwierigkeiten bei der Messung des Abstandes von zwei Platten bekannt. Das einfache bekannte Verfahren, bei dem geeichte Fühlerblätter von gerade richtiger Dicke dazwischengeschoben werden, hat den Nachteil, daß die Berührung ungenau ist, daß die Messung zeitraubend ist und daß kein elektrisches Ausgangssignal erhalten wird. Die Überprüfung der Ausrichtung einer Autotür erfordert daher oft noch eine Schublehren-Messung von Tonklumpen, die in dem Spalt zusammengedrückt wurden.

Nach dem Stand der Technik sind elektronische Vorrichtungen bekannt, um solche berührungslosen Spaltbreitenmessungen auszuführen. Bei diesen bisherigen Meßsystemen werden oft elektromagnetische Induktionsphänomene ausgenutzt, um Abstandsänderungen zwischen einem Meßwandler und einem metallischen Gegenstand zu messen. Solche Meßsysteme können bei einer großen Vielfalt von Anwendungen eingesetzt werden, besonders, wenn es unmöglich oder unerwünscht ist, den Gegenstand, der den zu messenden Abstand bestimmt, physich zu berühren. Weitere Anwendungen sind Druckwandler, Beschleunigungsmesser, elektronische Mikrometer, Abmessungs- Komparatoren, Bohrlehren, Grenzlehren und Flüssigmetall- Niveaufühler.

Mit den bisherigen elektromagnetischen Induktionsmeßsystemen wurde nicht die für rasche und genaue Abstandsmessungen erforderliche Genauigkeit und Stabilität erreicht. Gewisse Begrenzungen haben die Entwicklung dieser dem Stand der Technik entsprechenden Systeme gehemmt, wie beispielsweise die Schwierigkeit, eine genügende Empfindlichkeit und Auflösung über den tatsächlichen Meßbereich des Systems zu erhalten. Diese Begrenzung ist darauf zurückzuführen, daß die dem Stand der Technik entsprechenden Systeme nicht zwischen den magnetischen Eigenschaften des Gegenstandes unterscheiden können und diese Eigenschaften nicht kompensieren können. Eine weitere Begrenzung ist der durch Temperaturänderungen verursachte Fehler. Temperaturänderungen bewirken Impedanzänderungen des Gegenstandes und der Bauelemente zur induktiven Abstandsmessung des Systems, und diese Impedanzänderungen äußern sich als Abstandsänderungen, obwohl solche Abstandsänderungen in Wirklichkeit nicht erfolgt sind. Ein weiteres Problem bei den dem Stand der Technik entsprechenden Systemen ist die Nichtlinearität.

Das US-Patent Nr. 41 60 204, das an den Bevollmächtigten des vorliegenden Patents abgetreten wurde und durch Verweisung in das vorliegende Patent eingeschlossen wird, bezieht sich auf ein verbessertes, berührungsloses Abstandsmeßsystem, das eine hohe Empfindlichkeit und Auflösung über den tatsächlichen Meßbereich des Systems aufweist, praktisch unempfindlich gegenüber Temperaturänderungen ist, und einen nahezu linearen Zusammenhang zwischen dem gelieferten Ausgangssignal und dem zu messenden Abstand bietet. Das in dem Patent Nr. 41 60 204 angegebene Meßsystem umfaßt im allgemeinen eine Hochfrequenzsignal- Quelle, einen induktiven Meßwandler und eine Bezugsimpedanz (die beide in einem Signalphasen- Netzwerk liegen und mit der Quelle verbunden sind) sowie ein Mittel zum Vergleichen der Signale von Meßwandler und Bezugsimpedanz, wobei ein Ausgangssignal erhalten wird, das in Beziehung zu dem Abstand zwischen dem Meßwandler und dem Gegenstand steht. Parallel zu dem Meßwandler ist ein Bauelement, wie beispielsweise ein Kondensator, gelegt, um die Empfindlichkeit und die Auflösung des Systems zu erhöhen, um Fehler infolge von Temperaturänderungen des Meßwandlers und des gemessenen Gegenstandes wesentlich zu reduzieren oder völlig zu beseitigen und um einen nahezu linearen Zusammenhang zwischen dem gelieferten Ausgangssignal und dem gemessenen Abstand zu erhalten.

Das in dem Patent 41 60 204 angegebene Induktivitätssensor- Meßsystem ist zwar für den vorgesehenen Zweck gut geeignet, weist aber den Nachteil auf, daß die Messung von dem Material der Grenzflächen des Spaltes beeinflußt werden kann. Diese Empfindlichkeit gegenüber dem Material der Grenzflächen des Spaltes kann die Genauigkeit des Meßsystems nachteilig beeinflussen. Da das dem Stand der Technik entsprechende, in dem Patent 41 60 204 angegebene System auf einr induktiven Messung beruht, kann es nicht bei nichtmetallischen Grenzflächen (wie beispielsweise Grenzflächen aus Kunststoff) eingesetzt werden.

Die oben besprochenen und weitere Nachteile von dem Stand der Technik entsprechenden Vorrichtungen sind bei der berührungslosen Abstandsmeßvorrichtung der vorliegenden Erfindung beseitigt oder vermindert. Im Gegensatz zu dem induktiven Meßsystem gemäß dem Patent 41 60 204 wird bei der vorliegenden Erfindung die Kapazität ausgenutzt, um die Spaltbreite zu messen. Dies hat zur Folge, daß die gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagene Abstandsmessung unabhängig von den Materialien der Grenzflächen ist und daher zur Messung der Spaltbreite bei Nichtmetallen, wie beispielsweise Kunststoffen, benutzt werden kann.

Ein wichtiges Merkmal der vorliegenden Erfindung ist ein neuartiger dünner, kapazitiver Meßwandler mit drei Anschlüssen, der in dem zu messenden Spalt angeordnet wird. Dieser Meßwandler besteht aus einer isolierten Einheit mit drei zueinander parallelen leitenden Ebenen, von denen die erste und die zweite Ebene je eine einzelne Elektrode und die dritte Ebene ein Elektrodenpaar aus zwei in einem gewissen Abstand voneinander angeordneten Elektroden aufweist. Jede Elektrode besteht vorzugsweise aus einer dünnen Kupferschicht, die auf ein isolierendes Substrat, beispielsweise aus einem Epoxy-Glas-Verbundstoff, aufgebracht ist. Zwischen jeder Elektrode des Elektrodenpaares in der dritten Ebene und der einzelnen Elektrode in der zweiten Ebene ist ein Luftspalt vorgesehen.

Ein weiteres wichtiges Merkmal der vorliegenden Erfindung ist eine neuartige elektronische Schaltung zur Verwendung in Verbindung mit dem neuartigen kapazitiven Meßwandler mit drei Anschlüssen. Diese Schaltung kann eine "künstliche Resonanz" erzeugen, bei der eine kleine Kapazität (wie beispielsweise der erfindungsgemäße kapazitive Sensor mit drei Anschlüssen) sich so verhält wie bei oder nahe bei der Serienresonanz mit einer künstlichen großen Induktivität. Dies wird durch Verwendung eines künstlichen Netzwerks (das eine Variante einer bekannten Doppel-T-Schaltung ist) in der Rückkopplungsschleife eines hochverstärkenden Verstärkers erreicht, wobei der normale Sperreinschnitt in eine resonanzähnliche Spitze umgekehrt wird, und zwar bei einer Frequenz, die sich aus der folgenden Gleichung ergibt:

Dabei bedeutet:

C = Eingangsarm-Kapazität des ersten T-Zweiges
C₂ = Eingangsarm-Kapazität des zweiten T-Zweiges
C₃ = Ausgangsarm-Kapazität des zweiten T-Zweiges
L = Induktivität des mittleren Beines des zweiten T-Zweiges

Die erfindungsgemäße neuartige Resonanzschaltung zur Erzeugung einer künstlichen Resonanz kann in Verbindung mit anderen als kapazitiven Meßvorrichtungen verwendet werden. Beispielsweise kann sie mit induktiven Sensoren von der in dem Patent 41 60 204 angegebenen Art verwendet werden.

Die oben besprochenen und weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden für Fachleute aus der folgenden ausführlichen Beschreibung und den Zeichnungen ersichtlich werden.

Im folgenden wird auf die Zeichnungen Bezug genommen, in denen gleiche Teile in den verschiedenen Figuren mit den gleichen Kennziffern versehen sind:

Fig. 1A und 1B sind Schemata, die das dielektrische Feld eines dem Stand der Technik entsprechenden bzw. eines der vorliegenden Erfindung entsprechenden, kapazitiven Meßwandlers wiedergeben;

Fig. 2A ist eine perspektivische Ansicht des kapazitiven Meßwandlers der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2B ist ein elektrisches Schaltbild des Meßwandlers der Fig. 2A;

Fig. 3 ist ein weiteres elektrisches Schaltbild des Meßwandlers der Fig. 2A;

Fig. 4 ist ein Diagramm, in dem die Kapazität in Abhängigkeit von dem Abstand für den Meßwandler der Fig. 2A dargestellt ist;

Fig. 5 ist ein elektrisches Schaltbild einer bekannten RLC-Schaltung;

Fig. 6 ist ein Diagramm, in dem die natürliche Serienresonanz für die RCL-Schaltung der Fig. 5 wiedergegeben ist;

Fig. 7 ist ein elektrisches Schaltbild einer bekannten induktiven Doppel-T-Schaltung;

Fig. 8 ist ein elektrisches Schaltbild einer bekannten Doppel-T-Brückenschaltung;

Fig. 9 ist ein elektrisches Schaltbild einer Doppel-T-Schaltung, die in der Rückkopplungsschleife eines hochverstärkenden Verstärkers angeordnet ist;

Fig. 10 ist ein elektrisches Schaltbild der erfindungsgemäßen Resonanzschaltung zur Erzeugung einer künstlichen Resonanz;

Fig. 11 ist ein Diagramm, in dem die künstliche Resonanz für die Schaltung der Fig. 10 dargestellt ist;

Fig. 12 ist ein elektrsiches Schaltbild des Netzwerks, aus dem das induktive Bein besteht;

Fig. 13 ist ein Diagramm, in dem L _päq und R _päq in Abhängigkeit von der Temperatur dargestellt sind.

Kapazitive Sensoren sind bekannte Bauelemente, die auf die Änderung des dielektrischen Feldes zwischen Elektroden von verschiedenem Potential ansprechen. Bei den üblichen kapazitiven Sensoren gemäß dem Stand der Technik werden zwei parallele Platten verwendet, wie dies in der Fig. 1A bei 10 dargestellt ist. Entsprechend einem wichtigen Merkmal dieser Erfindung werden jedoch für den erfindungsgemäßen Sensor zwei Kondensatorplatten 12 und 14 verwendet, die in einem gewissen Abstand voneinander in derselben Ebene angeordnet sind und ein bogenförmiges elektrisches Feld 16 erzeugen. Es wurde festgestellt, daß bei Anordnung der Elektroden gemäß der Fig. 1B eine maximale Änderung des dielektrischen Feldes zwischen den Elektroden erhalten wird, wodurch genauere und zuverlässigere Messungen ermöglicht werden.

Wir gehen jetzt zu den Fig. 2A und 2B über, in denen der neuartige kapazitive Sensor oder Meßwandler der vorliegenden Erfindung allgemein mit der Kennziffer 18 bezeichnet ist. Der Sensor 18 weist ein Elektrodenpaar aus zwei in einem gewissen Abstand voneinander angeordneten Elektroden 12 und 14 auf, die beide in derselben Ebene liegen. In einem gewissen Abstand unter den Elektroden 12, 14 ist in einer zu den besagten Elektroden parallelen Ebene eine Kopplungsplatte 20 angeordnet. Zwischen der Kopplungsplatte 20 und den Elektroden 12, 14 sind geeignete Abstandsstücke 22 aus einem isolierenden, dielektrischen Material, wie beispielsweise einem Epoxy-Glas-Verbundstoff, angeordnet, um Luftzwischenräume 24 und 26 sowie einen mittleren Kanal 28 zu definieren. Außerdem ist auf der bezüglich der Elektroden 12 und 14 entgegengesetzten Seite der Platte 20 eine Schicht 30 aus einem isolierenden, dielektrischen Material angebracht. Die Struktur aus den Elektroden 12, 14, der Kopplungsplatte 20 und den isolierenden Schichten 22 und 30 definiert eine Isolier/Kopplungs-Struktur, die auf einer ebenen Grundplatte 32 befestigt ist, die auf Nullpotential liegt. Es wird empfohlen, bei der Messung die Grundplatte 32 unter die Isolier/Kopplungs-Struktur zu legen, um einen Bezugspunkt für den physischen Kontakt mit einer Seite oder Grenzfläche des zu messenden Spaltes zu haben. Schließlich werden zwei Koaxialkabel 34 und 36 an die Grundplatte 32 und die Elektrode 12 bzw. an die Grundplatte 32 und die Elektrode 14 angeschlossen. Auf diese Weise wird ein kapazitives T-Netzwerk erhalten, das dem "Pi"-Netzwerk eines Kondensators mit drei Anschlüssen entspricht und für das die folgende Gleichung gilt:

Die obige Gleichung (1) wird in der Fig. 3 veranschaulicht, in der ein äquivalentes elektrisches Schaltbild des Sensors der Fig. 2A und 2B wiedergegeben ist.

Der kapazitive Sensor von Fig. 2A, 2B und 3 weist verschiedene wesentliche Merkmale und Vorteile auf, die auf die neuartige Kopplungsstruktur aus der Kopplungsplatte 20 und den Elektroden 12 und 14 zurückzuführen sind. Beispielsweise kann in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung die Sensorgeometrie maßstäblich geändert werden, ohne daß sich die Sensorkapazität (C _äq) ändert. Dies ist darauf zurückzuführen, daß das Verhältnis von C _B zu C _A von der relativen Position der Kopplungsplatte 20 zwischen den Elektroden 12, 14 und der Grundplatte 32 (sowie von der Art und den Abmessungen des gewählten Isoliermaterials) bestimmt wird.

Noch ein weiteres wichtiges Merkmal des kapazitiven Sensors dieser Erfindung ist, daß der Temperaturkoeffizient der Sensorkapazität (C _äq) Null gemacht werden kann, selbst wenn die Dielektrizitätskonstante des isolierenden Materials 22 einen positiven (oder negativen) Temperaturkoeffizienten hat. In Abhängigkeit von dem Verhältnis von C _B zu C _A können ihre relativen Temperaturkoeffizienten so eingestellt werden, daß C _äq konstant bleibt. Dies wird am leichtesten erreicht durch Erniedrigung des Temperaturkoeffizienten von C _A, wozu die Fläche des Luftspaltes 24, 26 in das richtige Verhältnis zu der Fläche des Isoliermaterials 22 gebracht wird.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind die Koaxialkabel 34 und 36 des Sensors an eine Kapazitätsbrücke mit drei Anschlüssen und einer bekannten Kapazität (wie beispielsweise der automatischen Kapazitätsbrücke Modell 2500, 1 kHz, die von Andeen-Hagerling in Chagrin Falls, Ohio, hergestellt wird) oder vorzugsweise an die nachstehend unter Bezugnahme auf die Fig. 10 beschriebene, neuartige Schaltung zur Erzeugung einer künstlichen Resonanz angeschlossen. Beide Schaltungen erfassen in der Tat nicht die Parallelkapazitäten (und die Kabelkapazität) gegenüber Masse und messen nur den Wert von C _äq.

Der Sensor 18 besteht vorzugsweise aus kupferbeschichtetem Epoxy-Glas-Printplattenmaterial, das so dimensioniert ist, daß C _B gleich 15 pF und C _A gleich 5 pF ist. Die Sensorkapazität C _äq beträgt dann 1 pF. Wenn C _A solche Abmessungen aufweist, daß das richtige Verhältnis von Luftspaltfläche zu Epoxyglasfläche erhalten wird, kann der hohe positive Temperaturkoeffizient von C _B (Nenner) durch den niedrigeren Koeffizienten von C _A so kompensiert werden, daß ein Verhältnis von Eins erhalten wird.

Wir nehmen nun auf die Fig. 4 Bezug, in der die Kapazitätsänderung für den Sendor 18 bei Änderung des Abstandes gegenüber einer mit Masse verbundenen Metallplatte wiedergegeben ist. Es ist ersichtlich, daß die Sensorkapazität von 1 pF abnimmt, wenn die Metallplatte angenähert wird, wobei in der Tat das bogenförmige dielektrische Feld zwischen den Elektroden abgeschwächt wird (und beide C _A's vermindert werden).

In der Fig. 2A ist zwar nur ein einzelnes Elektrodenpaar aus den koplanaren Elektroden 12 und 14 dargestellt, aber es ist offensichtlich, daß bei der vorliegenden Erfindung auch die Verwendung von mehreren koplanaren Elektrodenpaaren mit verschachtelter Struktur erwogen wird.

Wir gehen nun zu den Fig. 5-13 über und beschreiben die neuartige Resonanzschaltung der vorliegenden Erfindung. Wie oben erwähnt wurde, ist diese neuartige Schaltung die bevorzugte elektronische Schaltung für den neuartigen kapazitiven Sender der Fig. 2A. Es ist jedoch offensichtlich, daß die erfindungsgemäße Resonanzschaltung zur Erzeugung einer künstlichen Resonanz auch bei einer Vielzahl von weiteren Anwendungen verwendet werden kann.

In Fig. 5 und 6 ist ein einfaches bekanntes RCL- Netzwerk wiedergegeben, das ein großes Entwicklungspotential für einen weiten Bereich von physikalischen Messungen bietet. Wenn eine physikalische Größe eine Änderung von einer oder mehreren dieser elektrischen Proportionalitätskonstanten hervorruft, bietet das Serienresonanz-Netzwerk äußerst interessante Wandlungsmöglichkeiten. Wenn L oder C die Variable ist, ist eine sehr empfindliche Änderung bei der Phase von E₀ nachweisbar (wobei die Empfindlichkeit von R bestimmt wird). Wenn R die Variable ist, ist die Amplitude von E₀ die nachweisbare Änderung. Es ist also möglich, über die drei elektrischen Grundparameter entweder eine Amplituden modulation oder eine Phasenmodulation hervorzurufen. Die Anwendungsgrenzen dieses relativ einfachen Netzwerks ergeben sich gewöhnlich daraus, daß es unmöglich ist, praktische Werte so miteinander zu kombinieren, daß die folgenden Resonanzgleichungen erfüllt werden:

Wenn L oder C infolge der Art der physikalischen Messung notwendigerweise klein ist, kann f einen zu großen, unpraktischen Wert annehmen oder, was häufiger vorkommt, kann R zu groß (oder thermisch zu instabil) werden, um eine stabile Empfindlichkeit zu erhalten.

Es ist daher in hohem Maße wünschenswert, ein Mittel zu finden, um die natürlichen Begrenzungen für die bei dem einfachen Netzwerk von Fig. 5 und 6 erforderlichen Bauelement-Werte zu überwinden. Ein erfolgreicher Weg ist, ein Netzwerk aufzubauen, dessen elektrisches Verhalten dem Verhalten eines Serienresonanzkreises entspricht, aber bei dem einfache, preiswerte Bauelemente verwendet werden, um die Eigenschaften zu erhalten, die mit einer wirklichen Induktionsspule und einem kleinen Kondensator nicht erhalten werden können. In der Meßtechnik- Literatur wurde in den vierziger Jahren ein Doppel-T-Netzwerk beschrieben, bei dem ein kleines induktives Bein verwendet wird und mit dem genau auf Null abgeglichen werden kann. Die mathematische Analyse zeigte, daß das Netzwerk bei Null einer sehr großen Induktionsspule mit parallel gelegtem, kleinem Kondensator entsprach. Die wirkliche kleine Parallelinduktivität hatte in der Tat das gleiche elektrische Verhalten wie eine mehrere hunderttausend Mal größere Induktivität. Bei Null verbleibt jedoch keine verwertbare Signalspannung für den Nachweis oder die weitere Verarbeitung. Wenn dieses Null-Netzwerk jedoch in die für die negative Rückkopplung bestimmte Schleife eines hochverstärkenden Verstärkers gelegt wird, kann das Nullsignal in eine Signalspitze umgekehrt werden (Beseitigung der negativen Rückkopplung). Es kann gezeigt werden, daß die Übertragungsfunktion dieser "signalselektiven" Schaltung der Übertragungsfunktion eines Netzwerks zur Erzeugung einer natürlichen Resonanz entspricht (das eine nicht realisierbare Induktivität erfordern würde).

Übertragungsfunktion:

mit
Φ = Phasenwinkel zwischen den Spannungen E₀ und E _i
ω = 2π f

Das herkömmliche induktive Doppel-T-Netzwerk (auch als unduktives Parallel-T-Netzwerk bekannt) wurde (wie in Fig. 7 dargestellt) mit zwei variablen Kondensatoren C₁ und C₀ verwirklicht, um eine Nullspannungs-Übertragung zu erhalten. Wie aus Fig. 8 ersichtlich ist, sind nach mathematischer Umwandlung der Parallel-T-Netzwerke in äquivalente "Pi"-Netzwerke die wesentlichen Eigenschaften für die Erzeugung einer künstlichen Resonanz deutlicher erkennbar.

Die äquivalente "Pi"-Tranformation ergibt:

Im abgeglichenen Zustand liegt das tatsächliche C parallel zu einer äquivalenten Resonanzinduktivität, die gleich L ist, multipliziert mit dem großen Verhältnis:

Es ist jedoch erkennbar, daß verschiedene Merkmale dieses Doppel-T's angepaßt werden müssen, um einen praktischen Resonanzkreis für die Erzeugung einer künstlichen Resonanz zu erhalten. Zunächst muß die Nullspannung in eine Amplitudenspitze umgekehrt werden. Unter Bezugnahme auf die Fig. 9 wird darauf hingewiesen, daß dann, wenn ein Doppel-T-Netzwerk in die Rückkopplungsschleife eines hochverstärkenden Verstärkers gelegt wird, die Netzwerk-Übertragungsfunktion durch die Rückkopplungsgleichung umgekehrt wird. Da das Doppel-T normalerweise mit auf Null abgeglichenem Nullsignal betrieben wird, ist eine unendliche Resonanzspitze weder möglich noch wünschenswert. Damit das Doppel-T als Rückkopplungs-Netzwerk wirkt, wird das Nullsignal auf ungefähr -80 dB abgeschwächt und auf eine geringfügig niedrigere Frequenz als die gewünschte Resonanzfrequenz eingestellt. Da die Nullsignal-Gleichungen nur in dem echten abgeglichenen Zustand exakt gelten, werden sie bei der Resonanzschleife als Näherungen benutzt, wobei "Q" und der Resonanz-Phasenwinkel von -90° in der Praxis mit Hilfe von mindestens zwei einstellbaren Doppel-T-Bauelementen bestimmt werden. Die Übertragungsfunktion bei geschlossener Schleife für die Rückkopplungsgleichung der Fig. 9 ist:

Zweitens muß das klassische Doppel-T geändert werden, um Stabilität gegenüber Schwingungen zu erhalten. Es ist erforderlich, nicht nur die Übertragungsfunktion so anzupassen, daß bei dem Nullsignal ein Phasenwinkel von +90° erhalten wird, sondern auch die Phasenvoreilung bei höheren Frequenzen unter +180° zu halten, um eine positive Rückkopplung zu vermeiden. (Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel mit einem kapazitiven Sensor von 1 Picofarad ist in Fig. 10 wiedergegeben.) Beachten Sie, daß R _s (5 Ohm) und R _p (35 Ohm) vorgesehen wurden, um das Q der Induktionsspule L und ihren Spulenwiderstand R _i zu vermindern. Andernfalls würden C₂ und L bei 360 kHz einen Serienresonanzkreis mit hohem Q bilden, was einen übermäßig großen, positiven Phasenwinkel und eventuelle Störschwingungen zur Folge hat. Die gesamte Schleifenverstärkung ist eine Funktion aller Widerstände (R₂/R₁, R₄/R₃, R _p, R _s, R _i, R ) und von C₁. Eine einfache Einstellung von Q bei der Resonanz kann daher über das Potentiometer R erfolgen. Die Resonanzfrequenz ist in erster Linie eine Funktion von C, L, C₂ und C₃ (bei einer gewissen Wechselwirkung mit den verstärkungsbestimmenden Variablen). R _p und R _s haben auch eine wichtige Funktion bei der Temperaturkompensation des Spulenwiderstandes R _i. Die Fig. 12 zeigt das Netzwerk mit dem induktiven Bein und das äquivalente L _päq und R _päq. Die Fig. 13 ist ein Diagramm, in dem das Verhalten von L _päq und R _päq bei einer Temperaturänderung von R _i dargestellt ist. Da L _päq eine Variable der Resonanzfrequenz ist, kann ihr Wert und ihre Änderungsgeschwindigkeit durch das Verhältnis des temperaturstabilen R _s zu R _i kontrolliert werden. Außerdem wird R _p so ausgewählt, daß die Änderungsgeschwindigkeit von R _päq die Schleifenverstärkung genügend anpaßt, um die Resonanzfrequenz bei Temperaturänderungen konstant zu halten.

Das Beispiel von Fig. 10 und 11 zeigt, daß ein Sensor mit 1 Picofarad (wie beispielsweise der in der Fig. 2A wiedergegebene Sensor) die äquivalente Übertragungsfunktion einer 30 kHz-Serienresonanz mit einer künstlichen Induktivität von 27,9 H (oder der 600 000fachen tatsächlichen Induktivität) hat. In diesem Falle hat der Sensor eine Kapazitätsänderung von 0,1 (10%) über seinen Verschiebungsbereich (was eine Phasenwinkeländerung von 10° ergibt).

Bei dem in Fig. 10 und 11 wiedergegebenen Beispiel gilt:

Obwohl gezeigt wurde, daß der erfindungsgemäße Resonanzkreis zur Erzeugung einer künstlichen Resonanz sehr empfindlich gegenüber kleinen Kapazitätsänderungen sein kann, sollte angemerkt werden, daß eine ähnliche Konfiguration bei induktiven Sensoren (Wirbelstrom- Sensoren) von Vorteil ist. Bei Verwendung eines induktiven Sensors als L-Bein des Doppel-T's ist die äquivalente Serieninduktivität gewöhnlich eine Million Mal so groß wie L, wodurch diese Konfiguration als Resonanz-Netzwerk bei einer weit niedrigeren Frequenz wirksam ist, als normalerweise mit so kleinen C- und L-Werten möglich wäre. Bei Verwendung eines Varactors für C₃ und eines Phasendetektors kann das Doppel-T außerdem bei Resonanz phasenverriegelt (oder zum Abgleich gezwungen) werden, wodurch eine Kontrollschleifen- Ausgangsspannung erhalten wird, mit den Vorteilen, die ein System mit einer geschlossenen Schleife gegenüber einem Meßwandler mit einer offenen Schleife hat.

Claims

1. Kapazitiver Sensor, dadurch gekennzeichnet, daß er besteht aus
mindestens einem Elektrodenpaar aus ersten Elektroden, die einen gewissen Abstand voneinander haben und in einer ersten Ebene koplanar angeordnet sind;
einer Kopplungsplatte, die in einem gewissen Abstand von dem besagten Elektrodenpaar in einer zweiten Ebene angeordnet ist, wobei die besagte zweite Ebene parallel zu der besagten ersten Ebene ist;
einer Grundplatte, die in einem gewissen Abstand von der besagten Kopplungsplatte in einer dritten Ebene angeordnet ist, wobei die besagte dritte Ebene parallel zu der besagten ersten und zweiten Ebene ist, und die besagte zweite Ebene zwischen der besagten ersten und dritten Ebene angeordnet ist;
einem ersten dieleketrischen Material, das zwischen den besagten ersten Elektroden und der besagten Kopplungsplatte angeordnet ist;
einem zweiten dielektrischen Material, das zwischen der besagten Kopplungsplatte und der besagten Grundplatte angeordnet ist;
einem ersten Spalt zwischen einer der besagten ersten Elektroden und der besagten Kopplungsplatte und
einem zweiten Spalt zwischen der anderen der besagten ersten Elektroden und der besagten Kopplungsplatte.

2. Sensor gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
das besagte erste dielektrische Material ein erstes und ein zweites Paar aus einzelnen Elementen aufweist, wobei jede Elektrode des besagten ersten Elektrodenpaares an einem Paar der besagten Elemente anliegt;
der besagte erste Spalt zwischen dem besagten ersten Elementpaar angeordnet ist und
der besagte zweite Spalt zwischen dem besagten zweiten Elementpaar angeordnet ist.

3. Sensor gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der besagte erste und zweite Spalt Luftspalte sind.

4. Sensor gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der besagte erste und zweite Spalt Luftspalte sind.

5. Sensor gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das besagte erste und zweite dielektrische Material aus einem Epoxy-Glas-Verbundstoff besteht.

6. Sensor gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das besagte erste und zweite dielektrische Material aus einem Epoxy-Glas-Verbundstoff besteht.

7. Sensor gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die besagten ersten Elektroden, die besagte Kopplungsplatte und die besagte Grundplatte Kupfer enthalten.

8. Sensor gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den in einem gewissen Abstand voneinander angeordneten ersten Elektroden ein Kanal vorgesehen ist, der durch das besagte erste dielektrische Material und die besagte Kopplungsplatte definiert wird.

9. Sensor gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den in einem gewissen Abstand voneinander angeordneten ersten Elektroden ein Kanal vorgesehen ist, der durch das besagte erste dielektrische Material und die besagte Kopplungsplatte definiert wird.

10. Sensor gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß er aufweist
ein erstes Koaxialkabel, das an eine der besagten ersten Elektroden und an die besagte Grundplatte angeschlossen ist;
ein zweites Koaxialkabel, das an die andere der besagten ersten Elektroden und an die besagte Grundplatte angeschlossen ist.

11. Sensor gemäß Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß er eine mit dem besagten ersten und zweiten Koaxialkabel verbundene elektronische Schaltung aufweist, um den Abstand zwischen zwei Grenzflächen zu messen.

12. Elektronische Schaltung zur Erzeugung einer künstlichen Resonanz, dadurch gekennzeichnet, daß sie besteht aus
einem induktiven Parallel-T-Netzwerk und
einem hochverstärkenden Verstärker, wobei das besagte induktive Paralle-T-Netzwerk mit der Rückkopplungsschleife des besagten hochverstärkenden Verstärkers elektrisch verbunden ist, um den Sperreinschnitt des besagten induktiven Parallel-T-Netzwerks in eine Resonanzspitze umzukehren, die bei einer vorgegebenen Frequenz auftritt.

13. Schaltung gemäß Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der besagte hochverstärkende Verstärker einen ersten Verstärker aufweist, der mit einem zweiten Verstärker in Serie geschaltet ist.

14. Schaltung gemäß Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das besagte induktive Parallell-T-Netzwerk besteht aus
einem ersten T-Zweig mit einem ersten Eingangsarm, einem ersten Ausgangsarm und einem ersten mittleren Bein zwischen dem besagten ersten Eingangsarm und dem besagten ersten Ausgangsarm, wobei es eine erste Eingangskapazität C in dem besagten ersten Eingangsarm, einen ersten Ausgangswiderstand R in dem besagten ersten Ausgangsarm und eine erste an Masse liegende variable Kapazität C₁ in dem besagten mittleren Bein aufweist;
einem zweiten T-Zweig mit einem zweiten Eingangsarm, einem zweiten Ausgangsarm und einem zweiten mittleren Bein zwischen dem besagten zweiten Eingangsarm und dem besagten zweiten Ausgangsarm, wobei es eine zweite Eingangskapazität C₂ in dem besagten zweiten Eingangsarm, eine zweite Ausgangskapazität C₃ in dem besagten zweiten Ausgangsarm und eine Induktivität L in dem besagten mittleren Bein aufweist; und
einer Schleife aus einem Widerstand R _p, der mit einer variablen Kapazität C₀ elektrisch verbunden ist, wobei die besagte Schleife zwischen der Kapazität C₂ des zweiten Eingangsarms und der Kapazität C₃ des zweiten Ausgangsarms elektrisch angeschlossen ist.

15. Schaltung gemäß Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die besagte vorgegebene Frequenz sich aus der Formel ergibt.

16. Schaltung gemäß Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der besagte hochverstärkende Verstärker einen ersten Verstärker aufweist, der mit einem zweiten Verstärker in Serie geschaltet ist.

17. Schaltung gemäß Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen ersten Widerstand R₂, einen zweiten Widerstand R₃ und einen dritten Widerstand R₄ aufweist, die alle in Serie geschaltet sind und die Empfindlichkeit des besagten ersten und zweiten Verstärkers beeinflussen.

18. Schaltung gemäß Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen ersten Widerstand R₂, einen zweiten Widerstand R₃ und einen dritten Widerstand R₄ aufweist, die alle in Serie geschaltet sind und die Empfindlichkeit des besagten ersten und zweiten Verstärkers beeinflussen.

19. Schaltung gemäß Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das besagte induktive Parallel-T-Netzwerk besteht aus
einem ersten T-Zweig mit einem ersten Eingangsarm, einem ersten Ausgangsarm und einem ersten mittleren Bein zwischen dem besagten ersten Eingangsarm und dem besagten ersten Ausgangsarm, wobei es eine erste variable Eingangskapazität C in dem besagten ersten Eingangsarm, einen ersten variablen Ausgangswiderstand R in dem besagten ersten Ausgangsarm und eine erste Kapazität C₁ in dem besagten mittleren Bein aufweist;
einem zweiten T-Zweig mit einem zweiten Eingangsarm, einem zweiten Ausgangsarm und einem zweiten mittleren Bein zwischen dem besagten zweiten Eingangsarm und dem besagten zweiten Ausgangsarm, wobei es eine zweite Eingangskapazität C₂ in dem besagtem zweiten Eingangsarm, eine zweite Ausgangskapazität C₃ in dem besagten zweiten Ausgangsarm und eine zu einem Widerstand R _i und einem Widerstand R _s in Serie geschaltete Induktivität L aufweist, und die besagte Induktivität L, der besagte Widerstand R _i und der besagte Widerstand R _s in dem besagten mittleren Bein liegen;
einem Widerstand R _p, der zwischen dem besagten zweiten Eingangsarm und dem besagten Widerstand R _s des zweiten mittleren Beines elektrisch angeschlossen ist.

20. Schaltung gemäß Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß der besagte hochverstärkende Verstärker einen ersten Verstärker aufweist, der mit einem zweiten Verstärker in Serie geschaltet ist.

21. Schaltung gemäß Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen ersten Widerstand R₂, einen zweiten Widerstand R₃ und einen dritten Widerstand R₄ aufweist, die alle in Serie geschaltet sind und die Empfindlichkeit des besagten ersten und zweiten Verstärkers beeinflussen.

22. Schaltung gemäß Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die besagte vorgegebene Frequenz sich aus der Formel ergibt.

23. Schaltung gemäß Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die besagte variable Kapazität C aus einem kapazitiven Sensor besteht.

24. Schaltung gemäß Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß der kapazitive Sensor besteht aus
mindestens einem Elektrodenpaar aus ersten Elektroden, die einen gewissen Abstand voneinander haben und in einer ersten Ebene koplanar angeordnet sind;
einer Kopplungsplatte, die in einem gewissen Abstand von dem besagten Elektrodenpaar in einer zweiten Ebene angeordnet ist, wobei die besagte zweite Ebene parallel zu der besagten ersten Ebene ist;
einer Grundplatte, die in einem gewissen Abstand von der besagten Kopplungsplatte in einer dritten Ebene angeordnet ist, wobei die besagte dritte Ebene parallel zu der besagten ersten und zweiten Ebene ist, und die besagte zweite Ebene zwischen der besagten ersten und dritten Ebene angeordnet ist;
einem ersten dielektrischen Material, das zwischen den besagten ersten Elektroden und der besagten Kopplungsplatte angeordnet ist;
einem zweiten dielektrischen Material, das zwischen der besagten Kopplungsplatte und der besagten Grundplatte angeordnet ist;
einem ersten Spalt zwischen einer der besagten ersten Elektroden und der besagten Kopplungsplatte und
einem zweiten Spalt zwischen der anderen der besagten ersten Elektroden und der besagten Kopplungsplatte.

25. Sensor gemäß Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß
das besagte erste dielektrische Material ein erstes und ein zweites Paar aus einzelnen Elementen aufweist, wobei jede der besagten ersten Elektroden an einem Paar der besagten Elemente anliegt;
der besagte erste Spalt zwischen dem besagten ersten Elementpaar angeordnet ist und
der besagte zweite Spalt zwischen dem besagten zweiten Elementpaar angeordnet ist.

26. Sensor gemäß Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den in einem gewissen Abstand angeordneten ersten Elektroden ein Kanal vorgesehen ist, der durch das besagte erste dielektrische Material und die besagte Kopplungsplatte definiert wird.

27. Sensor gemäß Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß der aufweist
ein erstes Koaxialkabel, das an eine der besagten ersten Elektroden und an die besagte Grundplatte angeschlossen ist;
ein zweites Koaxialkabel, das an die andere der besagten ersten Elektroden und an die besagte Grundplatte angeschlossen ist.