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Beschreibung
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Vorrichtung zum Erzeugen von Hochleistungs - Hochspannungsimpulsen
hoher Wiederholfrequenz Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Erzeugen von
Hochleistungs-Hochspannungsimpulsen hoher Wiederholfrequenz, insbesondere für die
Verwendung in Gaslasern der TEA-Bauart, mit einer oder mehreren, hintereinander
geschalteten Stufen aus zueinander parallel geschalteten Kapazitäten und Induktivitäten,
und einem Schalter zwischen Spannungsversorgung und Verbraucher.
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Vorrichtungen der genannten Art sind bekannt. Sie werden insbesondere
bei TEA-Hochenergielasern benutzt. Bei einem solchen Laser wird elektrische Energie
sehr hoher Spitzenleistung in einer Gasentladung in Anregungsenergie umgewandelt,
die zur Emission von Laserlicht führt. Neben der Verwendung bei dem genannten Lasertyp
ist die Bereitstellung von schnellen Hochspannungsimpulsen hoher Energie auch in
anderen Bereichen der Verwendung von Hochspannungsimpulsen erforderlich.
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Bei Vorrichtungen der genannten Art erzwingt die Forderung nach extrem
hoher Spitzenleistung, daß alle verwendeten Bauteile und der mechanische Aufbau
sehr niederinduktiv sind. Außerdem ist der Einsatz eines schnellen Schalters unentbehrlich,
der die auf den Kondensatoren gespeicherte
Energie dem Verbraucher
zuführt. Neben anderen Anforderungen muß der Schalter vorallem eine hohe Haltespannung
aufweisen, die Fähigkeit esi tzen hohe Spitzenströme bei niedrigen Verlusten schalten
zu können und eine hohe Lebendauer besitzen. Als Schalter üblicherweise verwendete
Thyratrons können zwar die zuvor genannten Anforderungen erfüllen, weisen aber ihrerseits
eine Reihe von Nachteilen auf, welche sich insbesondere in Beschränkungen hinsichtlich
von Spannung und Strom niederschlagen und dem Verbraucher zuschal tbare Spitzenleistung
begrenzen. Daneben hängt die Lebensdauer der Thyratrons sehr empfindlich von der
Betriebsweise ab. Bei sehr hohen Spitzenströmen ist bei gleicher übertragener Ladungsmenge
die Gebrauchsdauer sehr viel kürzer als bei niedrigen Strömen. Da mithin der Schalter
unter den üblicherweise verwendeten Bauteilen das schwächste Glied darstellt, werden
allgemein Anstrengungen unternommen, um den Schalter möglichst wenig zu belasten.
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In I. Smilanski et al, Appl. Phys. Lett. 40 (7), 1. April 1982 ist
eine Lösung des Problems beschrieben, wie sie üblicherweise versucht wird. In Fig.
1 ist dieser Stand der Technik dargestellt.
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Die Vorrichtung nach Figur 1 weist eine Spannungsversorgung HV nebst
einem Widerstand R, einem Schalter S und einem Verbraucher RL auf. Daneben ist ei
ne eine Serien-Parallelschaltung von Kondensatoren CO bis CN und eine Serien-Parallelschaltung
von Spulen LDC, L1 und sättigbaren Spulen SI1, SIN vorhanden.
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Die Energie wird im Ladekondensator CO gespeichert und durch den Schalter
S in den Kondensator C1 transferiert. Hierbei ist die Induktivität L1 so einzustellen,
daß die Maximal daten für dI/dt und Im des Schalters nicht überschritten werden.
Die Umladezeit wird sich gemäß
einstellen. Die sättigbare Induktivität SI1 läßt aufgrund der hohen
Induktivität nur einen sehr kleinen Strom auf den Kondensator C3 fließen. Bei richtiger
Dimensionierung von SI1 wird diese Induktivität dann gesättigt, wenn C0 fast vollständig
entladen ist. Die Sättigungsinduktivität muß so niedrig sein, daß die Energieumiadung,
die nun von C1 auf C9 einsetzt, in einer Zeit
erfolgt, die erheblich kleiner ist als 1 Bei gleichen Kapazitäten in den einzelnen
Stufen wird eine Kompression des Stromes gemaß #i ki = i+l mit k als Kompressionsfaktor
pro Stufe erreicht. Falls die Verluste im Schalter S und in den sättigbaren Induktivitäten
SI vernachlässigbar sind, erfolgt eine resonante Umladung, und die Spannung in der
folgenden Stufe ist gleich der in der vorhergehenden.
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Mit der beschriebenen Auslegung kann zwar eine resonante Umladung
mit Stromkompression erreicht werden, die Spannung an den Kondensatoren kann aber
nicht variiert werden.
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Muß aufgrund der Anforderungen an das System an der n-ten Stufe jedoch
eine andere Spannung als an der ersten zur Verfügung stehen, müssen die Kapazitäten
der Stufen variiert werden, d. h. zum Erreichen einer größeren Spannung muß die
Kapazität verkleinert werden und umgekehrt. Der wesentliche Nachteil dieser Anordnung
besteht nun darin, daß die Umladung der Energie nicht mehr resonant erfolgt, so
daß in der vorhergehenden Stufe Energie verbleibt, wieder zurückfließt und dadurch
zu unerwünschten Schwingungen führt.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung der eingangs
genannten Art so auszuführen, daß Spitzenstrom und-spannung unter Erzielung maximaler
Effizienz unter minimaler Belastung der Bauelemente erhöht werden können, und eine
Spannungsvervielfachung ohne den Nachieil eines nur partielen Energietransfers erreicht
wird.
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Diese Aufgabe ist gemäß dem kennzeichnenden Teil des Haup--.;anspruchs
gelöst. Ausgestaltungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
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Vorteilhafterweise kann die Vorrichtung für Systeme mit hoher Frequenz
derart eingesetzt werden, daß diese ausschließlich durch die Verluste des Schalters
S limitiert ist. Vorteilhafterweise wird neben der Erhöhung der Spannung in den
einzelnen Stufen eine Kompression des Stromes erreicht, mit der die Höhe des Maximal
stromes in den einzelnen Stufen eingestellt werden kann. Der Kompressionsfaktor
kann unabhängig gewählt werden und hängt von den Kapazitäten und Induktivitäten
der benachbarten Stufen ab.
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Die Vorrichtung kann in verschiedenen Gaslasertypen vorteilhaft eingesetzt
werden und arbeitet mit Wiederholfrequenzen von mehr als 300 Hz. Neben den Verbesserungen
im Bereich der elektrischen Komponenten werden außerdem wesentliche Fortschritte
beim Betrieb der Laser erzielt. Die gesamteffizienz erhöht sich nahezu um den Faktor
2. Als Folge hiervon reduziert sich drastisch der Verschleiß an Elektroden und die
Lebensdauer der Gasgemische wird erheblich gesteigert. Ganz allgemein ergibt sich
mithin durch die Verwendung der Vorrichtung in vielen Bereichen der Hochspannungsimpulstechnik
eine erhebliche positive Auswirkung sowohl auf die Lebensdauer der verschiedenen
Komponenten von Schaltungen als auch die Steigerung der Teil- und Gesamteffizienzen
von System mit leistungsstarken Hochspannungsimpulsen.
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Die Erfindung ist anhand der Figuren näher erläutert. Es zeigen:
Fig.
1 ein Blockschaltbild nach dem Stand der Technik Fig. 2 eine erste Ausführungsform
mit mehreren hintereinander geschalteten Stufen Fig. 3 eine einstufige Anordnung
Die Vorrichtung nach Fig. 2 geht von dem Grundprinzip aus, wie es in Fig. 1 dargestellt
ist. Eine Serien/Parallelschaltung von sättigbaren Induktivitäten SIS1 bis SISN,
SIP1, SIVM1, bis SIPN, SIVMN ist zusammen mit Kondensatoren CSO bis CSN und CPO
bis CPN in mehreren Stufen hintereinander zusammengefaßt.
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Die Kondensatoren CPO, CSO werden aus der Hochspannungsquelle HV auf
eine Spannung UO aufgeladen. Durch Schließen des triggerbaren Schalters S wird eine
Schwingung über LO-CPO ausgelöst; der maximal erreichbare Spannungshub eträgt 2
x UO. Der gleiche Spannungsabfall tritt an der sättigbaren Induktivität SI1 auf.
Das Spannungszeitintegral SU x dt ist so einzustellen, daß kurz vor dem Ende dei
Umladezeit
SIS gesättigt ist und die Energie auf die Kondensatoren C1, P Cl, fließen kann.
Eine wichtige Rolle beim Aufladen von CS1 spielt die Induktivität SIVM1, die durch
einen Gleichstrom bis nahe an die Sättigung vormagnetisiert ist. Dadurch wirkt sie
ähnlich wie eine Diode. Schon ein geringer Vorwärtsstrom sättigt das Kernmaterial,
während der Strom in Rückswärtsrichtung gemäß dem Spannungszeitintegral unterbunden
wird.
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Unter der Annahme, daß keine Verluste bei den Umladevorgängen auftreten,
muß für eine resonante Umladung die Summe von C1 gleich der Gesamtkapazität P 5
COP -CGO = COP +
sein. Bei CSO=CPO ist CGO=1/2 CSO und die Spannung
an C1 kann maximal auf 2 U erhöht werden. Ein Rückfluß der Energie von C1 auf CO
wird durch SI1 S verhindert, da die Induktivität bei Stromumkehr wieder sehr groß
wird und dem Spannungszeitintegral entsprechend den Rückstrom für eine gewisse Zeit
sperrt. Dadurch ist es möglich, mit Hilfe der sättigbaren Induktivität 51P eine
Schwingung zwischen C P und SIP1 zu erzeugen, die zu einem Spannungsantieg an SIS2
führt.
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An der sättigbaren Induktivität SIS wiederholt sich der 2 Spannungsablauf
in der gleichen Weise wie an SIS beschrieben.
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Die Effizienz der Anordnung wird vor allem durch die Verluste im Schalter
S und in den sättigbaren Induktivitäten SI bestimmt. Durch geeignete Auslegung der
Leitungen und durch richtige Wahl der Kondensatortypen können die Verluste in diesen
Bauteilen vernachlässigbar klein gehalten werden.
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In gleichem Maße wie die Verluste pro Puls im Schalter mit Hilfe der
beschriebenen Anordnung reduziert werden können, kann die Wiederholfrequenz erhöht
werden, so daß das Produkt aus Repetitionsrate und Verlusten pro Puls konstant bleibt.
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Um bei den sättigbaren Induktivitäten die maximale magnetische Induktionsänderung
ausnutzen zu können, müssen die Kerne zwischen zwei Pulsen auf den entgegengesetzten
Remanenzpunkt zurückgestellt werden. Dies kann auf zwei verschiedenen Wegen erreicht
werden. Einerseits ist es möglich, eine isolierte Wicklung um den Kern zu legen,
durch die man'eine gepulsten oder stationären Gleichstrom fließen läßt. Anderrerseits
besteht die Möglichkeit, die Kapazitäten so auszulegen, daß die Resonanzbedingung
für den Ladungstranfer geringfügig verletzt wird und nach der Umladung für kurze
Zeiten eine Spannung mit entgegengesetzter Polarität anliegt, die zu einem geringen
Rückwärtsstrom führt.
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Bei einer extrem rechteckigen B-H-Charakteristik des Kernmaterials
der sättigbaren Induktivität ist dieser Strom dann
ausreichend,
um den entgegengesetzten Remanenzpunkt zu erreichen.
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Die in Fig. 2 angegebene Lösung ist in einer einstufigen Anordnung
nach der Fig. 3 wiedergegeben. Als Schalter S wird ein Thyratron verwenaet, Kapazitäten
C1, C2, C3 bestehen aus Keramikkondensatoren. Als Induktivitäten LO, LDC werden
Luftspulen eingesetzt, und die sättigbare Induktivität enthält als Kernmaterial
amorphes Metall.
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Die Kapazitäten C1, C2 werden über den Widerstand R auf die Ladespannung
UO aufgeladen. Nach Schließen des Schalters S wird eine Schwingung im Kreis S -
LO - C1 erzeugt, und es kommt zur Spannungsumkehr an C1. Gleichzeitig steigt die
Spannung an SI von 0 auf die Summe der Spannungen an C1 und C2. Die sättigbare Induktivität
ist so ausgelegt, daß ihr Wert kurz vor Erreichen der Maximal spannung zusammenbricht
und damit ein Ladungsträgeraustausch zwischen C1, C2 und C3 erfolgen kann. Um resonanten
Energietransfer zu gewährleisten, sind drei Bedingungen zu erfüllen: 1) die Serienkapazität
aus C1 und C2 muß gleich der Kapazität von C3 sein, 2) die nach der Schwingung im
Kreis S - L0 - C1 auf C1 gespeicherte Ladung muß gleich der auf C2 sein, 3) der
"Schaltzeitpunkt" der sättigbaren Induktivität muß so eingestellt werden, daß die
Schwingung in S - Lo -C1 phasenrichtig mit dem Energietransfer von C1-C2 nach C3
beendet wird, d. h. nach dem Energietransfer muß die Spannung an C1 und C2 gleich
Null sein.
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Durch Anpassung der einzelnen Komponenten werden die oben genannten
Voraussetzungen erfüllt, so daß nach der Umladung keine Energie auf C1 und C2 verbleibt.
Ein Rückfluß der Energie wird durch die hohe Induktivität für Ströme in Rückwärtsrichtung
verhindet, so daß die auf C3 befindliche Energie in den Lastwiderstand dissipiert
wird. Eine geringe
Fehlanpassung der Phase des Umladestromes führt
zu einem äußerst geringen Rückwärtsstrom. Dieser dient dazu, die oben beschriebene
Rückstellung automatisch vorzunehmen, so daß eine zusätzliche externe Beschaltung
dafür entfällt.
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-L e e r s e i t e-