DE2241239A1 - Verfahren und impulstransformator zum erzeugen von hochfrequenzimpulsen - Google Patents

Description

PATENTANWÄLTE O O / 1 9 *5 Q

PATENTANWALT DIPL.-ING. R. MOLLER-BORNER PATENTANWALT DIPL.-ING. HANS-H. WEY BERLIN-DAHLEM 33 . PODBIELSKIALLEEi8 8 MÖNCHEN 22 · Wl D E H MAYEt! STRASS E 49 _ TEL. 0311- 762907' TELEGR. PROPINDUS . TELEX 0184057 TEL. 0811 ■ 2255B5 . TELEGR. PROPINDUS . TELEX 0524244.

München, den 22. August 1972

058

Megapulse Incorporated Waltham, Mass. / USA

Verfahren und Impulstransformator zum Erzeugen von Hochfrequenzimpulsen

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Erzeugen von Hochfrequenzimpulsen unter Speicherung von Energie an einer Mehrzahl von Speicherstellen und deren sequenzieller Entladung sowie für die Durchführung eines solchen Verfahrens geeignete Impulsgeneratoren·

Sowohl das erfindungsgemäss geführte Verfahren als auch die erfindungsgemäss ausgebildeten Impulsgeneratoren sind insbesondere für einen Betrieb in Verbindung mit gepulsten Hochleistungsübertragungssystemen bestimmt, die mit Antennensystemen hoher Güte gekoppelt sind.

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Von besonderem Interesse in Verbindung mit der vorliegenden Erfindung sind sequenziell betriebene Hochfrequenzimpulsgeneratoren, wie sie in den US-PSen 2 786 132 und 2 243 728 beschrieben sind. Ein neuartiger Einsatz solcher als Sequenzinverter bezeichneter Geräte mit magnetischen Impulskompresslonsschaltungen ist Gegenstand der älteren Patentanmeldung P 22 39 691*4 vom 11. August 1972, in der Energiespeicher und Entladeschaltungen an einer Hehrzahl von Speichersteilen angeordnet und für einen sequenziellen Betrieb eingerichtet sind, wobei jede dieser Schaltungen unter Steuerung durch thyristor!sierte Triggerschaltungen mit einer entsprechenden magnetischen Impulskompressionsstufe verbunden ist und alle diese Schaltungen an eine gemeinsame Last angeschlossen sind.

Ein hauptsächliches Anwendungsgebiet für die vorliegende Erfindung liegt in der Erzeugung von Hochfrequenzimpulsen mit schnellem Anstieg in einer Antenne hoher Güte, wobei von der Hochfrequenzspeisequelle eine sehr hohe Volt-Ampdre-Belastung verlangt wird. In üblichen Systemen für die Erzeugung von Hochfrequenzimpulsen, die mit Hochleistungselektronenröhren oder mit Festkörperleistungsverstärkern arbeiten, um die Hochfrequenzleistung zu erzeugen und die Hüllkurve für die Hochfrequenzimpulse zu bilden, müssen nun die Elektronenröhren oder die Festkörperbauteile leider eine Volt-Ampdre-Belastung aufbringen, die in einer höheren Grössenordnung liegt als die an den abstrahlenden Antennenwiderstand abgegebene Impulsleistung. Dies bedeutet naturgemäss entweder einen sehr hohen baulichen Aufwand für diese Elemente oder aber eine Beschränkung der abstrahlbaren Leistung*

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, die Möglichkeit zur Erzeugung von breitbandigen Hochfrequenzimpulsen

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hoher Leistung in einer scfcmalbandigen oder abgestimmten Last mit Hilfe von Festkörperschaltungen zu erzeugen, deren Belastung vielt unter der Volt-Ampdre-Beanspruchung liegt ₉ die von der abgestimmten Last verlangt wird»

Diese Aufgabe wird ausgehend von einem Verfahren der eingangs erwähnten Art dadurch gelöst, dass jede solcher Speicherentladung mit magnetischer Impulskompression unter Erzeugung entsprechender sequenzieller und komprimierter Ausgangsimpulse vorgenommen wird, dass die erzeugten Ausgangsimpulse in eine abgestimmte Last eingekoppelt werden und dass diese Kopplung bei sequenziellem Erreichen der Scheitel der Ausgangsimpulse überbrückt wird, worauf die abgestimmte Last ausschwingt.

Die Erfindung beruht dabei auf der Erkenntnis, dass sich durch eine neuartige Verwendung der oben erwähnten magnetischen Impulskompressionsschaltungen mit Steuerung durch Festkörperthyristoren oder ähnliche Steuerelemente die VoIt-Ampdre-Beanspruchung der Festkörperschaltungen durch das Impulskompressionsverhältnis erheblich reduzieren lässt.

Bei einer bevorzugten Ausführung des erfindungsgemässen Verfahrens wird die Kopplung für niedrige Ausgangsimpulsströme in Serienresonanz gehalten und für hohe Ausgangsimpulsströme schwach gemacht.

Gegenstand der Erfindung ist weiter ein zum Durchführen eines Verfahrens der oben erwähnten Art geeigneter Impulsgenerator, der sich dadurch kennzeichnet, dass mit mehreren sequenziell betriebenen Schaltungen zur Energiespeicherung, Energieentladung und magnetischen Impulskompression für die Erzeugung aufeinanderfolgender Impulse mit schnellem Anstieg eine ge-

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meinsame abgestimmte Last gekoppelt ist, deren Impedanz während der Impulserzeugung mit der Impulsstromamplitude variiert, und dass als Verbindung zwischen dieser Last und jeder der Impulskompressionsschaltungen je eine von mehreren Koppeltransformatorschaltungen eingefügt ist, die jeweils einen Schalter für die sequenzielle Entladung gespeicherter Energie und der Impulskompression und deren Einkopplung über die entsprechende Koppeltransformatorschaltung in die Last enthalten.

Bevorzugte AusfUhrungsformen für einen solchen Impulsgenerator sind in weiteren Unteransprüchen gekennzeichnet.

Bei den erfindungsgemäss ausgebildeten Impulsgeneratoren werden die magnetischen Impulskompressionsschaltungen über individuell angepasste Transformatoren mit einer abgestimmten Hochfrequenzlast gekoppelt. Ausserdem werden die Impulskompressionsschaltungen sequenziell betrieben, und jede davon 1st an die abgestimmte Last angepasst, deren Impedanz eine Funktion der Stromamplitude während der Erzeugung der Impulse mit schnellem Anstieg ist. Änderungen in der Amplitude, der Impulsbreite und der Lage jedes Halbzyklus für die Impulsströme lassen sich durch Steuerung der entsprechenden magnetischen Impulskompressionsschaltungen erzielen.

In der Zeichnung ist die Erfindung anhand bevorzugter Ausf Uhrungsbeispiele veranschaulicht; dabei zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild für einen erfindungsgemäss ausgebildeten Impulsgenerator als Ganzes,

Fig. 2 eine schematisehe Darstellung der zeitlichen Zusammenhänge zwischen Laststrom und Triggertakt,

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Fig. 3a ein Schaltbild für eine im Sinne der

Erfindung bevorzugte Ausführungsform für eine Impulskompressionsschaltung,

Fig. 3b

und 3c ein Ersatzschaltbild und ein Wellenfor-

mendiagramm für den Betrieb der Impulskompressionsschaltung von Fig. 3a während der Erzeugung des ersten Halbzyklus,

Fig. 4a

und 4b in Fig. 3b bzw. 3c entsprechender Darstellung die Verhältnisse während der Erzeugung des zweiten Halbzyklus,

Fig. 5a

und 5b den Betrieb mit schwacher magnetischer

Kopplung der zugehörigen Resonanzkreise anhand eines Ausschnittsweisen Schaltbildes bzw. eines Ersatzschaltbildes,

Fig. 6a

bis 6c * Hüllkurven für die Ausgangsspannung an

der Last und den übertragenen Strom für die drei Kopplungsfälle einer Serienresonanzkopplung, einer schwachen magnetischen Kopplung und einer gleichzeitigen Serienresonanzkopplung und magnetischen Kopplung und

Fig. 7 ein Schaltbild für eine abgewandelte

Ausführungsform mit Serienresonanz und magnetischer Kopplung.

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Wird eine abgestimmte Last durch eine Stufe in einer Hochfrequenzspannung der gleichen Frequenz erregt, auf welche die Last abgestimmt ist, so entstehen zwei Stromkomponenten. Die eine davon ist eine exponentiell abfallende Komponente,

deren Nulldurchgänge in den Zeitpunkten 0,— , — ,

in Entsprechung zu denen einer Sinuswelle auftreten. Die andere Komponente ist ein ansteigender Strom, dessen Hochfrequenzphase die gleiche ist wie die der anliegenden Hochfrequenzspannung. Anfänglich gibt es eine Kombination dieser beiden Komponenten, und der Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen variiert zeitlich, bis die abklingende exponentiell Komponente verschwunden ist. Bei manchen Anwendungsfällen, wie beispielsweise in Navigationssystemen nach Loran-C und Loran-D, ist es jedoch wünschenswert, unabhängig von der Phase der Erregungsspannung einen gleichförmigen Abstand zwischen den Nulldurchgängen zu haben· Zur Kompensation dieser offensichtlichen Phasenmodulation ist es bisher jedoch erforderlich gewesen, spezielle Techniken, wie beispielsweise eine rasche Änderung der Antennenabstimmung oder ein Ein- und Ausschalten von Drosselelementen, zu verwenden. Vorschläge dieser Art sind auf den Seiten 110 bis 115 der IEEE Transactions, Technical Group on Communications Systems, Bd. CS-12, Nr. 1 vom März 1964 beschrieben. Diese Techniken sind jedoch mit hohem Kostenaufwand und grossem Raumbedarf verbunden. Diese Nachteile lassen sich mit der vorliegenden Erfindung vermeiden, da die darin angewandte magnetische Impulskompressionstechnik eine unabhängige Steuerung jedes Halbzyklus des Stromes und ausserdem eine unabhängige Steuerung der Breite jedes Halbzyklus gestattet· Die Erfindung führt also weiterhin zu einem einfachen und preisgünstigen Gerät für die Steuerung der Nulldurchgänge einer Hochfrequenzwelle·

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Die in Verbindung mit der abgestimmten Hochfrequenzlast L_A-C_A-R_A in Fig. 1 verwendeten magnetischen Impulskompres™ sionsschaltungen I-I¹ und I_n-I_n ¹ gleichen in ihrem grundsätzlichem Aufbau denen in der oben erwähnten älteren Patentanmeldung P 22 39 691.4, sie sind jedoch insoweit abgewandelt, als sie eine unabhängige Amplitudeneinstellung ermöglichen, indem jede der magnetischen Impialskompressions=» schaltungen an eine eigene Gleiehspannungsspeisequelle E₁ bis E angeschlossen ist.

Die thyristorisierten Ladeschaltungen an den aufeinanderfolgenden Speicherstellen I....I_n sind mit ähnlichem Aufbau dargestellt, wobei jede eingangsseitige Serieninduktivitäten L₁₁ und L_1n sowie triggerbare Thyristoren SCR₁₁ und SCR_1n aufweist, die mit der positiven Klemme der entsprechenden Gleichspannungsspeisequell© I^ und E_n verbunden sind«, Erste Lade schaltungen für die EnergI@sp®Ie3ä©rimg bilden die Bauelemente L₁₁-SCR₁₁ und L₁-SCR₁ in Yerbindung mit zugehörigen Kondensatoren C₁₁ und C_1n, wobei Jeweils elae Rückführung zur negativen Klemme der entfpreeteades. Gloiehspan- ' nungsspeisequelle E₁-E_n vorhanden ist_e Zweite Ladeeciialtungen sind in Kaskade angefügt und enthalten ia Aasehluiss an die ersten Ladeschaltungen entsprechende Thyristoren SCRp_n t Serieninduktivitäten Lp₁ und Lp sowie Kondensatoren Cp₁ und C_2n» Entsprechende Impulskompressionsdr©s@©ln und SR₁ , die jeweils mit Dioden D^₁ und D^_n ausgestattet sind, sind an die zweiten Ladesciialtuagen der Sp@I©li©rstellen I....I angeschlossen \md speisen eine gemeinsame Hoch-

(La

frequenzlast in Form eines Resonanzkreises ^a-C^-E^ über entsprechende ausgangsseitige Koppeltransformatoren T₁₁.... die jeweils mit abgestimmten Ausgangsinduktivitäten ^L _vi»»»« gekoppelt sind.

In der in Fig. 1 dargestellten Schaltung werden die beiden

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Kondensatoren C₁₁ und C₂₁ der Schaltung I-I¹ beispielsweise aus der entsprechenden Speisespannungsquelle E₁ negativ aufgeladen. Im Sinne der Erfindung sind aber auch andere Verfahren zur Aufladung dieser beiden Kondensatoren verwendbar, wie beispielsweise das in der Patentanmeldung P 22 39 691.4 beschriebene Serienverfahren, bei dem anfänglich nur der Kondensator C₁₁ aufgeladen wird. Ganz allgemein kann entweder einer oder beide dieser Kondensatoren aufgeladen werden, wobei das jeweils optimale Ladeverfahren von dem speziellen Anwendungsfall abhängt. Wenn eine gute Stabilität des Impulstaktes verlangt wird, muss Jedoch die Aufladung für beide Kondensatoren genau gesteuert werden.

Durch Einstellung der Ausgangsspannung der Speisespannungsquelle E₁, wie dies in der Zeichnung durch einen Pfeil quer durch die Speisespannungsquelle E₁ schematisch angedeutet ist, lässt sich die Grosse der Ladung für die Kondensatoren C₁₁ und C₂₁ variieren, und dies führt zu einer entsprechenden Variation für die Grosse der Ausgangsimpulse. Die beiden Kondensatoren C₁₁ und C₂₁ werden während des Zeitintervalls zwischen den Hochfrequenzausgangsimpulsen aufgeladen, wobei dieses Zeitintervall durch einen Schaltthyristor SCFU₁ bestimmt wird. Dieser Schaltthyristor SCFU₁ und sein Gegenstück SCFU_n in der Schaltung I ist zwischen der negativen Klemme der Speisespannungsquelle E₁ bzw. von deren Gegenstück E u.s.w. und den oberen Anschlussklemmen der jeweiligen Kondensatoren C₁₁ und C₂₁ bzw. C_1n und C_2n u.s.w. eingefügt, wobei die Verbindung zu diesen letztgenannten Klemmen über Seriendrosseln L^₁ und Lz₁ sowie Dioden C₂₁ und D₁₁ bzw. Seriendrosseln L^_n und L^_n und die Dioden D_2n und D_1n u.s.w. läuft. Die für dieses Ausführungsbeispiel einschlägigen Hochfrequenzimpulse haben insbesondere die in Fig. 2a veranschaulichte

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Form mit einer im Vergleich zur Abfallzeit kurzen Anstiegszeit - für Anwendung bei Loran-C-Navigation beispielsweise zwischen fünf und sieben Perioden der Hochfrequenz,, Wie Fig. 2a zeigt, liegt die Impulsanstiegszeit in der Grössenordnung von 2,5 Perioden - bei einer Trägerfrequenz von 100 kHz - mit einer Abfallzeit von etwa J₉ 5 Perioden» Das sequenzielle Zeitdiagramm für die Veranschaulichung des Auftretens der einzelnen Triggersignale für die Thyristoren ist in Fig. 2b wiedergegeben. Die durch die magnetische Impulskompressionsstufe I¹ - oder I · - erzeugte Verzögerung ist in der Zeichnung mit T^ angegeben, wobei der spezielle eingetragene Wert von T^ = 15/Usec in diesem Ausführungsbeispiel einer Impulskompression von drei entspricht«. Auf diese Weise müssen die Triggersignale für etwa fünf Kompressionsschaltungen 15 /usec zuvor auftreten, um die 15 yusec Verzögerung bei der Impulskompression zu gestatten» Angemerkt sei dazu, dass die oben angegebenen speziellen Werte lediglich zur Veranschaulichung der Erfindung dienen sollen, dass aber auch andere Werte für die Impulskompression und die Triggerfrequenz im Sinne der Erfindung brauchbar sind.

Die Betriebssequenz ist die folgende: Zu irgendeinem Zeitpunkt in dem Zeitintervall zwischen den Impulsen, beispielsweise im Zeitpunkt TiU_n in Fig. 2b,werden die Kondensatoren C. und Cp_n (wobei η irgendeine der Impulskompressionsschal tungen bezeichnet) negativ auf die Spannung E aufgeladen. Einige Zeit später, ebenfalls in dem Intervall zwischen den Impulsen, wird dem Thyristor SCR₁ ein Triggersignal zugeführt, und die Spannung am Kondensator C^ kehrt ihre Polarität um, wobei der Ladezustand des Kondensators C_1n sich vom Zustand .1 zum Zustand (2, verändert. Diese Zustände sind in Fig. 1 unterhalb der betreffenden Kondensatoren C^_n und C_2n mit Angabe der entsprechenden positiven und negativen Ladungen Jeweils vertikal über den Kondensatoren

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veranschaulicht. Die Spannungen an den Kondensatoren CL und Cp addieren sich nun in Serien, und die Anlage eines Triggersignals an den Thyristor SCR_2n im Zeitpunkt Tp_2n (Fig· Ό kehrt die Spannung an beiden Kondensatoren C₁ und C₂ um, und es kommt zu einem Übergang vom Zustand (2; zum Zustand (3i Wieder sind die Polaritäten während des Zustandes (3 vertikal über den entsprechenden Kondensatoren in Fig. 1 angedeutet. Während dieses Überganges bringt die positive Spannung am Kondensator C₂ die sättigbare Drossel SFL der magnetischen Impulskompressionsschaltung Ι_ηΊ die durch einen Vorstrom I_ß zu negativer Sättigung vorgespannt ist, zu positiver Sättigung, wobei dies in dem Zeitpunkt geschieht, in dem die Spannungsumkehr im Zustand^vollständig ist. Das Zeitintervall, das für den übergang der sättigbaren Drossel SR,. von der negativen zur positiven Sättigung erforderlich ist, ist in Fig. 2b mit Tq bezeichnet. Damit kommt die sättigbare Drossel SR_1n um Tq Sekunden nach der Anlage des Triggersignals im Zeitpunkt TR₂ zur Sättigung, und der Kondensator C₂ entlad sich über den angepassten Transformator T_1n in die Last und lässt so die n-te Halbperiode des Laststromes entstehen.

Der Vorgang für die Erzeugung des Laststromes ist im einzelnen in Fig. 3 und 4 veranschaulicht. Dabei betrifft Fig. 3 die Erzeugung der ersten Halbperiode des Hochfrequenzimpulses. Im Zeitpunkt 0 kommt die sättigbare Drossel SR^₁ zur Sättigung, und unter der Annahme einer idealen Anpassung des Transformators T₁₁ lässt sich dann die Schaltung von Fig. 3a zum Zwecke der Demonstration der Arbeitsweise durch das Ersatzschaltbild von Fig. 3b wiedergeben, wobei unter Bezeichnung des Windungsverhältnisses fUr den

2 Transformator T₁₁ mit N₁ die äquivalente Induktivität N₁ Lg_R

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1
und' die äquivalente Kapazität ^g= C₂^ werden» Damit "bilden

q p ^g ₂^

die letzte Stufe der ImpulskoffipressionsscJaaltung und di© abgestimmte Last einen SerienresonangkreiSs dessen Eigenschwingungsfrequenz von der Induktivität der Drossel SfLj^ ₉ der Induktivität der Drossel Lu^₉ der Induktivität L_A «ad in der Kapazität C. der Last imd der ICapagität cl@s Kond©n=> sators Cp-I abhängt. Der Wert dieser Resonanzfrequenz lässt sich mit Hilfe der variablen Induktivität I^ verändern«, Die Wellenformen für die Spaanung und ά®η Strom während, der Erzeugung des Laststromes sind in Figo 3© v©rans©haulieht_e Da es sich dort um die erste Halbperiod© des Hochfrequenz·= impulses handelt, ist die Ladimg für den Kondensator C^ in der Last gleich 0, während die Spannung e

_o )

A Kondensator C^ von 0 bis zu einem Endwert ansteigt₉' der von den Schaltungsparametern abhängt® Da die

Kondensator C₂^ ihre Polarität umkehren otüss_s um dl© Sperrspannung für die Diode D·^ gii liefern,, muss die Kapazität ₂ J ·

(1/N,, )0_ΟΛ des Kondensators C₀* Im Ersatzschaltbild- von Fig. 3b kleiner sein als die Kapazität C» des Kondensators C_A in der Last. Der genaue Wert der Kapazität des ICond@nsa° tors C₂₁ wird so durch die erforderlich© Sperrspannung für die Diode D₅₁ bestimmt, die ihrerseits gleich oder grosser als die Klemmenspannung e_T sein muss,, die während der Erzeugung des Hochfrequenzimpulses vorhanden ist. Die Klemmenspannung e_T liegt an einer thyrlstorisierten Schaltstufe SCR_A1-SCR_A2-R_D für die Polaritätsumkehr für die Last L^-C^-Rj an,

Anschliessend an die Erzeugimg der ersten Halbwelle des Stromes bleibt die Spannung am Kondensator C₂^ auf ihrem minimalen Sperrwert, bis dem Thyristor SGR₁₅,, ein Triggersignal TR₃₁ zugeführt wird, was die Sperrspannung durch negative Aufladung des Kondensators C₂^ auf die Spannung der Spejsespannungsquelle E^ weiter vergrössert.

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Die Erzeugung der zweiten Halbperiode des Stromes in der in Fig. 1 nicht mehr dargestellten, aber der Impulskompressionsschaltung I₁-I₁' von Fig. 1 ähnlichen nächsten Impulskompressionsschaltung I₂~^I2^{1 des Sec}3^{uenzinverters} in Fig. 4 veranschaulicht. Im Zeitpunkt T₁ (Fig. 4b) addieren sich die Spannungen an den Kondensatoren C₂₁ und C_A für die Impulskompressionsschaltung I₂-I₂ ¹, und sie bringen die sättigbare Drossel SR₁₂ zur Sättigung. Die so entstehende Halbperiode i^₂ des Stromes ist in Fig. 4b dargestellt. Die einzigen Unterschiede zwischen der Erzeugung der ersten und der zweiten Halbperiode für den Strom liegen darin, dass die Polarität der Kondensatorspannung e_ umgekehrt ist,

22 und dass der Kondensator C. anfänglich Ladung führt.

Das Vorhandensein einer Ladung am Kondensator C. ist insofern von Bedeutung, als es zur Erzeugung der rückwärts gerichteten Sperrspannung am Kondensator C₂₂ beiträgt. Eine detaillierte Untersuchung der Schaltung zeigt, dass der Kondensator vergrössert werden kann und den gleichen oder gar einen grösseren Wert annehmen kann als der Kondensator C.. Das Kriterium besteht wieder darin, dass die Rückwärtsspannung gleich oder grosser sein muss als die Klemmenspannung e_T, die während der Impulserzeugung vorhanden ist.

Während der Erzeugung des vorderen Teils des Impulses nimmt die Ladung am Kondensator C_A zu, und der erforderliche Wert für die reflektierte Kapazität O/N_n ²JC_2n steigt ebenfalls. Der Wert für diese Kapazität lässt sich entweder durch Einstellen des Windungsverhältnisses N für den Koppeltransformator T_1n oder der Kapazität C_2n verändern. Dank der unabhängigen Erzeugung jeder Halbperiode des Stromes lässt sich eine optimale Anpassung während des Impulsanstiegs erzielen.

Ist der Scheitelwert für den Impuls erreicht, so bedarf es

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keiner Energiezufuhr zum Hochfrequenzgenerator mehr_s und die beiden Schaltthyristoren SGR^₁ und SCR^₂ (Figo 1) für die Überbrückung der Transformatoren ¹^-SLj_n werden eingeschaltet, worauf der Serienresonanzkreis La-Ca-R« über den

Dämpfungswiderstand R₀ ausschwingte Das Triggersignal für die Thyristoren SCR»,, und SCR»₂ ^is"k &ⁿ seiner zeitlichen Lage in Fig. 2b mit TR^ angedeutet„

Bei dem oben erwähnten Loran-C-Navigationssystem und anderen Systemen ist eine Phasenumkehr um 180 ° für die Trägerphase (Phasenöodierung) erforderlich. Diese Phasenumkehr kann dadurch erzielt werden, dass mit der Impulserzeugung in einer zweiten magnetischen Kompressionsschaltung begonnen und eine weitere Schaltung für die Aufrechterhaltung der gleichen Scheitelleistung hinzugefügt wird. Dabei ergibt sich zwar eine leichte Veränderung in der Hüllkurvenform_f jedoch bleibt für einen vorgegebenen Phasencode die Impuls- * form über der Impulsgruppe im Schnitt konstant und lässt sich jeder gewünschten Form anpassen«. Zur Kompensation der aus der zeitlichen Einstellung der Hüllkurve resultierenden Phasenmodulation kann die zweite Impulskompressionsschaltung so aufgebaut werden, dass sie Impulse liefert, die in ihrer Breite von 2,5 /usec bis 7,5 /usec einstellbar sind, wobei diese Zahlenwerte den Anforderungen für die Einstellung des Hüllkurventaktes bei Loran-C-Navigationssystemen entsprechen. Die zweite Halbperiode des Stromes wird für diese Einstellung gewählt, um eine Phasencodierung zuzulassen.

Die serielle Ankopplung der magnetischen Impulskompressionsschaltungen an die abgestimmte Last, wie sie oben beschrieben ist, kann in manchen Anwendungsfällen nachteilig sein; dies liegt daran, dass die im Resonanzkreis gespeicherte induktive Leistung in die Impulskompressionsschaltung eingekuppelt wird. Bei höheren Leistungspegeln in der Nähe des

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Scheitels der Hochfrequenzimpulse kann diese Kopplung einen hohen Leistungsverbrauch und eine hohe Volt-AmpeTe-Beanspruchung für die Impulsschaltungen hervorrufen. Dieser Nachteil lässt sich durch die Verwendung einer Kombination aus Serienresonanz- und schwacher magnetischer Kopplung ausschalten. Eine schwache magnetische Kopplung der Impulskompressionsschaltungen mit der Resonanzlast ist in Fig. 5a veranschaulicht. Dabei ist zwar zur Vereinfachung der Darstellung nur eine einzige Impulskompressionsschaltung I ' gezeigt, Jedoch kann zwischen den Klemmen (A) und (A' in Fig. 5a jede gewünschte Anzahl von solchen Impulskompressionsschaltungen eingefügt werden. Das entsprechende Ersatzschaltbild ist in Fig. 5b wiedergegeben und zeigt eine schwache magnetische Kopplung zwischen zwei Resonanzkreisen.

In Fig. 6 sind die Koppelmethoden mit Serienresonanz und mit schwacher magnetischer Kopplung für typische Werte der Hochfrequenzhüllkurven für die Klemmenspannung e_T und den Strom 1-, in der Impulskompressionsschaltung miteinander verglichen. Für den gleichen Laststrom wird die Klemmenspannung in beiden Fällen gleich gross. Für Serienresonanzkopplung - Fig. 6a - hat der Impulskompressionsstrom i,, abgesehen von der Transformation durch den Ausgangstransformator, die gleiche Grosse wie der kaststrom, und er beginnt bei einem niedrigen Wert und steigt auf einen hohen Wert am Scheitel des Impulses an. Angemerkt sei dazu, dass das Produkt aus (em)_mav und (i-x)„_ov den Maximalwert für

X IQaJt j IUcLX

die Grossvolt-Ampdre-Beanspruchung für die Hochfrequenzspeisequelle darstellt.

Für eine schwache magnetische Kopplung (Fig. 6b) dagegen beginnt der Impulskompressionsstrom i, mit einem hohen Wert

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und sinkt dann etwa auf dem Scheitel des Laststromes auf den Wert 0 ab. Durch Kombination der beiden Kopplungsmethoden entsprechend Fig. 6c lässt sich ©in Minimum für die Volt-Ampdre-Beanspruchung der Impulskompressionsschaltung erhalten. Diese optimale Kopplung kann durch die in Fig. dargestellte Modifikation der Schaltung erreicht werden«, Auch hier sei angemerkt, dass zwischen den Klemmen (S) und Q) statt einer einzigen η Impulskompressionsi©haltungen und zwischen den Klemmen(Jl· und ^) statt einer einzigen r Stufen eingeschaltet werden können. Der optimale Umschaltzeitpunkt für den Übergang von der einen Kopplungsmethode auf die andere ist dann gegeben, wenn der Strom i, für die beiden Kopplungsmethoden gleich gross wird, wie dies im Zeitpunkt T^ in Fig. 6c dargestellt ist. In diesem Zeitpunkt T^ werden den zwischen den Klemmen (j£/und (Qj eingefügten Thyristorschaltern Triggersignale zugeführt, welche die Serienverbindung ausschalten und damit effektiv unwirksam machen₀ In dem Zeitintervall zwischen dem Zeitpunkt 0 und dem Zeitpunkt T_A wird daher eine Serienverbinduag verwendet, während in dem Zeitintervall zwischen den Zeitpunkten T« und T_

Ji ρ

die schwache magnetische Kopplung zum Einsatz kommt. Angemerkt sei, dass auch jede der beiden Kopplungsmethoden allein Verwendung finden kann. Wenn nur die Kopplungsmethode mit schwacher magnetischer Kopplung nach Fig«, 5 verwendet wird, kann der ausgangsseitige Thyristorschalter weggelassen werden. Zur Erzielung einer optimalen Anpassung kann für jeden Ausgangstransformator T^_n in Fig. 5 ein unterschiedliches Windungsverhältnis verwendet werden. Eine andere Möglichkeit zur Erzielung einer optimalen Anpassung besteht in der Verwendung unterschiedlicher Werte für die wechselseitigen Kopplungsinduktivitäten L^ für jeden Impulsgenerator oder auch in einer Kombination dieser beiden Verfahren.

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Claims (10)

1. -16- 22A1239

   Patentansprüche

   (1. !Verfahren zum Erzeugen von Hochfrequenzimpulsen unter ^- Speicherung von Energie an einer Mehrzahl von Speicherstellen und deren sequenzieller Entladung, dadurch gekennzeichnet, dass jede solche Energieentladung mit magnetischer Impulskompression unter Erzeugung entsprechender sequenzieller und komprimierter Ausgangsimpulse vorgenommen wird, dass die erzeugten Ausgangsimpulse in eine abgestimmte Last eingekoppelt werden und dass diese Kopplung bei sequenziellem Erreichen der Scheitel der Ausgangsimpulse überbrückt wird, worauf die abgestimmte Last ausschwingt.
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Kopplung für niedrige Ausgangsimpulsströme in Se-

   . rienrescnanz gehalten und für hohe Ausgangsimpulsströme schwach gemacht wird.
3. 3. Impulsgenerator zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass mit mehreren sequenziell betriebenen Schaltungen I-I , I^1-I_n ¹ zur Energiespeicherung, Energieentladung und magnetischen Impulskompression für die Erzeugung aufeinanderfolgender Impulse mit schnellem Anstieg eine gemeinsame abgestimmte Last C., L., R. gekoppelt ist, deren Impedanz während der Impulserzeugung mit der Impulsstromamplitude variiert, und dass als Verbindung zwischen dieser Last und jeder der Impulskompressionsschaltungen je eine von mehreren Koppeltransformatorschaltungen T₁₁, T_1n eingefügt ist, die jeweils einen Schalter für die sequenzielle Entladung

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   gespeicherter Energie unter Impulskompression und deren Einkopplung üTber die entsprechende Koppeltransformatorschaltung in die Last enthalten®
4. 4. Impulsgenerator nach Anspruch 1_ff dadurch g©k@nmseichnet_f • dass die Koppeltransformatorschaltungen ge ©in©n Ssrienresonanzkreis enthalten»
5. 5. Impulsgenerator nach Anspruch 3j> dadurch gekannzeichnet, dass die Koppeltransformatorsehaltung©n je einen Koppelpfad mit schwacher magnetischer Kopplung enthalten«
6. 6. Impulsgenerator nach Anspruch 5 $ dadurch gekennzeichnet, dass die Koppeltransformatorschaltimgen sowohl einen Serienresonanzkreis als auch einen Koppelpfad mit schwacher magnetischer Kopplung sowie einen Senalter enthalten, der nach Erreichen angenähert gleicher Werte für di@ Impulsströme im Koppelpfad mit schwacher magnetischer Kopplung und im Serienresonanzkreis diesen aus dem Betrieb nimmt.
7. 7. Impulsgenerator nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Energiespeicher mit einer eigenen Speisespannungsquelle Em-E verbunden ist«,
8. 8. Impulsgenerator nach einem der Ansprüche 3 bis 7» dadurch gekennzeichnet, dass jede der Schaltungen für die Energiespeicherung und Energieentladung ein Paar von kaskadenartig zusammengeschalteten Ladestufen aufweist, die jeweils Serieninduktivitäten L₁₁, L₂-J, Thyristorschalter TR₁₁, TR₂₁ und Parallelkondensatoren C₁₁, C₂₁ enthalten, und dass jede zugehörige Schaltung zur magnetischen Impulskompression eine sättigbare Drossel SR₁₁ enthält, die in Serie zwischen die Ladestufen und die zugehörige

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   Koppeltransformatorschaltung T₁₁ eingefügt ist.
9. 9. Impulsgenerator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass durch Thyristorschalter SCR₁₁, SCRp* jeweils eine Einrichtung triggerbar ist, welche die entsprechende sättigbare Drossel SR₁₁ zur Sättigung bringt und daraufhin die in die Ladestufen eingeladene Energie über die entsprechende Koppeltransformatorschaltung T₁₁ in die abgestimmte Last L., C., R. hinein entlädt.
10. 10. Impulsgenerator nach einem der Ansprüche 3 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass weitere Schalter SCR_A1, SCR.₂ ^fu*r die Überbrückung der Koppeltransformatorschaltungen T₁₁ vorgesehen sind, die bei sequenziellem Erreichen der Scheitel der Impulse in Funktion treten und darauf ein Ausschwingen der abgestimmten Last L_A, C_A, R^ herbeiführen.

    T>r.Fr./er

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